CN1320773C - 高频接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供高频接收装置，其具有：混频器，在将滤波器的输出连接于其一个输入上的同时，将变频局部振荡器的输出连接于另一个输入上；和连接于该混频器的输出上的输出端子，混频器由图象抑制混频器构成，同时，滤波器缓和对混频器降低图象的频率的衰减特性，从而，因为不必高性能的滤波器，所以价格低廉。

Description

高频接收装置

技术领域

本发明涉及一种接收宽频带高频信号的高频接收装置。

背景技术

下面，用附图来说明现有的调谐器。图26是简化现有调谐器的框图。

图26中，向输入端子1输入从约50MHz到约860MHz的高频信号。

连接到输入端子1上的天线滤波器2是单调谐型滤波器，使其调谐频率与接收信道的频率一致，去除无用的频率。另外，高频放大器3连接天线滤波器2的输出，放大高频信号。

在级间滤波器4上连接高频放大器3的输出。级间滤波器4由双调谐型滤波器构成。

混频器5在将级间滤波器4的输出连接于其一侧输入上的同时，将变频局部振荡器6的输出连接于另一侧输入上，该混频器5由双平衡混频器构成。另外，由该混频器5变频到规定的中间频率(下面称为IF)的信号。

带通滤波器7提供混频器5的输出，去除希望信号以外的信号，将带通滤波器7的输出提供到输出端子8。

作为与本申请的发明相关的现有技术文献信息，例如已知特开平7-297682号公报。

一般，因为若由混频器进行变频，则会产生图象干扰信号(imageinterfering signal)，在该混频器的上游，必需用滤波器来事先抑制成为发生图象干扰信号原因的信号(以后仅简称为图象：image)。因此，在现有的高频接收装置中，使用由于单调谐滤波器与双调谐滤波器这两级结构滤波器等而具有高性能衰减特性的滤波器，对图象的频率的衰减量变大。

但是，在这种现有高频接收装置中，在使用具有两个调谐电路的双调谐滤波器的同时，必需使用单调谐滤波器的共计两个滤波器，价格高。

发明内容

提供一种高频接收装置，其中，具有：输入高频信号的输入端子；输入被输入到所述输入端子的所述高频信号的滤波器；混频器，将滤波器的输出连接于其一侧输入上，同时，将变频局部振荡器的输出连接于另一侧输入上；和连接于混频器输出上的输出端子，混频器由图象抑制混频器构成，同时，滤波器将比接收频段内在最低频率接收时的变频局部振荡器的振荡频率的3次谐波仅高出中间频率的频率以下的频率供给到所述图象抑制混频器。

提供一种高频接收装置，其中，具有：

输入电视播放的高频信号的输入端子；

连接于所述输入端子上、同时接收UHF信号的UHF接收部；

连接所述UHF接收部的输出的输出端子；和

与所述UHF接收部并联连接的VHF接收部，所述UHF接收部具有：第一调谐型滤波器，连接于所述输入端子上，同时，其调谐频率在UHF频段内可变；第一高频放大器，连接所述第一调谐型滤波器的输出；和第一混频器，将所述第一高频放大器的输出连接于其一个输入上，同时，将第一局部振荡器的输出连接于另一输入上，所述VHF接收部具有：第二调谐型滤波器，连接于所述输入端子上，同时，其调谐频率在所述VHF频段内可变；第二高频放大器，连接所述第二调谐型滤波器的输出；和级间滤波器，连接所述第二高频放大器的输出，在所述级间滤波器与所述输出端子之间，插入第二混频器，在该第二混频器的一个输入上连接所述级间滤波器的输出，同时，在另一输入上连接第二局部振荡器的输出，所述第一混频器与所述第二混频器为图象抑制混频器，同时，所述级间滤波器，作为至少使预定的截止频率以下的频率通过的滤波器，将比在接收频段内的最低频率接收时的所述第二局部振荡器的振荡频率的3次谐波仅高中间频率的频率以下的频率提供给所述第二混频器。

附图说明

图1是实施方式1的高频接收装置的框图。

图2是表示频率与信号的关系的原理图。

图3A、图3B、图3C、图3D是表示希望信号与图象干扰信号的相位关系的图。

图4是滤波器的衰减特性图。

图5是滤波器的衰减特性图。

图6是基于3倍谐波的图象的说明图。

图7是实施方式2的高频接收装置的框图。

图8A、图8B是滤波器与移相器的特性图。

图9是实施方式3的高频接收装置的框图。

图10是低通滤波器的特性图。

图11是实施方式4的高频接收装置的框图。

图12是实施方式5的高频接收装置的框图。

图13是实施方式6的高频接收装置的框图。

图14是实施方式7的输入滤波器的电路图。

图15A、图15B是等效电路图。

图16A、图16B是阻抗特性图。

图17A、图17B是衰减特性图。

图18是实施方式8的输入滤波器的电路图。

图19A、图19B是等效电路图。

图20A、图20B是阻抗特性图。

图21A、图21B是衰减特性图。

图22是实施方式9的高频接收装置的截面图。

图23是俯视图。

图24是屏蔽外壳的展开图。

图25A、图25B是主要部件的详细图。

图26是现有高频接收装置的框图。

具体实施方式

(实施方式1)

下面，用图来说明实施方式1。图1是实施方式1的高频接收装置的框图。

图1中，向输入端子20输入从约50MHz到约860MHz的电视播放高频信号。

输入滤波器21连接于输入端子20。在实施方式1中，输入滤波器21由仅有并联连接电感与变容二极管的一组调谐电路的电路(下面称为单调谐电路)构成，通过使提供给该变容二极管的电压变化，调谐频率可变。在高频接收装置接收希望信道的情况下，通过向变容二极管提供电压，使输入滤波器21的调谐频率成为与希望信道的频率大致相同的频率，可使希望信道的信号以外的信号衰减。

高频放大器22连接输入滤波器21的输出，放大通过输入滤波器21的高频信号。高频放大器22是可通过施加于其控制端子22a上的控制电压使增益变化的可变增益放大器。

由此，因为插入高频放大器22，所以即使在下游使用NF差的器件，也可实现系统中NF好的高频接收装置。另外，因为在高频放大器22的上游具有滤波器21，所以可去除输入高频放大器22的无用的信号。

这里，重要的是输入高频放大器22的信号的输入电平为使高频放大器22不饱和的信号电平。即，高频放大器22中，使高频放大器22饱和的高电平信号失真，产生高频的谐波等无用信号。因此，重要的是，输入滤波器21使希望信号以外的信号衰减，变为高频放大器22不饱和的电平。因为输入滤波器21是单调谐电路，所以得到调谐频率的上侧频率与下侧频率双方的衰减特性。

固定滤波器23是连接高频放大器22的输出的第二滤波器，该第二滤波器23具有由固定电感与固定电容确定的固有截止频率。在实施方式1中，第二滤波器23是低通滤波器，其截止频率大致为349MHz。

不均衡-均衡变换器24连接第二滤波器的输出，由该电路从不均衡电路变换为均衡电路。本来所有电路由均衡电路形成，若均衡连接它们，则可提高对来自外部的干扰信号的进入等的干扰排除能力。但是，为了使输入滤波器21或第二滤波器23均衡，必需分别使用两组它们的滤波器，但在由离散结构形成的情况下，难以保证各电路的均衡性，另外，价格变高，所以在第二滤波器23后变换为均衡电路。

图象抑制混频器(下面称为IRM：image rejection mixer)25连接不均衡-均衡变换器24的输出，同时，由均衡电路形成。IRM25由两组双平衡混频器(下面称为DBM)26、27与两组移相器28、29构成。混频器由均衡电路形成，所以可提高混频器的失真特性，混频器中难以产生干扰。

该IRM25的结构首先将不均衡-均衡变换电路24的输出分支成两个。之后，将另一输出连接到DBM26的一个输入上，将变频局部振荡器30的输出连接于DBM26的另一输入上。将该DBM26的输出连接于移相器28上。

另外，将不均衡-均衡变换电路24的另一输出连接到DBM27的一个输入上，经移相器29，将变频局部振荡器30的输出连接于另一输入上。另外，作为合成DBM27的输出与移相器28的输出的结构。

此时，移相器28与移相器29使输入这些移相器的信号的相位变化90度。即，移相器29使变频局部振荡器30的振荡频率信号的相位延迟90度，以使作为DBM27的输出的中间频率的信号的相位延迟90度。另外，移相器28使从DBM26输出的中间频率的信号相位延迟90度。

通过具有如此结构的IRM25，将变频局部振荡器30的输出信号与希望信道的信号混合，将希望信道的信号变频为45.75MHz的中间频率信号。另外，采用实施方式1中的变频局部振荡器30的振荡频率为上侧外差型(upper heterodyne type)，为仅比希望信道信号高中间频率信号的频率(下面称为中间频率)的频率。

连接均衡-不均衡变换电路31，以提供合成移相器28的输出与DBM27的输出的信号。通过该均衡-不均衡变换电路31变换为不均衡电路。另外，将该均衡-不均衡变换电路31的输出连接于中间频率滤波器32上。在实施方式1中，中间频率滤波器32将通过频带的中心设为大致中间频率，使离开该中间频率作为大致1信道频段的6MHz的一半的频率(3MHz)以上的信号衰减。

因为中间频率滤波器32不均衡，所以在该中间频率滤波器32的前面设置均衡-不均衡变换电路31。另外，输出端子33连接中间频率滤波器32的输出。为了提高失真特性，均衡构成该中间频率滤波器32，此时，使均衡-不均衡变换电路31作为缓冲电路动作。另外，在变频局部振荡器30上环路连接有PLL电路34。

并且，在实施方式1中，因为变频局部振荡器30的振荡频率对应于希望信道的频率而变化，所以移相器29对于宽频带的频率，必需可稳定使相位变化的精度。因此，移相器29由倍增变频局部振荡器30的信号的2倍增电路35和连接该2倍增电路输出的分频器36构成，作为由该分频器36恢复原始振荡频率的所谓触发型移相器(flip-floptype phase shifter)。此时，可使对DBM27的输入信号的相位变化90度。

也可仅由一个移相器28来变化中间频率的相位，因此，对于某点频率，使用相位变化量的精度好的多相型移相器来使DBM26的输出信号的相位变化90度。

下面，用图来说明产生图象干扰的机构、与实施方式1的高频接收装置中使用的IRM中抑制图象干扰的动作。图2是表示频率与信号的关系的原理图。图3A、图3B、图3C、图3D是表示实施方式1的IRM中的希望信号与图象干扰信号的相位关系的图。

图2中，横轴40表示频率，纵轴41表示电平。这里，将接收美国的电视播放的第二信道的情况作为一例来说明。希望信道的信号42的频率43约为55.25MHz。变频局部振荡器30的振荡信号44的振荡频率45为比希望信道的信号频率43还高频率差48的频率。此时，中间频率信号47的频率46为45.75MHz，所以振荡频率45的频率为101MHz。另外，通过混频器混合该振荡频率45的振荡信号44与具有希望信道的信号42的频率43的希望信道的信号42，变换为作为这些信号的频率差48的中间频率46。

下面，说明图象干扰信号49的发生。图象干扰信号49通过混频器与变频局部振荡器30的信号混合，变换为与中间频率信号47相同频率的无用信号通过存在于输入混频器中的信号内来产生。即，混频器输出输入的两个频率差的频率，所以将比振荡频率45仅高希望信道信号42与变频局部振荡器30的频率差48的频率图象50的信号也变换为中间频率。

因此，将如此由混频器变换而成为产生频率与中间频率46相同的图象干扰信号49的原因的信号称为图象51，实施方式1中的图象51的频率52为146.75MHz。

该图象51具有在频率52之上或附近存在的播放信号自身成为图象51的情况，或作为比图象51的频率52高的频率，其差的频率差53由成为图象51的频率52的多个播放信号54、55产生的情况，或相反作为比图象51的频率52低的频率，其频率的和由成为图象51的频率52的多个播放信号56、57产生的情况等。并且，也有通过3个以上播放信号之和或差来成为图象51的频率52的情况等，但这些图象干扰是，在将希望信道信号变换成为比振荡频率45还低的中间频率46的同时、在具有宽频带的接收频率的电视播放接收用电子调谐器那样的高频接收装置中成为问题。

下面，用图来说明实施方式1中的IRM抑制由该混频器产生的图象51的动作。图3A、图3B、图3C、图3D是表示实施方式1的IRM中的希望信号与图象干扰信号的相位关系的图。

在图3A、图3B、图3C、图3D中，图3A表示DBM26的输出信号的相位。DBM26仅变换频率，希望信道信号60与图象干扰信号61相位相同。

下面，图3B表示移相器28的输出信号中的中间频率信号66与图象干扰信号67的相位，通过该移相器28，使DBM26的输出相位延迟90度，使中间频率信号66与图象干扰信号67的相位都延迟90度。

下面，图3C是表示DBM27的输出信号的相位的图，若通过移相器29来混合使相位延迟90度的信号与希望信道的信号，则将从DBM27输出的中间频率信号62的相位63延迟90度。

另外，通过DBM27与振荡频率45混合的图象50，由于希望信道的信号与振荡频率的频率关系逆转，所以DBM27输出中的图象干扰信号64的相位变化为与中间频率信号62的相反方向。因此，图象干扰信号64的相位65前进90度。

图3D表示合成DBM27的输出信号与移相器28的输出信号的状态，将合成这些信号后的信号提供给均衡-不均衡变换电路31。由此，中间频率信号62、66变为同相位，从IRM25输出的图象干扰信号是对图象干扰信号64而言图象干扰信号67的相位差成180度，所以图象干扰信号彼此抵消，所以理论上可完全去除图象干扰信号。即，IRM25除作为通常的双均衡混频器来变换频率的动作外，可同时删除图象。另外，如上所述抑制图象后的信号被提供给均衡-不均衡变换电路31。

但是，现实中难以保持通过两个移相器来使图象干扰信号的相位变化正好180度的精度。例如，相位相对移相器的频率的变化量差异或每个移相器中的相位变化量差异等都会导致上述情况。此时，因为图象干扰信号的相位彼此的差不是正好180度，所以不能完全删除信息干扰信号，不能全部去除。

另外，由于DBM26或DBM27具有的失真等，产生高谐波信号，由于该高谐波信号，产生图象干扰信号，所以在实施方式1所示IRM25中，确认可将图象干扰信号抑制30dB左右。

因此，本发明对于成为产生图象干扰信号的原因的图象的频率或组合多个信号而产生的图象的频率，可将滤波器的衰减量缓和IRM25抑制图象干扰信号的大小。

下面，用图来说明IRM25与滤波器的衰减特性的关系。图4、图5是实施方式1中的滤波器的衰减特性图。横轴表示频率，纵轴表示滤波器的信号电平或衰减量。

图4中，说明例如希望信道是VHF2信道的情况。在北美，用VHF2信道的频率70约55.25MHz的频率播放。北美的中间频率71为45.25MHz，所以由IRM25抑制的图象72的频率73为146.75MHz。

这里，为了使图象干扰信号74变为不对图象等产生影响的电平75，必需将图象72的电平76抑制60dB左右。IRM25可将图象72的电平抑制30dB左右，所以即使将滤波器的图象72的频率73(146.75MHz)中的衰减量减轻30dB左右，也不会产生图象干扰。

即，为了抑制图象干扰信号，在是利用通常的DBM的混频器的情况下，必需象衰减特性77那样陡峭的特性，但在设混频器为IRM的情况下，可使用将频率73的衰减量缓和到约30dB、且具有衰减特性78的平缓特性的滤波器。

图5是实施方式1中对因多个高频信号而发生的图象进行抑制的说明图。图5中，假定UHF信道，与图4相同的部分标以相同序号，简化其说明。

在北美，用UHF信道的频率70a为约505.25MHz的频率播放。

这里，图象72a由比希望信道的频率70a还低的两个频率80(这里为295.25MHz)与82(这里为301.25MHz)之和产生。IRM通过逆转图象72a自身的相位，消除图象72a自身。因此，因为即便由多个高频信号而产生的图象也可抑制，所以也可缓和频率80、81中滤波器的衰减特性。

通过以上结构，滤波器不需要衰减量大、具有陡峭衰减特性的高性能滤波器，即便具有平缓衰减特性的滤波器，也可防止图象干扰。即，若在这种具有宽频带的接收频带的高频接收机中使用IRM，则对于成为产生该图象干扰信号原因的特定频率，因为可减轻其衰减量，所以滤波器可由廉价的滤波器构成，可提供低价格的高频接收装置。

因此，在实施方式1中，因为设混频器为IRM25，所以若输入滤波器21由单调谐电路形成，则可确保图象51的频率52的衰减量为30dB左右，可将图象51抑制60dB左右。因此，因为即便调谐电路仅为一个也可防止图象干扰，所以滤波器可由廉价的滤波器构成，可实现低价格的高频接收装置。

另外，在实施方式1中，因为第二滤波器23为固定滤波器，所以调谐电路仅为一个，不需要调谐频率的调整，所以可实现生产率好的高频接收装置。

另外，因为调谐电路仅具有输入滤波器21，所以调谐电路的Q值对频率的变化变小，同时，阻值匹配的偏差也变小。因此，每个信道的增益或波形变动变小，所以可实现稳定的接收。尤其是在接收数字播放的情况下重要，通过该结构可实现低价格的数字接收调谐器。

并且，在实施方式1中，第二滤波器23为截止频率大致为349MHz的低通滤波器。从而，在接收可通过低通滤波器的低频率时，可抑制由349MHz以上的高频率信号产生的图象的发生。

通过动作分析，推导出IRM不能去除由在比变频局部振荡器30的振荡频率45的3倍谐波高中间频率时产生的干扰(下面称为3次谐波图象)而产生的图象干扰信号。因此，在实施方式1中，通过将第二滤波器23设为低通滤波器，将接收最低频率信道情况下的变频局部振荡器30的3次谐波发生的图象的频率设为截止频率，防止基于3次谐波图象的图象干扰。

下面，用图来具体说明该动作。图6是基于该3倍谐波的图象的说明图。用图6来说明例如接收作为最低频率的信道的VHF2信道的情况。在接收VHF2信道的情况下，变频局部振荡器30的振荡频率45为101MHz。因此，与变频局部振荡器30的3次谐波90对应的3次谐波图象91的频率92为从3次谐波90的频率93高出中间频率46的大致349MHz。即，基于3次谐波图象91的干扰由IRM25引起，所以若由比IRM25还靠上游的滤波器21或23事先去除该3次谐波图象90自身，则不会产生基于3次谐波图象的图象干扰。

并且，由于也可抑制基于349MHz以上的频率以上的播放信号的乱真，所以还可同时防止基于这些乱真的相互干扰干扰。

另外，在实施方式1中，通过第二滤波器23使3次谐波图象91的信号衰减，但也可在输入滤波器21或输入端子20之前设置使3次谐波图象91衰减的滤波器。此时，因为可防止向高频放大器22输入3次谐波图象91或无用的信号，所以可减小高频放大器22的失真。

另外，例如象电子调谐器中VHF信道那样接收接收频率中低的频率的情况下，若低通滤波器的截止滤波为大致VHF信道的高端附近的约360MHz左右，则可抑制以该截止频率以上的UHF波段的多个播放信号的乱真为原因而发生的图象的发生，可防止图象干扰。

并且，实施方式1中在固定滤波器中使用低通滤波器，但也可是带通滤波器。此时，在接收可通过带通滤波器的频率时，可防止由于带通滤波器上游截止频率以上的高频率的信号发生的图象干扰和由带通滤波器下游截止频率以下的低频率信号产生的图象干扰。

或者，固定滤波器也可以是高通滤波器。此时，例如象电子调谐器中UHF信道那样，在接收接收频率中高的频率的情况下，若设高通滤波器的截止频率为UHF波段，则可抑制基于作为该截止频率以下的VHF带的多个播放信号的乱真等成为原因而发生的图象的发生，可防止图象干扰。

并且，也可设置多个这些通过频带不同的滤波器，对应于希望信道来切换这些滤波器。由此，可对应于接收信道来选择该图象的发生变少的滤波器。因此，可在更宽的频率下抑制发生图象干扰信号的原因的信号。

在实施方式1中，IRM25由均衡电路形成，所以提高对干扰信号进入等的干扰排除能力，可实现稳定的混频器，同时，因为接近设置各电路，所以可得到小型的高频接收装置。

另外，因为只要将图象51的频率52中的衰减量确保在30dB左右即可，所以例如也可由双调谐电路形成输入滤波器21，并串接高频放大器22与不均衡-均衡变换器24。或者在高频放大器22与输入滤波器21之间插入不均衡-均衡变换器24，同时，也将高频放大器22作为均衡电路，直接连接高频放大器22与IRM25。即便在这些方式中，因为可减小高频放大器22与IRM25之间的信号损耗，所以可防止其间NF恶化。因此，即便在高频放大器22中使用NF差的晶体管，也可维持系统整体的NF。

并且，因为可在高频放大器22中使用NF差的晶体管，所以可使用双极性晶体管等廉价的晶体管，可实现价格低的高频接收装置。此外，对于IRM25或变频局部振荡器30、PLL34而言，因为是基于双极性晶体管的集成电路，所以可将高频放大器22与IRM25或变频局部振荡器30、PLL34容纳在一个集成电路内，可实现小型的高频接收装置。

另外，第二滤波器23为固定滤波器，但作为单调谐或双调谐也无妨。由此，进一步提高第二滤波器中产生图象干扰信号的频率下的衰减特性。因此，可进一步防止发生图象干扰。

在实施方式1中，输入滤波器21是单调谐，但尤其是在可允许干扰特性的小型TV等中，输入滤波器21也可是固定滤波器。此时，因为滤波器的损耗小，所以NF变好，对接收灵敏度特性重要的小型TV的电子调谐器有效。

另外，在实施方式1中，移相器28由基于电容和电阻的多相型滤波器构成，所以功率不必要。因此，因为可减小功率，所以在便携电话等便携用设备中使用的情况下非常有用。

另外，在实施方式1中，在高频放大器与图象抑制混频器之间插入级间滤波器，同时，级间滤波器是作为固定滤波器的高频接收装置，由此，即便调谐电路减少，也可防止图象干扰。并且，因为调谐电路仅设置在输入滤波器中，所以在电路的Q值对频率的变化变小的同时，阻抗的匹配偏差也变小。因此，因为每个信道的增益或波形变动变小，所以可实现稳定的接收。另外，尤其这在接收数字播放的情况下重要，可实现低价格的数字接收调谐器。

(实施方式2)

下面，用图来说明实施方式2。图7表示实施方式2的高频接收装置的框图。图7中，向与图1相同的部分附加相同序号，并省略说明。

图7中，变频局部振荡器30由3个振荡器形成。一般，变频局部振荡器30通过由变容二极管与电感元件构成的电路而形成。但是，在变频局部振荡器30的振荡频率整个区域中不能由1个振荡器振荡，所以一般由多个振荡器来分担。在实施方式2中，分割到3个波段，分别由振荡器100、101、102来分担。在电源供给端子103与振荡器100、101、102之间插入开关104，由该开关104来选择地连接电源供给端子与振荡器100、101、102之一。实施方式2中的输入滤波器是由单调谐电路构成的滤波器。

下面，在实施方式2中，图8A是表示滤波器的图象衰减量相对接收频率的图，图8B是表示与基于移相器28、29的相位变化量相对接收频率的关系图。

图8A、图8B中，横轴110表示接收频率，图8A的纵轴111表示基于输入滤波器21与第二滤波器23的图象的衰减量之和，图8B的纵轴112表示基于移相器的相位的变化量。

在图8A、图8B中，首先，第一频段113是VHF低波段，该频率为从55.25MHz到127.25MHz。接着，第二频段114是VHF高波段，从133.25MHz到343.25MHz。第三频段115是从349.25MHz到801.25MHz的UHF波段。

这里，若观察滤波器的衰减量与频率的关系，则该衰减量因频率而变化。这是由于构成输入滤波器21的调谐电路采用并联谐振电路，所以在带内的高频下，负载Q下降，衰减特性倾向于恶化。因为UHF波段的高频是图象频率比接收带高，所以不成问题，但在VHF带中，高频下的衰减特性恶化尤其在图象陷波器的形成困难的VHF低波段中成为问题。

接着，若观察频率与移相器28、29的相位变化的关系，则首先通过移相器29的相位变化曲线119，移相器29倾向于在每个带中变化量变化。接着，根据移相器28的相位变化曲线120，移相器28与接收信道的频率无关，使相位大致恒定地变化。这是因为在移相器28中，与希望信道无关，只要仅使中间频率的相位变化即可，所以可使用多相型移相器等，可得到相位变化精度高的移相器。

因此，在实施方式2中，可使移相器29相对滤波器衰减量最小的第一频段113的相位变化119最接近90度，使IRM25中的图象抑制量变大。

即，对于滤波器21的衰减量小的信道，通过使与IRM25的图象降低量大的信道组合，可弥补滤波器衰减量的不足，可对宽的接收频率抑制图象。

(实施方式3)

下面，用图来说明实施方式3。图9是实施方式3的高频接收装置的框图。图9中，向与图1相同的部分附加相同序号，并省略说明。

图9中，开关130在共同端子130a处连接高频放大器22的输出，同时，具有3个输出端子130b、130c、130d，开关130选择地切换输出端子130b、130c、130d。另外，第一输出端子130b直接连接于IRM25上。接着，在第二输出端子130c的输出与IRM25之间，插入第一低通滤波器131。并且，在第三输出端子130d的输出与IRM25之间，插入第二低通滤波器132。

选台数据发生部135的一个输出连接于PLL34上，根据输入该选台数据发生部135的输入端子135a上的希望信道信息，发生选台数据。另外，PLL34通过该选台数据来确定变频局部振荡器30的频率。并且，在选台数据发生部135的另一输出与开关130之间，插入控制器136，该控制器136对应于选台数据发生部135来进行向适当输出端子的切换。

例如图10所示，高通滤波器131的截止频率137为133.25MHz，低通滤波器132的截止频率138为349.25MHz。此时，在接收VHF低波段的情况下，控制器136连接到输出端子130b。另外，在接收VHF高波段的情况下，控制器136连接到输出端子130c。在接收UHF波段的情况下，控制器136连接到输出端子130d。由此，可防止将无用信号输入IRM25，可抑制图象干扰。另外，在UHF波段的情况下，因为图象频率本身在接收频带外的组合多，所以仅输入滤波器的衰减特性是足够的，不通过滤波器而直接输入IRM25。

在实施方式3中，为低通滤波器，但也可与接收的频段或成为发生图象原因的信号的有无等对应，使用适当带通滤波器或高通滤波器，或将其组合而使用。

(实施方式4)

下面，用图来说明实施方式4。图11是实施方式4的高频接收装置的框图。图11中，向与图1相同的部分附加相同序号，并省略说明。

实施方式4中，并联连接两个实施方式1中的调频接收装置，在输入端子20与一个调频放大器22a的输入滤波器21a之间插入高通滤波器140，在与另一调频放大器22b的输入滤波器21b之间插入低通滤波器141。在实施方式4中，高通滤波器140、低通滤波器141的截止频率大致为作为UHF波段的低端信道频率的约350MHz。

由此，VHF信道由具有低通滤波器141的接收部142接收，UHF信道由具有高通滤波器140的接收部143接收。因此，VHF与UHF由各接收部接收。此时，在接收UHF的情况下，比局部振荡器30的振荡频率的3倍以上的谐波低或高IF频率的频率变为接收频带以外。因此，在高频放大器22a与IRM25a之间，不需要滤波器。因此，可减小高频放大器22a与IRM25a之间的损耗，所以可提高系统整体的NF。

另外，在VHF信道中发生的3倍谐波图象中最低的频率是在接收最低频率的信道时。因此，若插入第二滤波器24b，使3倍谐波图象中最低的频率以上的频率成为截止频率，则可提高图象干扰特性。

(实施方式5)

下面，用图来说明实施方式5。图12是实施方式5的地面波接收用数字调谐器的框图。图12中，向与图1相同的部分附加相同序号，并省略说明。

图12中，将开关150插入高频放大器22a与IRM25a之间。开关150在将高频放大器22的输出连接于共同端子150a上的同时，将另一输出端子150b连接于IRM25上。另外，在另一输出端子150c与输出端子33之间插入DBM151。

另外，将IRM25的输出与DBM151的输出都连接到解调器152上。在解调器152的输出与输出端子33之间插入纠错器153。另外，纠错器153由维特比修正器(Viterbi corrector)154、和连接该维特比修正器154一个输出的里德所罗门修正器(reed solomon corrector)155形成。维特比修正器154的另一输出连接于判定器156，在判定器156的输出与开关150的切换控制端子150d之间插入控制器157。

判定器156判定维特比修正器154的输出中的比特错误率，在判定比特错误率大于预定值的情况下，输出把将开关150连接到IRM25侧的指示传送到控制器的信号。

由此，在比特错误率因图象干扰而恶化的情况下，因为IRM可防止图象干扰，所以可改善比特错误率。另外，在没有图象信号、比特错误率好的状态下，因为可使用DBM，所以可减小消耗功率。

一般在ビタビ修正器154的输出的比特错误率在0.0002以下的情况下，可通过里德所罗门修正器155的修正将输出端子33的比特错误率变为0。因此，判定器156在比特错误率在0.0002以上的情况下，向控制器157传送比特错误率超过0.0002的信号，另外，接收该信号的控制器157向开关150传送切换混频器的信号。

即使将混频器从DBM151切换到IRM25比特错误率也未好的情况下，判定器156判定为比特错误率超过0.002的信号不是基于图象的信号，将混频器恢复到DBM。

(实施方式6)

下面，用图来说明实施方式6。图13是实施方式6的地面波接收用数字调谐器的框图。图13中，向与图1、图12相同的部分附加相同序号，并省略说明。

图13中，将开关160插入高频放大器22的输出与DBM27之间，将控制器161插入开关160的接通、断开(ON、OFF)控制端子160a与判定器156之间。另外，设置开关162，以控制向移相器29提供电源。对开关162也进行连接，以便控制器161能控制接通、断开(ON、OFF)。

控制器161在比特错误率超过0.0002的情况下，输出接通开关160与162的信号。即，若通常开关160与162为OFF，则仅向DBM26侧提供高频信号，同时，不驱动移相器29或DBM27，所以消耗功率小。并且，在比特错误率恶化的情况下，通过使开关160与162接通(ON)来作为IRM而动作，可防止图象。

另外，在实施方式6中，在移相器28中使用多相滤波器，但也可与移相器29一样，为基于倍增、分频的触发方式的移相器。

(实施方式7)

下面，用图来说明实施方式7。图14是实施方式7中的输入滤波器的电路图。

在实施方式7中，在输入滤波器中设置可变图象陷波器。图14中，输入滤波器是与输入端子160连接，在输入端子160上连接第一电感161与第二电感162的串联连接体。第二电感162的输出之一连接于输出端子163，在另一输出与接地之间，插入变容二极管164。另外，将变容二极管164的阳极侧连接于接地侧。

在输入端子160上，与第一电感161并联地连接第三电感165与开关166的串联连接体。开关166在接收VHF低波段的情况下截止，在接收VHF高波段的情况下接通。

并且，在第三电感165的输出与接地之间插入第四电感167。为了使变容二极管164的容量变化，使提供给连接于变容二极管164的阴极侧上的控制端子168的控制电压变化。

另外，在如此构成的调谐型滤波器169的第四电感167与接地之间插入第二变容二极管170，将控制端子168连接到该第二变容二极管170的阴极侧端子，从而构成可变陷波器。

实施方式7中各电路的常数是，第一电感161为300nH，第二电感162为70nH，第三电感165为40nH，第四电感167为40nH。另外，变容二极管164、170通过使控制电压从1V变化到25V，使容量从60pF变化到3pF。

下面，用图15A、图15B、图16A、图16B及图17A、图17B来说明该输入滤波器的动作。图15A、图15B是实施方式7中输入滤波器的等效电路图，图16A、图16B是输入滤波器的阻抗特性图，图17A、图17B是输入滤波器的衰减特性图。

首先，说明实施方式7中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的动作。图15A表示实施方式7中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的等效电路。此时，因为开关166截止，所以由第一电感161与第二电感162形成第一等效电感180，由第三电感165与第四电感167形成第二等效电感181。此时，第一等效电感180相当于80nH，第二等效电感181相当于370nH。

因此，输入滤波器变为由第一等效电感180、第二等效电感181与第一变容二极管164的电容形成的并联谐振电路、和由第二等效电感181与第二变容二极管170的电容形成的串联谐振电路的陷波电路构成。

接着，图16A表示实施方式7中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的阻抗，横轴190表示频率，纵轴191是阻抗。另外，图17A表示实施方式7中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的衰减特性，横轴210表示频率，纵轴211取衰减量。

图16A中，曲线192表示阻抗值对输入滤波器频率的变化。输入滤波器的阻抗因变容二极管170的容量而变得比调谐用并联谐振频率高，因此，阻抗从C分量变化为L分量，在比调谐频率高的特定频率193中，因串联谐振而产生极194。该极194中，阻抗为0，所以如图17A所示，输入滤波器在频率193下衰减特性变大。

因此，在实施方式7中，确定第二等效电感181与变容二极管170的容量常数，使极194的频率193变为接收信道的图象的频率。另外，如图17A所示，通过使变容二极管170的容量变化，使陷波器频率210a对应于接收信道而变化。

曲线195表示没有变容二极管170、直接将第四电感167接地情况下的阻抗。如图所示，与有无变容二极管170无关，在该输入滤波器的调谐用并联谐振频率附近的阻抗变化小。即，在比调谐用并联谐振频率高的方向上，阻抗的变化因变容二极管170的容量而变大。因此，即使使变容二极管170的容量变化，谐振频率附近的阻抗也变化不大。

下面，说明实施方式7中的输入滤波器接收VHF高波段情况下的动作。图15B表示实施方式7中的输入滤波器接收VHF高波段情况下的等效电路。此时，开关166接通。此时，在实施方式7中，第一电感161是300nH，第三电感165是40nH，所以第三电感165侧的阻抗起支配作用。此时，即使忽视第一电感161来处理也无妨。

因此，输入滤波器构成由第二电感162、第四电感167与第一变容二极管164的电容形成的并联谐振电路、和由第四电感167与第二变容二极管170的电容形成的串联谐振电路的陷波电路。

接着，图16B表示实施方式7中的输入滤波器接收VHF高波段情况下的阻抗，横轴200是频率，纵轴201是阻抗。另外，图17B表示实施方式7中的输入滤波器接收VHF高波段情况下的衰减特性，横轴220表示频率，纵轴221表示衰减量。

图16B中，曲线202表示阻抗值对输入滤波器频率的变化。输入滤波器的阻抗因变容二极管170的容量而变得比调谐用并联谐振频率低，因此，阻抗从L分量变化为C分量，在比调谐频率低的特定频率203中，因串联谐振而产生极204。该极204中，阻抗为0，所以如图17B所示，输入滤波器在频率203下衰减特性变大。

因此，在实施方式7中，极204的频率203作为VHF低波段的频段陷波器而动作，如图17B所示，通过使变容二极管170的容量变化，使陷波器频率222变化。

曲线205表示没有变容二极管170、直接将第四电感167接地情况下的阻抗。如图所示，与有无变容二极管170无关，在该输入滤波器的谐振频率附近的阻抗变化小。即，在比调谐用并联谐振频率低的方向上，基于变容二极管170的容量的阻抗的变化变大。因此，即使使变容二极管170的容量变化，调谐用并联谐振频率附近的阻抗也变化不大。

(实施方式8)

下面，用图来说明实施方式8。图18是实施方式8的输入滤波器的电路图，在输入滤波器中设置固定图象陷波器。

图18中，输入滤波器插入输入端子250与输出端子255之间，并在输入端子250上串联连接第一电感251、第二电感252、第三电感254。

将第三电感254的一个输出连接于输出端子255，在第三电感254的另一输出与地之间插入变容二极管256。将变容二极管256的阳极侧接于接地侧。

在输入端子250与第三电感254的输入之间，插入第四电感257与开关258的串联连接体，在第四电感257的输出与接地之间，插入第五电感259。开关258在接收VHF低波段的情况下截止，接收VHF高波段的情况下接通。

通过使变容二极管256的容量变化来使该调谐电路的调谐频率变化。即，可以对应于接收信道来使向连接于变容二极管256的阴极侧的控制端子260提供的控制电压变化。另外，通过与第二电感252并联插入电容253，构成固定陷波器。

实施方式8中各电路的常数中，第一电感251为300nH，第二电感252为60nH，第三电感254为70nH，第四电感257为40nH，第五电感259为40nH。另外，变容二极管256通过使控制电压从1V变化到25V，使容量从60pF变化到3pF。

下面，用图19A、图19B、图20A、图20B及图21A、图21B来说明输入滤波器的动作。图19A、图19B是实施方式8中输入滤波器的等效电路图，图20A、图20B是输入滤波器的阻抗特性图，图21A、图21B是输入滤波器的衰减特性图。

首先，说明实施方式8中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的动作。图19A表示实施方式8中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的等效电路。此时，因为开关258截止，所以由第一电感251与第三电感254形成第一等效电感270，由第四电感257与第五电感259形成第二等效电感271。此时，第一等效电感270相当于370nH，第二等效电感271相当于80nH。

因此，输入滤波器变为由基于第一等效电感270、第二等效电感271与变容二极管256的电容和第二电感252而形成的并联谐振电路、以及基于第二电感252与电容253而形成的固定陷波电路构成。

接着，图20A表示实施方式8中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的阻抗，横轴280表示频率，纵轴281是阻抗。另外，图21A表示实施方式8中的输入滤波器接收VHF低波段情况下的衰减特性，横轴300表示频率，纵轴301取衰减量。

图20A中，曲线282表示阻抗值对输入滤波器频率的变化。输入滤波器的阻抗因电容253的容量而变得比调谐用并联谐振频率高，因此，阻抗从C分量变化为L分量，在比调谐频率高的特定频率283中，产生极284。该极284中，阻抗为0，所以如图21A所示，输入滤波器在频率283衰减特性变大。

因此，在实施方式8中，确定各常数，使极284的频率283变为与VHF低波段大致中心信道相对的图象的频率。

但是，VHF低波段接收时的图象的频率在VHF高波段的频段内。即，实施方式8中的固定陷波器的陷波器频率283在VHF高波段的频段内。因此，若在VHF高波段接收时该陷波器也动作，则因为陷波器频率283附近的信道因该固定陷波器衰减，所以不能接收。

因此，在实施方式8的输入滤波器中，在接收VHF高波段的情况下，开关258接通，从而使第二电感252与电容253形成的陷波电路不动作。

后面，用图说明实施方式8中的输入滤波器接收VHF高波段情况下的动作。图19B表示实施方式8中的输入滤波器接收VHF高波段情况下的等效电路。在实施方式8中，第一电感251是300nH，第四电感257是40nH，所以第四电感257侧的阻抗起支配作用。此时，第一电感251、第二电感252、电容253可忽视来处理。

因此，输入滤波器构成仅具有由第五电感259、第四电感257、第三电感254与变容二极管256的电容形成的并联谐振电路。即，此时，陷波电路不动作，在VHF高波段接收时，如图20B所示，不具有极。因此，如图21B所示，无需对特定频率衰减的陷波器，在VHF高波段接收时，固定陷波器基本不产生影响。

(实施方式9)

下面，用图来说明实施方式9。实施方式9中，将本发明的高频接收装置容纳在屏蔽外壳中。这里，图22是实施方式9的高频接收装置的截面图，图23是俯视图，图24是实施方式9中高频接收装置的屏蔽外壳的展开图，图25A、图25B是实施方式9的高频接收装置的主要部件的详细图。

图22至图25A、图25B中，在印刷基板400的一个面400a上装载电子部件401，用焊糊(cream solder)402与印刷基板400连接。另外，在印刷基板400的另一个面400b上，装载电感403。该电感403是线圈，其脚403a穿入设置在印刷基板400的孔中。用焊剂402连接在印刷基板400上。

在屏蔽外壳404中嵌合事先装载电子部件401或电感403后形成高频电路的印刷基板400，该高频电路的接地在印刷基板400的边缘部与屏蔽外壳404的框部404a焊接而连接。

另外，在屏蔽外壳404中具有盖部404b，覆盖配置电感403的一侧，该盖部404b与印刷基板400的框体400a一体形成。并且，在盖部404b中设置从盖部404b切口弯板后形成的脚部404c。该脚部404c的前端贯通印刷基板400，在电子部件401装载面侧，通过焊剂402连接到印刷基板400上。

另外，在电子部件401装载面侧，安装覆盖屏蔽外壳404的开放面的盖体405。在盖体405中，设置弹性接触爪406或抵接部407。这些弹性接触爪406或抵接部407抵接脚部404c的前端部而进行屏蔽。

在实施方式9中，该脚部404c的宽度408与电感403的宽度409大致相同，同时，接近脚部404c来配置电感403。最好是将由线圈403a构成的电路的接地连接到接近该线圈403a配置的脚部上。

另外，如图25B所示，期望将脚部404c最好设置在电感403的磁通量放置方向上。例如，在用空芯线圈作为电感403的情况下，重要的是相对地配置线圈403a的开口面410与脚部404c的宽面411。

通过该结构，可用脚部404c来截断电感403产生的磁通量412，可防止与其它电感耦合。

如实施方式1所述，在本发明中，通过使用IRM，可缓和滤波器的衰减特性。因此，可减少容易产生基于磁通量的耦合的调谐滤波器的数量。因此，若使本发明采用实施方式9的结构，则因为容易耦合的调谐滤波器用的线圈403a少，所以即使简单屏蔽也难以与其它线圈耦合。

另外，在实施方式9中，屏蔽外壳404中，框体404a、盖部404b与脚部404c一体形成，所以即使对振动等，也能稳定维持接地，同时，因为线圈403a与盖部的间隔不变动，所以电感值稳定，可减小滤波器的波形变动。

因为可通过压制加工等来同时加工框体404a、盖部404b与脚部404c，所以可得到低价格的屏蔽外壳，可实现低价格的高频接收装置。并且，因为盖部仅为单侧，所以组装也容易，还可减少组装工数。

线圈403a配置在脚部404c的弯曲外侧。此时，将线圈403a配置在通过切口弯曲脚部404c产生的孔413的下方。从而，还可将孔413用作调整用孔。另外，将线圈403b配置在脚部404c的弯曲内。此时，因为在线圈403b的上方没有孔，所以能进一步截断线圈403b的磁通量，难以发生与其它线圈的耦合，同时，也难以产生从外部进入无用信号或泄漏等。

并且，在实施方式9中，电感为空芯线圈，但也可以是芯片电感或图案线圈。此时，也可减小与其它电感的耦合。

另外，通常芯片电感或图案线圈的Q值比空芯线圈低，容易受到附近金属板等的影响。但是，在实施方式9中，因为脚部404c的宽度408与电感的宽度409大致相同，所以难以降低该脚部404c形成的图案电感或芯片电感的Q值。这在使用这些电感来构成调谐滤波器等的情况下维持其选择度或减小滤波器损耗是重要的，根据实施方式9所述的结构，即便使用图案电感或芯片电感来作为这些电感，也可得到好的滤波器。

如上所述，根据本发明，具备：将输入高频信号的输入端子、连接于该输入端子上的滤波器；与该滤波器的输出连接于其一个输入上的同时、将变频局部振荡器的输出连接于另一输入的混频器；和连接于该混频器的输出上的输出端子，在由图象抑制混频器构成混频器的同时，滤波器可缓和对所述图象抑制混频器降低图象的频率的衰减特性。

由此，因为图象抑制混频器降低图象，所以滤波器可减小对该图象频率的衰减量。因此，因为不需要高性能的滤波器，所以可提供低价格的高频接收装置。

尤其是，接收宽频带频率的信号的上侧外差方式的单转换方式的高频接收装置中，存在于接收频带内的多个信号成为干扰原因，所以必需能抑制通过这些多个信号组合产生的图象干扰。因此，在本发明中，通过IRM对图象的抑制特性与衰减图象自身或产生图象的信号的滤波器的衰减特性，对应于接收频率来抑制图象，防止图象干扰。

另外，因为滤波器的衰减量小也无妨，所以不必象现有的滤波器那样使用由3个调谐电路的多个结构的滤波器，可用固定滤波器等来代替，可减少调谐电路。因此，因为可削减构成滤波器的部件，所以可提供低价格且小型的高频接收装置。

并且，若使用调谐电路，则调谐电路的Q值或匹配相对频率变化，但在本发明中，因为可减少调谐电路，所以可减少该变化。因此，因为可减小每个信道中的增益或波形变动，所以尤其是在接收数字播放的电视播放信号等的情况下有效。

另外，通过减少调谐电路，其调整部位减少，还可缩短调整高频接收装置的时间，所以可特别提高生产率，提供低价格的高频接收装置。

另外，因为通过减少调谐电路而构成调谐电路的线圈彼此的耦合至少降低，所以可简化屏蔽外壳的屏蔽，可实现低价格的高频接收装置。

Claims (27)

1、一种高频接收装置，其中，具有

输入高频信号的输入端子；

滤波器，输入被输入到所述输入端子的所述高频信号；

混频器，将所述滤波器的输出连接于其一侧输入，同时，将变频局部振荡器的输出连接于其另一侧输入；和

连接于所述混频器输出的输出端子，

所述混频器由图象抑制混频器构成，同时，所述滤波器将比接收频段内在最低频率接收时的所述变频局部振荡器的振荡频率的3次谐波仅高出中间频率的频率以下的频率供给到所述图象抑制混频器。

2、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

在所述滤波器与所述图象抑制混频器之间还有高频放大器。

3、根据权利要求2所述的高频接收装置，其特征在于：

所述高频放大器与所述图象抑制混频器都由平衡电路形成，同时，所述高频放大器与所述图象抑制混频器之间进行平衡连接。

4、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

所述滤波器由作为第一滤波器的输入滤波器和第二滤波器构成，

所述第一滤波器其输入端与所述输入端子连接，

所述第二滤波器其输出端与所述混频器连接，

在所述第一滤波器和所述第二滤波器之间还构成有高频放大器。

5、根据权利要求4所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第一滤波器由单调谐电路形成。

6、根据权利要求5所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第二滤波器为固定滤波器。

7、根据权利要求6所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第二滤波器为高通滤波器。

8、根据权利要求6所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第二滤波器为低通滤波器。

9、根据权利要求6所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第二滤波器为带通滤波器。

10、根据权利要求6所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第二滤波器在由截止频率不同的多个滤波器构成的同时，可对应于接收频率来切换所述滤波器。

11、根据权利要求2所述的高频接收装置，其特征在于：

所述高频放大器与所述图象抑制混频器之间直接进行连接。

12、根据权利要求11所述的高频接收装置，其特征在于：

所述高频放大器由双极性晶体管构成。

13、根据权利要求2所述的高频接收装置，其特征在于：

至少所述高频放大器与所述图象抑制混频器都由通过相同处理形成的晶体管构成，所述晶体管容纳在一个集成电路内。

14、根据权利要求13所述的高频接收装置，其特征在于：

所述高频放大器与所述图象抑制混频器之间直接进行连接。

15、根据权利要求14所述的高频接收装置，其特征在于：

所述高频放大器与所述图象抑制混频器由双极性晶体管构成。

16、根据权利要求8所述的高频接收装置，其特征在于：

所述第二滤波器的截止频率为比接收频段内在最低频率接收时的所述变频局部振荡器的振荡频率的3次谐波仅高出中间频率的频率。

17、根据权利要求4所述的高频接收装置，其特征在于：

在所述高频放大器和所述第二滤波器之间还具有开关，

所述第二滤波器由截止频率不同的2个低通滤波器构成，

所述2个低通滤波器的输出端子共通连接，

所述开关根据所述高频信号的接收频带，选择所述2个低通滤波器的输入端子，

所述高频放大器的输出输入到所述选择出的低通滤波器的输入端子。

18、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

对于所述滤波器的通过特性中衰减量小的特定信道，增大图象抑制混频器中的图象降低量。

19、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

在所述滤波器中设置可变图象陷波器，可衰减至少对应于接收信道的图象频率。

20、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

所述滤波器由如下部件构成：

一端连接到所述滤波器输入端子的第一电感；

一端连接到所述第一电感的另一端，另一端连接到所述滤波器的输出端子的第二电感；

一端连接到所述滤波器输入端子的第三电感；

一端连接到所述第三电感的另一端的第四电感；

阳极接地且阴极连接到所述第二电感与所述滤波器的输出端子之间的第一变容二极管；

阴极连接到所述第四电感的另一端和所述第一变容二极管的阴极且阳极接地的第二变容二极管；和

连接在所述第一电感的另一端和所述第三电感的另一端之间的开关，其中

在接收VHF低波段频率的信号时，断开所述开关，

在接收VHF高波段频率的信号时，接通所述开关。

21、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

在所述输入端子与所述滤波器之间插入高频放大器。

22、根据权利要求21所述的高频接收装置，其特征在于：

所述输入端子与所述高频放大器之间直接进行连接。

23、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

所述滤波器由双调谐电路形成。

24、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

所述滤波器由固定滤波器形成。

25、根据权利要求1所述的高频接收装置，其特征在于：

在所述滤波器中设置使VHF低波段的图象频率衰减的固定陷波器。

26、根据权利要求25所述的高频接收装置，其特征在于：

所述固定陷波器的陷波频率大致等于接收VHF低波段大致中心信道的频率时的图象频率。

27、一种高频接收装置，其中，具有：

输入电视播放的高频信号的输入端子；

连接于所述输入端子上、同时接收UHF信号的UHF接收部；

连接所述UHF接收部的输出的输出端子；和

与所述UHF接收部并联连接的VHF接收部，

所述UHF接收部具有：第一调谐型滤波器，连接于所述输入端子上，同时，其调谐频率在UHF频段内可变；第一高频放大器，连接所述第一调谐型滤波器的输出；和第一混频器，将所述第一高频放大器的输出连接于其一个输入上，同时，将第一局部振荡器的输出连接于另一输入上，所述VHF接收部具有：第二调谐型滤波器，连接于所述输入端子上，同时，其调谐频率在所述VHF频段内可变；第二高频放大器，连接所述第二调谐型滤波器的输出；和级间滤波器，连接所述第二高频放大器的输出，在所述级间滤波器与所述输出端子之间，插入第二混频器，在该第二混频器的一个输入上连接所述级间滤波器的输出，同时，在另一输入上连接第二局部振荡器的输出，所述第一混频器与所述第二混频器为图象抑制混频器，同时，所述级间滤波器，作为至少使预定的截止频率以下的频率通过的滤波器，将比在接收频段内的最低频率接收时的所述第二局部振荡器的振荡频率的3次谐波仅高中间频率的频率以下的频率提供给所述第二混频器。

Images