JP3384455B2 - 時分割多重受信装置 - Google Patents
時分割多重受信装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば欧州におけるデ
ジタルセルラーシステムであるＧＳＭ（Ｇｒｏｕｐ Ｓ
ｐｅｃｉａｌ Ｍｏｂｉｌｅ）における端末装置、特
に、その高周波部（ＲＦ部）に用いて好適な時分割多重
受信装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】ＧＳＭにおいては、図１０に示すよう
に、サービスエリアが複数の領域Ｒａ乃至Ｒｅに区分さ
れる。そして、各領域Ｒａ乃至Ｒｅにおいては、それぞ
れ専用の周波数ｆａ乃至ｆｅが、送受信信号の周波数と
して割り当てられる。隣接する領域の周波数は、できる
だけ離れた周波数となるように、各領域の周波数が決定
されている。 【０００３】周波数ｆａ乃至ｆｅは、それぞれ送信用と
受信用の周波数からなり、図１１に示すように、送信
（ＴＸ）用の周波数は、８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ
の範囲の周波数帯域が用いられる。この帯域は、２００
ｋＨｚの幅で１２５チャンネル（ＣＨ）に区分されてい
る。また、受信（ＲＸ）用の周波数は、９３５ＭＨｚ乃
至９６０ＭＨｚの帯域に設定されている。この周波数帯
域も、２００ｋＨｚの幅で１２５チャンネルに区分され
ている。 【０００４】各チャンネルは、時間軸方向に一定の時間
（４．６１６ｍｓ）ごとにフレームに区分される。１台
の移動局に着目してみると、その使用するチャンネル
（周波数）は、フレームごとに変更される。但し、送信
用と受信用のチャンネルの周波数の差は、常に４５ＭＨ
ｚとなるように、送受信のチャンネル（周波数）が選択
されるようになされている。 【０００５】各フレームは、図１２に示すように、８個
のタイムスロット（０．５７７ｍｓ）に区分されてい
る。そして、この８個のタイムスロットのうち、所定の
１つ（図１２の例においては、先頭のスロット）が、受
信（ＲＸ）のためのタイムスロットとされ、そのタイム
スロットより３個だけ後のタイムスロットが、送信（Ｔ
Ｘ）のタイムスロットとされる。そして、送信用のタイ
ムスロットより２個または３個後のタイムスロットが、
モニタ（ＭＯＮ）のためのタイムスロットとされ、他の
チャンネルのモニタが行われるようになされている。但
し、受信と送信のタイムスロットは同期しているが、モ
ニタのタイムスロットは、受信および送信のタイムスロ
ットと必ずしも同期していない。このモニタすべきチャ
ンネルも、フレーム毎に変更される。モニタした結果に
対応して、良好な受信状態となっている空きチャンネル
が適宜選択され、時間的に後のタイムスロットにおける
送受信に用いられるようになされている。 【０００６】図１３は、このようなＧＳＭにおいて用い
られる従来の端末装置、即ち、自動車等に搭載された
り、あるいは携帯される送受信装置の一例の構成を示し
ている。同図に示すように、この装置は、アンテナ１１
に接続されたＲＦ部１と、ベースバンド処理部２とを有
しており、両者の間は、Ａ／Ｄ変換器３ａ，３ｂと、Ｄ
／Ａ変換器４ａ，４ｂにより結合されている。 【０００７】アンテナ１１により受信された受信信号
は、デュプレクサ１２により送信系（図において、３０
番台の符号を付して示すブロックにより構成される系）
から分離され、受信系（図において、１０番台乃至２０
番台の符号を付して示すブロックにより構成される系）
に出力される。受信系の先頭には、高周波低雑音増幅器
１３が配置され、受信信号が増幅される。この高周波低
雑音増幅器１３の出力は、受信チャンネル帯域フィルタ
１４に入力される。上述したように、受信信号の周波数
帯域は９３５ＭＨｚ乃至９６０ＭＨｚの幅を有してい
る。受信チャンネル帯域フィルタ１４は、この周波数帯
域の信号の中から、現在選択している所定の受信チャン
ネルの周波数成分を分離し、第１段受信ミキサ１５に出
力する。 【０００８】発振器４１は、１００６ＭＨｚ乃至１０３
１ＭＨｚの範囲のうち、受信チャンネル（送信チャンネ
ル）に対応する周波数の信号（キャリア）を出力する。
この発振器４１の出力する信号の周波数は、受信チャン
ネルの信号の周波数より７１ＭＨｚだけ高い周波数とな
るように、その周波数が調整される。第１段受信ミキサ
１５は、受信チャンネル帯域フィルタ１４より供給され
る受信信号と、発振器４１が出力する信号とをミックス
（乗算）するため、その出力は、両入力信号の周波数差
である７１ＭＨｚの周波数成分を含むことになる。換言
すれば、受信信号が７１ＭＨｚの周波数の第１の中間周
波信号に変換される。 【０００９】第１段中間波フィルタ１６は、第１段受信
ミキサ１５の出力から、この７１ＭＨｚの第１の中間周
波信号を分離する。第１段中間波増幅器１７は、この信
号を増幅し、第２段受信ミキサ１８に供給する。発振器
４２は、６５ＭＨｚの周波数の信号を第２段受信ミキサ
１８に供給する。第２段受信ミキサ１８は、第１段中間
波増幅器１７より供給される７１ＭＨｚの第１の中間周
波信号と、発振器４２が出力する６５ＭＨｚの周波数の
信号とをミックス（乗算）するため、７１ＭＨｚの周波
数の第１の中間周波信号は、６ＭＨｚの第２の中間周波
信号に変換される。 【００１０】第２段中間波フィルタ１９は、この６ＭＨ
ｚの周波数の第２の中間周波信号を分離し、第２段中間
波ＡＧＣ増幅器２０に供給する。第２段中間波ＡＧＣ増
幅器２０は、ベースバンド処理部２より供給される制御
信号に対応して、この第２の中間周波信号のゲインを所
定の値に制御し、直交復調器２１に供給する。直交復調
器２１は、発振器４４が出力する６ＭＨｚの周波数の基
準信号を用いて、第２段中間波ＡＧＣ増幅器２０より供
給される第２の中間周波信号を直交復調し、Ｉ成分とＱ
成分とを出力する。このＩ成分の信号とＱ成分の信号
は、それぞれＡ／Ｄ変換器３ａと３ｂによりＡ／Ｄ変換
され、ベースバンド処理部２に供給される。ベースバン
ド処理部２は、このＩ成分の信号とＱ成分の信号を処理
して元の信号を復元し、図示せぬスピーカなどに出力す
る。 【００１１】一方、被送信信号を送信するとき、図示せ
ぬマイクロホンなどから入力された信号がベースバンド
処理部２により処理されて生成された被送信信号のうち
のＩ成分とＱ成分の信号が、Ｄ／Ａ変換器４ａと４ｂに
よりＤ／Ａ変換され、直交変調器３１に入力される。直
交変調器３１は、発振器４３が出力する１１６ＭＨｚの
周波数の信号を用いて、このＩ成分とＱ成分の信号を直
交変調する。直交変調器３１より出力された信号は、送
信中間波フィルタ３２により１１６ＭＨｚの周波数成分
以外の成分が除去され、送信中間波増幅器３３により増
幅された後、送信ミキサ３４に入力される。 【００１２】この送信ミキサ３４には、発振器４１よ
り、受信系の第１段受信ミキサ１５に供給されている信
号と同一の信号が供給されている。上述したように、こ
の信号の周波数は、受信信号の周波数より７１ＭＨｚだ
け高い周波数となされている。直交変調器３１より送信
ミキサ３４に入力される信号の周波数１１６ＭＨｚは、
第１段受信ミキサ１５が出力する第１の中間周波信号の
周波数７１ＭＨｚより４５ＭＨｚだけ大きい値となって
いる。このため、送信ミキサ３４が、送信中間波増幅器
３３より入力される１１６ＭＨｚの信号と、発振器４１
より入力される信号をミックス（乗算）して出力する送
信信号の周波数は、第１段受信ミキサ１５に入力される
受信信号の周波数より４５ＭＨｚだけ低い周波数成分を
含むことになる。 【００１３】送信チャンネル帯域フィルタ３５は、送信
ミキサ３４より出力される信号から、送信チャンネル帯
域に対応する成分（受信チャンネルの信号より４５ＭＨ
ｚだけ低い周波数成分）のみを分離し、電力増幅器３６
に出力する。電力増幅器３６は、入力された信号を電力
増幅し、アイソレータ３７を介してデュプレクサ１２に
供給する。デュプレクサ１２は、入力された信号をアン
テナ１１を介して電波にして放出する。 【００１４】図１４は、図１３に示した装置における各
ブロックに入出力される信号の周波数関係を示してい
る。同図に示すように、発振器４１は、１００６ＭＨｚ
乃至１０３１ＭＨｚの帯域の２００ｋＨｚのステップで
変化する所定の周波数の信号を出力する可変発振器とさ
れ、発振器４２乃至４４は、６５ＭＨｚ、１１６ＭＨ
ｚ、または６ＭＨｚの一定の周波数の信号を出力する固
定発振器とされている。 【００１５】これらのＲＦ部１において用いられる発振
器４１乃至４４は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、ローパ
スフィルタ、位相比較器、および分周器よりなる、いわ
ゆるＰＬＬシンセサイザにより構成されている。 【００１６】図１５は、発振器４１が出力する信号の周
波数の変化を示している。同図に示すように、フレーム
内の受信用のスロットにおいて、発振器４１の発振周波
数は、受信チャンネル（送信チャンネル）に対応する周
波数ｆ1に設定される。この周波数は、３つ後の送信用
のタイムスロットにおいても用いられるため、そのとき
まで発振器４１の周波数は固定されている。そして、送
信用のタイムスロットが終了した後、モニタすべきタイ
ムスロットにおいて、モニタすべき受信チャンネルに対
応する周波数ｆ2に設定される。 【００１７】即ち、送信用のタイムスロットが終了した
後、発振器４１はスキャン動作を開始し、周波数ｆ1か
ら周波数ｆ2に発振周波数を変更する。そして、モニタ
が終了した後、再びスキャンを開始し、次のフレームの
受信用タイムスロットにおける受信チャンネルに対応す
る周波数ｆ3に周波数を変更する。このように、発振器
４１は、約０．５ｍｓ乃至１ｍｓの期間で、高速に周波
数をスキャンニングすることになる。 【００１８】ＧＳＭ勧告は、受信系における隣接チャン
ネル妨害特性（Ｃ／Ｉ比）が、図１５に示すように規定
されている。即ち、希望波に対して２００ｋＨｚ（１チ
ャンネル）だけ離れた隣のチャンネルに対して、−９ｄ
Ｂ、４００ｋＨｚ（２チャンネル）だけ離れた、さら
に、その隣のチャンネルにおいて、−４１ｄＢ、６００
ｋＨｚ（３チャンネル）だけ離れた、さらに、その隣の
チャンネルにおいて、−４９ｄＢが要求されている。こ
のように、希望波よりも妨害波のレベルの方が大きい状
態にあっても、希望波を受信することができなくてはな
らない。 【００１９】従って、ＲＦ部１をすべてアナログ系で構
成するようにすると、希望波と妨害波とが同じレベルで
受信できる状態であったとしても、中間周波の段階で希
望波に対して、２００ｋＨｚだけ離間した周波数に対し
て−９ｄＢ、４００ｋＨｚだけ離間した周波数に対して
−４１ｄＢ、６００ｋＨｚだけ離間した周波数に対して
−４９ｄＢの帯域制限が必要となる。このため、図１３
の装置においては、７１ＭＨｚの第１の中間周波信号を
分離する第１段中間波フィルタ１６として、ＳＡＷフィ
ルタが用いられ、６ＭＨｚの周波数を分離する第２段中
間波フィルタ１９として、セラミックフィルタが用いら
れている。 【００２０】ＧＳＭの端末装置は、持ち運びの利便性を
図るため、できるだけ小型化、軽量化を図り、低消費電
力化を図る必要がある。最近のデジタル信号処理技術、
大規模デジタルＩＣ化技術の向上により、ベースバンド
処理部２については、小型化、低消費電力化が進んでい
る。ＲＦ部１についても、ＩＣ化を図り、小型化、低消
費電力化を図ることが望まれるが、ＲＦ部１には発振
器、フィルタなど、ＩＣ化が比較的困難であり、また、
調整を要する部品が用いられているため、小型化、低消
費電力化が進まないのが現状である。従って、ＲＦ部１
においては、例えば構成される中間周波信号の段数、ロ
ーカル発振器やフィルタの数を減らすことで、小型化、
低消費電力化を図ることが望ましい。 【００２１】そこで、例えば図１４（図１３）に示す装
置を、例えば図１７に示すように構成することが考えら
れる。この図１７の装置においては、第１段受信ミキサ
１５に供給する信号を、直交変調器３１に直接供給する
ことにより、被送信信号を直接変調するようにしてい
る。この場合、発振器４１が出力する信号の周波数を、
受信用タイムスロットにおいては８６４ＭＨｚ乃至８８
９ＭＨｚとし、送信用タイムスロットにおいては８９０
ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚとする。この例の場合、送信系
において、１１６ＭＨｚの中間周波信号が不要となるた
め、発振器４３が不要となる。その結果、その分だけ構
成を簡略化することが可能である。 【００２２】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この例
においては、発振器４１が出力する発信周波数と、直交
変調器３１が出力する送信信号の周波数とが同一となる
ため、送信信号のキャリアにより、発振器４１が揺すら
れることになり、その発振動作が不安定となる。 【００２３】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、動作を安定させるとともに、構成をより簡
略化し、小型化、低消費電力化、低コスト化を図ること
ができるようにするものである。 【００２４】 【課題を解決するための手段】本発明の時分割多重受信
装置は、受信信号を、受信信号の周波数より所定の値だ
け高い周波数を用いて、所定の値の中間周波数に変換す
る周波数変換手段と、周波数変換手段の出力信号から不
要な周波数成分を除去する除去手段と、除去手段の出力
信号を、所定の値の中間周波数と同じ周波数を用いて復
調し、ベースバンド信号を出力する復調手段と、復調手
段の出力信号をシグマデルタ変調する変調手段と、変調
手段の出力を帯域制限する帯域制限手段とを備えること
を特徴とする。 【００２５】本発明においては、不要な周波数成分が除
去され、ベースバンド信号に復調された信号がシグマデ
ルタ変調された後、帯域制限される。 【００２６】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の時分割多重受信
装置を適用したＧＳＭの端末装置の他の構成例を表して
いる。この例においては、送信系は図１４における場合
と同様に構成されているが、受信系が図１４における場
合とは異なる構成とされている。即ち、第１段受信ミキ
サ１５により生成した７１ＭＨｚの周波数の中間周波信
号が、６ＭＨｚの第２の中間周波信号に変換されず、直
交復調器２１に直接供給されている。このため、直交復
調器２１に、発振器４４より供給される信号の周波数も
７１ＭＨｚとされている。また、直交復調器２１より出
力されたＩ信号成分とＱ信号成分は、それぞれシグマデ
ルタ変調器６１ａと６１ｂにより変調された後、デジタ
ルフィルタ６２ａと６２ｂにより所定の周波数帯域の信
号成分のみが分離され、ベースバンド処理部２に供給さ
れるようになされている。 【００２７】このようにすると、受信系の第２の中間周
波信号６ＭＨｚが不要となるため、発振器４４が不要と
なる。また、デジタルフィルタ６２ａ，６２ｂの数を少
なくすることができるとともに、その特性をそれほど厳
密にする必要がないので、安価なフィルタを用いること
ができる。 【００２８】しかしながら、この例においては、まだ発
振器が３個必要とされている。 【００２９】図２は、本発明の時分割多重送受信装置を
応用したＧＳＭの端末装置の他の構成を表しており、図
１３に示した装置、および図１に示した装置における場
合と対応する部分には同一の符号を付してある。この実
施例においては、図１における場合と同様に、ベースバ
ンド処理部２より出力されたＩ信号成分とＱ信号成分
が、Ｄ／Ａ変換器４ａ，４ｂを介してＲＦ部１に入力さ
れるようになされている。また、ＲＦ部１より出力され
たＩ信号成分とＱ信号成分が、シグマデルタ変調器６１
ａ，６１ｂとデジタルフィルタ６２ａ，６２ｂを介して
ベーンバンド処理部２に供給されるようになされてい
る。 【００３０】また、直交変調器３１の出力が、送信チャ
ンネル帯域フィルタ３５、電力増幅器３６、アイソレー
タ３７を介してデュプレクサ１２に供給されるようにな
されている。さらに、デュプレクサ１２の出力が、高周
波低雑音増幅器１３、受信チャンネル帯域フィルタ１４
を介して、第１段受信ミキサ１５に供給されるようにな
されている。また、第１段受信ミキサ１５の出力が、第
１段中間波フィルタ１６、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７
６を介して直交復調器２１に供給されるようになされて
いる。 【００３１】また、発振器７１が出力する１１３６ＭＨ
ｚの周波数の信号（キャリア）が、ミキサ７３に供給さ
れ、発振器７２が出力する２２１ＭＨｚ乃至２７２ＭＨ
ｚの周波数の信号とミックス（乗算）され、送受信局部
発振帯域フィルタ７４を介して、直交変調器３１と第１
段受信ミキサ１５とに供給されるようになされている。
また、発振器７１の出力は、分周回路７５により１／１
６の周波数に分周された後、直交復調器２１に供給され
るようになされている。 【００３２】図３は、図２の例の各部における周波数を
示している。 【００３３】次に、その動作について説明する。受信の
タイムスロットにおいては、デュプレクサ１２は、アン
テナ１１により受信した受信信号を、高周波低雑音増幅
器１３を介して受信チャンネル帯域フィルタ１４に出力
する。受信チャンネル帯域フィルタ１４は、入力された
信号のうち、受信チャンネルに対応する帯域の信号のみ
を抽出し、第１段受信ミキサ１５に出力する。 【００３４】発振器７２は、２４７ＭＨｚ乃至２７２Ｍ
Ｈｚの周波数のうち、受信チャンネルの信号の周波数に
対応する周波数の信号を出力する。この信号は、ミキサ
７３において、発振器７１が出力する１１３６ＭＨｚの
周波数の信号とミックスされる。これにより、ミキサ７
３の出力する信号は、８６４ＭＨｚ乃至８８９ＭＨｚの
帯域の成分を含むことになる。送受信局部発振帯域フィ
ルタ７４は、この帯域の信号のうち、受信チャンネル信
号の周波数に対応する成分（受信信号の周波数より７１
ＭＨｚだけ低い周波数成分）のみを抽出し、第１段受信
ミキサ１５に出力する。 【００３５】第１段受信ミキサ１５は、受信チャンネル
帯域フィルタ１４より供給される受信チャンネルに対応
する信号（図１１を参照して説明したように、この信号
は、９３５ＭＨｚ乃至９６０ＭＨｚの帯域の所定の周波
数を有している）と、送受信局部発振帯域フィルタ７４
が出力する信号とをミックス（乗算）し、７１ＭＨｚの
周波数の中間周波信号に変換する。この中間周波信号
は、第１段中間波フィルタ１６により不要な帯域成分が
除去された後、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７６に入力さ
れ、所定のゲインに調整される。ゲインを調整する制御
信号は、ベースバンド処理部２より第１段中間波ＡＧＣ
増幅器７６に供給されている。第１段中間波ＡＧＣ増幅
器７６より出力された信号は、直交復調器２１に供給さ
れる。 【００３６】直交復調器２１にはまた、発振器７１が出
力する１１３６ＭＨｚの周波数を分周回路７５により１
／１６に分周して生成した７１ＭＨｚの周波数の信号
（キャリア）が入力されている。直交復調器２１は、こ
のキャリアを利用して、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７６
より供給される信号を直交復調する。直交復調器２１が
出力するＩ信号成分とＱ信号成分は、それぞれシグマデ
ルタ変調器６１ａ，６１ｂにより変調された後、デジタ
ルフィルタ６２ａ，６２ｂにより不要な帯域成分が除去
され、ベースバンド処理部２に供給される。 【００３７】シグマデルタ変調器６１ａ，６１ｂは、オ
ーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器として機能する。この
シグマデルタ変調器６１ａ，６１ｂにより入力信号をＡ
／Ｄ変換すると、量子化雑音のスペクトルが、より広い
周波数帯域に拡散される。即ち、いわゆるノイズシェー
ピングを行うことができる。そして、このように、量子
化雑音成分がより広い周波数帯域に拡散された信号か
ら、デシメーションフィルタとして機能するデジタルフ
ィルタ６２ａ，６２ｂにより量子化雑音成分を除去し、
所望の周波数帯域成分のみを抽出する。 【００３８】このようにして、シグマデルタ変調器６１
ａ，６１ｂとデジタルフィルタ６２ａ，６２ｂの組み合
わせにより、希望波よりも強いレベルの妨害波を充分抑
圧し、希望波のみを抽出することが可能となる。 【００３９】一方、送信のタイムスロットにおいては、
ベースバンド処理部２より出力された被送信信号として
のＩ信号成分とＱ信号成分が、それぞれＤ／Ａ変換器４
ａと４ｂによりＤ／Ａ変換され、直交変調器３１に入力
される。発振器７２は、送信タイムスロットにおいて
は、２２１ＭＨｚ乃至２４６ＭＨｚの帯域のうち、送信
チャンネルに対応する周波数の信号を出力する。ミキサ
７３において、この信号が発振器７１が出力する１１３
６ＭＨｚの周波数とミックスされるため、ミキサ７３が
出力する信号の周波数は８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ
の帯域のうち、送信チャンネルに対応する周波数を含む
ことになる。送受信局部発振帯域フィルタ７４は、送信
チャンネルに対応する周波数成分のみを抽出し、直交変
調器３１に出力する。 【００４０】直交変調器３１は、送受信局部発振帯域フ
ィルタ７４より供給される信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器
４ａ，４ｂより入力されるＩ信号成分とＱ信号成分を直
交変調し、出力する。送信チャンネル帯域フィルタ３５
は、直交変調器３１が出力する信号から、送信チャンネ
ルに対応する信号成分のみを抽出し、電力増幅器３６に
供給する。電力増幅器３６で電力増幅された信号は、ア
イソレータ３７を介してデュプレクサ１２に供給され、
さらにアンテナ１１を介して電波として放出される。 【００４１】図４は、発振器７２の発振周波数の変化を
示している。同図に示すように、所定のフレーム内の受
信（ＲＸ）用タイムスロットにおいて、発振器７２が出
力する信号の周波数は、受信用のチャンネルに対応する
周波数ｆ11に設定される。この実施例においては、発振
器７２は、受信時と発信時において異なる周波数の信号
を発生する。このため、受信用タイムスロットが終了す
ると、その後の送信（ＴＸ）用タイムスロットが到来す
るまでの間に、周波数をスキャンし、送信用タイムスロ
ットにおいては、送信チャンネルに対応する周波数ｆ12
の信号を発生する。次に、再びスキャンを開始し、モニ
タ（ＭＯＮ）用タイムスロットにおいては、他のチャン
ネルをモニタするための周波数ｆ13の信号を発生する。
モニタが終了すると、次のフレームの受信用タイムスロ
ットに対応する周波数ｆ14の信号を発生する。このよう
な動作が順次繰り返される。 【００４２】この例における発振器７１と７２も、ＰＬ
Ｌシンセサイザにより構成される。この発振器７２の発
振周波数２２１ＭＨｚ乃至２７２ＭＨｚは、図１４にお
ける発振器４１の発振周波数１００６ＭＨｚ乃至１０３
１ＭＨｚ、あるいは図１７の発振器４１における発振周
波数８６４ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚの値の１／４乃至１
／３となっている。 【００４３】ＰＬＬのループゲインＫは次式で表すこと
ができる。 【００４４】Ｋ＝ＫV×ＫP／Ｎ ここでＫVは、ＰＬＬを構成する電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）のゲインを表し、ＫPは、ＰＬＬを構成する位相比
較器のゲインを表し、Ｎは、ＰＬＬに含まれる分周器の
周波数分周比を表している。 【００４５】即ち、ループゲインＫは、分周比Ｎに反比
例するため、発振周波数を従来の場合の１／４乃至１／
３にすることができるということは、ＰＬＬのループゲ
インＫを従来の場合の３乃至４倍にすることができるこ
とを意味する。 【００４６】例えば、ＧＳＭのチャンネルの間隔（２０
０ｋＨｚ）を位相比較周波数とした場合、発振器４１の
発振周波数が１０３１ＭＨｚであるとき（図１７に示す
従来のとき）、分周比Ｎは、Ｎ＝１０３１／０．２＝５
１５５となり、発振器７２の発振周波数が２２１ＭＨｚ
のとき（図３に示す例のとき）、分周比Ｎは、Ｎ＝２２
１／０．２＝１１０５となる。従って、本例の方が、分
周比Ｎを小さくし、ＰＬＬのループゲインを大きくする
ことができる。 【００４７】ループゲインを大きくすることができる
と、ＰＬＬの時定数を小さくすることができ、高速のス
キャンニングが可能となる。実験の結果、ＰＬＬのロッ
ク時のキャリア純度が良好で（ＧＳＭ規格を充分満足す
る純度で）、高速スキャンニングが可能な周波数可変Ｐ
ＬＬシンセサイザを実現することができることが確認さ
れた。このときのＰＬＬロックアップタイムは、約０．
６ｍｓ乃至０．７ｍｓである。 【００４８】この例においては、被送信信号が直交変調
器３１において直接変調されているが、発振器７２より
出力された信号に、発振器７１より出力された信号をミ
ックスした後、直交変調器３１に供給するようにしてい
るため、直交変調器３１より出力される信号の周波数
（８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ）と、発振器７２また
は７１が出力する信号の周波数（２２１ＭＨｚ乃至２７
２ＭＨｚ、または１１３６ＭＨｚ）とは異なる周波数と
なり、直交変調器３１が出力する信号に起因して、発振
器７２や７１の発振動作が悪影響を受けるようなことが
防止される。 【００４９】図５は、他の例を示している。この例にお
いては、発振器７１の発振周波数が５６８ＭＨｚとさ
れ、発振器７２の発振周波数が２９６ＭＨｚ乃至３４７
ＭＨｚとされている。この場合においても、発振器７２
の出力する信号と発振器７１が出力する信号とを、ミキ
サ７３によりミックスすることにより、８６４ＭＨｚ乃
至８８９ＭＨｚの受信用タイムスロットにおける信号と
８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚの送信用タイムスロット
における信号を生成することができる。また、この場
合、発振器７１の発振周波数が、図３の例における場合
の１／２になされているため、分周回路７５の分周比が
１／８とされている。 【００５０】図３または図５の例において、直交復調器
２１をアナログ回路により構成する場合、例えば図６に
示すように、ミキサ８１，８２と、９０度シフタ８３に
より構成することができる。この場合、分周回路７５よ
り供給された７１ＭＨｚの周波数の信号が、ミキサ８１
に供給され、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７６より供給さ
れる変調波入力とミックスされ、Ｉ信号成分が生成され
る。 【００５１】一方、分周回路７５より供給される７１Ｍ
Ｈｚの周波数の信号は、９０度シフタ８３により、その
位相が９０度シフトされた後、ミキサ８２に供給され、
変調波入力とミックスされ、Ｑ信号成分が生成される。 【００５２】図３の直交復調器２１をデジタル回路によ
り構成する場合、図７に示すように、ミキサ９１，９２
と、分周回路９３とにより構成することができる。この
場合、分周回路７５の分周比は、１／４とされる。即
ち、分周回路９３には、２８４ＭＨｚの周波数の信号
（４Ｆ）が入力される。 【００５３】図８は、分周回路９３の構成例を示してい
る。同図に示すように、この分周回路９３は、Ｄ型フリ
ップフロップ１０１乃至１０３により構成される。分周
回路７５より供給された２８４ＭＨｚ（４Ｆ）の信号
（図９（ａ））は、Ｄ型フリップフロップ１０１のクロ
ック端子に供給される。このＤ型フリップフロップ１０
１のＱ出力と反対の論理を出力するＩＱ出力が、Ｄ端子
に入力されているため、Ｄ型フリップフロップ１０１の
Ｑ出力は、クロック端子ＣＫに入力される周波数４Ｆの
１／２の周波数２Ｆ（１４２ＭＨｚ）の信号（図９
（ｂ））を出力する。 【００５４】この信号が、後段のＤ型フリップフロップ
１０２のクロック端子ＣＫに入力されている。このＤ型
フリップフロップ１０２においても、Ｑ出力と反対の論
理を出力するＩＱ出力がＤ端子に入力されているため、
そのＱ出力は、クロック端子ＣＫに入力される信号の１
／２の周波数Ｆ（７１ＭＨｚ）の信号となる（図９
（ｄ））。 【００５５】一方、Ｄ型フリップフロップ１０３のクロ
ック端子ＣＫには、Ｄ型フリップフロップ１０１のＩＱ
出力が供給されている。このＤ型フリップフロップ１０
１のＩＱ出力（図９（ｃ））は、Ｄ型フリップフロップ
１０１のＱ出力（図９（ｂ））と反対の論理となってい
る。その結果、Ｄ型フリップフロップ１０３のＩＱ出力
をＤ端子に帰還させておくことで、Ｄ型フリップフロッ
プ１０３のＱ出力よりＤ型フリップフロップ１０２のＱ
出力Ｆ（図９（ｄ））と位相が９０度ずれた信号Ｆ’
（図９（ｅ））を得ることができる。 【００５６】この信号Ｆがミキサ９１に入力され、変調
波入力と乗算され、Ｉ信号成分が復調される。また、信
号Ｆ’がミキサ９２に入力され、変調波入力と乗算さ
れ、Ｑ信号成分が復調される。 【００５７】この分周回路９３は、ロジック的に位相シ
フトを行っているだけの構成であるため、１／４電気長
でアナログ的に９０度位相シフトを実現する場合に比べ
て、周波数の変化に対して位相誤差の発生が少なく、調
整が不要でバラツキが少ない利点を有する。 【００５８】即ち、この例においては、周波数固定のＰ
ＬＬシンセサイザとしての発振器７１の出力は、直交復
調器２１から見て、必要とするローカル信号（７１ＭＨ
ｚ）の４Ｎ倍の周波数であるため、この４Ｎ倍のローカ
ル信号（２８４ＭＨｚ）を用いてロジック的に位相シフ
トを容易に実現することができる。 【００５９】尚、図５の直交復調器２１を図７に示すよ
うに構成する場合、発振器７１の発振周波数が５６８Ｍ
Ｈｚであるため、分周回路７５の分周比は１／２とされ
る。 【００６０】以上本発明をＧＳＭに応用した場合を例と
して説明したが、本発明はこれに限らず、その他の時分
割多重方式（ＴＤＭＡ方式）における送受信装置に応用
することが可能である。 【００６１】 【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、不要な周
波数成分を除去し、復調したベースバンド信号をシグマ
デルタ変調した後、帯域制限するようにしたので、動作
を安定させることができる。さらに帯域制限手段の数を
少なくすることができるとともに、その特性を、それほ
ど厳密にする必要がないので、安価なものを用いること
が可能となり、小型化、低消費電力化、低コスト化を図
ることが可能となる。
ジタルセルラーシステムであるＧＳＭ（Ｇｒｏｕｐ Ｓ
ｐｅｃｉａｌ Ｍｏｂｉｌｅ）における端末装置、特
に、その高周波部（ＲＦ部）に用いて好適な時分割多重
受信装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】ＧＳＭにおいては、図１０に示すよう
に、サービスエリアが複数の領域Ｒａ乃至Ｒｅに区分さ
れる。そして、各領域Ｒａ乃至Ｒｅにおいては、それぞ
れ専用の周波数ｆａ乃至ｆｅが、送受信信号の周波数と
して割り当てられる。隣接する領域の周波数は、できる
だけ離れた周波数となるように、各領域の周波数が決定
されている。 【０００３】周波数ｆａ乃至ｆｅは、それぞれ送信用と
受信用の周波数からなり、図１１に示すように、送信
（ＴＸ）用の周波数は、８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ
の範囲の周波数帯域が用いられる。この帯域は、２００
ｋＨｚの幅で１２５チャンネル（ＣＨ）に区分されてい
る。また、受信（ＲＸ）用の周波数は、９３５ＭＨｚ乃
至９６０ＭＨｚの帯域に設定されている。この周波数帯
域も、２００ｋＨｚの幅で１２５チャンネルに区分され
ている。 【０００４】各チャンネルは、時間軸方向に一定の時間
（４．６１６ｍｓ）ごとにフレームに区分される。１台
の移動局に着目してみると、その使用するチャンネル
（周波数）は、フレームごとに変更される。但し、送信
用と受信用のチャンネルの周波数の差は、常に４５ＭＨ
ｚとなるように、送受信のチャンネル（周波数）が選択
されるようになされている。 【０００５】各フレームは、図１２に示すように、８個
のタイムスロット（０．５７７ｍｓ）に区分されてい
る。そして、この８個のタイムスロットのうち、所定の
１つ（図１２の例においては、先頭のスロット）が、受
信（ＲＸ）のためのタイムスロットとされ、そのタイム
スロットより３個だけ後のタイムスロットが、送信（Ｔ
Ｘ）のタイムスロットとされる。そして、送信用のタイ
ムスロットより２個または３個後のタイムスロットが、
モニタ（ＭＯＮ）のためのタイムスロットとされ、他の
チャンネルのモニタが行われるようになされている。但
し、受信と送信のタイムスロットは同期しているが、モ
ニタのタイムスロットは、受信および送信のタイムスロ
ットと必ずしも同期していない。このモニタすべきチャ
ンネルも、フレーム毎に変更される。モニタした結果に
対応して、良好な受信状態となっている空きチャンネル
が適宜選択され、時間的に後のタイムスロットにおける
送受信に用いられるようになされている。 【０００６】図１３は、このようなＧＳＭにおいて用い
られる従来の端末装置、即ち、自動車等に搭載された
り、あるいは携帯される送受信装置の一例の構成を示し
ている。同図に示すように、この装置は、アンテナ１１
に接続されたＲＦ部１と、ベースバンド処理部２とを有
しており、両者の間は、Ａ／Ｄ変換器３ａ，３ｂと、Ｄ
／Ａ変換器４ａ，４ｂにより結合されている。 【０００７】アンテナ１１により受信された受信信号
は、デュプレクサ１２により送信系（図において、３０
番台の符号を付して示すブロックにより構成される系）
から分離され、受信系（図において、１０番台乃至２０
番台の符号を付して示すブロックにより構成される系）
に出力される。受信系の先頭には、高周波低雑音増幅器
１３が配置され、受信信号が増幅される。この高周波低
雑音増幅器１３の出力は、受信チャンネル帯域フィルタ
１４に入力される。上述したように、受信信号の周波数
帯域は９３５ＭＨｚ乃至９６０ＭＨｚの幅を有してい
る。受信チャンネル帯域フィルタ１４は、この周波数帯
域の信号の中から、現在選択している所定の受信チャン
ネルの周波数成分を分離し、第１段受信ミキサ１５に出
力する。 【０００８】発振器４１は、１００６ＭＨｚ乃至１０３
１ＭＨｚの範囲のうち、受信チャンネル（送信チャンネ
ル）に対応する周波数の信号（キャリア）を出力する。
この発振器４１の出力する信号の周波数は、受信チャン
ネルの信号の周波数より７１ＭＨｚだけ高い周波数とな
るように、その周波数が調整される。第１段受信ミキサ
１５は、受信チャンネル帯域フィルタ１４より供給され
る受信信号と、発振器４１が出力する信号とをミックス
（乗算）するため、その出力は、両入力信号の周波数差
である７１ＭＨｚの周波数成分を含むことになる。換言
すれば、受信信号が７１ＭＨｚの周波数の第１の中間周
波信号に変換される。 【０００９】第１段中間波フィルタ１６は、第１段受信
ミキサ１５の出力から、この７１ＭＨｚの第１の中間周
波信号を分離する。第１段中間波増幅器１７は、この信
号を増幅し、第２段受信ミキサ１８に供給する。発振器
４２は、６５ＭＨｚの周波数の信号を第２段受信ミキサ
１８に供給する。第２段受信ミキサ１８は、第１段中間
波増幅器１７より供給される７１ＭＨｚの第１の中間周
波信号と、発振器４２が出力する６５ＭＨｚの周波数の
信号とをミックス（乗算）するため、７１ＭＨｚの周波
数の第１の中間周波信号は、６ＭＨｚの第２の中間周波
信号に変換される。 【００１０】第２段中間波フィルタ１９は、この６ＭＨ
ｚの周波数の第２の中間周波信号を分離し、第２段中間
波ＡＧＣ増幅器２０に供給する。第２段中間波ＡＧＣ増
幅器２０は、ベースバンド処理部２より供給される制御
信号に対応して、この第２の中間周波信号のゲインを所
定の値に制御し、直交復調器２１に供給する。直交復調
器２１は、発振器４４が出力する６ＭＨｚの周波数の基
準信号を用いて、第２段中間波ＡＧＣ増幅器２０より供
給される第２の中間周波信号を直交復調し、Ｉ成分とＱ
成分とを出力する。このＩ成分の信号とＱ成分の信号
は、それぞれＡ／Ｄ変換器３ａと３ｂによりＡ／Ｄ変換
され、ベースバンド処理部２に供給される。ベースバン
ド処理部２は、このＩ成分の信号とＱ成分の信号を処理
して元の信号を復元し、図示せぬスピーカなどに出力す
る。 【００１１】一方、被送信信号を送信するとき、図示せ
ぬマイクロホンなどから入力された信号がベースバンド
処理部２により処理されて生成された被送信信号のうち
のＩ成分とＱ成分の信号が、Ｄ／Ａ変換器４ａと４ｂに
よりＤ／Ａ変換され、直交変調器３１に入力される。直
交変調器３１は、発振器４３が出力する１１６ＭＨｚの
周波数の信号を用いて、このＩ成分とＱ成分の信号を直
交変調する。直交変調器３１より出力された信号は、送
信中間波フィルタ３２により１１６ＭＨｚの周波数成分
以外の成分が除去され、送信中間波増幅器３３により増
幅された後、送信ミキサ３４に入力される。 【００１２】この送信ミキサ３４には、発振器４１よ
り、受信系の第１段受信ミキサ１５に供給されている信
号と同一の信号が供給されている。上述したように、こ
の信号の周波数は、受信信号の周波数より７１ＭＨｚだ
け高い周波数となされている。直交変調器３１より送信
ミキサ３４に入力される信号の周波数１１６ＭＨｚは、
第１段受信ミキサ１５が出力する第１の中間周波信号の
周波数７１ＭＨｚより４５ＭＨｚだけ大きい値となって
いる。このため、送信ミキサ３４が、送信中間波増幅器
３３より入力される１１６ＭＨｚの信号と、発振器４１
より入力される信号をミックス（乗算）して出力する送
信信号の周波数は、第１段受信ミキサ１５に入力される
受信信号の周波数より４５ＭＨｚだけ低い周波数成分を
含むことになる。 【００１３】送信チャンネル帯域フィルタ３５は、送信
ミキサ３４より出力される信号から、送信チャンネル帯
域に対応する成分（受信チャンネルの信号より４５ＭＨ
ｚだけ低い周波数成分）のみを分離し、電力増幅器３６
に出力する。電力増幅器３６は、入力された信号を電力
増幅し、アイソレータ３７を介してデュプレクサ１２に
供給する。デュプレクサ１２は、入力された信号をアン
テナ１１を介して電波にして放出する。 【００１４】図１４は、図１３に示した装置における各
ブロックに入出力される信号の周波数関係を示してい
る。同図に示すように、発振器４１は、１００６ＭＨｚ
乃至１０３１ＭＨｚの帯域の２００ｋＨｚのステップで
変化する所定の周波数の信号を出力する可変発振器とさ
れ、発振器４２乃至４４は、６５ＭＨｚ、１１６ＭＨ
ｚ、または６ＭＨｚの一定の周波数の信号を出力する固
定発振器とされている。 【００１５】これらのＲＦ部１において用いられる発振
器４１乃至４４は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、ローパ
スフィルタ、位相比較器、および分周器よりなる、いわ
ゆるＰＬＬシンセサイザにより構成されている。 【００１６】図１５は、発振器４１が出力する信号の周
波数の変化を示している。同図に示すように、フレーム
内の受信用のスロットにおいて、発振器４１の発振周波
数は、受信チャンネル（送信チャンネル）に対応する周
波数ｆ1に設定される。この周波数は、３つ後の送信用
のタイムスロットにおいても用いられるため、そのとき
まで発振器４１の周波数は固定されている。そして、送
信用のタイムスロットが終了した後、モニタすべきタイ
ムスロットにおいて、モニタすべき受信チャンネルに対
応する周波数ｆ2に設定される。 【００１７】即ち、送信用のタイムスロットが終了した
後、発振器４１はスキャン動作を開始し、周波数ｆ1か
ら周波数ｆ2に発振周波数を変更する。そして、モニタ
が終了した後、再びスキャンを開始し、次のフレームの
受信用タイムスロットにおける受信チャンネルに対応す
る周波数ｆ3に周波数を変更する。このように、発振器
４１は、約０．５ｍｓ乃至１ｍｓの期間で、高速に周波
数をスキャンニングすることになる。 【００１８】ＧＳＭ勧告は、受信系における隣接チャン
ネル妨害特性（Ｃ／Ｉ比）が、図１５に示すように規定
されている。即ち、希望波に対して２００ｋＨｚ（１チ
ャンネル）だけ離れた隣のチャンネルに対して、−９ｄ
Ｂ、４００ｋＨｚ（２チャンネル）だけ離れた、さら
に、その隣のチャンネルにおいて、−４１ｄＢ、６００
ｋＨｚ（３チャンネル）だけ離れた、さらに、その隣の
チャンネルにおいて、−４９ｄＢが要求されている。こ
のように、希望波よりも妨害波のレベルの方が大きい状
態にあっても、希望波を受信することができなくてはな
らない。 【００１９】従って、ＲＦ部１をすべてアナログ系で構
成するようにすると、希望波と妨害波とが同じレベルで
受信できる状態であったとしても、中間周波の段階で希
望波に対して、２００ｋＨｚだけ離間した周波数に対し
て−９ｄＢ、４００ｋＨｚだけ離間した周波数に対して
−４１ｄＢ、６００ｋＨｚだけ離間した周波数に対して
−４９ｄＢの帯域制限が必要となる。このため、図１３
の装置においては、７１ＭＨｚの第１の中間周波信号を
分離する第１段中間波フィルタ１６として、ＳＡＷフィ
ルタが用いられ、６ＭＨｚの周波数を分離する第２段中
間波フィルタ１９として、セラミックフィルタが用いら
れている。 【００２０】ＧＳＭの端末装置は、持ち運びの利便性を
図るため、できるだけ小型化、軽量化を図り、低消費電
力化を図る必要がある。最近のデジタル信号処理技術、
大規模デジタルＩＣ化技術の向上により、ベースバンド
処理部２については、小型化、低消費電力化が進んでい
る。ＲＦ部１についても、ＩＣ化を図り、小型化、低消
費電力化を図ることが望まれるが、ＲＦ部１には発振
器、フィルタなど、ＩＣ化が比較的困難であり、また、
調整を要する部品が用いられているため、小型化、低消
費電力化が進まないのが現状である。従って、ＲＦ部１
においては、例えば構成される中間周波信号の段数、ロ
ーカル発振器やフィルタの数を減らすことで、小型化、
低消費電力化を図ることが望ましい。 【００２１】そこで、例えば図１４（図１３）に示す装
置を、例えば図１７に示すように構成することが考えら
れる。この図１７の装置においては、第１段受信ミキサ
１５に供給する信号を、直交変調器３１に直接供給する
ことにより、被送信信号を直接変調するようにしてい
る。この場合、発振器４１が出力する信号の周波数を、
受信用タイムスロットにおいては８６４ＭＨｚ乃至８８
９ＭＨｚとし、送信用タイムスロットにおいては８９０
ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚとする。この例の場合、送信系
において、１１６ＭＨｚの中間周波信号が不要となるた
め、発振器４３が不要となる。その結果、その分だけ構
成を簡略化することが可能である。 【００２２】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この例
においては、発振器４１が出力する発信周波数と、直交
変調器３１が出力する送信信号の周波数とが同一となる
ため、送信信号のキャリアにより、発振器４１が揺すら
れることになり、その発振動作が不安定となる。 【００２３】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、動作を安定させるとともに、構成をより簡
略化し、小型化、低消費電力化、低コスト化を図ること
ができるようにするものである。 【００２４】 【課題を解決するための手段】本発明の時分割多重受信
装置は、受信信号を、受信信号の周波数より所定の値だ
け高い周波数を用いて、所定の値の中間周波数に変換す
る周波数変換手段と、周波数変換手段の出力信号から不
要な周波数成分を除去する除去手段と、除去手段の出力
信号を、所定の値の中間周波数と同じ周波数を用いて復
調し、ベースバンド信号を出力する復調手段と、復調手
段の出力信号をシグマデルタ変調する変調手段と、変調
手段の出力を帯域制限する帯域制限手段とを備えること
を特徴とする。 【００２５】本発明においては、不要な周波数成分が除
去され、ベースバンド信号に復調された信号がシグマデ
ルタ変調された後、帯域制限される。 【００２６】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の時分割多重受信
装置を適用したＧＳＭの端末装置の他の構成例を表して
いる。この例においては、送信系は図１４における場合
と同様に構成されているが、受信系が図１４における場
合とは異なる構成とされている。即ち、第１段受信ミキ
サ１５により生成した７１ＭＨｚの周波数の中間周波信
号が、６ＭＨｚの第２の中間周波信号に変換されず、直
交復調器２１に直接供給されている。このため、直交復
調器２１に、発振器４４より供給される信号の周波数も
７１ＭＨｚとされている。また、直交復調器２１より出
力されたＩ信号成分とＱ信号成分は、それぞれシグマデ
ルタ変調器６１ａと６１ｂにより変調された後、デジタ
ルフィルタ６２ａと６２ｂにより所定の周波数帯域の信
号成分のみが分離され、ベースバンド処理部２に供給さ
れるようになされている。 【００２７】このようにすると、受信系の第２の中間周
波信号６ＭＨｚが不要となるため、発振器４４が不要と
なる。また、デジタルフィルタ６２ａ，６２ｂの数を少
なくすることができるとともに、その特性をそれほど厳
密にする必要がないので、安価なフィルタを用いること
ができる。 【００２８】しかしながら、この例においては、まだ発
振器が３個必要とされている。 【００２９】図２は、本発明の時分割多重送受信装置を
応用したＧＳＭの端末装置の他の構成を表しており、図
１３に示した装置、および図１に示した装置における場
合と対応する部分には同一の符号を付してある。この実
施例においては、図１における場合と同様に、ベースバ
ンド処理部２より出力されたＩ信号成分とＱ信号成分
が、Ｄ／Ａ変換器４ａ，４ｂを介してＲＦ部１に入力さ
れるようになされている。また、ＲＦ部１より出力され
たＩ信号成分とＱ信号成分が、シグマデルタ変調器６１
ａ，６１ｂとデジタルフィルタ６２ａ，６２ｂを介して
ベーンバンド処理部２に供給されるようになされてい
る。 【００３０】また、直交変調器３１の出力が、送信チャ
ンネル帯域フィルタ３５、電力増幅器３６、アイソレー
タ３７を介してデュプレクサ１２に供給されるようにな
されている。さらに、デュプレクサ１２の出力が、高周
波低雑音増幅器１３、受信チャンネル帯域フィルタ１４
を介して、第１段受信ミキサ１５に供給されるようにな
されている。また、第１段受信ミキサ１５の出力が、第
１段中間波フィルタ１６、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７
６を介して直交復調器２１に供給されるようになされて
いる。 【００３１】また、発振器７１が出力する１１３６ＭＨ
ｚの周波数の信号（キャリア）が、ミキサ７３に供給さ
れ、発振器７２が出力する２２１ＭＨｚ乃至２７２ＭＨ
ｚの周波数の信号とミックス（乗算）され、送受信局部
発振帯域フィルタ７４を介して、直交変調器３１と第１
段受信ミキサ１５とに供給されるようになされている。
また、発振器７１の出力は、分周回路７５により１／１
６の周波数に分周された後、直交復調器２１に供給され
るようになされている。 【００３２】図３は、図２の例の各部における周波数を
示している。 【００３３】次に、その動作について説明する。受信の
タイムスロットにおいては、デュプレクサ１２は、アン
テナ１１により受信した受信信号を、高周波低雑音増幅
器１３を介して受信チャンネル帯域フィルタ１４に出力
する。受信チャンネル帯域フィルタ１４は、入力された
信号のうち、受信チャンネルに対応する帯域の信号のみ
を抽出し、第１段受信ミキサ１５に出力する。 【００３４】発振器７２は、２４７ＭＨｚ乃至２７２Ｍ
Ｈｚの周波数のうち、受信チャンネルの信号の周波数に
対応する周波数の信号を出力する。この信号は、ミキサ
７３において、発振器７１が出力する１１３６ＭＨｚの
周波数の信号とミックスされる。これにより、ミキサ７
３の出力する信号は、８６４ＭＨｚ乃至８８９ＭＨｚの
帯域の成分を含むことになる。送受信局部発振帯域フィ
ルタ７４は、この帯域の信号のうち、受信チャンネル信
号の周波数に対応する成分（受信信号の周波数より７１
ＭＨｚだけ低い周波数成分）のみを抽出し、第１段受信
ミキサ１５に出力する。 【００３５】第１段受信ミキサ１５は、受信チャンネル
帯域フィルタ１４より供給される受信チャンネルに対応
する信号（図１１を参照して説明したように、この信号
は、９３５ＭＨｚ乃至９６０ＭＨｚの帯域の所定の周波
数を有している）と、送受信局部発振帯域フィルタ７４
が出力する信号とをミックス（乗算）し、７１ＭＨｚの
周波数の中間周波信号に変換する。この中間周波信号
は、第１段中間波フィルタ１６により不要な帯域成分が
除去された後、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７６に入力さ
れ、所定のゲインに調整される。ゲインを調整する制御
信号は、ベースバンド処理部２より第１段中間波ＡＧＣ
増幅器７６に供給されている。第１段中間波ＡＧＣ増幅
器７６より出力された信号は、直交復調器２１に供給さ
れる。 【００３６】直交復調器２１にはまた、発振器７１が出
力する１１３６ＭＨｚの周波数を分周回路７５により１
／１６に分周して生成した７１ＭＨｚの周波数の信号
（キャリア）が入力されている。直交復調器２１は、こ
のキャリアを利用して、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７６
より供給される信号を直交復調する。直交復調器２１が
出力するＩ信号成分とＱ信号成分は、それぞれシグマデ
ルタ変調器６１ａ，６１ｂにより変調された後、デジタ
ルフィルタ６２ａ，６２ｂにより不要な帯域成分が除去
され、ベースバンド処理部２に供給される。 【００３７】シグマデルタ変調器６１ａ，６１ｂは、オ
ーバーサンプリングＡ／Ｄ変換器として機能する。この
シグマデルタ変調器６１ａ，６１ｂにより入力信号をＡ
／Ｄ変換すると、量子化雑音のスペクトルが、より広い
周波数帯域に拡散される。即ち、いわゆるノイズシェー
ピングを行うことができる。そして、このように、量子
化雑音成分がより広い周波数帯域に拡散された信号か
ら、デシメーションフィルタとして機能するデジタルフ
ィルタ６２ａ，６２ｂにより量子化雑音成分を除去し、
所望の周波数帯域成分のみを抽出する。 【００３８】このようにして、シグマデルタ変調器６１
ａ，６１ｂとデジタルフィルタ６２ａ，６２ｂの組み合
わせにより、希望波よりも強いレベルの妨害波を充分抑
圧し、希望波のみを抽出することが可能となる。 【００３９】一方、送信のタイムスロットにおいては、
ベースバンド処理部２より出力された被送信信号として
のＩ信号成分とＱ信号成分が、それぞれＤ／Ａ変換器４
ａと４ｂによりＤ／Ａ変換され、直交変調器３１に入力
される。発振器７２は、送信タイムスロットにおいて
は、２２１ＭＨｚ乃至２４６ＭＨｚの帯域のうち、送信
チャンネルに対応する周波数の信号を出力する。ミキサ
７３において、この信号が発振器７１が出力する１１３
６ＭＨｚの周波数とミックスされるため、ミキサ７３が
出力する信号の周波数は８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ
の帯域のうち、送信チャンネルに対応する周波数を含む
ことになる。送受信局部発振帯域フィルタ７４は、送信
チャンネルに対応する周波数成分のみを抽出し、直交変
調器３１に出力する。 【００４０】直交変調器３１は、送受信局部発振帯域フ
ィルタ７４より供給される信号を用いて、Ｄ／Ａ変換器
４ａ，４ｂより入力されるＩ信号成分とＱ信号成分を直
交変調し、出力する。送信チャンネル帯域フィルタ３５
は、直交変調器３１が出力する信号から、送信チャンネ
ルに対応する信号成分のみを抽出し、電力増幅器３６に
供給する。電力増幅器３６で電力増幅された信号は、ア
イソレータ３７を介してデュプレクサ１２に供給され、
さらにアンテナ１１を介して電波として放出される。 【００４１】図４は、発振器７２の発振周波数の変化を
示している。同図に示すように、所定のフレーム内の受
信（ＲＸ）用タイムスロットにおいて、発振器７２が出
力する信号の周波数は、受信用のチャンネルに対応する
周波数ｆ11に設定される。この実施例においては、発振
器７２は、受信時と発信時において異なる周波数の信号
を発生する。このため、受信用タイムスロットが終了す
ると、その後の送信（ＴＸ）用タイムスロットが到来す
るまでの間に、周波数をスキャンし、送信用タイムスロ
ットにおいては、送信チャンネルに対応する周波数ｆ12
の信号を発生する。次に、再びスキャンを開始し、モニ
タ（ＭＯＮ）用タイムスロットにおいては、他のチャン
ネルをモニタするための周波数ｆ13の信号を発生する。
モニタが終了すると、次のフレームの受信用タイムスロ
ットに対応する周波数ｆ14の信号を発生する。このよう
な動作が順次繰り返される。 【００４２】この例における発振器７１と７２も、ＰＬ
Ｌシンセサイザにより構成される。この発振器７２の発
振周波数２２１ＭＨｚ乃至２７２ＭＨｚは、図１４にお
ける発振器４１の発振周波数１００６ＭＨｚ乃至１０３
１ＭＨｚ、あるいは図１７の発振器４１における発振周
波数８６４ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚの値の１／４乃至１
／３となっている。 【００４３】ＰＬＬのループゲインＫは次式で表すこと
ができる。 【００４４】Ｋ＝ＫV×ＫP／Ｎ ここでＫVは、ＰＬＬを構成する電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）のゲインを表し、ＫPは、ＰＬＬを構成する位相比
較器のゲインを表し、Ｎは、ＰＬＬに含まれる分周器の
周波数分周比を表している。 【００４５】即ち、ループゲインＫは、分周比Ｎに反比
例するため、発振周波数を従来の場合の１／４乃至１／
３にすることができるということは、ＰＬＬのループゲ
インＫを従来の場合の３乃至４倍にすることができるこ
とを意味する。 【００４６】例えば、ＧＳＭのチャンネルの間隔（２０
０ｋＨｚ）を位相比較周波数とした場合、発振器４１の
発振周波数が１０３１ＭＨｚであるとき（図１７に示す
従来のとき）、分周比Ｎは、Ｎ＝１０３１／０．２＝５
１５５となり、発振器７２の発振周波数が２２１ＭＨｚ
のとき（図３に示す例のとき）、分周比Ｎは、Ｎ＝２２
１／０．２＝１１０５となる。従って、本例の方が、分
周比Ｎを小さくし、ＰＬＬのループゲインを大きくする
ことができる。 【００４７】ループゲインを大きくすることができる
と、ＰＬＬの時定数を小さくすることができ、高速のス
キャンニングが可能となる。実験の結果、ＰＬＬのロッ
ク時のキャリア純度が良好で（ＧＳＭ規格を充分満足す
る純度で）、高速スキャンニングが可能な周波数可変Ｐ
ＬＬシンセサイザを実現することができることが確認さ
れた。このときのＰＬＬロックアップタイムは、約０．
６ｍｓ乃至０．７ｍｓである。 【００４８】この例においては、被送信信号が直交変調
器３１において直接変調されているが、発振器７２より
出力された信号に、発振器７１より出力された信号をミ
ックスした後、直交変調器３１に供給するようにしてい
るため、直交変調器３１より出力される信号の周波数
（８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚ）と、発振器７２また
は７１が出力する信号の周波数（２２１ＭＨｚ乃至２７
２ＭＨｚ、または１１３６ＭＨｚ）とは異なる周波数と
なり、直交変調器３１が出力する信号に起因して、発振
器７２や７１の発振動作が悪影響を受けるようなことが
防止される。 【００４９】図５は、他の例を示している。この例にお
いては、発振器７１の発振周波数が５６８ＭＨｚとさ
れ、発振器７２の発振周波数が２９６ＭＨｚ乃至３４７
ＭＨｚとされている。この場合においても、発振器７２
の出力する信号と発振器７１が出力する信号とを、ミキ
サ７３によりミックスすることにより、８６４ＭＨｚ乃
至８８９ＭＨｚの受信用タイムスロットにおける信号と
８９０ＭＨｚ乃至９１５ＭＨｚの送信用タイムスロット
における信号を生成することができる。また、この場
合、発振器７１の発振周波数が、図３の例における場合
の１／２になされているため、分周回路７５の分周比が
１／８とされている。 【００５０】図３または図５の例において、直交復調器
２１をアナログ回路により構成する場合、例えば図６に
示すように、ミキサ８１，８２と、９０度シフタ８３に
より構成することができる。この場合、分周回路７５よ
り供給された７１ＭＨｚの周波数の信号が、ミキサ８１
に供給され、第１段中間波ＡＧＣ増幅器７６より供給さ
れる変調波入力とミックスされ、Ｉ信号成分が生成され
る。 【００５１】一方、分周回路７５より供給される７１Ｍ
Ｈｚの周波数の信号は、９０度シフタ８３により、その
位相が９０度シフトされた後、ミキサ８２に供給され、
変調波入力とミックスされ、Ｑ信号成分が生成される。 【００５２】図３の直交復調器２１をデジタル回路によ
り構成する場合、図７に示すように、ミキサ９１，９２
と、分周回路９３とにより構成することができる。この
場合、分周回路７５の分周比は、１／４とされる。即
ち、分周回路９３には、２８４ＭＨｚの周波数の信号
（４Ｆ）が入力される。 【００５３】図８は、分周回路９３の構成例を示してい
る。同図に示すように、この分周回路９３は、Ｄ型フリ
ップフロップ１０１乃至１０３により構成される。分周
回路７５より供給された２８４ＭＨｚ（４Ｆ）の信号
（図９（ａ））は、Ｄ型フリップフロップ１０１のクロ
ック端子に供給される。このＤ型フリップフロップ１０
１のＱ出力と反対の論理を出力するＩＱ出力が、Ｄ端子
に入力されているため、Ｄ型フリップフロップ１０１の
Ｑ出力は、クロック端子ＣＫに入力される周波数４Ｆの
１／２の周波数２Ｆ（１４２ＭＨｚ）の信号（図９
（ｂ））を出力する。 【００５４】この信号が、後段のＤ型フリップフロップ
１０２のクロック端子ＣＫに入力されている。このＤ型
フリップフロップ１０２においても、Ｑ出力と反対の論
理を出力するＩＱ出力がＤ端子に入力されているため、
そのＱ出力は、クロック端子ＣＫに入力される信号の１
／２の周波数Ｆ（７１ＭＨｚ）の信号となる（図９
（ｄ））。 【００５５】一方、Ｄ型フリップフロップ１０３のクロ
ック端子ＣＫには、Ｄ型フリップフロップ１０１のＩＱ
出力が供給されている。このＤ型フリップフロップ１０
１のＩＱ出力（図９（ｃ））は、Ｄ型フリップフロップ
１０１のＱ出力（図９（ｂ））と反対の論理となってい
る。その結果、Ｄ型フリップフロップ１０３のＩＱ出力
をＤ端子に帰還させておくことで、Ｄ型フリップフロッ
プ１０３のＱ出力よりＤ型フリップフロップ１０２のＱ
出力Ｆ（図９（ｄ））と位相が９０度ずれた信号Ｆ’
（図９（ｅ））を得ることができる。 【００５６】この信号Ｆがミキサ９１に入力され、変調
波入力と乗算され、Ｉ信号成分が復調される。また、信
号Ｆ’がミキサ９２に入力され、変調波入力と乗算さ
れ、Ｑ信号成分が復調される。 【００５７】この分周回路９３は、ロジック的に位相シ
フトを行っているだけの構成であるため、１／４電気長
でアナログ的に９０度位相シフトを実現する場合に比べ
て、周波数の変化に対して位相誤差の発生が少なく、調
整が不要でバラツキが少ない利点を有する。 【００５８】即ち、この例においては、周波数固定のＰ
ＬＬシンセサイザとしての発振器７１の出力は、直交復
調器２１から見て、必要とするローカル信号（７１ＭＨ
ｚ）の４Ｎ倍の周波数であるため、この４Ｎ倍のローカ
ル信号（２８４ＭＨｚ）を用いてロジック的に位相シフ
トを容易に実現することができる。 【００５９】尚、図５の直交復調器２１を図７に示すよ
うに構成する場合、発振器７１の発振周波数が５６８Ｍ
Ｈｚであるため、分周回路７５の分周比は１／２とされ
る。 【００６０】以上本発明をＧＳＭに応用した場合を例と
して説明したが、本発明はこれに限らず、その他の時分
割多重方式（ＴＤＭＡ方式）における送受信装置に応用
することが可能である。 【００６１】 【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、不要な周
波数成分を除去し、復調したベースバンド信号をシグマ
デルタ変調した後、帯域制限するようにしたので、動作
を安定させることができる。さらに帯域制限手段の数を
少なくすることができるとともに、その特性を、それほ
ど厳密にする必要がないので、安価なものを用いること
が可能となり、小型化、低消費電力化、低コスト化を図
ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の時分割多重受信装置の構成例を示すブ
ロック図である。 【図２】本発明の時分割多重受信装置の他の構成例を示
すブロック図である。 【図３】図２の例の各部における周波数の関係を説明す
るブロック図である。 【図４】図３の例の動作を説明するタイミングチャート
である。 【図５】本発明の他の例の構成を示すブロック図であ
る。 【図６】図２または図５の例における直交復調器２１の
構成例を示すブロック図である。 【図７】図２または図５の例における直交復調器２１の
他の構成例を示すブロック図である。 【図８】図７の分周回路９３の構成例を示すブロック図
である。 【図９】図８の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。 【図１０】デジタルセルラーシステムにおける領域と周
波数の関係を説明する図である。 【図１１】デジタルセルラーシステムにおける送信チャ
ンネルと受信チャンネルの関係を説明する図である。 【図１２】図１１におけるフレームとタイムスロットと
の関係を説明する図である。 【図１３】従来のデジタルセルラーシステムにおける端
末装置の一例の構成を示すブロック図である。 【図１４】図１３の例における各部の周波数の関係を説
明する図である。 【図１５】図１４の動作を説明するタイミングチャート
である。 【図１６】希望波と妨害波の大きさを説明する図であ
る。 【図１７】従来の端末装置の他の構成例を示すブロック
図である。 【符号の説明】 １ ＲＦ部， ２ ベースバンド処理部， １２ デュ
プレクサ， １３ 高周波低雑音増幅器， １４ 受信
チャンネル帯域フィルタ， １５ 第１段受信ミキサ，
１６ 第１段中間波フィルタ， １７ 第１段中間波
増幅器， １８第２段受信ミキサ， １９ 第２段中間
波フィルタ， ２０ 第２段中間波ＡＧＣ増幅器， ２
１ 直交復調器， ３１ 直交変調器， ３２ 送信中
間波フィルタ， ３３ 送信中間波増幅器， ３４ 送
信ミキサ， ３５ 送信チャンネル帯域フィルタ， ３
６ 電力増幅器， ３７ アイソレータ， ４１乃至４
４ 発振器， ６１ａ，６１ｂ シグマデルタ変調器，
６２ａ，６２ｂ デジタルフィルタ， ７１，７２
発振器， ７３ ミキサ， ７４ 送受信局部発振帯域
フィルタ， ７５ 分周回路， ７６ 第１段中間波Ａ
ＧＣ増幅器， ８１，８２ ミキサ， ８３ ９０度シ
フタ， ９１，９２ ミキサ， ９３ 分周回路， １
０１乃至１０３ Ｄ型フリップフロップ
ロック図である。 【図２】本発明の時分割多重受信装置の他の構成例を示
すブロック図である。 【図３】図２の例の各部における周波数の関係を説明す
るブロック図である。 【図４】図３の例の動作を説明するタイミングチャート
である。 【図５】本発明の他の例の構成を示すブロック図であ
る。 【図６】図２または図５の例における直交復調器２１の
構成例を示すブロック図である。 【図７】図２または図５の例における直交復調器２１の
他の構成例を示すブロック図である。 【図８】図７の分周回路９３の構成例を示すブロック図
である。 【図９】図８の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。 【図１０】デジタルセルラーシステムにおける領域と周
波数の関係を説明する図である。 【図１１】デジタルセルラーシステムにおける送信チャ
ンネルと受信チャンネルの関係を説明する図である。 【図１２】図１１におけるフレームとタイムスロットと
の関係を説明する図である。 【図１３】従来のデジタルセルラーシステムにおける端
末装置の一例の構成を示すブロック図である。 【図１４】図１３の例における各部の周波数の関係を説
明する図である。 【図１５】図１４の動作を説明するタイミングチャート
である。 【図１６】希望波と妨害波の大きさを説明する図であ
る。 【図１７】従来の端末装置の他の構成例を示すブロック
図である。 【符号の説明】 １ ＲＦ部， ２ ベースバンド処理部， １２ デュ
プレクサ， １３ 高周波低雑音増幅器， １４ 受信
チャンネル帯域フィルタ， １５ 第１段受信ミキサ，
１６ 第１段中間波フィルタ， １７ 第１段中間波
増幅器， １８第２段受信ミキサ， １９ 第２段中間
波フィルタ， ２０ 第２段中間波ＡＧＣ増幅器， ２
１ 直交復調器， ３１ 直交変調器， ３２ 送信中
間波フィルタ， ３３ 送信中間波増幅器， ３４ 送
信ミキサ， ３５ 送信チャンネル帯域フィルタ， ３
６ 電力増幅器， ３７ アイソレータ， ４１乃至４
４ 発振器， ６１ａ，６１ｂ シグマデルタ変調器，
６２ａ，６２ｂ デジタルフィルタ， ７１，７２
発振器， ７３ ミキサ， ７４ 送受信局部発振帯域
フィルタ， ７５ 分周回路， ７６ 第１段中間波Ａ
ＧＣ増幅器， ８１，８２ ミキサ， ８３ ９０度シ
フタ， ９１，９２ ミキサ， ９３ 分周回路， １
０１乃至１０３ Ｄ型フリップフロップ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 平岩 久樹
東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ
ニー株式会社内
(56)参考文献 特開 平４−233358（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−56089（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−101517（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−296167（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/10
H04B 1/16
H04J 3/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 所定のタイムスロットで送信された信号
を受信し、その受信信号を復調する時分割多重受信装置
において、 前記受信信号を、前記受信信号の周波数より所定の値だ
け高い周波数を用いて、前記所定の値の中間周波数に変
換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段の出力信号から不要な周波数成分を
除去する除去手段と、 前記除去手段の出力信号を、前記所定の値の前記中間周
波数と同じ周波数を用いて復調し、ベースバンド信号を
出力する復調手段と、 前記復調手段の出力信号をシグマデルタ変調する変調手
段と、 前記変調手段の出力を帯域制限する帯域制限手段とを備
えることを特徴とする時分割多重受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000105853A JP3384455B2 (ja) | 1993-04-09 | 2000-04-07 | 時分割多重受信装置 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08227693A JP3358183B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 時分割多重送受信装置 |
| JP2000105853A JP3384455B2 (ja) | 1993-04-09 | 2000-04-07 | 時分割多重受信装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08227693A Division JP3358183B2 (ja) | 1993-04-09 | 1993-04-09 | 時分割多重送受信装置 |
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|---|---|
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| JP3384455B2 true JP3384455B2 (ja) | 2003-03-10 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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