JP2010022009A - 送信漏れ信号除去用適応フィルタ - Google Patents

Abstract

【課題】送信漏れ信号除去用適応フィルタ（４３０）。
【解決手段】ＲＦ集積回路上での製造に適した、無線全二重通信システムにおける送信（ＴＸ）漏れ除去に使用される適応フィルタについて記述する。適応フィルタは、加算器（５３０、５４０）と適応推定器（５１０）とを含む。加算器は、ＴＸ漏れ信号を有する入力信号と、ＴＸ漏れ信号の推定値を有する推定信号を受け取り、入力信号から推定信号を差し引き、減衰されたＴＸ漏れ信号を有する出力信号を提供する。適応推定器は、出力信号と、送信信号の１バージョンを有する基準信号を受け取り、出力信号と基準信号に基づいて入力信号中のＴＸ漏れ信号を推定し、推定信号を提供する。適応推定器は、ＬＭＳアルゴリズムを利用して、入力信号中のＴＸ漏れ信号と推定信号中のＴＸ漏れ信号推定値の間の平均二乗誤差を最小限に抑えてもよい。
【選択図】 図５

Description

本願は、２００３年１１月１３日に出願され、本願の譲受人に譲渡された、「ＣＤＭＡ受信機における送信漏れの適応フィルタリング（ＡＤＡＰＴＩＶＥ ＦＩＬＴＥＲＩＮＧ ＯＦ ＴＸ ＬＥＡＫＡＧＥ ＩＮ ＣＤＭＡ ＲＥＣＥＩＶＥＲＳ）」という名称の、米国仮出願第６０／５１９，５６１号の利益を主張するものであり、その全体は、あらゆる目的で参照として本明細書に組み込まれる。

［背景］
Ｉ．分野
本発明は、一般に、電子回路に関し、より詳細には、無線全二重通信システムにおける送信（ＴＸ）漏れ信号の有害な影響を緩和する技法に関する。

II．背景
無線全二重通信システムの無線機器は、双方向通信のために、データを同時に送受信することができる。かかる１つの全二重システムが、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムである。送信パス上では、無線機器内の送信機が、（１）データを無線周波数（ＲＦ）搬送信号上に変調してＲＦ変調信号を生成し、（２）ＲＦ変調信号を増幅して、適正な信号レベルを有する送信信号を獲得する。送信信号は、送受切換え器を介して経路指定され、アンテナから１つ以上の基地局に送信される。受信パス上では、無線機器内の受信機が、（１）アンテナと送受切換え器を介して受信信号を獲得し、（２）受信信号を増幅し、フィルタリングし、周波数逓降(downconvert)してベースバンド信号を獲得し、これをさらに処理して、（１つ以上の）基地局によって送信されたデータを回復する。

全二重無線機器では、受信機のＲＦ回路が、しばしば、送信機からの干渉を受ける。例えば、送信信号の一部分が、通常、送受切換え器から受信機に漏れ、漏れた信号（一般に、「ＴＸ漏れ」信号または「ＴＸフィードスルー」信号という）は、受信信号内の所望の信号への干渉を生じ得る。送信信号と所望の信号は、通常、２つの異なる周波数帯域にあるため、ＴＸ漏れ信号は、通常は、除去することができ、これ自体として問題を生じない。しかしながら、ＴＸ漏れ信号は、以下で説明するように、（所望の信号に近い周波数の、振幅の大きい不要な信号である）「ジャマー」と相互作用し合って、ジャマーの両側で「混変調」ひずみ成分を生成し得る。所望の信号の信号帯域内に含まれる、除去されないひずみ成分は、性能を低下させ得る付加雑音として働く。

ＴＸ漏れ信号を除去し、これの有害な影響を緩和するのに、しばしば、表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタが使用される。ＴＸ漏れ除去のためのＳＡＷフィルタの使用は、いくつかの理由で望ましくない。第１に、ＳＡＷフィルタは、通常、ＲＦ集積回路（ＲＦＩＣ）上に製造されないディスクリート部品であり、よって、回路基板上のスペースを取る。第２に、ＳＡＷフィルタは、通常、入出力インピーダンス整合のための別のディスクリート部品を必要とする。第３に、ＳＡＷフィルタとこれのインピーダンス整合回路は、無線機器のコストを増大させる。

したがって、当分野では、ＳＡＷフィルタを使用せずにＴＸ漏れ信号の有害な影響を緩和する技法が求められている。

本明細書では、無線全二重通信システム（ＣＤＭＡシステムなど）におけるＴＸ漏れ信号を減衰させることのできる適応フィルタについて述べる。適応フィルタは、増幅のための低雑音増幅器（ＬＮＡ）や、周波数逓降のための混合器などといった、受信機の他の回路ブロックと共に、ＲＦＩＣ上に製造され得る。適応フィルタは、ＳＡＷフィルタの前述の欠点を回避することができる。

一実施形態において、ＴＸ漏れ除去に使用するのに適した適応フィルタは、加算器と適応推定器（adaptive estimator）とを含む。加算器は、ＴＸ漏れ信号を有する入力信号と、ＴＸ漏れ信号の推定値を有する推定信号を受け取り、入力信号から推定信号を差し引き、減衰されたＴＸ漏れ信号を有する出力信号を提供する。適応推定器は、出力信号と、送信される信号の一部分または１バージョン（version）を有する基準信号を受け取り、出力信号と基準信号に基づいて入力信号中のＴＸ漏れ信号を推定し、ＴＸ漏れ信号推定値を有する推定信号を提供する。

適応推定器は、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを利用して、入力信号中のＴＸ漏れ信号と推定信号中のＴＸ漏れ信号推定値の間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小限に抑えてもよい。この場合、適応推定器は、（１）出力信号を同相基準信号と掛け合わせ、第１の同相信号を提供する第１の乗算器と、（２）第１の同相信号を積分し、第２の同相信号を提供する第１の積分器と、（３）第２の同相信号を、同相基準信号または直交基準信号と掛け合わせ、第３の同相信号を提供する第２の乗算器と、（４）出力信号を直交基準信号と掛け合わせ、第１の直交信号を提供する第３の乗算器と、（５）第１の直交信号を積分し、第２の直交信号を提供する第２の積分器と、（６）第２の直交信号を、同相または直交の基準信号と掛け合わせ、第３の直交信号を提供する第４の乗算器と、（７）第３の同相信号と第３の直交信号を合算し、推定信号を提供する加算器とを含み得る。乗算器は、混合器を用いて実施されてもよい。適応推定器は、以下で説明するように、性能を向上させるための他の回路ブロック／要素をさらに含んでいてもよい。直交位相分割器は、基準信号を受け取り、適応推定器のために同相および直交の基準信号を提供する。

以下で、本発明の様々な態様および実施形態をさらに詳細に説明する。

本発明の特徴および特性は、以下で述べる詳細な説明を図面と併せて読めばより明らかになるであろう。図面全体で、類似の参照符号は、それに対応するように識別するものである。

無線機器のＲＦ部分を示す図である。 無線機器内の受信機の様々な点における信号を示す図である。 無線機器内の受信機の様々な点における信号を示す図である。 無線機器内の受信機の様々な点における信号を示す図である。 ＲＦ ＳＡＷフィルタを備える受信機の実装形態を示す図である。 ＴＸ漏れ除去用適応フィルタを備える無線機器のＲＦ部分を示す図である。 適応フィルタの２つの実施形態を示す図である。 適応フィルタの２つの実施形態を示す図である。 適応フィルタの２つのより詳細な実施形態を示す図である。 適応フィルタの２つのより詳細な実施形態を示す図である。 安定性分析のための適応フィルタの簡略化モデルを示す図である。 ３つの異なる減衰係数についての適応フィルタの周波数応答を示す図である。 適応フィルタ内の二重混合による混変調ひずみの生成を示す図である。 適応フィルタ内の二重混合による混変調ひずみの生成を示す図である。 適応フィルタ内の二重混合による混変調ひずみの生成を示す図である。 適応フィルタ内の二重混合による混変調ひずみの生成を示す図である。

［詳細な説明］
「例（示的）」という語は、本明細書では、「例、実例、または説明例の役割を果たすもの」を意味する。本明細書で「例（示的）」と述べる任意の実施形態または設計は、必ずしも、他の実施形態または設計に優って好ましく、または有利であると解釈すべきものではない。

本明細書で述べる適応フィルタは、様々な無線全二重通信システムに使用され得る。また、これらの適応フィルタは、８２４から８９４ＭＨｚまでのセルラ帯域、１８５０から１９９０ＭＨｚまでのパーソナル通信システム（ＰＣＳ）帯域、１７１０から１８８０ＭＨｚまでのディジタルセルラシステム（ＤＣＳ）帯域、１９２０から２１７０ＭＨｚまでの国際移動通信方式（ＩＭＴ−２０００）帯域など、様々な周波数帯域にも使用され得る。明確にするために、以下の説明は、（１）８２４から８４９ＭＨｚまでの上り周波数帯域と、（２）８６９から８９４ＭＨｚまでの下り周波数帯域を含むセルラ帯域でのものである。上りと下りの周波数帯域は、それぞれ、無線機器の送信（ＴＸ）と受信（ＲＸ）の周波数帯域である。

図１に、無線機器１００のＲＦ部分のブロック図を示す。送信パス上では、送信機１１０内の電力増幅器（ＰＡ）１１２が、ＴＸ変調信号を受け取って、変調し、送信信号を提供する。送信信号は、送受切換え器１１６を介して経路指定され、アンテナ１１８を経由して１つ以上の基地局に送信される。また、送信信号の一部分は、送受切換え器１１６を介して受信パスにも結合し、または漏れる。ＴＸ漏れの量は、送受切換え器の送信ポートと受信ポートの間の隔離に左右され、セルラ帯域のＳＡＷ送受切換え器では、およそ５０ｄＢ程度になり得る。ＴＸ／ＲＸ隔離のレベルが低いほど、より高レベルのＴＸ漏れが生じる。

受信パス上では、所望の信号と、恐らく、ジャマーを含む受信信号が、アンテナ１１８を介して受け取られ、送受切換え器１１６を介して経路指定され、受信機１２０内のＬＮＡ１２２に提供される。また、ＬＮＡ１２２は、送信パスからのＴＸ漏れ信号も受け取り、これの入力側で受信側入力信号を増幅し、増幅ＲＦ信号、ｘ（ｔ）を提供する。フィルタ１３０は、増幅ＲＦ信号を受け取り、これをフィルタリングして、帯域外信号成分（ＴＸ漏れ信号など）を除去し、フィルタＲＦ信号、ｙ（ｔ）を提供する。混合器１３２は、フィルタＲＦ信号を受け取り、局部発振（ＬＯ）信号を用いてこれを周波数逓降し、周波数逓降信号を提供する。

図２Ａに、所望の信号２１２とジャマー２１４を含む、受信信号を示す。ジャマー２１４は、不要な信号であり、例えば、先進移動電話サービス（ＡＭＰＳ）システムで近くの基地局によって送信される信号などに対応し得る。ジャマーは、所望の信号よりはるかに高い振幅を有し、所望の信号に近い周波数に位置し得る。

図２Ｂに、ＬＮＡ１２２の入力側の信号を示す。この信号は、受信信号中の所望の信号２１２およびジャマー２１４と、送信パスからのＴＸ漏れ信号２１６を含む。送信信号は、しばしば、所望の信号よりはるかに振幅が大きいため、ＴＸ漏れ信号は、所望の信号に比べて大きい振幅を有することがある。

図２Ｃに、混合器１３２の出力側の信号を示す。ＬＮＡ１２２と混合器１３２の非線形性が、ＴＸ漏れ信号２１６上の変調を（帯域の狭い）ジャマー２１４に伝達させることがあり、次いで、この結果として、ジャマーの周りに拡張されたスペクトル２１８を生じる。このスペクトル拡張を混変調といい、以下でより詳細に説明する。図２Ｃに示すように、（陰付け部分で示す）拡張されたスペクトル２１８の部分２２０は、所望の信号帯域内に含まれ得る。部分２２０は、無線機器の性能を低下させる付加雑音として働く。この雑音は、さらに受信側感度を低下させるため、受信機によって確実に検出され得る最小の所望の信号が、より大きい振幅を有することが必要になる。

図３に、ＲＦ ＳＡＷフィルタ３３０を備える受信機１２０の従来の実装形態の概略図を示す。ＳＡＷフィルタ３３０は、鋭い遷移帯域端や、帯域外信号成分の大きな減衰など、様々な望ましい特性を有する。ＳＡＷフィルタ３３０は、しばしば、混合器１３２の入力側でＴＸ漏れ信号を除去して、混合器によって生成される混変調ひずみの量を低減するのに使用される。

ＬＮＡ１２２は、抵抗器３１２、インダクタ３１４、３１６、およびコンデンサ３１８によって形成される入力インピーダンス整合ネットワーク３１０を介してＳＡＷフィルタ３３０に結合する。ＳＡＷフィルタ３３０は、コンデンサ３４２、３４４、３４６およびインダクタ３４８、３５０によって形成される出力インピーダンス整合ネットワーク３４０を介して混合器１３２に結合する。コンデンサ３２０は、ＬＮＡ１２２のための、電源、ＶＣＣのフィルタリングを提供する。

ＴＸ漏れ信号フィルタリングのためのＲＦ ＳＡＷフィルタの使用には、いくつかの欠点がある。第１に、ＬＮＡ１２２と混合器１３２が、コストを低減し、信頼性を向上させるために単一のＲＦＩＣ内で実装される場合、ＳＡＷフィルタ３３０は、外部実装され、ＬＮＡと混合器へのインターフェースのための３つのＩＣパッケージピンを必要とする。第２に、ＳＡＷフィルタ３３０と、整合ネットワーク３１０、３４０のためのディスクリート部品は、余分な基板スペースを必要とし、無線機器のコストをさらに増加させる。第３に、ＳＡＷフィルタ３３０と整合ネットワーク３１０、３４０の挿入損失は、受信機のカスケード利得および雑音指数を低下させる。

ＴＸ漏れ信号を除去し、ＳＡＷフィルタでの前述の欠点を回避するのに、適応フィルタが使用され得る。適応フィルタは、ＲＦＩＣ（例えば、ＬＮＡと混合器に使用されるのと同じＲＦＩＣなど）上に実装され得るため、外部部品の追加基板スペースが必要とされず、コストが低減される。適応フィルタは、ＴＸ漏れ信号の所望の除去を達成し、低電力を消費するように設計され得る。

図４に、ＴＸ漏れ除去用適応フィルタ４３０を備える無線機器４００のＲＦ部分のブロック図を示す。送信パス上では、ＴＸ変調信号が、送信機４１０内の電力増幅器４１２によって増幅され、送受切換え器４１６を介して経路指定され、アンテナ４１８によって１つ以上の基地局に送信される。結合器４１４が電力増幅器４１２から送信信号を受け取り、この送信信号の一部分を基準信号、ｒ（ｔ）として提供する。

受信パス上では、受信信号が、アンテナ４１８によって受け取られ、送受切換え器４１６を介して経路指定され、受信機４２０内のＬＮＡ４２２に提供される。また、ＬＮＡ４２２は、送信パスからのＴＸ漏れ信号も受け取り、これの入力側でこの信号を増幅し、増幅ＲＦ信号、ｘ（ｔ）を提供する。適応フィルタ４３０が、増幅ＲＦ信号を受け取り、これをフィルタリングして、ＴＸ漏れ信号を減衰／除去し、フィルタＲＦ信号、ｙ（ｔ）を提供する。混合器４３２が、ＬＯ信号を用いてフィルタＲＦ信号を周波数逓降し、周波数逓降信号を提供する。

一般に、適応フィルタ４３０は、混合器４３２の前の受信パス上の任意の点に位置し得る。例えば、適応フィルタ４３０は、ＬＮＡ４２２の前または後に配置され得る。改善された雑音性能が、通常は、ＬＮＡ４２２の後に配置された適応フィルタ４３０を用いて実現され得る。

図５に、受信機４２０内の適応フィルタ４３０の一実施形態である、適応フィルタ４３０ａのブロック図を示す。適応フィルタ４３０ａは、ｒ（ｔ）基準信号に基づいてＴＸ漏れ信号の推定値、ｅ（ｔ）を生成し、さらに、ｘ（ｔ）信号からＴＸ漏れ信号推定値を差し引いて、混合器４３２のためのｙ（ｔ）信号を獲得する。また、ｘ（ｔ）信号を、フィルタ入力信号ともいい、ｙ（ｔ）信号を、フィルタ出力信号ともいう。

図５に示す実施形態では、適応フィルタ４３０ａは、ＬＭＳアルゴリズムを利用して、フィルタ入力信号中のＴＸ漏れ信号とＴＸ漏れ信号推定値の間の平均二乗誤差を最小限に抑える。適応フィルタ４３０ａは、直交位相分割器５０８と、ＬＭＳ適応推定器５１０ａと、加算器５４０とを含む。直交位相分割器５０８は、基準信号、ｒ（ｔ）を受け取り、同相基準信号、ｉ（ｔ）と、直交基準信号、ｑ（ｔ）を提供する。ｉ（ｔ）信号とｑ（ｔ）信号は、それぞれ、基準信号の同相成分と直交成分を含み、ｉ（ｔ）信号はｑ（ｔ）信号に９０°先行する。

ＬＭＳ推定器５１０ａは、同相区分５２０ａと、直交区分５２０ｂと、加算器５３０とを含む。同相区分５２０ａ内では、乗算器５２２ａが、ｉ（ｔ）信号を受け取って、ｙ（ｔ）信号と掛け合わせ、ｍ_ｉ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・ｉ（ｔ）であるｍ_ｉ（ｔ）信号を提供する。積分器５２４ａがｍ_ｉ（ｔ）信号を受け取って積分し、同相積分信号、ｗ_ｉ（ｔ）を提供する。乗算器５２８ａがｉ（ｔ）信号を受け取って、ｗ_ｉ（ｔ）信号と掛け合わせ、ｚ_ｉ（ｔ）＝ｗ_ｉ（ｔ）・ｉ（ｔ）であるｚ_ｉ（ｔ）信号を提供する。同様に、直交区分５２０ｂ内では、乗算器５２２ｂがｑ（ｔ）信号を受け取ってｙ（ｔ）信号と掛け合わせ、ｍ_ｑ（ｔ）＝ｙ（ｔ）・ｑ（ｔ）であるｍ_ｑ（ｔ）信号を提供する。積分器５２４ｂが、ｍ_ｑ（ｔ）信号を受け取って積分し、直交積分信号ｗ_ｑ（ｔ）を提供する。乗算器５２８ｂが、ｑ（ｔ）信号を受け取ってｗ_ｑ（ｔ）信号と掛け合わせ、ｚ_ｑ（ｔ）＝ｗ_ｑ（ｔ）・ｑ（ｔ）であるｚ_ｑ（ｔ）信号を提供する。乗算器５２２ａ、５２２ｂ、５２８ａ、および５２８ｂは、４象現乗算器である。加算器５３０が、ｚ_ｉ（ｔ）信号とｚ_ｑ（ｔ）信号を受け取ってこれらを合算し、ＬＭＳアルゴリズムに基づいて獲得されたＴＸ漏れ信号推定値を含む、推定信号、ｅ（ｔ）を提供する。ｗ_ｉ（ｔ）信号とｗ_ｑ（ｔ）信号は、事実上、ＴＸ漏れ信号を推定するのに使用される重みである。

加算器５４０は、ＬＭＳ推定器５１０ａからの推定信号、ｅ（ｔ）と、受信信号およびＴＸ漏れ信号を含むフィルタ入力信号、ｘ（ｔ）を受け取る。加算器５４０は、フィルタ入力信号から推定信号を差し引き、フィルタ出力信号、ｙ（ｔ）を提供する。

ＬＭＳアルゴリズムでは、ＬＭＳ推定器５１０ａからの推定信号が、以下の式で表され得る。

式中、μは、加算器５４０の出力から加算器５４０の反転入力までの全体利得が１に等しくなる、ＬＭＳ推定器５１０ａの単位利得角周波数である。パラメータμは、加算器５４０の出力から反転入力までのフィードバックループ内のすべての回路ブロックの利得を含み、ｒａｄ／ｓｅｃ／Ｖ^２単位で与えられる。式（１）は、各積分器が理想的であり、ＤＣで単極を有するものと仮定している。

適応フィルタ４３０ａからのフィルタ出力信号は、以下の式で表され得る。

フィルタ出力信号、ｙ（ｔ）は、しばしば、誤差信号と呼ばれる。簡単にするために、以下の分析では、ｘ（ｔ）信号がＴＸ漏れ信号だけを含むものと仮定する。また、ＴＸ漏れ信号と同相および直交の基準信号もまた、以下の形を有する正弦波であるものと仮定され得る。

式中、Ａは、ＴＸ漏れ信号の振幅であり、
φは、ＴＸ漏れ信号のランダムな角度であり、
Ｂは、ｒ（ｔ）基準信号の振幅であり、
ωは、送信信号と基準信号の角周波数である。

周波数ｆとこれの角周波数ωは２πを係数とする関係にあり、すなわち、ω＝２π・ｆである。式（２）は、式（３）に示す信号を用いて、以下のように、線形２次常微分方程式に変換され得る。

式（４）は、ラプラス変換を使って、以下のように解決され得る。

式中、ｙ（０）とｙ’（０）は、それぞれ、ｙ（ｔ）とｄｙ（ｔ）／ｄｔの初期条件である。ｔ≦０で基準信号が適用されない（すなわち、ｔ≦０でｉ（ｔ）＝０かつｑ（ｔ）＝０）の場合、ｔ≦０でｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ）であり、初期条件は、以下の式で表され得る。

式（６）に示す初期条件の場合、適応フィルタ出力、ｙ（ｔ）のラプラス変換は、以下の式で表され得る。

式中、ζは、ζ＝μ・Ｂ^２／（２ω）である、減衰係数である。適応フィルタ入力ｘ（ｔ）のラプラス変換は、以下の式で表され得る。

その場合、適応フィルタ４３０ａの伝達関数は、以下の式で表され得る。

式中、ｓ＝ｊω_ｘであり、ω_ｘは角周波数の変数である。

図１０に、３つの異なる減衰係数での適応フィルタ４３０ａの周波数応答を示す。これらの周波数応答は、ω／２π＝８３５ＭＨｚの周波数のシングルトーンからなるＴＸ漏れ信号について与えられる。図１０のプロット１０１２に、最も狭いノッチと、セルラ帯域の８６９から８９４ＭＨｚまでのＲＸ周波数帯域における最少の減衰量を有する、ζ＝０．００１の減衰係数での周波数応答を示す。図１０のプロトコル１０１４と１０１６に、それぞれ、ζ＝０．０１とζ＝０．１の減衰係数での周波数応答を示す。減衰係数が増大するにつれて、ノッチは広がり、ＲＸ周波数帯域での減衰量は増大する。理想の適応フィルタは、ＴＸ漏れ信号の無限減衰を達成することができる。実地の適応フィルタによって達成されるＴＸ漏れ減衰量は、以下で述べるように、適応フィルタの欠陥に左右される。

式（７）のＹ（ｓ）の逆ラプラス変換は、以下の式で表され得る。

指数関数項ｅ^−ζωｔは、設定時間、よって、ＬＭＳアルゴリズムの収束速度を制御する。図１０に示すように、フィルタひずみおよび減衰を低減するために、減衰係数ζは、１よりずっと小さくする（すなわち、ζ＜＜１）必要があるため、式（１０）は、以下のように簡略化され得る。

式（１１）は、フィルタ出力信号が、単に、フィルタ入力信号の指数関数的に減衰するバージョンにすぎないことを示すものである。３０ｄＢｃのＴＸ漏れ除去では、ｅ^−ζωｔ＝１０^{−３０／２０}であり、設定時間は、以下の式で表され得る。

適応フィルタ４３０ａは、適応フィルタの回路ブロックすべてが完全に線形である場合でさえも、混変調ひずみを生成する。混変調ひずみは、図１１Ａから１１Ｄに示すように、乗算器５２２と５２８の周波数混合機能によって生成される。

図１１Ａに、フィルタ入力信号、ｘ（ｔ）が、周波数ｆ_ＴＸを中心とするＴＸ漏れ信号１１１２と、周波数ｆ_Ｊに位置するシングルトーンジャマーを含む場合を示す。この例では、ジャマー周波数は、所望の信号の信号帯域に近く、ｆ_Ｊ−ｆ_ＴＸ≒４５ＭＨｚであり、これは、セルラ帯域でのＴＸとＲＸの周波数帯域の分離である。

図１１Ｂに、乗算器５２２ａと５２２ｂのそれぞれの出力における信号成分を示す。ＤＣにおける信号成分１１２２と２ｆ_ＴＸにおける信号成分１１２６は、ＴＸ漏れ信号と、ｉ（ｔ）基準信号およびｑ（ｔ）基準信号の間の混合によって生成される。ｆ_Ｊ−ｆ_ＴＸにおける信号成分１１２４とｆ_Ｊ＋ｆ_ＴＸにおける信号成分１１２８は、ジャマーと基準信号の間の混合によって生成される。

図１１Ｃに、積分器５２４ａと５２４ｂのそれぞれの出力における信号成分を示す。この分析では、各積分器５２４が、ＤＣにおいて単極である、理想の伝達関数を有する。ｆ_Ｊ−ｆ_ＴＸにおける信号成分１１２４は、特定の量だけ減衰され、より高い周波数における信号成分１１２６と１１２８は、より大きい量だけ減衰され、無視し得る。信号成分１１２４は、ジャマーと送信信号の畳み込みスペクトルを含む不要な成分を表す。

図１１Ｄに、適応フィルタ４３０ａの出力における信号成分を示す。ｆ_Ｊを中心とする信号成分１１４４が、ｆ_Ｊ−ｆ_ＴＸを中心とする信号成分１１２４と、ｆ_ＴＸを中心とする基準信号の混合によって生成される。乗算器５２２ａ／５２２ｂと乗算器５２８ａ／５２８ｂの二重の混合作用によって、ｆ_ＴＸを中心とする送信信号成分が、ジャマー周波数ｆ_Ｊに伝達されることになる。信号成分１１４４は、加算器５４０によってフィルタ入力信号に加えられる混変調ひずみを表す。フィルタ出力信号は、減衰／除去ＴＸ漏れ信号１１１２と、減衰されないジャマー１１１４と、信号成分１１４４を含む。

適応フィルタ４３０ａによって生成される混変調ひずみは、３次ひずみによって分析され得る。この分析では、送信信号（よって、基準信号）は、ｆ_ＴＸ±Δｆ／２の周波数において２つの狭い間隔を置いた狭いトーンを含む。フィルタ入力信号は、（１）２つの送信トーンを有するＴＸ漏れ信号と、（２）ｆ_Ｊの周波数における帯域内シングルトーンジャマーを含む。適応フィルタが、フィルタ出力信号、ｙ（ｔ）がジャマーだけを含むように、ＴＸ漏れ信号を完全に除去する場合、これの３次ひずみ、ｄ（ｔ）が、以下のように導き出される。

式中、ｉ（ｔ）＝Ｂ・［ｓｉｎ（（ω−Δω／２）・ｔ）＋ｓｉｎ（（ω＋Δω／２）・ｔ）］であり、
ｑ（ｔ）＝Ｂ・［ｃｏｓ（（ω−Δω／２）・ｔ）＋ｃｏｓ（（ω＋Δω／２）・ｔ）］であり、
ｙ（ｔ）＝Ｃ・ｃｏｓ（ω_Ｊｔ）であり、式中、Ｃはジャマーの振幅である。

式（１３）は、図１１Ａから１１Ｄについて前述したように、２つの３次ひずみ項がｆ_Ｊ±Δｆの周波数において生成されることを示すものである。

３次ひずみ除去比（ＴＢＲＲ）が、混変調ひずみの振幅に対するジャマー振幅の比として定義される。ＴＢＲＲは、式（１３）に関して単純な三角法操作を行い、３次ひずみ振幅に対するジャマー振幅の比を取ることによって獲得され得る。ＴＢＲＲは、以下の式で表され得る。

式中、ζ＝μ・Ｂ^２／（２ω_ＴＸ）は減衰係数である。式（１４）は、ｆ_ＴＸ＝８４９ＭＨｚとｆ_Ｊ＝８９４ＭＨｚについて、ζ≦８．１×１０^−６の減衰係数で、６８ｄＢｃのＴＢＲＲが獲得され得ることを示すものである。設定時間は、この減衰係数では、８１マイクロ秒である。

図６に、受信機４２０内の適応フィルタ４３０の別の実施形態である、適応フィルタ４３０ｂのブロック図を示す。適応フィルタ４３０ｂは、（１）適応フィルタによって生成される混変調ひずみの振幅を低減し、（２）より高速なＬＭＳアルゴリズム収束を達成し、（３）設定時間を短縮するのに使用される別の極を含む。

適応フィルタ４３０ｂは、ＬＭＳ適応推定器５１０ｂと加算器５４０を含む。ＬＭＳ適応推定器５１０ｂは、図５のＬＭＳ推定器５１０ａの回路ブロックすべてを含む。ＬＭＳ適応推定器５１０ｂは、さらに、（１）積分器５２４ａの出力と乗算器５２８ａの入力の間に配置された単極または１次低域フィルタ（ＬＰＦ）５２６ａと、（２）積分器５２４ｂの出力と乗算器５２８ｂの入力の間に配置された単極低域フィルタ５２６ｂを含む。各低域フィルタ５２６は、例えば、直列抵抗器と回路接地への分路コンデンサで構成されるＲＣ低域ネットワークを用いて実施されてもよい。単極の周波数は、適応フィルタが無条件に安定するように選択される。一例として、別の極が３１８ＫＨｚで配置されると、減衰係数は、ζ＝１×１０^−４まで増大し、設定時間は、６マイクロ秒まで短縮され、ＴＢＲＲは、８０ｄＢｃに優って改善され得る。これらの改善はすべて、無条件に安定な適応フィルタを用いて達成される。また、高次の、かつ／または異なる周波数に配置された極を備える低域フィルタが低域フィルタ５２６ａおよび５２６ｂに使用されてもよい。

理想の適応フィルタは、フィルタ出力信号がＴＸ漏れ信号を全く含まないようなＴＸ漏れ信号の無限除去を実現する。しかしながら、実地の／実現可能な適応フィルタの様々な欠点が、達成され得るＴＸ漏れ除去の量を制限する。かかる欠点には、例えば、積分器の有限利得や、ＬＭＳ推定器の回路ブロックの非ゼロＤＣオフセットなどが含まれ得る。

ＴＸ漏れ除去比（ＴＸＲＲ）は、適応フィルタ入力におけるＴＸ漏れ信号電力に対する、適応フィルタ出力におけるＴＸ漏れ信号電力の比である。適応フィルタ４３０のＴＸＲＲ要件は、例えば、（１）ＬＮＡ４２２の出力において期待される最大ＴＸ漏れ信号電力や、（２）混合器４３２の入力における最大許容ＴＸ漏れ信号電力など、様々な要因に左右される。約３０ｄＢのＴＸＲＲを有する適応フィルタは、ＲＦ ＳＡＷフィルタを備える受信機（図３に示す受信機など）によって達成されるものに匹敵する性能を提供できることが示され得る。一般に、適応フィルタのＴＸＲＲ要件は、前述の要因や、恐らく別の要因など、様々な要因に左右される。

適応フィルタ４３０ａと４３０ｂは、類似のＴＸＲＲ性能を有する。適応フィルタ４３０ａによって達成される実際のＴＸＲＲは、例えば、（１）積分器と乗算器の全体利得や、（２）乗算器と積分器のＤＣオフセットなど、様々な要因に左右される。不適切な全体利得が、適応フィルタによって達成され得るＴＸＲＲを制限する。よって、全体利得は、必要なＴＸＲＲが達成され、積分器と乗算器の間でおおよそ分散されるように選択される。

また、ＤＣオフセットも、適応フィルタ４３０ａのＴＸＲＲ性能に悪影響を及ぼし得る。乗算器５２２ａ、５２２ｂ、５２８ａおよび５２８ｂは、通常、２つの入力の不均衡に起因するＤＣ応答を有する。積分器５２４ａと５２４ｂは、ランダムな入力ＤＣオフセットのみならず、系統的な入力ＤＣオフセットも有する。ＤＣオフセットは、フィルタによるＴＸ漏れ除去量を低減させる誤差を導入する。また、積分器は、これらの大きなＤＣ利得のために、最初に、結合ＤＣオフセットによって飽和し得る。飽和すると、積分器は、適応フィルタに長い設定時間をもたらす、非常に低い利得を有する。ＤＣオフセットによる飽和を防ぐために、適応フィルタを使用可能にする前に、各積分器の出力を（例えば、各積分器の差動出力を一緒に短絡させることによって）リセットし、この後で解放してもよい。

様々な技法を使って、同相パスと直交パスのための低結合ＤＣオフセットが達成され得る。結合ＤＣオフセットは、
＊ 乗算器５２２ａおよび５２２ｂの利得を増大させ、これらのＤＣオフセットを低減すること、
＊ 基準信号電力を増大させる（すなわちＢを増加させる）こと、および／または、
＊ チョッパ安定化やオートゼロ技法など、動的オフセット補正技法を使用すること
によって低減され得る。

乗算器利得は、乗算器５２２ａおよび５２２ｂを混合器に変換し、同相および直交の基準信号を強いＬＯ信号として使用することによって増大され得る。混合器の高い利得（例えば、混合器設計の一例では約５０ｄＢ）は、積分器のＤＣオフセットへの影響を著しく低減することができる。混合器の出力ＤＣオフセットは、混合器の固有のチョッピング動作のために低い。

チョッパ安定化技法は、低入力ＤＣオフセット電圧（例えば、１０μＶ未満など）を達成することもできる。相関二重サンプリング法などのオートゼロ技法は、通常、雑音フロアを増大させ、これは、次いで、ＲＸ周波数帯域を汚染し得る。よって、オートゼロ技法は、慎重に使用すべきである。

適応フィルタ４３０は、本質的に、受信機の雑音指数を低下させる付加雑音を導入する。適応フィルタ４３０は、当分野で知られている様々な回路設計技法を使って、雑音への影響を最小限に抑えるように設計され得る。このようにして、適応フィルタ４３０からの付加雑音の影響があっても、システム要件を満たすことができる。

適応フィルタ４３０は、フィードバックシステムであり、フィードバックループに沿った総位相遅延が１８０°であり、かつループ利得が１より大きい場合には、不安定になる。理想の適応フィルタでは、フィードバックループに沿った遅延は、積分器によって導入される９０°だけである。実地の適応フィルタでは、遅延が、適応フィルタ内の各回路ブロックによって導入される。

図７に、適応フィルタ４３０のより詳細な実施形態である、適応フィルタ４３０ｃのブロック図を示す。直交位相分割器７０８が、基準信号、ｒ（ｔ）を受け取り、差動同相基準信号ｉ’（ｔ）と、差動直交基準信号ｑ’（ｔ）を提供する。

前置増幅器７１８が、フィルタ入力信号、ｘ（ｔ）を受け取ってこれを増幅し、同相区分７２０ａと直交区分に差動出力信号ｙ’（ｔ）を提供する。同相区分７２０ａ内では、乗算器７２２ａがｙ’（ｔ）信号を受け取ってｉ’（ｔ）信号と掛け合わせ、差動ｍ’_ｉ（ｔ）信号を提供する。積分器７２４ａが、ｍ’_ｉ（ｔ）信号を受け取ってこれを積分し、差動ｗ’_ｉ（ｔ）信号を提供する。積分器７２４ａは、図７に示すように、増幅器と、増幅器の差動出力と差動入力の間に結合された２つのコンデンサを用いて実施される。乗算器７２８ａが、ｗ’_ｉ（ｔ）信号を受け取ってｉ’（ｔ）信号と掛け合わせ、ｚ’_ｉ（ｔ）信号を提供する。直交区分７２０ｂ内では、乗算器７２２ｂ、積分器７２４ｂ、および乗算器７２８ｂが、同様に、ｙ’（ｔ）信号をｑ’（ｔ）信号を用いて処理し、ｚ’_ｑ（ｔ）信号を提供する。ｚ’_ｉ（ｔ）信号とｚ’_ｑ（ｔ）信号は、電流出力であり、これらの出力を繋ぎ合わせることによって組み合わせて、推定信号、ｅ（ｔ）が獲得され得る。前置増幅器７１８の入力側でｅ（ｔ）信号とｘ（ｔ）信号を繋ぎ合わせるよって、ｅ（ｔ）信号がｘ（ｔ）信号から差し引かれる。図７に示す回路実施形態では、加算器は、前置増幅器７１８の入力側の黒点で示すノードであり、適応フィルタの入力は、これの出力でもある（すなわち、ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ））。

前置増幅器７１８は、ＴＸ漏れ信号の周波数においてΔφ_１の遅延を有する。乗算器７２２ａと７２２ｂは、それぞれ、ＲＦ入力とＬＯ入力の不等な遅延によりΔφ_２の遅延を有する。乗算器７２８ａと７２８ｂは、それぞれ、ＴＸ漏れ信号の周波数において、基準信号から乗算器出力まで、Δφ_３の遅延を有する。適応フィルタ４３０ｃの総遅延Δφは、Δφ＝Δφ_１＋Δφ_２＋Δφ_３として算出され得る。

図９に、安定性分析に適した適応フィルタの簡略化されたモデル９００を示す。加算器９１２が、積分器９１６の出力を受け取り、これをフィルタ入力信号、Ｖ_ｉｎから差し引き、フィルタ出力信号、Ｖ_ｏｕｔを提供する。遅延素子９１４が、Ｖ_ｏｕｔ信号を、Δφの遅延だけ遅延される。積分器９１６が、伝達関数Ｇ_０／（ｓ／ｐ＋１）を用いて、遅延信号を積分する。フィルタ出力信号からフィルタ入力信号までの伝達関数は、以下の式で表され得る。

式（１５）のステップ応答が、以下の式で表され得る。

式（１６）は、フィルタ出力信号が、ｐにおける積分極に起因するｅ^−ｐｔの指数関数的減衰を有する振動信号であることを示すものである。遅延Δφの存在は、フィルタ出力信号に振動を導入する。振動の振幅は、遅延Δφに応じて減衰し、または増大する。適応フィルタは、（１）Δφが−９０°から＋９０°の範囲内にある場合は安定であり、｜Δφ｜が９０°を超える場合は不安定であることが示され得る。例えば、Δφ_１＝４０°、Δφ_２＝０°、かつΔφ_３＝６０°である場合、Δφ＝１００°であり、適応フィルタは振動する。

図８に、適応フィルタ４３０の別のより詳細な実施形態である、適応フィルタ４３０ｄのブロック図を示す。適応フィルタ４３０ｄは、ＲＦ周波数における位相遅延（Δφ_１やΔφ_３など）を補償することのできるアーキテクチャを利用する。適応フィルタ４３０ｄは、図７の適応フィルタ４３０ｃの回路ブロックすべてを含む。しかしながら、適応フィルタ４３０ｄは、区分７２０ａと７２０ｂのそれぞれの２つの乗算器に異なる基準信号を使用する。同相区分７２０ａでは、乗算器７２２ａがｉ’（ｔ）信号によって駆動され、乗算器７２８ａが（ｉ’（ｔ）信号ではなく）ｑ’（ｔ）信号によって駆動される。直交区分７２０ｂでは、乗算器７２２ｂが、ｑ’（ｔ）信号によって駆動され、乗算器７２８ｂが、（ｑ’（ｔ）信号ではなく）ｉ’（ｔ）信号によって駆動される。よって、乗算器７２８ａと７２８ｂのＬＯ信号は、それぞれ、乗算器７２２ａと７２２ｂのＬＯ信号に９０°先行する。また、総遅延Δφも、これに応じて９０°低減される。前述の例では、総遅延は、１００°ではなくΔφ＝１０°であり、適応フィルタは安定である。

図５と６に示す適応フィルタは、様々な方法で実施され得る。２つの例示的実装形態が、図７と８に示されている。また、適応フィルタの回路ブロックも、様々な方法で実施され得る。例えば、乗算器が混合器を用いて実施されてもよく、加算器が電流出力を繋ぎ合わせることによって実施されてもよく、以下同様である。また、適応フィルタは、差動またはシングルエンド形回路設計を用いて実施されてもよい。図７と８に、図５の適応フィルタ４３０ａの差動設計の例が示されている。差動設計は、よりよい雑音排除性など、シングルエンド形設計に優るいくつかの利点を提供し得る。

本明細書で述べる適応フィルタは、ＬＭＳ適応推定器を利用してＴＸ漏れ信号を推定する。他の種類の推定器を使ってＴＸ漏れ信号が推定されてもよく、これも本発明の適用範囲内に含まれる。例えば、送信信号は、ＴＸ周波数帯域を超えて位置していてもよく、重み値ｗ_ｉとｗ_ｑが、それぞれ、同相区分と直交区分について求められ、これを図５のｗ_ｉ（ｔ）とｗ_ｑ（ｔ）の代わりに使用してＴＸ漏れ信号が推定されてもよい。

また、適応フィルタは、様々な方法で訓練されてもよい。例えば、適応フィルタが、（知られている訓練信号を含む）訓練バースト（training burst）の開始時に使用可能にされ、重み値が、このバーストに基づいて導出されてもよい。重み値は、この後、固定され、信号区間にＴＸ漏れ信号を推定するのに使用されてもよい。重み値は、訓練バーストが利用可能なときにいつでも更新され得る。収束を加速させるために、ＲＦチャネルから離れる前に、積分器の条件が決定されて格納され、次にＲＦチャネルが選択されるときに、積分器が、格納された条件を用いて初期設定されてもよい。

また、本明細書で述べる適応フィルタは、様々なシステムおよび用途に使用されてもよい。例えば、適応フィルタは、セルラシステム、ＯＦＤＭシステム、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、多入力多出力（ＭＩＭＯ）システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）などといった、無線全二重通信システムで使用され得る。全二重セルラシステムには、ＣＤＭＡシステムとＧＳＭシステム（移動通信のためのグローバルシステム）が含まれ、ＣＤＭＡシステムには、ＩＳ−９５、ＩＳ−２０００、ＩＳ８５６、および広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）システムが含まれる。適応フィルタは、無線全二重通信システムで基地局のみならず、無線機器にも使用され得る。

本明細書で述べる適応フィルタは、集積回路（ＩＣ）、ＲＦ集積回路、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、または本明細書で述べる機能を実行するように設計された他の電子ユニット内で実施されてもよい。また、適応フィルタは、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）、バイポーラ接合型トランジスタ（ＢＪＴ）、バイポーラＣＭＯＳ（ＢｉＣＭＯＳ）、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）など、様々なＩＣプロセス技術を用いて製造されてもよい。

開示の実施形態の前述の説明は、当業者が本発明を作成し、または使用することを可能にするために提供するものである。当業者には、これらの実施形態への様々な変更が容易に明らかになるものであり、本明細書で定義する一般原理は、本発明の精神または範囲を逸脱することなく、別の実施形態にも適用され得る。よって、本発明は、本明細書で示す実施形態だけに限定されるものではなく、本発明には、本明細書で開示する原理および新規の特徴と整合性を有する最も幅広い範囲が許容されるべきである。

Claims (28)

1. 集積回路であって、
   無線全二重通信システムで送信される変調信号の一部分に対応する送信漏れ信号を有する入力信号を受け取り、前記送信漏れ信号の推定値を有する推定信号を受け取り、前記入力信号から前記推定信号を差し引き、減衰された前記送信漏れ信号を有する出力信号を提供するように動作する加算器と、
   前記出力信号と、前記変調信号の１バージョンを有する基準信号を受け取り、前記出力信号と前記基準信号に基づいて前記入力信号中の前記送信漏れ信号を推定し、前記送信漏れ信号の前記推定値を有する前記推定信号を提供するように動作する推定器と、
   を備える集積回路。
2. 受信側入力信号を増幅し、前記入力信号を提供するように動作する低雑音増幅器（ＬＮＡ）をさらに備える、請求項１に記載の集積回路。
3. 前記出力信号を増幅し、ベースバンドへの周波数逓降のための増幅信号を提供するように動作する低雑音増幅器（ＬＮＡ）をさらに備える、請求項１に記載の集積回路。
4. 局部発振（ＬＯ）信号を用いて前記出力信号を周波数逓降し、周波数逓降信号を提供するように動作する混合器をさらに備える、請求項１に記載の集積回路。
5. 前記推定器は、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを利用して、前記入力信号中の前記送信漏れ信号と前記推定信号中の前記送信漏れ信号の前記推定値の間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小限に抑える、請求項１に記載の集積回路。
6. 前記推定器は、
   前記出力信号を同相基準信号と掛け合わせ、第１の同相信号を提供するように動作する第１の乗算器と、
   前記第１の同相信号を積分し、第２の同相信号を提供するように動作する第１の積分器と、
   前記第２の同相信号を、前記基準信号から生成される前記同相基準信号または直交基準信号と掛け合わせ、第３の同相信号を提供するように動作する第２の乗算器と、
   前記出力信号を前記直交基準信号と掛け合わせ、第１の直交信号を提供するように動作する第３の乗算器と、
   前記第１の直交信号を積分し、第２の直交信号を提供するように動作する第２の積分器と、
   前記第２の直交信号を前記同相または直交の基準信号と掛け合わせ、前記第３の同相信号と合算することによって前記推定信号を獲得するための第３の直交信号を提供するように動作する第４の乗算器と、
   を備える、請求項１に記載の集積回路。
7. 前記基準信号を受け取り、前記同相基準信号と前記直交基準信号を提供するように動作する直交位相分割器をさらに備える、請求項６に記載の集積回路。
8. 前記第２の乗算器は、前記第２の同相信号を前記直交基準信号と掛け合わせるように動作し、前記第４の乗算器は、前記第２の直交信号を前記同相基準信号と掛け合わせるように動作する、請求項６に記載の集積回路。
9. 前記第２の乗算器は、前記第２の同相信号を前記同相基準信号と掛け合わせるように動作し、前記第４の乗算器は、前記第２の直交信号を前記直交基準信号と掛け合わせるように動作する、請求項６に記載の集積回路。
10. 前記第１、第２、第３、および第４の乗算器は混合器を用いて実施され、前記同相および直交の基準信号は、前記混合器のための局部発振（ＬＯ）信号として使用される、請求項６に記載の集積回路。
11. 前記推定器は、
    前記第１の積分器と前記第２の乗算器の間に結合されている第１の低域フィルタと、
    前記第２の積分器と前記第４の乗算器の間に結合されている第２の低域フィルタと、
    をさらに備える、請求項６に記載の集積回路。
12. 前記第１と第２の低域フィルタは、単極低域フィルタである、請求項１１に記載の集積回路。
13. 前記推定器を使用可能にする前に、前記第１と第２の積分器の出力をリセットするように動作するスイッチをさらに備える、請求項６に記載の集積回路。
14. 前記第１から第４までの乗算器と、前記第１および第２の積分器は、差動回路設計を用いて実施されている、請求項６に記載の集積回路。
15. 前記推定器は、訓練バーストに基づいて１組の重み値を導出し、前記１組の重み値を使って、前記入力信号中の前記送信漏れ信号を推定するように動作する、請求項１に記載の集積回路。
16. 前記推定器は、少なくとも３０ｄＢの前記送信漏れ信号の除去を実現する、請求項１に記載の集積回路。
17. 無線全二重通信システムにおける無線機器であって、
    受信側入力信号を増幅し、送信される変調信号の一部分に対応する送信漏れ信号を有する入力信号を提供するように動作する低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、
    前記入力信号と、前記変調信号の１バージョンを有する基準信号を受け取り、出力信号と前記基準信号に基づいて前記送信漏れ信号の推定値を有する推定信号を生成し、前記入力信号から前記推定信号を差し引いて、減衰された前記送信漏れ信号を有する前記出力信号を獲得するように動作する適応フィルタと、
    前記出力信号を受け取り、局部発振（ＬＯ）信号を用いて前記出力信号を周波数逓降し、周波数逓降信号を提供するように動作する混合器と、
    を備える無線機器。
18. 前記無線全二重通信システムは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムである、請求項１７に記載の無線機器。
19. 前記適応フィルタは、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを利用して、前記入力信号中の前記送信漏れ信号と前記推定信号中の前記送信漏れ信号の前記推定値の間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小限に抑える、請求項１７に記載の無線機器。
20. 前記適応フィルタは、
    前記出力信号を同相基準信号と掛け合わせ、第１の同相信号を提供するように動作する第１の乗算器と、
    前記第１の同相信号を積分し、第２の同相信号を提供するように動作する第１の積分器と、
    前記第２の同相信号を、前記基準信号から生成される前記同相基準信号または直交基準信号と掛け合わせ、第３の同相信号を提供するように動作する第２の乗算器と、
    前記出力信号を前記直交基準信号と掛け合わせ、第１の直交信号を提供するように動作する第３の乗算器と、
    前記第１の直交信号を積分し、第２の直交信号を提供するように動作する第２の積分器と、
    前記第２の直交信号を前記同相または直交の基準信号と掛け合わせ、前記第３の同相信号と合算することによって前記推定信号を獲得するための第３の直交信号を提供するように動作する第４の乗算器と、
    前記入力信号から前記推定信号を差し引き、前記出力信号を提供するように動作する加算器と、
    を備える、請求項１７に記載の無線機器。
21. 無線全二重通信システムにおける装置であって、
    送信される変調信号の一部分に対応する送信漏れ信号を有する入力信号から、前記送信漏れ信号の推定値を有する推定信号を差し引き、減衰された前記送信漏れ信号を有する出力信号を提供する手段と、
    前記出力信号と、前記変調信号の１バージョンを有する基準信号に基づいて前記入力信号中の前記送信漏れ信号を推定し、前記推定信号を提供する手段と、
    を備える装置。
22. 前記入力信号中の送信漏れ信号は、最小平均二乗（ＬＭＳ）に基づいて、前記入力信号中の前記送信漏れ信号と前記送信漏れ信号の前記推定値の間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小限に抑えるように推定される、請求項２１に記載の装置。
23. 前記入力信号中の前記送信漏れ信号を推定する前記手段は、
    前記出力信号を同相基準信号と掛け合わせて第１の同相信号を獲得する手段と、
    前記第１の同相信号を積分して第２の同相信号を獲得する手段と、
    前記第２の同相信号を、前記基準信号から生成される前記同相基準信号または直交基準信号と掛け合わせて第３の同相信号を獲得する手段と、
    前記出力信号を前記直交基準信号と掛け合わせて第１の直交信号を獲得する手段と、
    前記第１の直交信号を積分して第２の直交信号を獲得する手段と、
    前記第２の直交信号を前記同相または直交の基準信号と掛け合わせて第３の直交信号を獲得する手段と、
    前記第３の同相信号と前記第３の直交信号を合算して前記推定信号を獲得する手段と
    を備える、請求項２１に記載の装置。
24. 前記入力信号中の前記送信漏れ信号を推定する前記手段は、
    前記第２の同相信号をフィルタリングして、前記同相または直交の基準信号と掛け合わせて前記第３の同相信号を獲得するためのフィルタリングされた第２の同相信号を獲得する手段と、
    前記第２の直交信号をフィルタリングして、前記同相または直交の基準信号と掛け合わせて前記第３の直交信号を獲得するためのフィルタリングされた第２の直交信号を獲得する手段と、
    をさらに備える、請求項２３に記載の装置。
25. 前記第２の同相信号と前記第２の直交信号を知られている値にリセットする手段をさらに備える、請求項２３に記載の装置。
26. 無線全二重通信システムにおいて送信漏れ信号を抑圧する方法であって、
    送信される変調信号の一部分である送信漏れ信号を有する入力信号から、前記送信漏れ信号の推定値を有する推定信号を差し引いて、減衰された前記送信漏れ信号を有する出力信号を獲得することと、
    前記出力信号と、前記変調信号の１バージョンを有する基準信号に基づいて、前記入力信号中の前記送信漏れ信号を推定し、前記送信漏れ信号の前記推定値を有する前記推定信号を提供することと、
    を備える方法。
27. 前記入力信号中の送信漏れ信号は、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムに基づき、前記入力信号中の前記送信漏れ信号と前記送信漏れ信号の前記推定値の間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小限に抑えるように推定される、請求項２６に記載の方法。
28. 前記送信漏れ信号を推定することは、
    前記出力信号を同相基準信号と掛け合わせて第１の同相信号を獲得することと、
    前記第１の同相信号を積分して第２の同相信号を獲得することと、
    前記第２の同相信号を、前記基準信号から生成される前記同相信号または直交基準信号と掛け合わせて第３の同相信号を獲得することと、
    前記出力信号を前記直交基準信号と掛け合わせて第１の直交信号を獲得することと、
    前記第１の直交信号を積分して第２の直交信号を獲得することと、
    前記第２の直交信号を前記同相または直交の基準信号と掛け合わせて第３の直交信号を獲得することと、
    前記第３の同相信号と前記第３の直交信号を合算して前記推定信号を獲得することと、
    を備える、請求項２６に記載の方法。

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