JPH05206917A - 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置 - Google Patents
時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置Info
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- JPH05206917A JPH05206917A JP4014146A JP1414692A JPH05206917A JP H05206917 A JPH05206917 A JP H05206917A JP 4014146 A JP4014146 A JP 4014146A JP 1414692 A JP1414692 A JP 1414692A JP H05206917 A JPH05206917 A JP H05206917A
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- transmission
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 送信系でのスプリアス除去用フィルタの要求
性能が軽減され、近接する他局への妨害を排除し、受信
時に送信系からの妨害を排除することのできる時分割二
重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装
置を提供する。 【構成】 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割
二重方式の送受信装置において、ベースバンド信号が供
給される送信用直交変調器１８と、チャンネル選択用周
波数シンセサイザ１１と、チャンネル選択用周波数シン
セサイザ１１からの局部発振信号が供給される分周及び
逓倍回路１５、１６とを設ける。そして、分周及び逓倍
回路１５、１６から得た搬送波信号を送信用直交変調器
１８に供給するようにすると共に、分周及び逓倍回路１
５、１６を構成する分周器１５は、送信時のみ動作状態
にされて成るものである。
性能が軽減され、近接する他局への妨害を排除し、受信
時に送信系からの妨害を排除することのできる時分割二
重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装
置を提供する。 【構成】 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割
二重方式の送受信装置において、ベースバンド信号が供
給される送信用直交変調器１８と、チャンネル選択用周
波数シンセサイザ１１と、チャンネル選択用周波数シン
セサイザ１１からの局部発振信号が供給される分周及び
逓倍回路１５、１６とを設ける。そして、分周及び逓倍
回路１５、１６から得た搬送波信号を送信用直交変調器
１８に供給するようにすると共に、分周及び逓倍回路１
５、１６を構成する分周器１５は、送信時のみ動作状態
にされて成るものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル無線電話機に適
用して好適な時分割二重（ＴＤＤ：タイム・ディビジョ
ン・デュプレクス）方式又は時分割多元接続（ＴＤＭ
Ａ：タイム・ディビジョン・マルチプル・アクセス）／
時分割二重方式の送受信装置に関する。この方式の送受
信装置は送受信時の搬送波周波数を同一として所謂ピン
ポン伝送を行う送受信装置である。
用して好適な時分割二重（ＴＤＤ：タイム・ディビジョ
ン・デュプレクス）方式又は時分割多元接続（ＴＤＭ
Ａ：タイム・ディビジョン・マルチプル・アクセス）／
時分割二重方式の送受信装置に関する。この方式の送受
信装置は送受信時の搬送波周波数を同一として所謂ピン
ポン伝送を行う送受信装置である。
【０００２】
【従来の技術】図３を参照して、本出願人が先に、特願
平３−３９４９６号（本願出願時において未公知）とし
て出願したＴＤＤ方式の送受信装置について説明する。
この送受信機は基地局との間で通信を行い、送信スロッ
トで基地局に対し送信を行い、受信スロットで基地局の
受信を行う。そして、送信スロット及び受信スロットは
ガードタイムを挟んで交互に発生する。先ず、受信系を
説明する。送受信兼用のアンテナ１からの受信信号（そ
の回線周波数をＦ0 とする）が送受信切換えスイッチ２
を通じて、バンドパスフィルタ３に供給される。バンド
パスフィルタ３の出力は増幅器４を通じて混合器５に供
給されて、受信系及び送信系において共通のチャンネル
選択用の周波数シンセサイザ２７から混合器５に供給さ
れる周波数ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 の局部発振信号と
混合され、その混合出力がバンドパスフィルタ６に供給
されて、周波数がＦｉ1 の第１の中間周波信号に変換さ
れる。この第１の中間周波信号が混合器７に供給され
て、局部発振器８から混合器７に供給される局部発振信
号と混合され、その混合出力がバンドパスフィルタ９に
供給されて、周波数がＦｉ2 の第２の中間周波信号に変
換されて、出力端子１０から図示を省略した復調器に供
給される。
平３−３９４９６号（本願出願時において未公知）とし
て出願したＴＤＤ方式の送受信装置について説明する。
この送受信機は基地局との間で通信を行い、送信スロッ
トで基地局に対し送信を行い、受信スロットで基地局の
受信を行う。そして、送信スロット及び受信スロットは
ガードタイムを挟んで交互に発生する。先ず、受信系を
説明する。送受信兼用のアンテナ１からの受信信号（そ
の回線周波数をＦ0 とする）が送受信切換えスイッチ２
を通じて、バンドパスフィルタ３に供給される。バンド
パスフィルタ３の出力は増幅器４を通じて混合器５に供
給されて、受信系及び送信系において共通のチャンネル
選択用の周波数シンセサイザ２７から混合器５に供給さ
れる周波数ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 の局部発振信号と
混合され、その混合出力がバンドパスフィルタ６に供給
されて、周波数がＦｉ1 の第１の中間周波信号に変換さ
れる。この第１の中間周波信号が混合器７に供給され
て、局部発振器８から混合器７に供給される局部発振信
号と混合され、その混合出力がバンドパスフィルタ９に
供給されて、周波数がＦｉ2 の第２の中間周波信号に変
換されて、出力端子１０から図示を省略した復調器に供
給される。
【０００３】次に、送信系を説明する。局部発振器２４
からの周波数がＮＦｉ1 の局部発振信号を分周器２５に
供給して分周比１／Ｎを以て分周した後、バンドパスフ
ィルタ２６に供給して、周波数ＦL がＦL ＝Ｆｉ1 の搬
送波信号を得て直交変調器２８に供給する。入力端子２
９、３０からの２系列のベースバンド信号Ｉ、Ｑを直交
変調器２８に供給して、位相差が９０°の搬送波信号を
変調し、その各被変調信号を合成して被直交変調信号を
得る。この被直交変調信号は混合器３１に供給されて、
受信系及び送信系において共通のチャンネル選択用の周
波数シンセサイザ２７から混合器５に供給される周波数
ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 の局部発振信号と混合され、
その混合出力がバンドパスフィルタ３２に供給されて、
搬送波周波数がＦ0 の送信信号が得られ、これが電力増
幅器２１及び送受信切り換えスイッチ２を通じて、アン
テナ１に供給されて送信される。
からの周波数がＮＦｉ1 の局部発振信号を分周器２５に
供給して分周比１／Ｎを以て分周した後、バンドパスフ
ィルタ２６に供給して、周波数ＦL がＦL ＝Ｆｉ1 の搬
送波信号を得て直交変調器２８に供給する。入力端子２
９、３０からの２系列のベースバンド信号Ｉ、Ｑを直交
変調器２８に供給して、位相差が９０°の搬送波信号を
変調し、その各被変調信号を合成して被直交変調信号を
得る。この被直交変調信号は混合器３１に供給されて、
受信系及び送信系において共通のチャンネル選択用の周
波数シンセサイザ２７から混合器５に供給される周波数
ＦｓがＦｓ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 の局部発振信号と混合され、
その混合出力がバンドパスフィルタ３２に供給されて、
搬送波周波数がＦ0 の送信信号が得られ、これが電力増
幅器２１及び送受信切り換えスイッチ２を通じて、アン
テナ１に供給されて送信される。
【０００４】ここで、特に、送信系の分周器２５は送信
時のみアクティブで、受信時はディスエーブル状態とさ
れるように制御される。このため、受信時に、周波数Ｆ
L がＦL ＝Ｆｉ1 の搬送波信号やアンテナ１に供給され
る送信信号が、受信系に漏洩したり、アンテナ１から外
部に輻射したりする虞がいので、干渉や受信感度の低下
を招来する虞はない。
時のみアクティブで、受信時はディスエーブル状態とさ
れるように制御される。このため、受信時に、周波数Ｆ
L がＦL ＝Ｆｉ1 の搬送波信号やアンテナ１に供給され
る送信信号が、受信系に漏洩したり、アンテナ１から外
部に輻射したりする虞がいので、干渉や受信感度の低下
を招来する虞はない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図３に示した
従来の送受信装置には次のような欠点がある。即ち、送
信系の直交変調器２８に供給される搬送波信号の周波数
ＦL は受信系の第１中間周波信号の周波数Ｆｉ1 と等し
いため、そのレベルを余り高くすることはできず、混合
器３１から生じるＦ0 ±ｎＦL の周波数成分のスプリア
スを除去するためのバンドパスフィルタ３２の負担が大
きく成る。
従来の送受信装置には次のような欠点がある。即ち、送
信系の直交変調器２８に供給される搬送波信号の周波数
ＦL は受信系の第１中間周波信号の周波数Ｆｉ1 と等し
いため、そのレベルを余り高くすることはできず、混合
器３１から生じるＦ0 ±ｎＦL の周波数成分のスプリア
スを除去するためのバンドパスフィルタ３２の負担が大
きく成る。
【０００６】又、混合器３１から生じるＦ0 ±ＦL の周
波数成分のスプリアスも殆ど無視し得る程度に小さくす
ることはできないので、同一の第１中間周波数の他の送
受信機がこのスプリアスを受信すると、その混合器５で
（Ｆ0 ＋ＦL ）−Ｆ0 、Ｆ0 −（Ｆ0 −ＦL ）からＦL
＝Ｆｉ1 の周波数成分が発生してスプリアス妨害を与え
る可能性が高く成る。
波数成分のスプリアスも殆ど無視し得る程度に小さくす
ることはできないので、同一の第１中間周波数の他の送
受信機がこのスプリアスを受信すると、その混合器５で
（Ｆ0 ＋ＦL ）−Ｆ0 、Ｆ0 −（Ｆ0 −ＦL ）からＦL
＝Ｆｉ1 の周波数成分が発生してスプリアス妨害を与え
る可能性が高く成る。
【０００７】かかる点に鑑み、本発明は、送信系でのス
プリアス除去用フィルタの要求性能が軽減され、近接す
る他局への妨害を排除し、受信時に送信系からの妨害を
排除することのできる時分割二重方式又は時分割多元接
続／時分割二重方式の送受信装置を提供しようとするも
のである。
プリアス除去用フィルタの要求性能が軽減され、近接す
る他局への妨害を排除し、受信時に送信系からの妨害を
排除することのできる時分割二重方式又は時分割多元接
続／時分割二重方式の送受信装置を提供しようとするも
のである。
【０００８】更に、本発明は、送信系でのスプリアス除
去用フィルタの要求性能が軽減され、近接する他局への
妨害を排除し、受信時に送信系からの妨害を排除するこ
とができると共に、チャンネル選択用周波数シンセサイ
ザの発振周波数を低くすることのできる時分割二重方式
又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置を提
供しようとするものである。
去用フィルタの要求性能が軽減され、近接する他局への
妨害を排除し、受信時に送信系からの妨害を排除するこ
とができると共に、チャンネル選択用周波数シンセサイ
ザの発振周波数を低くすることのできる時分割二重方式
又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置を提
供しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段及び作用】第１の本発明
は、時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方
式の送受信装置において、ベースバンド信号が供給され
る送信用直交変調器１８と、チャンネル選択用周波数シ
ンセサイザ１１と、チャンネル選択用周波数シンセサイ
ザ１１からの局部発振信号が供給される分周及び逓倍回
路１５、１６とを設ける。そして、分周及び逓倍回路１
５、１６から得た搬送波信号を送信用直交変調器１８に
供給するようにすると共に、分周及び逓倍回路１５、１
６を構成する分周器１５は、送信時のみ動作状態にされ
て成るものである。
は、時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方
式の送受信装置において、ベースバンド信号が供給され
る送信用直交変調器１８と、チャンネル選択用周波数シ
ンセサイザ１１と、チャンネル選択用周波数シンセサイ
ザ１１からの局部発振信号が供給される分周及び逓倍回
路１５、１６とを設ける。そして、分周及び逓倍回路１
５、１６から得た搬送波信号を送信用直交変調器１８に
供給するようにすると共に、分周及び逓倍回路１５、１
６を構成する分周器１５は、送信時のみ動作状態にされ
て成るものである。
【００１０】第に本発明は、時分割二重方式又は時分割
多元接続／時分割二重方式の送受信装置において、ベー
スバンド信号が供給される送信用直交変調器１８と、受
信用混合器５と、第１のチャンネル選択用周波数シンセ
サイザ１１と、その第１のチャンネル選択用周波数シン
セサイザ１１からの局部発振信号が供給されて、その周
波数がＭ／Ｎ倍（但し、Ｍは逓倍比、１／Ｎは分周比）
される分周及び逓倍回路１５、１６と、周波数が（１−
Ｎ／Ｍ）ΔＦ（但し、ΔＦはチャンネル間隔）ステップ
で可変される第２のチャンネル選択用周波数シンセサイ
ザ１２とを設ける。そして、分周及び逓倍回路１５、１
６から得た搬送波信号を送信用直交変調器１８に供給す
る。第１及び第２のチャンネル選択用周波数シンセサイ
ザ１１、１２からの各局部発振信号を混合して受信用混
合器５に供給する。分周及び逓倍回路１５、１６を構成
する分周器１５は、送信時のみ動作状態にされて成るも
のである。
多元接続／時分割二重方式の送受信装置において、ベー
スバンド信号が供給される送信用直交変調器１８と、受
信用混合器５と、第１のチャンネル選択用周波数シンセ
サイザ１１と、その第１のチャンネル選択用周波数シン
セサイザ１１からの局部発振信号が供給されて、その周
波数がＭ／Ｎ倍（但し、Ｍは逓倍比、１／Ｎは分周比）
される分周及び逓倍回路１５、１６と、周波数が（１−
Ｎ／Ｍ）ΔＦ（但し、ΔＦはチャンネル間隔）ステップ
で可変される第２のチャンネル選択用周波数シンセサイ
ザ１２とを設ける。そして、分周及び逓倍回路１５、１
６から得た搬送波信号を送信用直交変調器１８に供給す
る。第１及び第２のチャンネル選択用周波数シンセサイ
ザ１１、１２からの各局部発振信号を混合して受信用混
合器５に供給する。分周及び逓倍回路１５、１６を構成
する分周器１５は、送信時のみ動作状態にされて成るも
のである。
【００１１】
【実施例】以下に、図１を参照して、本発明の実施例の
ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受信装置について説明する。
この送受信機は基地局との間で通信を行い、送信スロッ
トで基地局に対し送信を行い、受信スロットで基地局の
受信を行う。先ず、受信系を説明する。送受信兼用のア
ンテナ１からの受信信号（その回線周波数をＦ0 とす
る）が送受信切換えスイッチ２を通じて、バンドパスフ
ィルタ３に供給される。バンドパスフィルタ３の出力は
増幅器４を通じて混合器５に供給されて、バンドパスフ
ィルタ１４からの周波数がＦL のチャンネル選択用の局
部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフィ
ルタ６に供給されて、周波数がＦｉ1 の第１の中間周波
信号に変換される。この第１の中間周波信号が混合器７
に供給されて、局部発振器８から混合器７に供給される
局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフ
ィルタ９に供給されて、周波数がＦｉ2 の第２の中間周
波信号に変換されて、出力端子１０から図示を省略した
復調器に供給される。
ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受信装置について説明する。
この送受信機は基地局との間で通信を行い、送信スロッ
トで基地局に対し送信を行い、受信スロットで基地局の
受信を行う。先ず、受信系を説明する。送受信兼用のア
ンテナ１からの受信信号（その回線周波数をＦ0 とす
る）が送受信切換えスイッチ２を通じて、バンドパスフ
ィルタ３に供給される。バンドパスフィルタ３の出力は
増幅器４を通じて混合器５に供給されて、バンドパスフ
ィルタ１４からの周波数がＦL のチャンネル選択用の局
部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフィ
ルタ６に供給されて、周波数がＦｉ1 の第１の中間周波
信号に変換される。この第１の中間周波信号が混合器７
に供給されて、局部発振器８から混合器７に供給される
局部発振信号と混合され、その混合出力がバンドパスフ
ィルタ９に供給されて、周波数がＦｉ2 の第２の中間周
波信号に変換されて、出力端子１０から図示を省略した
復調器に供給される。
【００１２】チャンネル選択用周波数シンセサイザ１２
からの周波数がＦｓ2 の局部発振信号と、受信系及び送
信系に共通のチャンネル選択用周波数シンセサイザ１１
からの周波数がＦｓ1 〔＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ0 〕の局部発振
信号が混合器１３に供給されて混合され、その混合出力
が上述のバンドパスフィルタ１４に供給され、そのバン
ドパスフィルタ１４より、上述の周波数がＦL の周波数
信号が得られる。
からの周波数がＦｓ2 の局部発振信号と、受信系及び送
信系に共通のチャンネル選択用周波数シンセサイザ１１
からの周波数がＦｓ1 〔＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ0 〕の局部発振
信号が混合器１３に供給されて混合され、その混合出力
が上述のバンドパスフィルタ１４に供給され、そのバン
ドパスフィルタ１４より、上述の周波数がＦL の周波数
信号が得られる。
【００１３】次に、送信系を説明する。周波数シンセサ
イザ１１からの周波数がＦｓ1 〔＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ0 〕の
局部発振信号が、分周器１５に供給されて分周比１／Ｎ
を以て分周され、これより得られた周波数が（１／Ｍ）
Ｆ0 の周波数信号が逓倍器１６に供給されて逓倍比Ｍを
以て逓倍され、その出力がバンドパスフィルタ１７に供
給されることによって、周波数がＦ0 の搬送波信号が得
られて、直交変換器１８に供給される。そして、入力端
子１９、２０からの２系列のベースバンド信号Ｉ、Ｑを
直交変調器１８に供給して、位相差が９０°の搬送波信
号を変調し、その各被変調信号を合成して被直交変調信
号を得る。この被直交変調信号を電力増幅器２１及び送
受信切換えスイッチ２を通じてアンテナ１に供給してア
ンテナ１から送信する。
イザ１１からの周波数がＦｓ1 〔＝（Ｎ／Ｍ）Ｆ0 〕の
局部発振信号が、分周器１５に供給されて分周比１／Ｎ
を以て分周され、これより得られた周波数が（１／Ｍ）
Ｆ0 の周波数信号が逓倍器１６に供給されて逓倍比Ｍを
以て逓倍され、その出力がバンドパスフィルタ１７に供
給されることによって、周波数がＦ0 の搬送波信号が得
られて、直交変換器１８に供給される。そして、入力端
子１９、２０からの２系列のベースバンド信号Ｉ、Ｑを
直交変調器１８に供給して、位相差が９０°の搬送波信
号を変調し、その各被変調信号を合成して被直交変調信
号を得る。この被直交変調信号を電力増幅器２１及び送
受信切換えスイッチ２を通じてアンテナ１に供給してア
ンテナ１から送信する。
【００１４】尚、分周器１５と逓倍器１６とはどちらが
前段でも良いが、一般的に分周は周波数が高い程困難に
成るので、分周器１５が前段の方が好ましい。又、分周
器１５はデジタル的に構成されるので、例えば、Ｎ＝
２、Ｍ＝３とすると、１／２分周器の出力には３倍波が
存在しているので、逓倍器を敢えて設けなくとも、分周
器だけで分周及び逓傍回路を構成して、目的の周波数を
得ることができる。
前段でも良いが、一般的に分周は周波数が高い程困難に
成るので、分周器１５が前段の方が好ましい。又、分周
器１５はデジタル的に構成されるので、例えば、Ｎ＝
２、Ｍ＝３とすると、１／２分周器の出力には３倍波が
存在しているので、逓倍器を敢えて設けなくとも、分周
器だけで分周及び逓傍回路を構成して、目的の周波数を
得ることができる。
【００１５】ここで、特に、送信系の分周器１５は送信
時のみアクティブで、受信時はディスエーブル状態とさ
れるように制御される。これにより、自局の受信時に送
信部からの妨害を受けないことに成る。これを図２を参
照して説明しよう。この実施例は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方
式の場合であるので、図２（Ａ）に示す如く、送信スロ
ットＴ１〜Ｔ４及び受信スロットＲ１〜Ｒ４から成る１
フレームが繰り返され、ここでは多重数は４と成る。図
２に示す如く、自局の送信及び受信スロットをそれぞれ
Ｔ１、Ｒ１とすると、自局の送信スロットＴ１では、図
２（Ｂ）に示す如く、分周器１５に対する電源電圧はオ
ンとされる。しかし、スロットＴ２からＲ４までの区間
では、図２（Ｂ）に示す如く、分周器１５に対する電源
電圧はオフに成されて分周器１５の機能は停止する。こ
のため、周波数がＦｓ1 ／Ｎの周波数信号は発生せず、
従って、周波数がＦ0 の周波数信号も発生しない。こう
して、受信スロットＲ１では送信系からの干渉を防ぐこ
とができる。
時のみアクティブで、受信時はディスエーブル状態とさ
れるように制御される。これにより、自局の受信時に送
信部からの妨害を受けないことに成る。これを図２を参
照して説明しよう。この実施例は、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方
式の場合であるので、図２（Ａ）に示す如く、送信スロ
ットＴ１〜Ｔ４及び受信スロットＲ１〜Ｒ４から成る１
フレームが繰り返され、ここでは多重数は４と成る。図
２に示す如く、自局の送信及び受信スロットをそれぞれ
Ｔ１、Ｒ１とすると、自局の送信スロットＴ１では、図
２（Ｂ）に示す如く、分周器１５に対する電源電圧はオ
ンとされる。しかし、スロットＴ２からＲ４までの区間
では、図２（Ｂ）に示す如く、分周器１５に対する電源
電圧はオフに成されて分周器１５の機能は停止する。こ
のため、周波数がＦｓ1 ／Ｎの周波数信号は発生せず、
従って、周波数がＦ0 の周波数信号も発生しない。こう
して、受信スロットＲ１では送信系からの干渉を防ぐこ
とができる。
【００１６】送信系では、周波数Ｆ0 に最も近い周波数
がＦ0 ±（Ｆｓ1 ／Ｎ）のスプリアスが発生する。ここ
で、Ｆ0 ＝１．９２ＧＨｚ、Ｎ＝２、Ｍ＝３とすると、
スプリアスの周波数Ｆ0 ±（Ｆｓ1 ／Ｎ）〔＝Ｆ0 ±Ｆ
0 ／Ｍ〕は、Ｆ0 ±６４０ＭＨｚと成り、バンドパスフ
ィルタ１７に対する要求性能は余り高くなくて済み、バ
ンドパスフィルタ１７の小型化、低価格化が可能に成
る。
がＦ0 ±（Ｆｓ1 ／Ｎ）のスプリアスが発生する。ここ
で、Ｆ0 ＝１．９２ＧＨｚ、Ｎ＝２、Ｍ＝３とすると、
スプリアスの周波数Ｆ0 ±（Ｆｓ1 ／Ｎ）〔＝Ｆ0 ±Ｆ
0 ／Ｍ〕は、Ｆ0 ±６４０ＭＨｚと成り、バンドパスフ
ィルタ１７に対する要求性能は余り高くなくて済み、バ
ンドパスフィルタ１７の小型化、低価格化が可能に成
る。
【００１７】又、受信系の第１中間周波数Ｆｉ1 に等し
い間隔のスプリアス波は発生せず、同一の第１中間周波
数Ｆｉ1 を使用している他局への妨害を無くすことがで
きる。次に、受信系では、局部周波数としてＦL ＝Ｆ0
−Ｆｉ1 が必要と成るが、これは上述したように、２個
の周波数シンセサイザ１１、１２の各発振信号を混合し
て得ている。従って、局部周波数ＦL は ＦL ＝Ｆｓ1 ＋Ｆｓ2 と成る。従って、これを変形すると、 Ｆｓ2 ＝ＦL −Ｆｓ1 と成る。ここで、 ＦL ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 であるから、周波数Ｆｓ2 は Ｆｓ2 ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 −Ｆｓ1 ＝（１−Ｎ／Ｍ）Ｆ0 −Ｆｉ1 と成る。こうして、周波数シンセサイザ１２は比較的低
い周波数のもので実現可能である。
い間隔のスプリアス波は発生せず、同一の第１中間周波
数Ｆｉ1 を使用している他局への妨害を無くすことがで
きる。次に、受信系では、局部周波数としてＦL ＝Ｆ0
−Ｆｉ1 が必要と成るが、これは上述したように、２個
の周波数シンセサイザ１１、１２の各発振信号を混合し
て得ている。従って、局部周波数ＦL は ＦL ＝Ｆｓ1 ＋Ｆｓ2 と成る。従って、これを変形すると、 Ｆｓ2 ＝ＦL −Ｆｓ1 と成る。ここで、 ＦL ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 であるから、周波数Ｆｓ2 は Ｆｓ2 ＝Ｆ0 −Ｆｉ1 −Ｆｓ1 ＝（１−Ｎ／Ｍ）Ｆ0 −Ｆｉ1 と成る。こうして、周波数シンセサイザ１２は比較的低
い周波数のもので実現可能である。
【００１８】使用周波数帯域内でチャンネルを変えると
きは、チャンネル選択用周波数シンセサイザ１１の周波
数を（Ｎ／Ｍ）ΔＦ（ΔＦはチャンネル間隔）を以て変
えれば良い。但し、受信時には、チャンネル選択用のシ
ンセサイザ１２も（１−Ｎ／Ｍ）ΔＦだけシフトする必
要がある。チャンネル間隔ΔＦを３００ｋＨｚとする
と、周波数シンセサイザ１１の周波数は２００ｋＨｚ／
チャンネル、周波数シンセサイザ１２の周波数は１００
ｋＨｚ／チャンネルの周波数シフトを行えば良いことに
成る。
きは、チャンネル選択用周波数シンセサイザ１１の周波
数を（Ｎ／Ｍ）ΔＦ（ΔＦはチャンネル間隔）を以て変
えれば良い。但し、受信時には、チャンネル選択用のシ
ンセサイザ１２も（１−Ｎ／Ｍ）ΔＦだけシフトする必
要がある。チャンネル間隔ΔＦを３００ｋＨｚとする
と、周波数シンセサイザ１１の周波数は２００ｋＨｚ／
チャンネル、周波数シンセサイザ１２の周波数は１００
ｋＨｚ／チャンネルの周波数シフトを行えば良いことに
成る。
【００１９】尚、本発明はＴＤＤ方式の送受信装置にも
適用できる。
適用できる。
【００２０】
【発明の効果】上述せる第１及び第２の本発明によれ
ば、送信系でのスプリアス除去用フィルタの要求性能が
軽減され、近接する他局への妨害を排除し、受信時に送
信系からの妨害を排除することのできる時分割二重方式
又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置を得
ることができる。
ば、送信系でのスプリアス除去用フィルタの要求性能が
軽減され、近接する他局への妨害を排除し、受信時に送
信系からの妨害を排除することのできる時分割二重方式
又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置を得
ることができる。
【００２１】又、上述せる第２の本発明によれば、第２
のチャンネル選択用周波数シンセサイザの発振周波数を
低くすることのできる時分割二重方式又は時分割多元接
続／時分割二重方式の送受信装置を得ることができる。
のチャンネル選択用周波数シンセサイザの発振周波数を
低くすることのできる時分割二重方式又は時分割多元接
続／時分割二重方式の送受信装置を得ることができる。
【図１】本発明の実施例を示すブロック線図
【図２】実施例の分周器１５の制御方法を示すタイミン
グチャート
グチャート
【図３】従来例を示すブロック線図
１ アンテナ ２ 送受信切り換えスイッチ ５ 混合器 １１ 第１のチャンネル選択用周波数シンセサイザ １２ 第２のチャンネル選択用周波数シンセサイザ １３ 混合器 １４ バンドパスフィルタ １５ 分周器 １６ 逓倍器 １７ 分周器 １８ 直交変調器
Claims (2)
- 【請求項１】 時分割二重方式又は時分割多元接続／時
分割二重方式の送受信装置において、 ベースバンド信号が供給される送信用直交変調器と、 チャンネル選択用周波数シンセサイザと、 該チャンネル選択用周波数シンセサイザからの局部発振
信号が供給される分周及び逓倍回路とを設け、 該分周及び逓倍回路から得た搬送波信号を上記送信用直
交変調器に供給するようにすると共に、上記分周及び逓
倍回路を構成する分周器は、送信時のみ動作状態にされ
て成ることを特徴とする時分割二重方式又は時分割多元
接続／時分割二重方式の送受信装置。 - 【請求項２】 時分割二重方式又は時分割多元接続／時
分割二重方式の送受信装置において、 ベースバンド信号が供給される送信用直交変調器と、 受信用混合器と、 第１のチャンネル選択用周波数シンセサイザと、 該第１のチャンネル選択用周波数シンセサイザからの局
部発振信号が供給されて、その周波数がＭ／Ｎ倍（但
し、Ｍは逓倍比、１／Ｎは分周比）される分周及び逓倍
回路と、 周波数が（１−Ｎ／Ｍ）ΔＦ（但し、ΔＦはチャンネル
間隔）ステップで可変される第２のチャンネル選択用周
波数シンセサイザとを設け、 上記分周及び逓倍回路から得た搬送波信号を上記送信用
直交変調器に供給すると共に、上記第１及び第２のチャ
ンネル選択用周波数シンセサイザからの各局部発振信号
を混合して上記受信用混合器に供給し、且つ、上記分周
及び逓倍回路を構成する分周器は、送信時のみ動作状態
にされて成ることを特徴とする時分割二重方式又は時分
割多元接続／時分割二重方式の送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4014146A JPH05206917A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4014146A JPH05206917A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05206917A true JPH05206917A (ja) | 1993-08-13 |
Family
ID=11853016
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4014146A Pending JPH05206917A (ja) | 1992-01-29 | 1992-01-29 | 時分割二重方式又は時分割多元接続／時分割二重方式の送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05206917A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07303059A (ja) * | 1994-05-06 | 1995-11-14 | Nec Corp | 無線機 |
| WO1999000910A1 (fr) * | 1997-06-27 | 1999-01-07 | Asahi Kasei Kogyo Kabushiki Kaisha | Dispositif de communication |
| JP2010022009A (ja) * | 2009-08-14 | 2010-01-28 | Qualcomm Inc | 送信漏れ信号除去用適応フィルタ |
-
1992
- 1992-01-29 JP JP4014146A patent/JPH05206917A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07303059A (ja) * | 1994-05-06 | 1995-11-14 | Nec Corp | 無線機 |
| WO1999000910A1 (fr) * | 1997-06-27 | 1999-01-07 | Asahi Kasei Kogyo Kabushiki Kaisha | Dispositif de communication |
| JP2010022009A (ja) * | 2009-08-14 | 2010-01-28 | Qualcomm Inc | 送信漏れ信号除去用適応フィルタ |
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