JP2004153664A - 高周波受信装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】低価格な高周波受信装置を提供する。
【解決手段】フィルタ２１、２３の出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器３０の出力が接続されたミキサ２５と、このミキサ２５の出力に接続された出力端子３３とを備え、前記ミキサ２５はイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタ２１、２３は前記ミキサ２５がイメージを低減する周波数について減衰特性が緩和されたものであり、これにより、高性能なフィルタを必要としないので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【選択図】 図１
【解決手段】フィルタ２１、２３の出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器３０の出力が接続されたミキサ２５と、このミキサ２５の出力に接続された出力端子３３とを備え、前記ミキサ２５はイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタ２１、２３は前記ミキサ２５がイメージを低減する周波数について減衰特性が緩和されたものであり、これにより、高性能なフィルタを必要としないので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域な高周波信号を受信する高周波受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のチューナについて図を用いて説明する。図２６は従来のチューナを単純化したブロック図である。
【０００３】
図２６において、１は入力端子である。この入力端子には約５０ＭＨｚから約８６０ＭＨｚの高周波信号が入力される。
【０００４】
２は、入力端子に接続されたアンテナフィルタである。このアンテナフィルタ２は、単同調型のフィルタであり、受信チャンネルの周波数にその同調周波数を合わせ、不要な周波数を除去する。そして３は、アンテナフィルタ２の出力が接続された高周波増幅器であり、高周波信号の増幅を行っている。
【０００５】
４は、高周波増幅器３の出力が接続された段間フィルタである。この段間フィルタ４は、複同調型のフィルタで構成されている。
【０００６】
５は段間フィルタ４の出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器６の出力が接続される混合器であり、この混合器はダブルバランスドミキサで構成されていた。そしてこの混合器によって所定の中間周波数（以降ＩＦという）の信号へ周波数変換される。
【０００７】
７は、混合器５の出力が供給されて、希望信号以外の信号を除去するバンドパスフィルタであり、このバンドパスフィルタの出力が出力端子８へ供給されていた。
【０００８】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【０００９】
【特許文献１】
特開平７−２９７６８２号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、混合器で周波数変換を行うとイメージ妨害信号が生じてしまうため、この混合器の上流でイメージ妨害信号が発生する原因となる信号（以降単にイメージと言う）をフィルタで予め抑圧しておく必要があった。このため、従来の高周波受信装置においては、単同調フィルタと複同調フィルタの２段構成フィルタ等によって高性能な減衰特性を持つフィルタを用いて、イメージの周波数に対する減衰量を大きくしていた。
【００１１】
しかしながら、このような従来の高周波受信装置において、同調回路を２つ有する複同調フィルタを用いるとともに、単同調フィルタの計２個のフィルタを用いることが必要であり、高価なものであった。
【００１２】
そこで本発明は、この問題を解決したもので、フィルタのイメージの周波数に対する減衰特性を緩和することによって、高性能なフィルタを不要とし、低価格な高周波受信装置を提供することを目的としたものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波受信装置は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和されたものである。
【００１４】
これにより、イメージリジェクションミキサがイメージを低減するので、その分フィルタではそのイメージの周波数に対する減衰量は小さくても良い。従って、高性能なフィルタを必要としないので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和された高周波受信装置であり、これによりイメージリジェクションミキサがイメージを低減するので、その分フィルタではそのイメージ妨害の周波数に対する減衰量は小さくても良い。
【００１６】
さらに、イメージリジェクションミキサではイメージ妨害自体を低減するので、このイメージを生じる複数の周波数に関してもその減衰量を緩和することができる。従って、従来のようにイメージとそのイメージを発生する周波数の減衰量が大きい高性能なフィルタは不要であり、安価なフィルタで構成することができるので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、フィルタとイメージリジェクションミキサとの間に高周波増幅器が挿入された請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器が挿入されているので、一般的にＮＦの悪いイメージリジェクションミキサを用いてもＮＦの良い高周波受信装置を実現することができる。
【００１８】
また、高周波増幅器の上流にフィルタがあるので、高周波増幅器に入力される不要な信号を除去することができるので、イメージリジェクションミキサで妨害信号として混合されることが少なくなる。
【００１９】
さらに、高周波増幅器へ不要な信号が入力されないので、高周波増幅器の飽和などによって、信号が歪むようなことは起こり難くなる。
【００２０】
請求項３に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサは共に平衡回路で形成されるとともに、前記高周波増幅器と前記イメージリジェクションミキサの間は平衡接続された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これによりミキサの歪み特性を向上することができ、ミキサにおいて妨害が生じにくくなる。
【００２１】
さらに、妨害信号の飛び込み等に対する妨害排除能力が向上するので、安定したミキサを実現できるとともに、各回路を近接して設けることができるので、小型の高周波受信装置を得ることができる。
【００２２】
請求項４に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサの間に第２のフィルタが挿入されるとともに、前記第２のフィルタは、単同調回路で形成された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより第２のフィルタを単同調としてもイメージ妨害の発生を防止することができる。さらに、第２のフィルタが単同調であるので、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００２３】
請求項５に記載の発明は、入力端子と高周波増幅器との間に入力フィルタが挿入されるとともに、前記入力フィルタは、単同調回路で形成された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより入力アンテナフィルタを単同調としてもイメージ妨害の発生を防止することができる。さらに、入力フィルタが単同調であるので、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００２４】
請求項６に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサ間に段間フィルタが挿入されるとともに、前記段間フィルタは、固定フィルタとした請求項５に記載の高周波受信装置であり、これにより同調回路は少なくても、イメージ妨害を防止することができる。さらに、同調回路は入力フィルタのみに設けられているので、周波数に対する回路のＱ値の変化は小さくなるとともに、インピーダンスの整合のずれも小さくなる。従って、チャンネル毎での利得や波形の変動は小さくなるので、安定した受信を実現することができる。なお、特にこのことはデジタル放送を受信する場合には重要であり、低価格なデジタル受信チューナを実現することができる。
【００２５】
また、同調回路が少ないのでその同調周波数を調整することが不要となるので、生産性の良い高周波受信装置を実現することができる。
【００２６】
請求項７に記載の発明は、固定フィルタは、ハイパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これによりハイパスフィルタの通過できる周波数を受信する場合、ハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の低い周波数の信号により発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００２７】
これを電子チューナに応用した場合、特にＵＨＦチャンネルを受信する場合に有用であり、ＶＨＦ帯における複数の放送信号のスプリアス等によって発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００２８】
請求項８に記載の発明は、固定フィルタは、ローパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これによりローパスフィルタを通過できる周波数を受信時に、ローパスフィルタのカットオフ周波数以上の高い周波数の信号により発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００２９】
これを電子チューナに応用した場合、特にＶＨＦチャンネルを受信する場合に有用であり、ＵＨＦ帯における複数の放送信号のスプリアス等によって発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００３０】
請求項９に記載の発明は、固定フィルタは、バンドパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これによりバンドパスフィルタを通過できる周波数を受信時に、バンドパスフィルタの上側のカットオフ周波数以上の高い周波数の信号により発生するイメージ妨害と、バンドパスフィルタの下側のカットオフ周波数以下の低い周波数の信号により発生するイメージ妨害の両方を防止することができる。
【００３１】
請求項１０に記載の発明における固定フィルタは、カットオフ周波数の異なる複数個のフィルタからなると共に、これらのフィルタを受信周波数に応じて切り替え可能とした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これにより受信周波数に応じて通過帯域の異なるフィルタへ適宜切り替えることができるので、イメージ妨害信号の発生を防止することができる。
【００３２】
請求項１１に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間が直接に接続された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間での信号のロスを小さくすることができるので、その間でＮＦが悪化することがない。従ってその分高周波増幅器にＮＦが悪いデバイスを使用してもイメージリジェクションミキサの出力信号のＮＦを維持することができる。
【００３３】
また、高周波増幅器にＮＦの悪いデバイスが使用できるので、バイポーラトランジスタ等の安価なトランジスタを使用することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００３４】
請求項１２に記載の発明は、高周波増幅器はバイポーラトランジスタによって構成された請求項１１に記載の高周波受信装置であり、これにより安価な高周波受信装置を実現することができる。
【００３５】
請求項１３に記載の発明は、少なくとも高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとは共に同じプロセスにより形成されるトランジスタで構成され、これらのトランジスタは、ひとつの集積回路内に収納された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器とイメージリジェクションミキサは同じプロセスで作成されているので、同一の集積回路内に収納することができ、小型の高周波受信装置を実現することができる。
【００３６】
請求項１４に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間が直接に接続された請求項１３に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間での信号のロスを小さくすることができるので、その間でＮＦが悪化することがない。従ってその分高周波増幅器にＮＦが悪いデバイスを使用してもイメージリジェクションミキサの出力信号のＮＦを維持することができる。
【００３７】
また、高周波増幅器にＮＦの悪いデバイスが使用できるので、バイポーラトランジスタ等の安価なトランジスタを使用することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００３８】
請求項１５に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとはバイポーラトランジスタによって構成された請求項１４に記載の高周波受信装置であり、これにより安価な高周波受信装置を実現することができる。
【００３９】
請求項１６に記載の発明は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下の周波数が、イメージリジェクションミキサに供給される請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより前記３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ上側の周波数以上の信号はイメージリジェクションミキサに供給されないので、前記周波数以上の複数の信号によりイメージ妨害が発生することを防止することができる。
【００４０】
請求項１７に記載の発明におけるフィルタは、少なくとも予め定められたカットオフ周波数以下の周波数を通過させるフィルタとし、前記カットオフ周波数は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下とした請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより前記３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ上側の周波数以上の信号はイメージリジェクションミキサに供給されないので、前記周波数以上の複数の信号によりイメージ妨害が発生することを防止することができる。
【００４１】
請求項１８に記載の発明は、高周波信号としてテレビ放送の高周波信号が入力端子に供給されるとともに、フィルタは受信帯域の周波数を通過させるフィルタが設けられたテレビ放送受信用の高周波受信装置であって、前記高周波受信装置は、前記入力端子と前記フィルタとの間に挿入された高周波増幅器と、この高周波増幅器と前記フィルタとの間にその共通端子が前記高周波増幅器の出力に接続されるとともに、その一方の出力が前記フィルタに接続されたスイッチとを備え、このスイッチの他方の出力はイメージリジェクションミキサの入力に接続されるとともに、前記フィルタのカットオフ以上の周波数を受信する場合は前記スイッチを他方側へ接続する請求項１７に記載の高周波受信装置であり、これによりフィルタのカットオフ以上のチャンネル受信時には、そのチャンネルを受信時の局部発振器の発振周波数の３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ高い周波数はテレビ放送の帯域外となるので、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとを直結してもイメージ妨害は生じない。前記フィルタのカットオフ以下の周波数を受信する場合は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとが直結されるので、この間のロスが小さくなりＮＦの良い高周波受信装置を実現することができる。
【００４２】
請求項１９に記載の発明は、請求項１に記載の高周波受信装置が最も低い周波数のチャンネル受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下の周波数が、入力端子に供給される高周波受信装置であり、これにより前記３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ上側の周波数以上の信号はイメージリジェクションミキサに供給されないので、前記周波数以上の複数の信号によりイメージ妨害が発生することを防止することができる。
【００４３】
請求項２０に記載の発明は、フィルタの通過特性のうちで減衰量が小さな特定チャンネルに対しては、イメージリジェクションミキサでのイメージの低減量を大きくした請求項１に記載の高周波受信装置であり、一般的にフィルタの減衰量、イメージリジェクションミキサの低減量ともに周波数による変動がある。従って、フィルタの減衰量が小さいチャンネルに対して、イメージリジェクションミキサの低減量が大きなチャンネルとを合わせることによって、そのフィルタの減衰量の不足分を補うことができ、広い受信周波数に対してイメージ妨害を抑制することができる。
【００４４】
請求項２１に記載の発明におけるフィルタには、少なくとも受信チャンネルに応じたイメージ周波数を減衰できる可変トラップが設けられた請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりイメージリジェクションミキサに入力されるイメージ信号を予め減衰させておくことができるので、さらにイメージ妨害能力を向上することができる。
【００４５】
また、可変トラップは受信チャンネルに応じて、そのイメージとなる周波数を減衰することができるので、広帯域に渡ってイメージの発生を防止することができる。
【００４６】
請求項２２に記載の発明におけるフィルタは、ＶＨＦローバンドの周波数を通過させる第１のフィルタと、この第１のフィルタと並列に設けられるとともに、ＶＨＦハイバンドの周波数を通過させる第２のフィルタとを備え、前記第１のフィルタには可変トラップが接続され、前記可変トラップは、前記ＶＨＦローバンド受信時に受信チャンネルのイメージ周波数を減衰させるとともに、前記ＶＨＦハイバンド受信時に前記ＶＨＦローバンドの周波数を減衰させる請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより可変トラップによってＶＨＦローバンド受信時に受信チャンネルのイメージ周波数を減衰させることができるので、さらにイメージ妨害特性の向上した高周波受信装置を実現することができる。
【００４７】
また可変トラップは、ＶＨＦハイバンド受信時に前記ＶＨＦローバンドの周波数を減衰させることもできるので、妨害特性の向上した高周波受信装置を実現することができる。
【００４８】
請求項２３に記載の発明は、入力端子とフィルタ間に高周波増幅器が挿入された請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりＮＦ性能の良い高周波受信装置を実現することができる。
【００４９】
請求項２４に記載の発明は、入力端子と高周波増幅器との間は直接に接続された請求項２３に記載の高周波受信装置であり、これにより入力端子と高周波増幅器との間でロスがないのでＮＦ性能の良い高周波受信装置を実現することができる。
【００５０】
請求項２５に記載の発明は、フィルタは複同調回路で形成された請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりフィルタは選択度の良好な複同調回路としているので、高周波増幅器に入力されるイメージ信号やイメージ妨害を発生する原因となる複数の信号を減衰させることができ、さらにイメージ妨害特性を向上することができる。
【００５１】
請求項２６に記載の発明におけるフィルタは、固定フィルタで形成された請求項１に記載の高周波受信装置であり、フィルタのロスが小さくなるので、ＮＦが良好であると共に、高周波増幅器での歪みを低減することができる。
【００５２】
請求項２７に記載の発明は、テレビ放送の高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子が接続されるとともにＵＨＦ信号を受信する前記ＵＨＦ受信部と、このＵＨＦ受信部の出力が接続される出力端子と、ＵＨＦ受信部と並列に接続されたＶＨＦ受信部とを有した高周波受信装置であって、前記ＵＨＦ受信部は、前記入力端子に接続されるとともにＵＨＦ周波数帯域内でその同調周波数を可変できる第１の同調型フィルタと、この第１の同調型フィルタの出力が接続された第１の高周波増幅器と、この第１の高周波増幅器の出力がその一方の入力に接続されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が接続された第１のミキサとを備え、前記ＶＨＦ受信部は前記入力端子が接続されるとともにＶＨＦ周波数帯域内でその同調周波数を可変できる第２の同調型フィルタと、この第２の同調型フィルタの出力が接続された第２の高周波増幅器と、この第２の高周波増幅器の出力が接続された段間フィルタと、この段間フィルタと前記出力端子との間には、その一方の入力には前記段間フィルタの出力が接続されると共に、他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された第２のミキサが挿入され、前記第１のミキサと第２のミキサはイメージリジェクションミキサとするとともに、前記段間フィルタは、少なくとも予め定められたカットオフ周波数以下の周波数を通過させるフィルタとし、前記カットオフ周波数は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下とした高周波受信装置であり、これによりそれぞれＵＨＦとＶＨＦとが別々の回路で受信されることとなる。
【００５３】
この場合、ＵＨＦ受信側の回路においては、ＵＨＦ受信時における局部発振器の発振周波数の３倍以上の高調波からＩＦ周波数だけ低いあるいは高い周波数は、受信帯域外となる。従って、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間にフィルタを不要とすることができる。従って、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間でのロスを小さくすることができるので、ＮＦを良くすることができる。
【００５４】
また、ＶＨＦチャンネル受信時に局部発振器のＮ倍（Ｎ＞１の整数）の１次歪みによるイメージ妨害を起こす最も低い周波数は、最も低い周波数のチャンネル受信時の局部発振器の発振周波数の３倍以上の高調波からＩＦ周波数だけ低い周波数であるので、この周波数以上の周波数がカットオフ周波数となるような段間フィルタを挿入することによって局部発振器のＮ倍の１次歪みによるイメージ妨害特性を向上することができる。
【００５５】
請求項２８に記載の発明は、フィルタにはＶＨＦローバンドのイメージ周波数を減衰させる固定トラップが設けられた請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりＶＨＦローバンド受信時のイメージ周波数を減衰されるので、イメージ妨害信号はさらに発生し難くなる。
【００５６】
請求項２９に記載の発明は、固定トラップのトラップ周波数は、ＶＨＦローバンドの略中心のチャンネルの周波数を受信する場合のイメージ周波数と略等しくした請求項２８に記載の高周波受信装置であり、これによりＶＨＦローバンド内のチャンネルを受信する場合に、受信チャンネルに対するイメージ周波数を減衰させることができる。
【００５７】
請求項３０に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子が接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその共通端子の接続されたスイッチと、このスイッチの一方の出力がその一方の入力に接続されるとともに他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたダブルバランスドミキサと、このダブルバランスドミキサの出力が接続された復調器と、この復調器の出力の一方が接続された出力端子と、前記スイッチの他方の出力と前記復調器との間には、その一方の入力に前記スイッチの他方の出力が接続されるとともに他方の入力には前記周波数可変局部発振器の出力が接続されたイメージリジェクションミキサと、前記復調回路の出力が接続されるとともに受信信号のイメージ信号の有無を判定する判定器と、この判定器の判定結果に応じて前記スイッチを制御するように接続された制御器とを備え、この判定器が前記復調信号にイメージ妨害があると判定した場合には、前記制御器は前記スイッチを前記イメージリジェクションミキサ側へ接続する高周波受信装置であり、これによりイメージ信号がある場合は、イメージリジェクションミキサが使用されるので、イメージ妨害を防止することができる。また、イメージ信号がない場合はイメージリジェクションミキサより簡素な回路構成のダブルバランスドミキサが用いられるので、低消費電力化することができる。
【００５８】
請求項３１に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサが低減するイメージ周波数の妨害信号を発生する原因となる入力側の複数の周波数についての減衰特性が緩和された高周波受信装置であり、これによりイメージリジェクションミキサではイメージ信号自体を低減するので、受信帯域内の複数の周波数の組み合わせによって生じるイメージに関しても低減できる。つまり、これらの複数の周波数に対するフィルタの減衰量を緩和することができる。従って、従来のようにイメージとそのイメージを発生する周波数の減衰量が大きい高性能なフィルタは不要であり、安価なフィルタで構成することができるので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【００５９】
請求項３２に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力が接続された復調器と、この復調器の出力の一方が接続された出力端子と、前記復調回路の他方の出力が接続されるとともに受信信号のイメージ信号の有無を判定する判定器と、この判定器の出力が接続された制御器と、この制御器と前記ミキサとの間に挿入されたスイッチとを備え、前記ミキサは複数個のミキサによって形成されたイメージリジェクションミキサとするとともに、前記制御器は判定器がイメージ信号有りと判定した場合に、前記イメージリジェクションミキサのうちのいずれかひとつのミキサのみを動作させてダブルバランスドミキサとして動作させるように前記スイッチを制御する高周波受信装置であり、これによりイメージ信号がある場合は、イメージリジェクションミキサが使用されるので、イメージ妨害を防止することができる。また、イメージ信号がない場合はイメージリジェクションミキサより簡素な回路構成のダブルバランスドミキサが用いられるので、低消費電力化することができる。
【００６０】
（実施の形態１）
以下、本実施の形態１について図を用いて説明する。図１は、本実施の形態１における高周波受信装置のブロック図である。
【００６１】
図１において、２０は、約５０ＭＨｚから約８６０ＭＨｚのテレビ放送の高周波信号が入力される入力端子である。
【００６２】
２１は、入力端子２０に接続された入力フィルタである。本実施の形態１においてはこの入力フィルタ２１は、インダクタンスと可変容量ダイオードが並列接続された一組の同調回路をひとつだけ有した回路（以降単同調回路と言う）によって構成されたものであり、この可変容量ダイオードに供給する電圧を変化させることによってその同調周波数を可変するものである。高周波受信装置で希望チャンネルを受信する場合には、入力フィルタ２１の同調周波数を希望チャンネルの周波数と略同じ周波数となるように可変容量ダイオードへの電圧を供給することによって、希望チャンネルの信号以外の信号を減衰させることができる。
【００６３】
２２は、入力フィルタ２１の出力が接続された高周波増幅器であり、入力フィルタ２１を通過した高周波信号を増幅するものである。この高周波増幅器２２はその制御端子２２ａに加える制御電圧によって利得を可変させることができる可変利得増幅器である。
【００６４】
これにより高周波増幅器２２が挿入されているので、下流にＮＦの悪いデバイスを用いてもシステムでのＮＦの良い高周波受信装置を実現することができる。また、高周波増幅器２２の上流にフィルタ２１があるので、高周波増幅器２２に入力される不要な信号を除去することができる。
【００６５】
ここで、高周波増幅器２２へ入力される信号の入力レベルは、高周波増幅器２２が飽和しない信号レベルとすることが重要である。つまり、高周波増幅器２２ではこの高周波増幅器２２が飽和するような高いレベルの信号は歪んでしまい、高調波等の不要な信号を発生してしまう。従って、入力フィルタ２１では、希望信号以外の信号を高周波増幅器２２が飽和しないようなレベルとなるように減衰させることが重要である。入力フィルタ２１は単同調回路であるため同調周波数の上側周波数と下側周波数の両方の減衰特性が得られる。
【００６６】
２３は、高周波増幅器２２の出力が接続された第２のフィルタであり、この第２のフィルタ２３は、固定のインダクタンスと固定のキャパシタンスによって定められる固有のカットオフ周波数を有した固定フィルタである。本実施の形態１においてこの第２のフィルタ２３は、ローパスフィルタであり、そのカットオフ周波数は略３４９ＭＨｚとしている。
【００６７】
２４は第２のフィルタの出力が接続された不平衡・平衡変換器であり、この回路によって不平衡回路から平衡回路へと変換している。本来全ての回路を平衡回路で形成し、それらを平衡に接続すれば、外部からの妨害信号の飛び込み等に対して妨害排除能力を向上させることができる。しかしながら、入力フィルタ２１やこの第２のフィルタ２３を平衡とするためには、それらのフィルタをそれぞれ２組用いることが必要となるがディスクリート構成で形成した場合夫々の回路の平衡性を保つ事は難しく、また高価となるので、第２のフィルタ２３の後で平衡回路へ変換している。
【００６８】
２５は、不平衡・平衡変換器の出力が接続されるとともに、平衡回路で形成されたイメージリジェクションミキサ（以降ＩＲＭと言う）である。このＩＲＭ２５は２組のダブルバランスドミキサ（以降ＤＢＭと言う）２６、２７と２組の移相器２８、２９とから構成されている。ミキサは平衡回路で形成されているので、ミキサの歪み特性を向上することができ、ミキサにおいて妨害が生じにくくなる。
【００６９】
このＩＲＭ２５の構成は、まず不平衡・平衡変換回路２４の出力が２つに分岐される。そしてその一方の出力がＤＢＭ２６の一方の入力へと接続され、ＤＢＭ２６の他方の入力には、周波数可変局部発振器３０の出力が接続される。このＤＢＭ２６の出力は、移相器２８へ接続される。
【００７０】
一方、ＤＢＭ２７の一方の入力には、不平衡・平衡変換回路２４の他方の出力が接続され、他方の入力には移相器２９を介して周波数可変局部発振器３０の出力が接続されている。そして、このＤＢＭ２７の出力と移相器２８の出力とを合成する構成としている。
【００７１】
なおこのとき、移相器２８と移相器２９とは、これら移相器に入力された信号の位相を９０度変化させるものである。つまり、移相器２９は、ＤＢＭ２７の出力である中間周波数の信号の位相が９０度遅れるように、周波数可変局部発振器３０の発振周波数信号の位相を９０度遅らせるものである。また、移相器２８は、ＤＢＭ２６から出力される中間周波数の信号の位相を９０度遅らせるものである。
【００７２】
このような構成を有したＩＲＭ２５によって、周波数可変局部発振器３０の出力信号と希望チャンネルの信号とを混合し、希望チャンネルの信号を４５．７５ＭＨｚの中間周波信号へと周波数変換を行っている。なお、本実施の形態１における周波数可変局部発振器３０の発振周波数は、希望チャンネル信号より中間周波信号の周波数（以降中間周波数と言う）だけ高い周波数とする上側へテロダイン方式としている。
【００７３】
３１は、移相器２８の出力とＤＢＭ２７の出力とが合成された信号が供給されるように接続された平衡・不平衡変換回路である。この平衡・不平衡変換回路３１によって不平衡回路へと変換している。そしてこの平衡・不平衡変換回路３１の出力が中間周波フィルタ３２に接続される。本実施の形態において、中間周波フィルタ３２は、その通過帯域の中心を略中間周波数とし、この中間周波数より略１チャンネルの周波数帯域である６ＭＨｚの半分の周波数（３ＭＨｚ）以上離れた信号を減衰させるものである。
【００７４】
なお、中間周波フィルタ３２は不平衡であるので、この中間周波フィルタ３２の前に平衡・不平衡変換回路３１を設けている。そして、３３は中間周波フィルタ３２の出力が接続された出力端子である。この中間周波フィルタ３２は歪み特性を向上させるために平衡で構成することもあり、その場合平衡・不平衡変換回路３１はバッファ回路として動作させる。なお、周波数可変局部発振器３０にはＰＬＬ回路３４がループ接続されている。
【００７５】
さらに本実施の形態１において、周波数可変局部発振器３０の発振周波数が希望チャンネルの周波数に応じて変化することから、移相器２９は広帯域な周波数に対し、安定して位相を変化させることができる精度が必要となる。従って、移相器２９は、周波数可変局部発振器３０の信号を逓倍する２逓倍回路３５と、この２逓倍回路の出力が接続された分周器３６によって構成し、この分周器３６で、基の発振周波数に戻すいわゆるフリップフロップ型移相器である。このとき、このＤＢＭ２７への入力信号の位相を９０度変化させることができる。
【００７６】
一方移相器２８では中間周波数のみの位相が変化すれば良く、従ってある一点の周波数に対し、位相変化量の精度が優れたポリフェイズ型移相器を用いてＤＢＭ２６の出力信号の位相を９０度変化させている。
【００７７】
次に、イメージ妨害が発生するメカニズムと、本実施の形態１の高周波受信装置に用いられているＩＲＭにおいてイメージ妨害を抑圧する動作について図を用いて説明する。図２は、周波数と信号との関係を示す概念図であり、図３は、本実施の形態１のＩＲＭにおける希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図である。
【００７８】
図２において、横軸４０は周波数を示し、縦軸４１はレベルを示している。ここでは、米国におけるテレビ放送の２チャンネルを受信する場合を、一例として説明する。４２は、希望チャンネルの信号であり、その周波数４３は約５５．２５ＭＨｚである。４４は、周波数可変局部発振器３０の発振信号であり、その発振周波数４５は希望チャンネルの信号の周波数４３よりも周波数差４８だけ高い周波数としている。この場合においては、中間周波信号４７の周波数４６は４５．７５ＭＨｚであるので、発振周波数４５の周波数は１０１ＭＨｚとなる。そしてこの発振周波数４５の発振信号４４と希望チャンネルの信号４２の周波数４３を有した希望チャンネルの信号４２とがミキサによって混合され、それら信号の周波数差４８である中間周波数４６へ変換される。
【００７９】
次に、イメージ妨害信号４９の発生について説明する。イメージ妨害信号４９は、ミキサによって周波数可変局部発振器３０の信号と混合されて、中間周波信号４７と同じ周波数に変換されるような不要な信号が、ミキサに入力される信号内に存在することによって発生するものである。つまりミキサは、入力された２つの周波数の差の周波数を出力するものであるので、発振周波数４５に対して希望チャンネル信号４２と周波数可変局部発振器３０の周波数差分４８だけ高い周波数イメージ５０の信号も、中間周波数へ変換されることとなる。
【００８０】
そこで、このようにミキサで変換されて、中間周波数４６と同じ周波数のイメージ妨害信号４９を発生する原因となる信号をイメージ５１と呼び、本実施の形態１におけるイメージ５１の周波数５２は、１４６．７５ＭＨｚとなっている。
【００８１】
なお、このイメージ５１は、この周波数５２の上あるいは近傍に存在する放送信号自体がイメージとなる場合や、イメージ５１の周波数５２より高い周波数であって、その差の周波数差５３がイメージ５１の周波数５２となるような複数個の放送信号５４、５５により生じる場合、あるいは逆にイメージ５１の周波数５２より低い周波数であって、その周波数の和がイメージ５１の周波数５２となるような複数個の放送信号５６、５７により生じる場合等がある。さらには、３つ以上の放送信号の和や差によってイメージ５１の周波数５２となる場合等もあるが、これらのイメージ妨害は、希望チャンネル信号を発振周波数４５よりも低い中間周波数４６へ変換するとともに、広帯域な受信周波数を有するテレビ放送受信用電子チューナのような高周波受信装置において問題となる。
【００８２】
では次に、このミキサで生じるイメージ５１を、本実施の形態１におけるＩＲＭが抑圧する動作について図を用いて説明する。図３は、本実施の形態１のＩＲＭにおける希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図である。
【００８３】
図３において、（ａ）はＤＢＭ２６の出力信号の位相を示したものである。ＤＢＭ２６では周波数を変換しただけであり、希望チャンネル信号６０とイメージ妨害信号６１とは同じ位相となる。
【００８４】
次に（ｂ）は移相器２８の出力信号における中間周波数信号６６とイメージ妨害信号６７との位相を示し、この移相器２８によって、ＤＢＭ２６の出力の位相は９０度遅れ、中間周波数信号６６とイメージ妨害信号６７の位相は共に９０度遅れることとなる。
【００８５】
次に（ｃ）は、ＤＢＭ２７の出力信号の位相を示した図であり、移相器２９によって位相を９０度遅らせた信号と希望チャンネルの信号とを混合すれば、ＤＢＭ２７から出力される中間周波信号６２の位相６３は９０度遅れることとなる。
【００８６】
一方ＤＢＭ２７によって発振周波数４５と混合されるイメージ５０は、希望チャンネルの信号と発振周波数との周波数関係は反転しているので、ＤＢＭ２７の出力におけるイメージ妨害信号６４の位相は、中間周波信号６２と逆方向へ変化する。従って、イメージ妨害信号６４の位相６５は９０度進むこととなる。
【００８７】
そして（ｄ）は、ＤＢＭ２７の出力信号（ｃ）と移相器２８の出力信号（ｂ）とを合成した状態を示すものであり、これらの信号が合成された信号が平衡・不平衡変換回路３１に供給される。これによって中間周波数信号６２、６６は同位相となりＩＲＭ２５から出力されたイメージ妨害信号はイメージ妨害信号６４に対してイメージ妨害信号６７の位相差が１８０度となるので、イメージ妨害信号同士が打ち消しあうので、論理的にはイメージ妨害信号を完全に除去することができるものである。つまり、ＩＲＭは、通常のダブルバランスドミキサとして周波数を変換する動作に加えて、同時にイメージをキャンセルすることができるミキサである。そして以上のようにしてイメージが抑圧された信号は、平衡・不平衡変換回路３１に供給されることとなる。
【００８８】
しかし、現実的には２つ移相器によってイメージ妨害信号の位相を丁度１８０度変化させる精度を保つことは困難である。例えばこれは、移相器の周波数に対する位相の変化量のばらつきによるものや、移相器毎での位相変化量のばらつきなどによるものが挙げられる。この場合、イメージ妨害信号の位相同士の差は丁度１８０度とならないので、イメージ妨害信号は完全にキャンセルされず、全て除去できないこととなる。
【００８９】
また、ＤＢＭ２６やＤＢＭ２７が有する歪み等によって、高調波信号を発生し、この高調波信号によってイメージ妨害信号を生じてしまうこともあるので、本実施の形態１に示されたＩＲＭにおいては、イメージ妨害信号を３０ｄＢ程度抑圧が可能であることが確認されている。
【００９０】
そこで本発明は、イメージ妨害信号を発生する原因となるイメージの周波数や、複数の信号が組み合わされてイメージを発生するような周波数に対して、ＩＲＭがイメージ妨害信号を抑圧する分だけフィルタの減衰量を緩和するものである。
【００９１】
次に、ＩＲＭとフィルタの減衰特性との関係について、図を用いて説明する。図４、図５は本実施の形態１におけるフィルタの減衰特性図である。横軸は周波数を示し、縦軸はフィルタの信号のレベルあるいは減衰量を示す。
【００９２】
図４において、例えば希望チャンネルがＶＨＦ２チャンネルとした場合、について説明する。北米においてＶＨＦ２チャンネルの周波数７０は約５５．２５ＭＨｚの周波数で放送されている。北米における中間周波数７１は４５．２５ＭＨｚであるので、ＩＲＭによって抑圧されるイメージ７２の周波数７３は、１４６．７５ＭＨｚとなる。
【００９３】
ここで、イメージ妨害信号７４が画像等に対して影響を及ぼさない程度のレベル７５とするためには、イメージ７２のレベル７６を６０ｄＢ程度抑圧することが必要となる。ＩＲＭでは、イメージ７２のレベルを３０ｄＢ程度抑圧することができるので、フィルタのイメージ７２の周波数７３（１４６．７５ＭＨｚ）における減衰量を３０ｄＢ程度に軽減しても、イメージ妨害が生じないこととなる。
【００９４】
つまり、イメージ妨害信号を抑圧するために、通常のＤＢＭを利用したミキサである場合は、減衰特性７７のように急峻な特性が必要であるが、ミキサをＩＲＭとした場合には、周波数７３における減衰量を約３０ｄＢに緩和し、減衰特性７８のような緩やかな特性を有したフィルタを用いることができることとなる。
【００９５】
図５は、本実施の形態１において複数の高周波信号によって発生するイメージに対する抑圧の説明図である。図５においてはＵＨＦチャンネルを想定しており、図４と同じものについては、同じ番号を付し、その説明は簡略化する。
【００９６】
北米において、ＵＨＦチャンネルの周波数７０ａは約５０５．２５ＭＨｚの周波数で放送されている。
【００９７】
ここではイメージ７２ａは、希望チャンネルの周波数７０ａよりも低いふたつの周波数８０（ここでは２９５．２５ＭＨｚ）と８１（ここでは３０１．２５ＭＨｚ）との和によって生じたものである。ＩＲＭはイメージ７２ａ自体の位相を反転することによって、イメージ７２自体をキャンセルするものである。従って、複数の高周波信号によって発生するイメージに関しても抑圧することができるので、周波数８０、８１におけるフィルタの減衰特性も緩和することができる。
【００９８】
以上の構成によってフィルタは、減衰量が大きく、急峻な減衰特性を有する高性能なフィルタは不要であり、なだらかな減衰特性を有したフィルタでもイメージ妨害を防止することができることとなる。つまり、このような広帯域な受信帯域を有した高周波受信機にＩＲＭを用いれば、そのイメージ妨害信号を発生する原因となる特定の周波数に関しては、その減衰量を軽減できるので、フィルタは安価なフィルタで構成することができ、低価格な高周波受信装置を提供することができるものである。
【００９９】
従って、本実施の形態１において、ミキサをＩＲＭ２５としているので、入力フィルタ２１が単同調回路で形成されていれば、イメージ５１の周波数５２における減衰量は３０ｄＢ程度確保することができ、イメージ５１を６０ｄＢ程度抑圧することができる。従って、同調回路はひとつのみでもイメージ妨害を防止することができるので、フィルタは安価なフィルタで構成することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【０１００】
なお、本実施の形態１において、第２のフィルタ２３は固定フィルタとしているので、同調回路はひとつのみとなり、その同調周波数の調整が不要となるので、生産性の良い高周波受信装置を実現することができる。
【０１０１】
また、同調回路は入力フィルタ２１のみに有しているだけであるので、周波数に対する同調回路のＱ値の変化は小さくなるとともに、インピーダンスの整合のずれも小さくなる。従って、チャンネル毎での利得や波形の変動は小さくなるので、安定した受信を実現することができる。特にこのことはデジタル放送を受信する場合には重要であり、この構成によって低価格なデジタル受信チューナを実現することができる。
【０１０２】
さらに、本実施の形態１において、第２のフィルタ２３はそのカットオフ周波数が略３４９ＭＨｚのローパスフィルタとしている。これによって、ローパスフィルタを通過できる低い周波数を受信時に、３４９ＭＨｚ以上の高い周波数の信号により発生するイメージの発生を抑圧することができる。
【０１０３】
なお、ＩＲＭでは周波数可変局部発振器３０の発振周波数４５の３倍高調波に対して中間周波数だけ上側に発生する妨害（以降３次高調波イメージという）により発生するイメージ妨害信号は除去できないことが動作解析により導かれる。そこで、本実施の形態１においては、第２のフィルタ２３をローパスフィルタとし、最も低い周波数のチャンネルを受信する場合の周波数可変局部発振器３０の３次高調波で発生するイメージの周波数をカットオフ周波数とすることによって、３次高調波イメージによるイメージ妨害を防止している。
【０１０４】
この動作については、以下に図を用いて具体的に説明する。図６はこの３倍の高調波によるイメージの説明図である。図６を用いて、例えば最も低い周波数のチャンネルであるＶＨＦ２チャンネルを受信する場合について説明する。ＶＨＦ２チャンネルを受信する場合、周波数可変局部発振器３０の発振周波数４５は、１０１ＭＨｚである。従って、周波数可変局部発振器３０の３次高調波９０に対する３次高調波イメージ９１の周波数９２は、３次高調波９０の周波数９３から中間周波数４６だけ高い略３４９ＭＨｚとなる。つまり、３次高調波イメージ９０による妨害は、ＩＲＭ２５によって引き起こされるので、この３次高調波イメージ９０自体をＩＲＭ２５よりも上流のフィルタ２１あるいは２３によって予め除去しておけば、３次高調波イメージによるイメージ妨害は発生しない。
【０１０５】
さらに、３４９ＭＨｚ以上の周波数以上の放送信号によるスプリアスも抑制することができるので、これらのスプリアスによる相互干渉妨害も同時に防止することができる。
【０１０６】
なお、本実施の形態１においては、第２のフィルタ２３によって３次高調波イメージ９１の信号を減衰させたが、これは入力フィルタ２１や、入力端子２０よりも前に３次高調波イメージ９１を減衰させるフィルタを設けても良い。この場合は、高周波増幅器２２へ３次高調波イメージ９１や不要な信号が入力されることを防止することができるので、高周波増幅器２２の歪みを小さくすることができる。
【０１０７】
また、例えば電子チューナにおけるＶＨＦチャンネルのように受信周波数の中において低い方の周波数を受信する場合に、ローパスフィルタのカットオフ周波数を略ＶＨＦチャンネルのハイエンド近傍の約３６０ＭＨｚ程度とすれば、このカットオフ周波数以上であるＵＨＦ帯の複数の放送信号によるスプリアス等が原因となって発生するイメージの発生を抑制することができ、イメージ妨害を防止することができる。
【０１０８】
さらに、本実施の形態１においては固定フィルタにローパスフィルタを用いたが、これはバンドパスフィルタでも良い。この場合、バンドパスフィルタを通過できる周波数を受信時に、バンドパスフィルタの上側のカットオフ周波数以上の高い周波数の信号により発生するイメージ妨害と、バンドパスフィルタの下側のカットオフ周波数以下の低い周波数の信号により発生するイメージ妨害の両方を防止することができる。
【０１０９】
あるいは、固定フィルタをハイパスフィルタとしても良い。この場合例えば、電子チューナにおけるＵＨＦチャンネルのように、受信周波数の中において高い方の周波数を受信する場合に、ハイパスフィルタのカットオフ周波数をＵＨＦ帯とすれば、このカットオフ周波数以下であるＶＨＦ帯の複数の放送信号によるスプリアス等が原因となって発生するイメージの発生を抑制することができるので、イメージ妨害を防止することができる。
【０１１０】
さらにまた、これらの通過帯域の異なるフィルタを複数個設け、これらのフィルタを希望チャンネルに応じて切り替えるようにしても良い。これにより、受信チャンネルに応じてそのイメージの発生が少なくなるようなフィルタを選択することができる。従って、イメージ妨害信号を発生する原因の信号をさらに広い周波数に渡って抑圧することができる。
【０１１１】
なお本実施の形態１において、ＩＲＭ２５は、平衡回路で形成されているので、妨害信号の飛び込み等に対する妨害排除能力が向上し、安定したミキサを実現できるとともに、各回路を近接して設けることができるので、小型の高周波受信装置を得ることができる。
【０１１２】
また、イメージ５１の周波数５２における減衰量を３０ｄＢ程度確保できれば良いのであるから、例えば入力フィルタ２１を複同調回路で形成し、高周波増幅器２２と不平衡・平衡変換器２４とを直結しても良い。あるいは高周波増幅器２２と入力フィルタ２１との間に不平衡・平衡変換器２４を挿入するとともに、高周波増幅器２２も平衡回路とし、この高周波増幅器２２とＩＲＭ２５とを直結しても良い。これらどちらの形態においても、高周波増幅器２２とＩＲＭ２５との間での信号のロスを小さくすることができるので、その間でＮＦが悪化することを防止できる。従ってその分高周波増幅器２２にＮＦが悪いトランジスタを使用してもシステム全体のＮＦを維持することができる。
【０１１３】
さらに、高周波増幅器２２にＮＦの悪いトランジスタが使用できるので、バイポーラトランジスタ等の安価なトランジスタを使用することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。加えて、ＩＲＭ２５や周波数可変局部発振器３０、ＰＬＬ３４については、バイポーラトランジスタによる集積回路としているので、高周波増幅器２２とＩＲＭ２５や周波数可変局部発振器３０、ＰＬＬ３４をひとつの集積回路内に収納することができ、小型な高周波受信装置を実現することができる。
【０１１４】
さらにまた、第２のフィルタ２３は固定フィルタとしているが、これは単同調や複同調としても良い。これにより第２のフィルタ２３ではイメージ妨害信号を発生する周波数における減衰特性をさらに良くすることができる。従って、イメージ妨害の発生をさらに防止することができる。
【０１１５】
本実施の形態１においては、入力フィルタ２１は単同調としているが、特に妨害特性の許容ができる小型ＴＶなどには、入力フィルタ２１も固定フィルタでも良い。この場合、フィルタのロスが小さくなるので、ＮＦが良好となり受信感度特性が重要な小型ＴＶ向けの電子チューナに有効である。
【０１１６】
また、本実施の形態において移相器２８はコンデンサと抵抗によるポリフェイズ型のフィルタによって構成しているので、電力は必要とされない。従って電力を小さくすることができるので、携帯電話などの携帯用機器に用いる場合に非常に有用となる。
【０１１７】
（実施の形態２）
次に本実施の形態２について、図を用いて説明する。図７は、本実施の形態２における高周波受信装置のブロック図を示す。図７において、図１と同じものは同じ番号を付し、その説明は省略する。
【０１１８】
図７において周波数可変局部発振器３０は、３つの発振器から形成されている。これは、一般的に周波数可変局部発振器３０は、可変容量ダイオードとインダクタ素子とからなる回路によって形成される。しかし、周波数可変局部発振器３０の発振周波数全域に渡って１個の発振器で発振できないので、一般的には複数個の発振器によって分担する。本実施の形態２においては、３つの周波数帯へ分割し、それぞれを発振器１００、１０１、１０２によって分担している。なお、１０３は、発振器１００、１０１、１０２への電源供給端子であり、この電源供給端子と発振器１００、１０１、１０２との間にはスイッチ１０４が挿入され、このスイッチ１０４によって、電源供給端子と発振器１００、１０１、１０２のいずれかを選択的に接続するようになっている。なお、本実施の形態２における入力フィルタは、単同調回路によって構成されたフィルタとしている。
【０１１９】
次に、本実施の形態２において、図８（ａ）は、受信周波数に対するフィルタのイメージ減衰量を示した図であり、図８（ｂ）は、同じく受信周波数に対する移相器２８、２９による位相の変化量との関係を示した図である。
【０１２０】
図８（ａ）、（ｂ）において、横軸１１０は、受信周波数を示し、図８（ａ）の縦軸１１１が入力フィルタ２１と第２のフィルタ２３とによるイメージの減衰量の和を示し、図８（ｂ）の縦軸１１２が移相器による位相の変化量を示す。
【０１２１】
図８において、まず第１の周波数帯域１１３は、ＶＨＦローバンドであり、この周波数は５５．２５ＭＨｚから１２７．２５ＭＨｚとしている。次に第２の周波数帯域１１４は、ＶＨＦハイバンドであり、１３３．２５ＭＨｚから３４３．２５ＭＨｚまでとしている。そして、第３の周波数帯域１１５は、３４９．２５ＭＨｚから８０１．２５ＭＨｚのＵＨＦバンドとしている。
【０１２２】
ここで、フィルタの減衰量と周波数との関係を見てみると、周波数によってその減衰量は変化している。これは、入力フィルタ２１を構成する同調回路は並列共振回路を採用しているためバンド内の高域周波数において負荷Ｑが低下して減衰特性が劣化する傾向にある。ＵＨＦバンドの高域周波数はイメージ周波数が受信バンドより高くなるため問題ないが、ＶＨＦバンドにおいては高域周波数での減衰特性劣化は特にイメージトラップの形成が困難なＶＨＦローバンドにおいて問題となる。
【０１２３】
次に周波数と移相器２８、２９の位相変化との関係を見てみると、まず１１９は移相器２９の位相変化曲線を示し、移相器２９はバンド毎で変化量が変化する傾向がある。次に、１２０は移相器２８の位相変化曲線を示し、移相器２８は受信チャンネルの周波数に係わらず略一定に位相を変化させている。これは、移相器２８では、希望チャンネルに係わらず、中間周波数のみの位相を変化させれば良いので、ポリフェイズ型の移相器等を用いることができ、位相の変化の精度が高い移相器を得ることができる。
【０１２４】
従って、本実施の形態２においては、フィルタの減衰量が最も小さい第１の周波数帯域１１３に対する移相器２９の位相変化１１９を、最も９０度に近くなるようにし、ＩＲＭ２５でのイメージ抑圧量を大きくなるようにしている。
【０１２５】
つまり、フィルタ２１の減衰量が小さいチャンネルに対して、ＩＲＭ２５のイメージ低減量が大きなチャンネルとを合わせることによって、フィルタの減衰量の不足分を補うことができ、広い受信周波数に対してイメージを抑制することができるものである。
【０１２６】
（実施の形態３）
以下、本実施の形態３について図を用いて説明する。図９は、本実施の形態３における高周波受信装置のブロック図である。なお図９において、図１と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１２７】
図９において、１３０は共通端子１３０ａに高周波増幅器２２の出力が接続されるとともに、３つの出力端子１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄを有したスイッチであり、このスイッチ１３０は、出力端子１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄを選択的に切り替えるものである。そしてその第１の出力端子１３０ｂがＩＲＭ２５に直接接続されている。次に第２の出力端子１３０ｃの出力とＩＲＭ２５との間には第１のローパスフィルタ１３１が挿入されている。さらに、第３の出力端子１３０ｄの出力とＩＲＭ２５との間には第２のローパスフィルタ１３２が挿入されている。
【０１２８】
１３５は、その一方の出力がＰＬＬ３４に接続された選局データ発生部であり、この選局データ発生部１３５の入力端子１３５ａに入力される希望チャンネル情報に基づいて、選局データを発生する。そしてＰＬＬ３４ではこの選局データによって周波数可変局部発振器３０の周波数を決定する。さらに、選局データ発生部１３５の他方の出力とスイッチ１３０との間には、制御器１３６が挿入され、この制御器１３６が、選局データ発生部１３５に応じて適切な出力端子への切り替えを行う。
【０１２９】
例えば図１０に示されるように、ローパスフィルタ１３１のカットオフ周波数１３７は１３３．２５ＭＨｚ、ローパスフィルタ１３２のカットオフ周波数１３８は３４９．２５ＭＨｚ、としている。この場合には、ＶＨＦローバンドを受信する場合には、制御器１３６で、出力端子１３０ｂへ接続する。また、ＶＨＦハイバンドを受信する場合には、制御器１３６で、出力端子１３０ｃへ接続する。そしてＵＨＦバンドを受信する場合には、制御器１３６で、出力端子１３０ｄへ接続する。これによって不要な信号がＩＲＭ２５に入力されるのを防止することができるので、イメージ妨害を抑制することができる。なお、ＵＨＦバンドの場合は、イメージの周波数自身が受信帯域外になる組合せが多いため、入力フィルタ２１の減衰特性だけで十分であり、フィルタを通さずに直接ＩＲＭ２５へ入力している。
【０１３０】
本実施の形態３においては、ローパスフィルタとしたが、これは受信する周波数帯域や、イメージを発生する原因となる信号の有無等に応じ、適宜バンドパスフィルタやハイパスフィルタ、あるいはそれらを組み合わせて使用しても良い。
【０１３１】
（実施の形態４）
以下、本実施の形態４について図を用いて説明する。図１１は、本実施の形態４における高周波受信装置のブロック図である。なお図１１において、図１と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１３２】
本実施の形態４は、実施の形態１における高周波受信装置を２個並列に接続し、入力端子２０と一方の高周波増幅器２２ａの入力フィルタ２１ａとの間にはハイパスフィルタ１４０が挿入され、他方の高周波増幅器２２ｂの入力フィルタ２１ｂとの間にはローパスフィルタ１４１が挿入されたものである。なお、本実施の形態４では、ハイパスフィルタ１４０、ローパスフィルタ１４１のカットオフ周波数は、略ＵＨＦバンドのローエンドチャンネルの周波数である約３５０ＭＨｚとしている。
【０１３３】
これによりＶＨＦチャンネルはローパスフィルタ１４１を有した側の受信部１４２で受信し、ＵＨＦチャンネルは、ハイパスフィルタ１４０を有した側の受信部１４３で受信する。従って、ＶＨＦとＵＨＦとが別々の受信部で受信されることとなる。このとき、ＵＨＦを受信する場合、局部発振器３０の発振周波数の３倍以上の高調波からＩＦ周波数だけ低いあるいは高い周波数は、受信帯域外となる。従って、高周波増幅器２２ａとＩＲＭ２５ａとの間にはフィルタが不要である。従って、高周波増幅器２２ａとＩＲＭ２５ａとの間でのロスを小さくすることができるので、システム全体のＮＦを良くすることができる。
【０１３４】
一方ＶＨＦチャンネルにおいて発生する３倍の高調波イメージのうちで、最も低い周波数は、最も低い周波数のチャンネルを受信したときである。従って３倍の高調波イメージのうちで最も低い周波数以上の周波数をカットオフ周波数となるように第２のフィルタ２４ｂを挿入してやれば、イメージ妨害特性を向上することができる。
【０１３５】
（実施の形態５）
以下、本実施の形態５について図を用いて説明する。図１２は、本実施の形態５における地上波受信用デジタルチューナのブロック図である。なお図１２において、図１と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１３６】
図１２において、１５０は、高周波増幅器２２とＩＲＭ２５との間に挿入されたスイッチである。このスイッチ１５０は、高周波増幅器２２の出力がその共通端子１５０ａに接続されるとともに、その一方の出力端子１５０ｂがＩＲＭ２５に接続されたものである。そして、他方の出力端子１５０ｃと出力端子３３との間にはＤＢＭ１５１が挿入されている。
【０１３７】
また、ＩＲＭ２５の出力とＤＢＭ１５１の出力はともに復調器１５２へ接続されている。そしてこの復調器１５２の出力と出力端子３３との間に誤り訂正器１５３が挿入されている。なお、誤り訂正器１５３は、ビタビ訂正器１５４と、このビタビ訂正器１５４の一方の出力が接続されたリードソロモン訂正器１５５から形成されている。ビタビ訂正器１５４の他方の出力は、判定器１５６に接続され、この判定器１５６の出力とスイッチ１５０の切り替え制御端子１５０ｄとの間には、制御器１５７が挿入された構成となっている。
【０１３８】
そして判定器１５６では、ビタビ訂正器の出力におけるビット誤り率を判定し、ビット誤り率が予め定められた値以上であると判定した場合に、制御器へスイッチ１５０をＩＲＭ２５側に接続する指示を伝送する旨の信号を出力する。
【０１３９】
これにより、イメージ妨害によってビット誤り率が悪化したものである場合には、ＩＲＭでイメージ妨害を防止することができるので、ビット誤り率を改善することができる。また、イメージ信号がなくビット誤り率が良い状態においては、ＤＢＭを用いることができるので、消費電力を小さくすることができる。
【０１４０】
なお、一般にビタビ訂正器１５４の出力のビット誤り率が０．０００２以下である場合には、リードソロモン訂正器１５５の訂正によって出力端子３３でのビット誤り率を０とすることができる。そこで、判定器１５６はビット誤り率が０．０００２以上となった場合に、制御器１５７に対しビット誤り率が０．０００２を超えた旨の信号を伝送し、そしてこの信号を受け取った制御器１５７が、スイッチ１５０に対して、ミキサを切り替える旨の信号を伝送するものである。
【０１４１】
なお、ミキサをＤＢＭ１５１からＩＲＭ２５へ切り替えてもビット誤り率が良化しない場合に判定器１５６は、ビット誤り率が０．００２を超えているのはイメージによるものでないと判定し、ミキサをＤＢＭに戻しておく。
【０１４２】
（実施の形態６）
以下、本実施の形態６について図を用いて説明する。図１３は、本実施の形態６における地上波受信用デジタルチューナのブロック図である。なお図１３において、図１、図１２と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１４３】
図１３において、１６０は、高周波増幅器２２の出力とＤＢＭ２７との間に挿入されたスイッチであり、１６１は、このスイッチ１６０のＯＮ，ＯＦＦの制御端子１６０ａと判定器１５６との間に挿入された制御器である。なお、移相器２９への電源供給を制御するようにスイッチ１６２が設けられている。そして、これらスイッチ１６２についても制御器１６１がＯＮ，ＯＦＦを制御できるように接続されている。
【０１４４】
この制御器１６１は、ビット誤り率が０．０００２を超えた場合に、スイッチ１６０と１６２とをオンする信号を出力するものである。つまり通常スイッチ１６０と１６２をＯＦＦとしておけば、高周波信号は、ＤＢＭ２６側にのみ供給されるとともに移相器２９やＤＢＭ２７は駆動しないので、消費電力を小さくできる。さらに、ビット誤り率が悪化した場合には、スイッチ１６０と１６２とをオンとすることによってＩＲＭとして働き、イメージを防止することができる。
【０１４５】
なお、本実施の形態において、移相器２８にはポリフェイズフィルタを用いているが、移相器２９と同様に逓倍、分周によるフリップフロップ方式による移相器としても良い。
【０１４６】
（実施の形態７）
以下、本実施の形態７について図を用いて説明する。図１４は、本実施の形態７における入力フィルタの回路図である。
【０１４７】
本実施の形態７では、入力フィルタに可変イメージトラップが設けられたものである。図１４において、入力フィルタは、入力端子１６０と、この入力端子１６０には、第１のインダクタンス１６１と、第２のインダクタンス１６２の直列接続体が接続されている。この第２のインダクタンス１６２の出力の一方は出力端子１６３に接続され、他方の出力とグランドとの間には、可変容量ダイオード１６４が挿入されている。なお、可変容量ダイオード１６４のアノード側をグランド側に接続している。
【０１４８】
そして、入力端子１６０には、第１のインダクタンス１６１と並列に第３のインダクタンス１６５とスイッチ１６６の直列接続体が接続される。このスイッチ１６６は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとする。
【０１４９】
さらに、第３のインダクタンス１６５の出力とグランド間に第４のインダクタンス１６７が挿入されている。可変容量ダイオード１６４の容量を変化させるために、可変容量ダイオード１６４のカソード側へ接続された制御端子１６８へ供給する制御電圧を変化させる。
【０１５０】
そして、このように構成された同調型フィルタ１６９の第４のインダクタンス１６７とグランドとの間に第２の可変容量ダイオード１７０を挿入し、制御端子１６８をこの第２の可変容量ダイオード１７０のカソード側端子へ接続することによって可変トラップを構成している。
【０１５１】
なお、本実施の形態７における各回路の定数は、第１のインダクタンス１６１が３００ｎＨ、第２のインダクタンス１６２が７０ｎＨ、第３のインダクタンス１６５が４０ｎＨであり、第４のインダクタンス１６７が４０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード１６４，１７０は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させている。
【０１５２】
次にこの入力フィルタの動作について、図１５、図１６及び図１７を用いて説明する。図１５は、実施の形態７における、入力フィルタの等価回路図であり、図１６は、同入力フィルタのインピーダンス特性図であり、図１７は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【０１５３】
まず、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図１５（ａ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ１６６はオフとなるので、第１のインダクタンス１６１と第２のインダクタンス１６２とによって、第１の等価インダクタンス１８０を形成し、第３のインダクタンス１６５と第４のインダクタンス１６７とによって、第２の等価インダクタンス１８１を形成する。この場合第１の等価インダクタンス１８０は、８０ｎＨ相当で、第２の等価インダクタンス１８１は３７０ｎＨに相当することとなる。
【０１５４】
従って、この入力フィルタは、第１の等価インダクタンス１８０、第２の等価インダクタンス１８１と第１の可変容量ダイオード１６４の容量とによる並列共振回路と、第２の等価インダクタンス１８１と第２の可変容量ダイオード１７０の容量による直列共振回路のトラップ回路によって構成されることとなる。
【０１５５】
次に、図１６（ａ）は本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸１９０は周波数、縦軸１９１はインピーダンスである。また、図１７（ａ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸２１０には周波数、縦軸２１１には減衰量を取っている。
【０１５６】
図１６（ａ）において１９２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、可変容量ダイオード１７０の容量によって同調用並列共振周波数より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数よりも高い特定の周波数１９３において直列共振による極１９４が生じる。この極１９４では、そのインピーダンスは０であるので、図１７（ａ）に見られるように入力フィルタは、周波数１９３において減衰特性は大きくなる。
【０１５７】
そこで本実施の形態７においては、その極１９４の周波数１９３を受信チャンネルのイメージの周波数となるように第２の等価インダクタンス１８１と可変容量ダイオード１７０の容量の定数を決めている。そして図１７（ａ）に示されるように可変容量ダイオード１７０の容量を変化させることによってトラップ周波数２１０ａを受信チャンネルに応じて変化させている。
【０１５８】
なお、カーブ１９５は、可変容量ダイオード１７０がなく第４のインダクタンス１６７が直接グランドに接続された場合のインピーダンスを示す。この図に示されるように、可変容量ダイオード１７０の有無に係わらず、この入力フィルタの同調用並列共振周波数近傍でのインピーダンスの変化は小さい。つまり、同調用並列共振周波数より高い方向については、可変容量ダイオード１７０の容量によりインピーダンスの変化は大きくなる。従って、可変容量ダイオード１７０の容量を変化させても、共振周波数近傍のインピーダンスは大きく変化しないこととなる。
【０１５９】
次に、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作について説明する。図１５（ｂ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ１６６はオンとなる。すると、本実施の形態においては、第１のインダクタンス１６１が３００ｎＨであり、第３のインダクタンス１６５が４０ｎＨであるので、第３のインダクタンス１６５側のインピーダンスが支配的となる。その場合、あたかも第１のインダクタンス１６１は無視して取り扱っても構わない。
【０１６０】
従って、この入力フィルタは、第２のインダクタンス１６２、第４のインダクタンス１６７と第１の可変容量ダイオード１６４の容量とによる並列共振回路と、第４のインダクタンス１６７と第２の可変容量ダイオード１７０の容量による直列共振回路のトラップ回路を構成することとなる。
【０１６１】
次に、図１６（ｂ）は本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸２００は周波数、縦軸２０１はインピーダンスである。また、図１７（ｂ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸２２０には周波数、縦軸２２１には減衰量を取っている。
【０１６２】
図１６（ｂ）において２０２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、可変容量ダイオード１７０の容量によって同調用並列共振周波数より低くなるに従ってＬ成分からＣ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数よりも低い特定の周波数２０３において直列共振による極２０４が生じる。この極２０４では、そのインピーダンスは０であるので、図１７（ｂ）に見られるように入力フィルタは、周波数２０３において減衰特性は大きくなる。
【０１６３】
そこで本実施の形態７においては、その極２０４の周波数２０３は、ＶＨＦローバンドの周波数帯域のトラップとして働き、図１７（ｂ）に示すように、可変容量ダイオード１７０の容量を変化させることによってこのトラップ周波数２２２を変化させている。
【０１６４】
なお、カーブ２０５は、可変容量ダイオード１７０の容量がなく第４のインダクタンス１６７が直接グランドに接続された場合のインピーダンスを示す。この図に示されるように、可変容量ダイオード１７０の有無に係わらず、この入力フィルタの共振周波数近傍でのインピーダンスの変化は小さい。つまり、同調用並列共振周波数より低い方向については、可変容量ダイオード１７０の容量によるインピーダンスの変化は大きくなる。従って、可変容量ダイオード１７０の容量を変化させても、同調用並列共振周波数近傍のインピーダンスは大きく変化しないこととなる。
【０１６５】
（実施の形態８）
以下、本実施の形態８について図を用いて説明する。図１８は、本実施の形態８における入力フィルタの回路図であり、入力フィルタに固定イメージトラップが設けられたものである。
【０１６６】
図１８において、入力フィルタは、入力端子２５０と、この入力端子２５０には、第１のインダクタンス２５１と、第２のインダクタンス２５２と、第３のインダクタンス２５４とが直列に接続されている。
【０１６７】
そして、第３のインダクタンス２５４の出力の一方は出力端子２５５に接続され、第３のインダクタンス２５４の他方の出力とグランドとの間には、可変容量ダイオード２５６が挿入されている。なお、可変容量ダイオード２５６のアノード側をグランド側に接続している。
【０１６８】
そして、入力端子２５０と第３のインダクタンス２５４の入力との間には、第４のインダクタンス２５７とスイッチ２５８の直列接続体が挿入され、第４のインダクタンス２５７の出力とグランド間に第５のインダクタンス２５９が挿入されている。このスイッチ２５８は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとする。
【０１６９】
なお、この同調回路の同調周波数は、可変容量ダイオード２５６の容量を変化させることで変化させている。つまり、可変容量ダイオード２５６のカソード側へ接続された制御端子２６０へ供給する制御電圧を受信チャンネルに応じて変化させてやればよい。そして第２のインダクタンス２５２と並列にコンデンサ２５３を挿入することによって固定トラップを構成している。
【０１７０】
なお、本実施の形態８における各回路の定数は、第１のインダクタンス２５１が３００ｎＨ、第２のインダクタンス２５２が６０ｎＨ、第３のインダクタンス２５４が７０ｎＨであり、第４のインダクタンス２５７が４０ｎＨ、第５のインダクタンス２５９を４０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード２５６は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させている。
【０１７１】
次にこの入力フィルタの動作について、図１９、図２０及び図２１を用いて説明する。図１９は、実施の形態８における、入力フィルタの等価回路図であり、図２０は、同入力フィルタのインピーダンス特性図であり、図２１は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【０１７２】
まず、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図１９（ａ）は、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ２５８はオフとなるので、第１のインダクタンス２５１と第３のインダクタンス２５４とによって、第１の等価インダクタンス２７０を形成し、第４のインダクタンス２５７と第５のインダクタンス２５９とによって、第２の等価インダクタンス２７１を形成する。この場合第１の等価インダクタンス２７０は、３７０ｎＨ相当で、第２の等価インダクタンス２７１は８０ｎＨに相当することとなる。
【０１７３】
従って、この入力フィルタは、第１の等価インダクタンス２７０、第２の等価インダクタンス２７１と可変容量ダイオード２５６の容量と、第２のインダクタンス２５２による並列共振回路と、第２のインダクタンス２５２とコンデンサ２５３による固定トラップ回路から構成されることとなる。
【０１７４】
次に、図２０（ａ）は本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸２８０は周波数、縦軸２８１はインピーダンスである。また、図２１（ａ）は、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸３００には周波数、縦軸３０１には減衰量を取っている。
【０１７５】
図２０（ａ）において２８２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、コンデンサ２５３の容量によって同調用並列共振周波数より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数よりも高い特定の周波数２８３において極２８４が生じる。この極２８４では、そのインピーダンスは０であるので、図２１（ａ）に見られるように入力フィルタは、周波数２８３において減衰特性は大きくなる。
【０１７６】
そこで本実施の形態８においては、その極２８４の周波数２８３をＶＨＦローバンドの略中心のチャンネルに対するイメージの周波数となるように、それぞれの定数を決めている。
【０１７７】
しかしながら、ＶＨＦローバンド受信時のイメージの周波数はＶＨＦハイバンドの周波数帯域内にある。つまり、本実施の形態８における固定トラップのトラップ周波数２８３は、ＶＨＦハイバンドの周波数帯域内となる。従って、ＶＨＦハイバンド受信時にもこのトラップが作動すると、トラップ周波数２８３近傍のチャンネルはこの固定トラップによって減衰してしまうので、受信できないこととなる。
【０１７８】
そのため、本実施の形態８における入力フィルタにおいては、ＶＨＦハイバンドを受信する場合は、スイッチ２５８をオンとすることによって、第２のインダクタンス２５２とコンデンサ２５３によるトラップ回路を動作しないようにするものである。
【０１７９】
以降、本実施の形態８における入力フィルタにおいて、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作を図を用いて説明する。図１９（ｂ）は、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。本実施の形態８においては、第１のインダクタンス２５１が３００ｎＨであり、第４のインダクタンス２５７が４０ｎＨであるので、第４のインダクタンス２５７側のインピーダンスが支配的となる。その場合、あたかも第１のインダクタンス２５１や第２のインダクタンス２５２、コンデンサ２５３は無視して取り扱うことができる。
【０１８０】
従って、この入力フィルタは、第５のインダクタンス２５９と、第４のインダクタンス２５７と、第３のインダクタンス２５４と、可変容量ダイオード２５６の容量とからなる並列共振回路のみを有した構成となる。つまりこの場合には、トラップ回路が働かないので、ＶＨＦハイバンド受信時には、図２０（ｂ）に示されるように極を持たない。従って図２１（ｂ）に示されるように特定周波数に対して減衰するトラップはかからず、ＶＨＦハイバンド受信時に、固定トラップによる影響はほとんど生じない。
【０１８１】
（実施の形態９）
以下、本実施の形態９について図を用いて説明する。本実施の形態９は、本発明の高周波受信装置をシールドケースに収納したものである。ここで、図２２は、本実施の形態９における高周波受信装置の断面図であり、図２３は、同上面図であり、図２４は、本実施の形態９における高周波受信装置のシールドケースの展開図であり、図２５は、本実施の形態９における高周波受信装置の要部詳細図である。
【０１８２】
図２２から図２５において４００は、プリント基板である。このプリント基板４００の一方の面４００ａには電子部品４０１が搭載され、クリーム半田４０２でプリント基板４００と接続されている。また、プリント基板４００の他方の面４００ｂには、インダクタンス４０３が搭載されている。このインダクタンス４０３はコイルであり、その脚４０３ａがプリント基板４００に設けられた孔に貫入されている。そして半田４０２によってプリント基板４００に接続されている。
【０１８３】
４０４は、シールドケースであり、このシールドケース４０４に、予め電子部品４０１やインダクタンス４０３が搭載されて高周波回路が形成されたプリント基板４００が嵌合され、この高周波回路のグランドが、プリント基板４００の周縁部でシールドケース４０４の枠部４０４ａと半田付けされて、接続されている。
【０１８４】
また、シールドケース４０４には、インダクタンス４０３が配設された側を覆うように蓋部４０４ｂを有し、この蓋部４０４ｂはシールドケース４００の枠体４００ａと一体に形成されている。さらにその蓋部４０４ｂには、この蓋部４０４ｂから切り曲げて形成された脚部４０４ｃが設けられている。この脚部４０４ｃの先端は、プリント基板４００を貫通し、電子部品４０１搭載面側でプリント基板４００へ半田４０２によって接続される。
【０１８５】
一方、電子部品４０１搭載面側には、シールドケース４０４の開放面を覆うカバー４０５が装着されている。このカバー４０５には、弾性接触爪４０６あるいは当接部４０７が設けられている。これら弾性接触爪４０６あるいは当接部４０７は、脚部４０４ｃの先端部に当接されてシールドを行っている。
【０１８６】
そして、本実施の形態９においては、この脚部４０４ｃの幅４０８はインダクタンス４０３の幅４０９と略同じとするとともに、インダクタンス４０３を脚部４０４ｃに近接して配置するものである。特に、このコイル４０３ａで構成する回路のグランドをそのコイル４０３ａに近接して配置された脚部に接続すると良い。
【０１８７】
また図２５（ｂ）に示すように、脚部４０４ｃは、特にインダクタンス４０３の磁束の回る方向に設けてやる方が望ましい。例えばインダクタンス４０３として空芯コイルを用いる場合、そのコイル４０３ａの開口面４１０と脚部４０４ｃの幅広面４１１とが対向するように配置してやることが重要である。
【０１８８】
この構成によって、インダクタンス４０３が発生する磁束４１２を脚部４０４ｃで遮断することができ、他のインダクタンスとの結合を防止している。
【０１８９】
実施の形態１で述べたように本発明においては、ＩＲＭを用いることによって、フィルタの減衰特性を緩和できる。従って、特に磁束による結合が発生しやすい同調フィルタの数を少なくすることができる。そこで、本発明を本実施の形態９の構成としてやれば、結合しやすい同調フィルタ用のコイル４０３ａは少なくなるので、簡易なシールドでも他のコイルと結合し難くなる。
【０１９０】
なお、本実施の形態９においてはシールドケース４０４は、枠体４０４ａと蓋部４０４ｂと、脚部４０４ｃとが一体に形成されているので、振動等に対しても安定してグランドを維持することができるとともに、コイル４０３ａと蓋部との間隔は変動しないので、インダクタンス値が安定しフィルタの波形変動を小さくすることができる。
【０１９１】
さらに、枠体４０４ａと蓋部４０４ｂと、脚部４０４ｃとはプレス加工等によって同時に加工することができるので、低価格なシールドケースを得ることができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。さらにまた、カバーは片側のみであるので、組み立ても容易であり、組み立て工数も少なくすることができる。
【０１９２】
また、コイル４０３ａは、脚部４０４ｃの曲げ外側に配置している。この場合、脚部４０４ｃを切り曲げたことによって生じる孔４１３の下方にコイル４０３ａが配置される。これによって、この孔４１３を調整用孔としても利用することができる。一方コイル４０３ｂは、脚部４０４ｃの曲げ内に配置している。この場合、コイル４０３ｂの上方には孔がないので、コイル４０３ｂの磁束をさらに遮断でき他のコイルとの結合が発生し難くなるとともに、外からの不要信号の飛び込みや、漏洩なども生じ難くなる。
【０１９３】
さらに、本実施の形態においてインダクタンスは、空芯コイルとしたがチップインダクタやパターンコイルとしても良い。この場合においても他のインダクタンスとの結合を小さくすることができる。
【０１９４】
さらにまた、一般的にチップインダクタやパターンコイルのＱ値は、空芯コイルに比べて低く、近傍の金属板等の影響を受けやすい。しかしながら、本実施の形態９においては、脚部４０４ｃの幅４０８はインダクタンスの幅４０９と略同じであるので、この脚部４０４ｃによるパターンインダクタンスやチップインダクタンスのＱ値を落ち難くすることができる。このことはこれらのインダクタンスを用いて同調フィルタ等を構成する場合に、その選択度を維持する為や、フィルタのロスを小さくするために重要であり、本実施の形態９に記載による構成によればこれらのインダクタンスとしてパターンインダクタンスやチップインダクタンスを用いても良好なフィルタを得ることができる。
【０１９５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和されたものである。
【０１９６】
これにより、イメージリジェクションミキサがイメージを低減するので、その分フィルタではそのイメージの周波数に対する減衰量は小さくてもよい。従って、高性能なフィルタを不要とすることができるので、低価格な高周波受信装置を提供することができるという効果がある。
【０１９７】
特に、広帯域な周波数の信号を受信するような上側へテロダイン方式のシングルコンバージョン方式の高周波受信装置は、受信帯域内に存在する多くの信号が妨害の原因となるので、これらの多くの信号の組み合わせによって発生するイメージ妨害を抑圧できることが必要となる。そこで本発明では、イメージに対するＩＲＭによる抑圧特性と、イメージ自体あるいはイメージを発生する信号を減衰するフィルタの減衰特性とによって、受信周波数に応じてイメージを抑圧し、イメージ妨害を防止するものである。
【０１９８】
また、フィルタの減衰量は小さくても構わないので、従来のフィルタのように３つの同調回路を用いた複数な構成のフィルタを用いる必要はなく、固定フィルタ等での代替が可能となり、同調回路を減らすことができる。従って、フィルタを構成する部品を削減することができるので、低価格かつ小型な高周波受信装置を提供することができる。
【０１９９】
さらに、同調回路を用いると、周波数に対して同調回路のＱ値や整合が変化するが、本発明においては、同調回路を減らすことができるので、この変化を小さくできる。従って、チャンネル毎での利得や波形の変動を小さくすることができるので、特にデジタル放送のテレビ放送信号等を受信する場合等に有効となる。
【０２００】
さらにまた、同調回路を減らすことによってその調整箇所が減り、高周波受信装置を調整するための時間も短縮することができるので、非常に生産性が向上し、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【０２０１】
また、同調回路を減らすことによって同調回路を構成するコイル同士が結合することも少なくなるので、シールドケースのシールドを簡素化することができる、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における高周波受信装置のブロック図
【図２】同、周波数と信号との関係を示す概念図
【図３】同、希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図
【図４】同、フィルタの減衰特性図
【図５】同、フィルタの減衰特性図
【図６】同、３倍高調波によるイメージの説明図
【図７】本実施の形態２における高周波受信装置のブロック図
【図８】同、フィルタと移相器の特性図
【図９】本実施の形態３における高周波受信装置のブロック図
【図１０】同、ローパスフィルタの特性図
【図１１】本実施の形態４における高周波受信装置のブロック図
【図１２】本実施の形態５における高周波受信装置のブロック図
【図１３】本実施の形態６における高周波受信装置のブロック図
【図１４】本実施の形態７における入力フィルタの回路図
【図１５】同、等価回路図
【図１６】同、インピーダンス特性図
【図１７】同、減衰特性図
【図１８】本実施の形態７における入力フィルタの回路図
【図１９】同、等価回路図
【図２０】同、インピーダンス特性図
【図２１】同、減衰特性図
【図２２】本実施の形態８における高周波受信装置の断面図
【図２３】同、上面図
【図２４】同、シールドケースの展開図
【図２５】同、要部詳細図
【図２６】従来の高周波受信装置のブロック図
【符号の説明】
２０ 入力端子
２１ 入力フィルタ
２３ 第２のフィルタ
２５ イメージリジェクションミキサ
３０ 周波数可変局部発振器
３３ 出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、広帯域な高周波信号を受信する高周波受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のチューナについて図を用いて説明する。図２６は従来のチューナを単純化したブロック図である。
【０００３】
図２６において、１は入力端子である。この入力端子には約５０ＭＨｚから約８６０ＭＨｚの高周波信号が入力される。
【０００４】
２は、入力端子に接続されたアンテナフィルタである。このアンテナフィルタ２は、単同調型のフィルタであり、受信チャンネルの周波数にその同調周波数を合わせ、不要な周波数を除去する。そして３は、アンテナフィルタ２の出力が接続された高周波増幅器であり、高周波信号の増幅を行っている。
【０００５】
４は、高周波増幅器３の出力が接続された段間フィルタである。この段間フィルタ４は、複同調型のフィルタで構成されている。
【０００６】
５は段間フィルタ４の出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器６の出力が接続される混合器であり、この混合器はダブルバランスドミキサで構成されていた。そしてこの混合器によって所定の中間周波数（以降ＩＦという）の信号へ周波数変換される。
【０００７】
７は、混合器５の出力が供給されて、希望信号以外の信号を除去するバンドパスフィルタであり、このバンドパスフィルタの出力が出力端子８へ供給されていた。
【０００８】
なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【０００９】
【特許文献１】
特開平７−２９７６８２号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
一般に、混合器で周波数変換を行うとイメージ妨害信号が生じてしまうため、この混合器の上流でイメージ妨害信号が発生する原因となる信号（以降単にイメージと言う）をフィルタで予め抑圧しておく必要があった。このため、従来の高周波受信装置においては、単同調フィルタと複同調フィルタの２段構成フィルタ等によって高性能な減衰特性を持つフィルタを用いて、イメージの周波数に対する減衰量を大きくしていた。
【００１１】
しかしながら、このような従来の高周波受信装置において、同調回路を２つ有する複同調フィルタを用いるとともに、単同調フィルタの計２個のフィルタを用いることが必要であり、高価なものであった。
【００１２】
そこで本発明は、この問題を解決したもので、フィルタのイメージの周波数に対する減衰特性を緩和することによって、高性能なフィルタを不要とし、低価格な高周波受信装置を提供することを目的としたものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波受信装置は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和されたものである。
【００１４】
これにより、イメージリジェクションミキサがイメージを低減するので、その分フィルタではそのイメージの周波数に対する減衰量は小さくても良い。従って、高性能なフィルタを必要としないので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和された高周波受信装置であり、これによりイメージリジェクションミキサがイメージを低減するので、その分フィルタではそのイメージ妨害の周波数に対する減衰量は小さくても良い。
【００１６】
さらに、イメージリジェクションミキサではイメージ妨害自体を低減するので、このイメージを生じる複数の周波数に関してもその減衰量を緩和することができる。従って、従来のようにイメージとそのイメージを発生する周波数の減衰量が大きい高性能なフィルタは不要であり、安価なフィルタで構成することができるので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【００１７】
請求項２に記載の発明は、フィルタとイメージリジェクションミキサとの間に高周波増幅器が挿入された請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器が挿入されているので、一般的にＮＦの悪いイメージリジェクションミキサを用いてもＮＦの良い高周波受信装置を実現することができる。
【００１８】
また、高周波増幅器の上流にフィルタがあるので、高周波増幅器に入力される不要な信号を除去することができるので、イメージリジェクションミキサで妨害信号として混合されることが少なくなる。
【００１９】
さらに、高周波増幅器へ不要な信号が入力されないので、高周波増幅器の飽和などによって、信号が歪むようなことは起こり難くなる。
【００２０】
請求項３に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサは共に平衡回路で形成されるとともに、前記高周波増幅器と前記イメージリジェクションミキサの間は平衡接続された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これによりミキサの歪み特性を向上することができ、ミキサにおいて妨害が生じにくくなる。
【００２１】
さらに、妨害信号の飛び込み等に対する妨害排除能力が向上するので、安定したミキサを実現できるとともに、各回路を近接して設けることができるので、小型の高周波受信装置を得ることができる。
【００２２】
請求項４に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサの間に第２のフィルタが挿入されるとともに、前記第２のフィルタは、単同調回路で形成された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより第２のフィルタを単同調としてもイメージ妨害の発生を防止することができる。さらに、第２のフィルタが単同調であるので、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００２３】
請求項５に記載の発明は、入力端子と高周波増幅器との間に入力フィルタが挿入されるとともに、前記入力フィルタは、単同調回路で形成された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより入力アンテナフィルタを単同調としてもイメージ妨害の発生を防止することができる。さらに、入力フィルタが単同調であるので、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００２４】
請求項６に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサ間に段間フィルタが挿入されるとともに、前記段間フィルタは、固定フィルタとした請求項５に記載の高周波受信装置であり、これにより同調回路は少なくても、イメージ妨害を防止することができる。さらに、同調回路は入力フィルタのみに設けられているので、周波数に対する回路のＱ値の変化は小さくなるとともに、インピーダンスの整合のずれも小さくなる。従って、チャンネル毎での利得や波形の変動は小さくなるので、安定した受信を実現することができる。なお、特にこのことはデジタル放送を受信する場合には重要であり、低価格なデジタル受信チューナを実現することができる。
【００２５】
また、同調回路が少ないのでその同調周波数を調整することが不要となるので、生産性の良い高周波受信装置を実現することができる。
【００２６】
請求項７に記載の発明は、固定フィルタは、ハイパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これによりハイパスフィルタの通過できる周波数を受信する場合、ハイパスフィルタのカットオフ周波数以下の低い周波数の信号により発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００２７】
これを電子チューナに応用した場合、特にＵＨＦチャンネルを受信する場合に有用であり、ＶＨＦ帯における複数の放送信号のスプリアス等によって発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００２８】
請求項８に記載の発明は、固定フィルタは、ローパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これによりローパスフィルタを通過できる周波数を受信時に、ローパスフィルタのカットオフ周波数以上の高い周波数の信号により発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００２９】
これを電子チューナに応用した場合、特にＶＨＦチャンネルを受信する場合に有用であり、ＵＨＦ帯における複数の放送信号のスプリアス等によって発生するイメージ妨害を防止することができる。
【００３０】
請求項９に記載の発明は、固定フィルタは、バンドパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これによりバンドパスフィルタを通過できる周波数を受信時に、バンドパスフィルタの上側のカットオフ周波数以上の高い周波数の信号により発生するイメージ妨害と、バンドパスフィルタの下側のカットオフ周波数以下の低い周波数の信号により発生するイメージ妨害の両方を防止することができる。
【００３１】
請求項１０に記載の発明における固定フィルタは、カットオフ周波数の異なる複数個のフィルタからなると共に、これらのフィルタを受信周波数に応じて切り替え可能とした請求項６に記載の高周波受信装置であり、これにより受信周波数に応じて通過帯域の異なるフィルタへ適宜切り替えることができるので、イメージ妨害信号の発生を防止することができる。
【００３２】
請求項１１に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間が直接に接続された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間での信号のロスを小さくすることができるので、その間でＮＦが悪化することがない。従ってその分高周波増幅器にＮＦが悪いデバイスを使用してもイメージリジェクションミキサの出力信号のＮＦを維持することができる。
【００３３】
また、高周波増幅器にＮＦの悪いデバイスが使用できるので、バイポーラトランジスタ等の安価なトランジスタを使用することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００３４】
請求項１２に記載の発明は、高周波増幅器はバイポーラトランジスタによって構成された請求項１１に記載の高周波受信装置であり、これにより安価な高周波受信装置を実現することができる。
【００３５】
請求項１３に記載の発明は、少なくとも高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとは共に同じプロセスにより形成されるトランジスタで構成され、これらのトランジスタは、ひとつの集積回路内に収納された請求項２に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器とイメージリジェクションミキサは同じプロセスで作成されているので、同一の集積回路内に収納することができ、小型の高周波受信装置を実現することができる。
【００３６】
請求項１４に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間が直接に接続された請求項１３に記載の高周波受信装置であり、これにより高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間での信号のロスを小さくすることができるので、その間でＮＦが悪化することがない。従ってその分高周波増幅器にＮＦが悪いデバイスを使用してもイメージリジェクションミキサの出力信号のＮＦを維持することができる。
【００３７】
また、高周波増幅器にＮＦの悪いデバイスが使用できるので、バイポーラトランジスタ等の安価なトランジスタを使用することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【００３８】
請求項１５に記載の発明は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとはバイポーラトランジスタによって構成された請求項１４に記載の高周波受信装置であり、これにより安価な高周波受信装置を実現することができる。
【００３９】
請求項１６に記載の発明は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下の周波数が、イメージリジェクションミキサに供給される請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより前記３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ上側の周波数以上の信号はイメージリジェクションミキサに供給されないので、前記周波数以上の複数の信号によりイメージ妨害が発生することを防止することができる。
【００４０】
請求項１７に記載の発明におけるフィルタは、少なくとも予め定められたカットオフ周波数以下の周波数を通過させるフィルタとし、前記カットオフ周波数は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下とした請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより前記３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ上側の周波数以上の信号はイメージリジェクションミキサに供給されないので、前記周波数以上の複数の信号によりイメージ妨害が発生することを防止することができる。
【００４１】
請求項１８に記載の発明は、高周波信号としてテレビ放送の高周波信号が入力端子に供給されるとともに、フィルタは受信帯域の周波数を通過させるフィルタが設けられたテレビ放送受信用の高周波受信装置であって、前記高周波受信装置は、前記入力端子と前記フィルタとの間に挿入された高周波増幅器と、この高周波増幅器と前記フィルタとの間にその共通端子が前記高周波増幅器の出力に接続されるとともに、その一方の出力が前記フィルタに接続されたスイッチとを備え、このスイッチの他方の出力はイメージリジェクションミキサの入力に接続されるとともに、前記フィルタのカットオフ以上の周波数を受信する場合は前記スイッチを他方側へ接続する請求項１７に記載の高周波受信装置であり、これによりフィルタのカットオフ以上のチャンネル受信時には、そのチャンネルを受信時の局部発振器の発振周波数の３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ高い周波数はテレビ放送の帯域外となるので、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとを直結してもイメージ妨害は生じない。前記フィルタのカットオフ以下の周波数を受信する場合は、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとが直結されるので、この間のロスが小さくなりＮＦの良い高周波受信装置を実現することができる。
【００４２】
請求項１９に記載の発明は、請求項１に記載の高周波受信装置が最も低い周波数のチャンネル受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下の周波数が、入力端子に供給される高周波受信装置であり、これにより前記３次高調波に対して略ＩＦ周波数だけ上側の周波数以上の信号はイメージリジェクションミキサに供給されないので、前記周波数以上の複数の信号によりイメージ妨害が発生することを防止することができる。
【００４３】
請求項２０に記載の発明は、フィルタの通過特性のうちで減衰量が小さな特定チャンネルに対しては、イメージリジェクションミキサでのイメージの低減量を大きくした請求項１に記載の高周波受信装置であり、一般的にフィルタの減衰量、イメージリジェクションミキサの低減量ともに周波数による変動がある。従って、フィルタの減衰量が小さいチャンネルに対して、イメージリジェクションミキサの低減量が大きなチャンネルとを合わせることによって、そのフィルタの減衰量の不足分を補うことができ、広い受信周波数に対してイメージ妨害を抑制することができる。
【００４４】
請求項２１に記載の発明におけるフィルタには、少なくとも受信チャンネルに応じたイメージ周波数を減衰できる可変トラップが設けられた請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりイメージリジェクションミキサに入力されるイメージ信号を予め減衰させておくことができるので、さらにイメージ妨害能力を向上することができる。
【００４５】
また、可変トラップは受信チャンネルに応じて、そのイメージとなる周波数を減衰することができるので、広帯域に渡ってイメージの発生を防止することができる。
【００４６】
請求項２２に記載の発明におけるフィルタは、ＶＨＦローバンドの周波数を通過させる第１のフィルタと、この第１のフィルタと並列に設けられるとともに、ＶＨＦハイバンドの周波数を通過させる第２のフィルタとを備え、前記第１のフィルタには可変トラップが接続され、前記可変トラップは、前記ＶＨＦローバンド受信時に受信チャンネルのイメージ周波数を減衰させるとともに、前記ＶＨＦハイバンド受信時に前記ＶＨＦローバンドの周波数を減衰させる請求項１に記載の高周波受信装置であり、これにより可変トラップによってＶＨＦローバンド受信時に受信チャンネルのイメージ周波数を減衰させることができるので、さらにイメージ妨害特性の向上した高周波受信装置を実現することができる。
【００４７】
また可変トラップは、ＶＨＦハイバンド受信時に前記ＶＨＦローバンドの周波数を減衰させることもできるので、妨害特性の向上した高周波受信装置を実現することができる。
【００４８】
請求項２３に記載の発明は、入力端子とフィルタ間に高周波増幅器が挿入された請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりＮＦ性能の良い高周波受信装置を実現することができる。
【００４９】
請求項２４に記載の発明は、入力端子と高周波増幅器との間は直接に接続された請求項２３に記載の高周波受信装置であり、これにより入力端子と高周波増幅器との間でロスがないのでＮＦ性能の良い高周波受信装置を実現することができる。
【００５０】
請求項２５に記載の発明は、フィルタは複同調回路で形成された請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりフィルタは選択度の良好な複同調回路としているので、高周波増幅器に入力されるイメージ信号やイメージ妨害を発生する原因となる複数の信号を減衰させることができ、さらにイメージ妨害特性を向上することができる。
【００５１】
請求項２６に記載の発明におけるフィルタは、固定フィルタで形成された請求項１に記載の高周波受信装置であり、フィルタのロスが小さくなるので、ＮＦが良好であると共に、高周波増幅器での歪みを低減することができる。
【００５２】
請求項２７に記載の発明は、テレビ放送の高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子が接続されるとともにＵＨＦ信号を受信する前記ＵＨＦ受信部と、このＵＨＦ受信部の出力が接続される出力端子と、ＵＨＦ受信部と並列に接続されたＶＨＦ受信部とを有した高周波受信装置であって、前記ＵＨＦ受信部は、前記入力端子に接続されるとともにＵＨＦ周波数帯域内でその同調周波数を可変できる第１の同調型フィルタと、この第１の同調型フィルタの出力が接続された第１の高周波増幅器と、この第１の高周波増幅器の出力がその一方の入力に接続されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が接続された第１のミキサとを備え、前記ＶＨＦ受信部は前記入力端子が接続されるとともにＶＨＦ周波数帯域内でその同調周波数を可変できる第２の同調型フィルタと、この第２の同調型フィルタの出力が接続された第２の高周波増幅器と、この第２の高周波増幅器の出力が接続された段間フィルタと、この段間フィルタと前記出力端子との間には、その一方の入力には前記段間フィルタの出力が接続されると共に、他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された第２のミキサが挿入され、前記第１のミキサと第２のミキサはイメージリジェクションミキサとするとともに、前記段間フィルタは、少なくとも予め定められたカットオフ周波数以下の周波数を通過させるフィルタとし、前記カットオフ周波数は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下とした高周波受信装置であり、これによりそれぞれＵＨＦとＶＨＦとが別々の回路で受信されることとなる。
【００５３】
この場合、ＵＨＦ受信側の回路においては、ＵＨＦ受信時における局部発振器の発振周波数の３倍以上の高調波からＩＦ周波数だけ低いあるいは高い周波数は、受信帯域外となる。従って、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間にフィルタを不要とすることができる。従って、高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間でのロスを小さくすることができるので、ＮＦを良くすることができる。
【００５４】
また、ＶＨＦチャンネル受信時に局部発振器のＮ倍（Ｎ＞１の整数）の１次歪みによるイメージ妨害を起こす最も低い周波数は、最も低い周波数のチャンネル受信時の局部発振器の発振周波数の３倍以上の高調波からＩＦ周波数だけ低い周波数であるので、この周波数以上の周波数がカットオフ周波数となるような段間フィルタを挿入することによって局部発振器のＮ倍の１次歪みによるイメージ妨害特性を向上することができる。
【００５５】
請求項２８に記載の発明は、フィルタにはＶＨＦローバンドのイメージ周波数を減衰させる固定トラップが設けられた請求項１に記載の高周波受信装置であり、これによりＶＨＦローバンド受信時のイメージ周波数を減衰されるので、イメージ妨害信号はさらに発生し難くなる。
【００５６】
請求項２９に記載の発明は、固定トラップのトラップ周波数は、ＶＨＦローバンドの略中心のチャンネルの周波数を受信する場合のイメージ周波数と略等しくした請求項２８に記載の高周波受信装置であり、これによりＶＨＦローバンド内のチャンネルを受信する場合に、受信チャンネルに対するイメージ周波数を減衰させることができる。
【００５７】
請求項３０に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子が接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその共通端子の接続されたスイッチと、このスイッチの一方の出力がその一方の入力に接続されるとともに他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたダブルバランスドミキサと、このダブルバランスドミキサの出力が接続された復調器と、この復調器の出力の一方が接続された出力端子と、前記スイッチの他方の出力と前記復調器との間には、その一方の入力に前記スイッチの他方の出力が接続されるとともに他方の入力には前記周波数可変局部発振器の出力が接続されたイメージリジェクションミキサと、前記復調回路の出力が接続されるとともに受信信号のイメージ信号の有無を判定する判定器と、この判定器の判定結果に応じて前記スイッチを制御するように接続された制御器とを備え、この判定器が前記復調信号にイメージ妨害があると判定した場合には、前記制御器は前記スイッチを前記イメージリジェクションミキサ側へ接続する高周波受信装置であり、これによりイメージ信号がある場合は、イメージリジェクションミキサが使用されるので、イメージ妨害を防止することができる。また、イメージ信号がない場合はイメージリジェクションミキサより簡素な回路構成のダブルバランスドミキサが用いられるので、低消費電力化することができる。
【００５８】
請求項３１に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサが低減するイメージ周波数の妨害信号を発生する原因となる入力側の複数の周波数についての減衰特性が緩和された高周波受信装置であり、これによりイメージリジェクションミキサではイメージ信号自体を低減するので、受信帯域内の複数の周波数の組み合わせによって生じるイメージに関しても低減できる。つまり、これらの複数の周波数に対するフィルタの減衰量を緩和することができる。従って、従来のようにイメージとそのイメージを発生する周波数の減衰量が大きい高性能なフィルタは不要であり、安価なフィルタで構成することができるので、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【００５９】
請求項３２に記載の発明は、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力が接続された復調器と、この復調器の出力の一方が接続された出力端子と、前記復調回路の他方の出力が接続されるとともに受信信号のイメージ信号の有無を判定する判定器と、この判定器の出力が接続された制御器と、この制御器と前記ミキサとの間に挿入されたスイッチとを備え、前記ミキサは複数個のミキサによって形成されたイメージリジェクションミキサとするとともに、前記制御器は判定器がイメージ信号有りと判定した場合に、前記イメージリジェクションミキサのうちのいずれかひとつのミキサのみを動作させてダブルバランスドミキサとして動作させるように前記スイッチを制御する高周波受信装置であり、これによりイメージ信号がある場合は、イメージリジェクションミキサが使用されるので、イメージ妨害を防止することができる。また、イメージ信号がない場合はイメージリジェクションミキサより簡素な回路構成のダブルバランスドミキサが用いられるので、低消費電力化することができる。
【００６０】
（実施の形態１）
以下、本実施の形態１について図を用いて説明する。図１は、本実施の形態１における高周波受信装置のブロック図である。
【００６１】
図１において、２０は、約５０ＭＨｚから約８６０ＭＨｚのテレビ放送の高周波信号が入力される入力端子である。
【００６２】
２１は、入力端子２０に接続された入力フィルタである。本実施の形態１においてはこの入力フィルタ２１は、インダクタンスと可変容量ダイオードが並列接続された一組の同調回路をひとつだけ有した回路（以降単同調回路と言う）によって構成されたものであり、この可変容量ダイオードに供給する電圧を変化させることによってその同調周波数を可変するものである。高周波受信装置で希望チャンネルを受信する場合には、入力フィルタ２１の同調周波数を希望チャンネルの周波数と略同じ周波数となるように可変容量ダイオードへの電圧を供給することによって、希望チャンネルの信号以外の信号を減衰させることができる。
【００６３】
２２は、入力フィルタ２１の出力が接続された高周波増幅器であり、入力フィルタ２１を通過した高周波信号を増幅するものである。この高周波増幅器２２はその制御端子２２ａに加える制御電圧によって利得を可変させることができる可変利得増幅器である。
【００６４】
これにより高周波増幅器２２が挿入されているので、下流にＮＦの悪いデバイスを用いてもシステムでのＮＦの良い高周波受信装置を実現することができる。また、高周波増幅器２２の上流にフィルタ２１があるので、高周波増幅器２２に入力される不要な信号を除去することができる。
【００６５】
ここで、高周波増幅器２２へ入力される信号の入力レベルは、高周波増幅器２２が飽和しない信号レベルとすることが重要である。つまり、高周波増幅器２２ではこの高周波増幅器２２が飽和するような高いレベルの信号は歪んでしまい、高調波等の不要な信号を発生してしまう。従って、入力フィルタ２１では、希望信号以外の信号を高周波増幅器２２が飽和しないようなレベルとなるように減衰させることが重要である。入力フィルタ２１は単同調回路であるため同調周波数の上側周波数と下側周波数の両方の減衰特性が得られる。
【００６６】
２３は、高周波増幅器２２の出力が接続された第２のフィルタであり、この第２のフィルタ２３は、固定のインダクタンスと固定のキャパシタンスによって定められる固有のカットオフ周波数を有した固定フィルタである。本実施の形態１においてこの第２のフィルタ２３は、ローパスフィルタであり、そのカットオフ周波数は略３４９ＭＨｚとしている。
【００６７】
２４は第２のフィルタの出力が接続された不平衡・平衡変換器であり、この回路によって不平衡回路から平衡回路へと変換している。本来全ての回路を平衡回路で形成し、それらを平衡に接続すれば、外部からの妨害信号の飛び込み等に対して妨害排除能力を向上させることができる。しかしながら、入力フィルタ２１やこの第２のフィルタ２３を平衡とするためには、それらのフィルタをそれぞれ２組用いることが必要となるがディスクリート構成で形成した場合夫々の回路の平衡性を保つ事は難しく、また高価となるので、第２のフィルタ２３の後で平衡回路へ変換している。
【００６８】
２５は、不平衡・平衡変換器の出力が接続されるとともに、平衡回路で形成されたイメージリジェクションミキサ（以降ＩＲＭと言う）である。このＩＲＭ２５は２組のダブルバランスドミキサ（以降ＤＢＭと言う）２６、２７と２組の移相器２８、２９とから構成されている。ミキサは平衡回路で形成されているので、ミキサの歪み特性を向上することができ、ミキサにおいて妨害が生じにくくなる。
【００６９】
このＩＲＭ２５の構成は、まず不平衡・平衡変換回路２４の出力が２つに分岐される。そしてその一方の出力がＤＢＭ２６の一方の入力へと接続され、ＤＢＭ２６の他方の入力には、周波数可変局部発振器３０の出力が接続される。このＤＢＭ２６の出力は、移相器２８へ接続される。
【００７０】
一方、ＤＢＭ２７の一方の入力には、不平衡・平衡変換回路２４の他方の出力が接続され、他方の入力には移相器２９を介して周波数可変局部発振器３０の出力が接続されている。そして、このＤＢＭ２７の出力と移相器２８の出力とを合成する構成としている。
【００７１】
なおこのとき、移相器２８と移相器２９とは、これら移相器に入力された信号の位相を９０度変化させるものである。つまり、移相器２９は、ＤＢＭ２７の出力である中間周波数の信号の位相が９０度遅れるように、周波数可変局部発振器３０の発振周波数信号の位相を９０度遅らせるものである。また、移相器２８は、ＤＢＭ２６から出力される中間周波数の信号の位相を９０度遅らせるものである。
【００７２】
このような構成を有したＩＲＭ２５によって、周波数可変局部発振器３０の出力信号と希望チャンネルの信号とを混合し、希望チャンネルの信号を４５．７５ＭＨｚの中間周波信号へと周波数変換を行っている。なお、本実施の形態１における周波数可変局部発振器３０の発振周波数は、希望チャンネル信号より中間周波信号の周波数（以降中間周波数と言う）だけ高い周波数とする上側へテロダイン方式としている。
【００７３】
３１は、移相器２８の出力とＤＢＭ２７の出力とが合成された信号が供給されるように接続された平衡・不平衡変換回路である。この平衡・不平衡変換回路３１によって不平衡回路へと変換している。そしてこの平衡・不平衡変換回路３１の出力が中間周波フィルタ３２に接続される。本実施の形態において、中間周波フィルタ３２は、その通過帯域の中心を略中間周波数とし、この中間周波数より略１チャンネルの周波数帯域である６ＭＨｚの半分の周波数（３ＭＨｚ）以上離れた信号を減衰させるものである。
【００７４】
なお、中間周波フィルタ３２は不平衡であるので、この中間周波フィルタ３２の前に平衡・不平衡変換回路３１を設けている。そして、３３は中間周波フィルタ３２の出力が接続された出力端子である。この中間周波フィルタ３２は歪み特性を向上させるために平衡で構成することもあり、その場合平衡・不平衡変換回路３１はバッファ回路として動作させる。なお、周波数可変局部発振器３０にはＰＬＬ回路３４がループ接続されている。
【００７５】
さらに本実施の形態１において、周波数可変局部発振器３０の発振周波数が希望チャンネルの周波数に応じて変化することから、移相器２９は広帯域な周波数に対し、安定して位相を変化させることができる精度が必要となる。従って、移相器２９は、周波数可変局部発振器３０の信号を逓倍する２逓倍回路３５と、この２逓倍回路の出力が接続された分周器３６によって構成し、この分周器３６で、基の発振周波数に戻すいわゆるフリップフロップ型移相器である。このとき、このＤＢＭ２７への入力信号の位相を９０度変化させることができる。
【００７６】
一方移相器２８では中間周波数のみの位相が変化すれば良く、従ってある一点の周波数に対し、位相変化量の精度が優れたポリフェイズ型移相器を用いてＤＢＭ２６の出力信号の位相を９０度変化させている。
【００７７】
次に、イメージ妨害が発生するメカニズムと、本実施の形態１の高周波受信装置に用いられているＩＲＭにおいてイメージ妨害を抑圧する動作について図を用いて説明する。図２は、周波数と信号との関係を示す概念図であり、図３は、本実施の形態１のＩＲＭにおける希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図である。
【００７８】
図２において、横軸４０は周波数を示し、縦軸４１はレベルを示している。ここでは、米国におけるテレビ放送の２チャンネルを受信する場合を、一例として説明する。４２は、希望チャンネルの信号であり、その周波数４３は約５５．２５ＭＨｚである。４４は、周波数可変局部発振器３０の発振信号であり、その発振周波数４５は希望チャンネルの信号の周波数４３よりも周波数差４８だけ高い周波数としている。この場合においては、中間周波信号４７の周波数４６は４５．７５ＭＨｚであるので、発振周波数４５の周波数は１０１ＭＨｚとなる。そしてこの発振周波数４５の発振信号４４と希望チャンネルの信号４２の周波数４３を有した希望チャンネルの信号４２とがミキサによって混合され、それら信号の周波数差４８である中間周波数４６へ変換される。
【００７９】
次に、イメージ妨害信号４９の発生について説明する。イメージ妨害信号４９は、ミキサによって周波数可変局部発振器３０の信号と混合されて、中間周波信号４７と同じ周波数に変換されるような不要な信号が、ミキサに入力される信号内に存在することによって発生するものである。つまりミキサは、入力された２つの周波数の差の周波数を出力するものであるので、発振周波数４５に対して希望チャンネル信号４２と周波数可変局部発振器３０の周波数差分４８だけ高い周波数イメージ５０の信号も、中間周波数へ変換されることとなる。
【００８０】
そこで、このようにミキサで変換されて、中間周波数４６と同じ周波数のイメージ妨害信号４９を発生する原因となる信号をイメージ５１と呼び、本実施の形態１におけるイメージ５１の周波数５２は、１４６．７５ＭＨｚとなっている。
【００８１】
なお、このイメージ５１は、この周波数５２の上あるいは近傍に存在する放送信号自体がイメージとなる場合や、イメージ５１の周波数５２より高い周波数であって、その差の周波数差５３がイメージ５１の周波数５２となるような複数個の放送信号５４、５５により生じる場合、あるいは逆にイメージ５１の周波数５２より低い周波数であって、その周波数の和がイメージ５１の周波数５２となるような複数個の放送信号５６、５７により生じる場合等がある。さらには、３つ以上の放送信号の和や差によってイメージ５１の周波数５２となる場合等もあるが、これらのイメージ妨害は、希望チャンネル信号を発振周波数４５よりも低い中間周波数４６へ変換するとともに、広帯域な受信周波数を有するテレビ放送受信用電子チューナのような高周波受信装置において問題となる。
【００８２】
では次に、このミキサで生じるイメージ５１を、本実施の形態１におけるＩＲＭが抑圧する動作について図を用いて説明する。図３は、本実施の形態１のＩＲＭにおける希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図である。
【００８３】
図３において、（ａ）はＤＢＭ２６の出力信号の位相を示したものである。ＤＢＭ２６では周波数を変換しただけであり、希望チャンネル信号６０とイメージ妨害信号６１とは同じ位相となる。
【００８４】
次に（ｂ）は移相器２８の出力信号における中間周波数信号６６とイメージ妨害信号６７との位相を示し、この移相器２８によって、ＤＢＭ２６の出力の位相は９０度遅れ、中間周波数信号６６とイメージ妨害信号６７の位相は共に９０度遅れることとなる。
【００８５】
次に（ｃ）は、ＤＢＭ２７の出力信号の位相を示した図であり、移相器２９によって位相を９０度遅らせた信号と希望チャンネルの信号とを混合すれば、ＤＢＭ２７から出力される中間周波信号６２の位相６３は９０度遅れることとなる。
【００８６】
一方ＤＢＭ２７によって発振周波数４５と混合されるイメージ５０は、希望チャンネルの信号と発振周波数との周波数関係は反転しているので、ＤＢＭ２７の出力におけるイメージ妨害信号６４の位相は、中間周波信号６２と逆方向へ変化する。従って、イメージ妨害信号６４の位相６５は９０度進むこととなる。
【００８７】
そして（ｄ）は、ＤＢＭ２７の出力信号（ｃ）と移相器２８の出力信号（ｂ）とを合成した状態を示すものであり、これらの信号が合成された信号が平衡・不平衡変換回路３１に供給される。これによって中間周波数信号６２、６６は同位相となりＩＲＭ２５から出力されたイメージ妨害信号はイメージ妨害信号６４に対してイメージ妨害信号６７の位相差が１８０度となるので、イメージ妨害信号同士が打ち消しあうので、論理的にはイメージ妨害信号を完全に除去することができるものである。つまり、ＩＲＭは、通常のダブルバランスドミキサとして周波数を変換する動作に加えて、同時にイメージをキャンセルすることができるミキサである。そして以上のようにしてイメージが抑圧された信号は、平衡・不平衡変換回路３１に供給されることとなる。
【００８８】
しかし、現実的には２つ移相器によってイメージ妨害信号の位相を丁度１８０度変化させる精度を保つことは困難である。例えばこれは、移相器の周波数に対する位相の変化量のばらつきによるものや、移相器毎での位相変化量のばらつきなどによるものが挙げられる。この場合、イメージ妨害信号の位相同士の差は丁度１８０度とならないので、イメージ妨害信号は完全にキャンセルされず、全て除去できないこととなる。
【００８９】
また、ＤＢＭ２６やＤＢＭ２７が有する歪み等によって、高調波信号を発生し、この高調波信号によってイメージ妨害信号を生じてしまうこともあるので、本実施の形態１に示されたＩＲＭにおいては、イメージ妨害信号を３０ｄＢ程度抑圧が可能であることが確認されている。
【００９０】
そこで本発明は、イメージ妨害信号を発生する原因となるイメージの周波数や、複数の信号が組み合わされてイメージを発生するような周波数に対して、ＩＲＭがイメージ妨害信号を抑圧する分だけフィルタの減衰量を緩和するものである。
【００９１】
次に、ＩＲＭとフィルタの減衰特性との関係について、図を用いて説明する。図４、図５は本実施の形態１におけるフィルタの減衰特性図である。横軸は周波数を示し、縦軸はフィルタの信号のレベルあるいは減衰量を示す。
【００９２】
図４において、例えば希望チャンネルがＶＨＦ２チャンネルとした場合、について説明する。北米においてＶＨＦ２チャンネルの周波数７０は約５５．２５ＭＨｚの周波数で放送されている。北米における中間周波数７１は４５．２５ＭＨｚであるので、ＩＲＭによって抑圧されるイメージ７２の周波数７３は、１４６．７５ＭＨｚとなる。
【００９３】
ここで、イメージ妨害信号７４が画像等に対して影響を及ぼさない程度のレベル７５とするためには、イメージ７２のレベル７６を６０ｄＢ程度抑圧することが必要となる。ＩＲＭでは、イメージ７２のレベルを３０ｄＢ程度抑圧することができるので、フィルタのイメージ７２の周波数７３（１４６．７５ＭＨｚ）における減衰量を３０ｄＢ程度に軽減しても、イメージ妨害が生じないこととなる。
【００９４】
つまり、イメージ妨害信号を抑圧するために、通常のＤＢＭを利用したミキサである場合は、減衰特性７７のように急峻な特性が必要であるが、ミキサをＩＲＭとした場合には、周波数７３における減衰量を約３０ｄＢに緩和し、減衰特性７８のような緩やかな特性を有したフィルタを用いることができることとなる。
【００９５】
図５は、本実施の形態１において複数の高周波信号によって発生するイメージに対する抑圧の説明図である。図５においてはＵＨＦチャンネルを想定しており、図４と同じものについては、同じ番号を付し、その説明は簡略化する。
【００９６】
北米において、ＵＨＦチャンネルの周波数７０ａは約５０５．２５ＭＨｚの周波数で放送されている。
【００９７】
ここではイメージ７２ａは、希望チャンネルの周波数７０ａよりも低いふたつの周波数８０（ここでは２９５．２５ＭＨｚ）と８１（ここでは３０１．２５ＭＨｚ）との和によって生じたものである。ＩＲＭはイメージ７２ａ自体の位相を反転することによって、イメージ７２自体をキャンセルするものである。従って、複数の高周波信号によって発生するイメージに関しても抑圧することができるので、周波数８０、８１におけるフィルタの減衰特性も緩和することができる。
【００９８】
以上の構成によってフィルタは、減衰量が大きく、急峻な減衰特性を有する高性能なフィルタは不要であり、なだらかな減衰特性を有したフィルタでもイメージ妨害を防止することができることとなる。つまり、このような広帯域な受信帯域を有した高周波受信機にＩＲＭを用いれば、そのイメージ妨害信号を発生する原因となる特定の周波数に関しては、その減衰量を軽減できるので、フィルタは安価なフィルタで構成することができ、低価格な高周波受信装置を提供することができるものである。
【００９９】
従って、本実施の形態１において、ミキサをＩＲＭ２５としているので、入力フィルタ２１が単同調回路で形成されていれば、イメージ５１の周波数５２における減衰量は３０ｄＢ程度確保することができ、イメージ５１を６０ｄＢ程度抑圧することができる。従って、同調回路はひとつのみでもイメージ妨害を防止することができるので、フィルタは安価なフィルタで構成することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【０１００】
なお、本実施の形態１において、第２のフィルタ２３は固定フィルタとしているので、同調回路はひとつのみとなり、その同調周波数の調整が不要となるので、生産性の良い高周波受信装置を実現することができる。
【０１０１】
また、同調回路は入力フィルタ２１のみに有しているだけであるので、周波数に対する同調回路のＱ値の変化は小さくなるとともに、インピーダンスの整合のずれも小さくなる。従って、チャンネル毎での利得や波形の変動は小さくなるので、安定した受信を実現することができる。特にこのことはデジタル放送を受信する場合には重要であり、この構成によって低価格なデジタル受信チューナを実現することができる。
【０１０２】
さらに、本実施の形態１において、第２のフィルタ２３はそのカットオフ周波数が略３４９ＭＨｚのローパスフィルタとしている。これによって、ローパスフィルタを通過できる低い周波数を受信時に、３４９ＭＨｚ以上の高い周波数の信号により発生するイメージの発生を抑圧することができる。
【０１０３】
なお、ＩＲＭでは周波数可変局部発振器３０の発振周波数４５の３倍高調波に対して中間周波数だけ上側に発生する妨害（以降３次高調波イメージという）により発生するイメージ妨害信号は除去できないことが動作解析により導かれる。そこで、本実施の形態１においては、第２のフィルタ２３をローパスフィルタとし、最も低い周波数のチャンネルを受信する場合の周波数可変局部発振器３０の３次高調波で発生するイメージの周波数をカットオフ周波数とすることによって、３次高調波イメージによるイメージ妨害を防止している。
【０１０４】
この動作については、以下に図を用いて具体的に説明する。図６はこの３倍の高調波によるイメージの説明図である。図６を用いて、例えば最も低い周波数のチャンネルであるＶＨＦ２チャンネルを受信する場合について説明する。ＶＨＦ２チャンネルを受信する場合、周波数可変局部発振器３０の発振周波数４５は、１０１ＭＨｚである。従って、周波数可変局部発振器３０の３次高調波９０に対する３次高調波イメージ９１の周波数９２は、３次高調波９０の周波数９３から中間周波数４６だけ高い略３４９ＭＨｚとなる。つまり、３次高調波イメージ９０による妨害は、ＩＲＭ２５によって引き起こされるので、この３次高調波イメージ９０自体をＩＲＭ２５よりも上流のフィルタ２１あるいは２３によって予め除去しておけば、３次高調波イメージによるイメージ妨害は発生しない。
【０１０５】
さらに、３４９ＭＨｚ以上の周波数以上の放送信号によるスプリアスも抑制することができるので、これらのスプリアスによる相互干渉妨害も同時に防止することができる。
【０１０６】
なお、本実施の形態１においては、第２のフィルタ２３によって３次高調波イメージ９１の信号を減衰させたが、これは入力フィルタ２１や、入力端子２０よりも前に３次高調波イメージ９１を減衰させるフィルタを設けても良い。この場合は、高周波増幅器２２へ３次高調波イメージ９１や不要な信号が入力されることを防止することができるので、高周波増幅器２２の歪みを小さくすることができる。
【０１０７】
また、例えば電子チューナにおけるＶＨＦチャンネルのように受信周波数の中において低い方の周波数を受信する場合に、ローパスフィルタのカットオフ周波数を略ＶＨＦチャンネルのハイエンド近傍の約３６０ＭＨｚ程度とすれば、このカットオフ周波数以上であるＵＨＦ帯の複数の放送信号によるスプリアス等が原因となって発生するイメージの発生を抑制することができ、イメージ妨害を防止することができる。
【０１０８】
さらに、本実施の形態１においては固定フィルタにローパスフィルタを用いたが、これはバンドパスフィルタでも良い。この場合、バンドパスフィルタを通過できる周波数を受信時に、バンドパスフィルタの上側のカットオフ周波数以上の高い周波数の信号により発生するイメージ妨害と、バンドパスフィルタの下側のカットオフ周波数以下の低い周波数の信号により発生するイメージ妨害の両方を防止することができる。
【０１０９】
あるいは、固定フィルタをハイパスフィルタとしても良い。この場合例えば、電子チューナにおけるＵＨＦチャンネルのように、受信周波数の中において高い方の周波数を受信する場合に、ハイパスフィルタのカットオフ周波数をＵＨＦ帯とすれば、このカットオフ周波数以下であるＶＨＦ帯の複数の放送信号によるスプリアス等が原因となって発生するイメージの発生を抑制することができるので、イメージ妨害を防止することができる。
【０１１０】
さらにまた、これらの通過帯域の異なるフィルタを複数個設け、これらのフィルタを希望チャンネルに応じて切り替えるようにしても良い。これにより、受信チャンネルに応じてそのイメージの発生が少なくなるようなフィルタを選択することができる。従って、イメージ妨害信号を発生する原因の信号をさらに広い周波数に渡って抑圧することができる。
【０１１１】
なお本実施の形態１において、ＩＲＭ２５は、平衡回路で形成されているので、妨害信号の飛び込み等に対する妨害排除能力が向上し、安定したミキサを実現できるとともに、各回路を近接して設けることができるので、小型の高周波受信装置を得ることができる。
【０１１２】
また、イメージ５１の周波数５２における減衰量を３０ｄＢ程度確保できれば良いのであるから、例えば入力フィルタ２１を複同調回路で形成し、高周波増幅器２２と不平衡・平衡変換器２４とを直結しても良い。あるいは高周波増幅器２２と入力フィルタ２１との間に不平衡・平衡変換器２４を挿入するとともに、高周波増幅器２２も平衡回路とし、この高周波増幅器２２とＩＲＭ２５とを直結しても良い。これらどちらの形態においても、高周波増幅器２２とＩＲＭ２５との間での信号のロスを小さくすることができるので、その間でＮＦが悪化することを防止できる。従ってその分高周波増幅器２２にＮＦが悪いトランジスタを使用してもシステム全体のＮＦを維持することができる。
【０１１３】
さらに、高周波増幅器２２にＮＦの悪いトランジスタが使用できるので、バイポーラトランジスタ等の安価なトランジスタを使用することができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。加えて、ＩＲＭ２５や周波数可変局部発振器３０、ＰＬＬ３４については、バイポーラトランジスタによる集積回路としているので、高周波増幅器２２とＩＲＭ２５や周波数可変局部発振器３０、ＰＬＬ３４をひとつの集積回路内に収納することができ、小型な高周波受信装置を実現することができる。
【０１１４】
さらにまた、第２のフィルタ２３は固定フィルタとしているが、これは単同調や複同調としても良い。これにより第２のフィルタ２３ではイメージ妨害信号を発生する周波数における減衰特性をさらに良くすることができる。従って、イメージ妨害の発生をさらに防止することができる。
【０１１５】
本実施の形態１においては、入力フィルタ２１は単同調としているが、特に妨害特性の許容ができる小型ＴＶなどには、入力フィルタ２１も固定フィルタでも良い。この場合、フィルタのロスが小さくなるので、ＮＦが良好となり受信感度特性が重要な小型ＴＶ向けの電子チューナに有効である。
【０１１６】
また、本実施の形態において移相器２８はコンデンサと抵抗によるポリフェイズ型のフィルタによって構成しているので、電力は必要とされない。従って電力を小さくすることができるので、携帯電話などの携帯用機器に用いる場合に非常に有用となる。
【０１１７】
（実施の形態２）
次に本実施の形態２について、図を用いて説明する。図７は、本実施の形態２における高周波受信装置のブロック図を示す。図７において、図１と同じものは同じ番号を付し、その説明は省略する。
【０１１８】
図７において周波数可変局部発振器３０は、３つの発振器から形成されている。これは、一般的に周波数可変局部発振器３０は、可変容量ダイオードとインダクタ素子とからなる回路によって形成される。しかし、周波数可変局部発振器３０の発振周波数全域に渡って１個の発振器で発振できないので、一般的には複数個の発振器によって分担する。本実施の形態２においては、３つの周波数帯へ分割し、それぞれを発振器１００、１０１、１０２によって分担している。なお、１０３は、発振器１００、１０１、１０２への電源供給端子であり、この電源供給端子と発振器１００、１０１、１０２との間にはスイッチ１０４が挿入され、このスイッチ１０４によって、電源供給端子と発振器１００、１０１、１０２のいずれかを選択的に接続するようになっている。なお、本実施の形態２における入力フィルタは、単同調回路によって構成されたフィルタとしている。
【０１１９】
次に、本実施の形態２において、図８（ａ）は、受信周波数に対するフィルタのイメージ減衰量を示した図であり、図８（ｂ）は、同じく受信周波数に対する移相器２８、２９による位相の変化量との関係を示した図である。
【０１２０】
図８（ａ）、（ｂ）において、横軸１１０は、受信周波数を示し、図８（ａ）の縦軸１１１が入力フィルタ２１と第２のフィルタ２３とによるイメージの減衰量の和を示し、図８（ｂ）の縦軸１１２が移相器による位相の変化量を示す。
【０１２１】
図８において、まず第１の周波数帯域１１３は、ＶＨＦローバンドであり、この周波数は５５．２５ＭＨｚから１２７．２５ＭＨｚとしている。次に第２の周波数帯域１１４は、ＶＨＦハイバンドであり、１３３．２５ＭＨｚから３４３．２５ＭＨｚまでとしている。そして、第３の周波数帯域１１５は、３４９．２５ＭＨｚから８０１．２５ＭＨｚのＵＨＦバンドとしている。
【０１２２】
ここで、フィルタの減衰量と周波数との関係を見てみると、周波数によってその減衰量は変化している。これは、入力フィルタ２１を構成する同調回路は並列共振回路を採用しているためバンド内の高域周波数において負荷Ｑが低下して減衰特性が劣化する傾向にある。ＵＨＦバンドの高域周波数はイメージ周波数が受信バンドより高くなるため問題ないが、ＶＨＦバンドにおいては高域周波数での減衰特性劣化は特にイメージトラップの形成が困難なＶＨＦローバンドにおいて問題となる。
【０１２３】
次に周波数と移相器２８、２９の位相変化との関係を見てみると、まず１１９は移相器２９の位相変化曲線を示し、移相器２９はバンド毎で変化量が変化する傾向がある。次に、１２０は移相器２８の位相変化曲線を示し、移相器２８は受信チャンネルの周波数に係わらず略一定に位相を変化させている。これは、移相器２８では、希望チャンネルに係わらず、中間周波数のみの位相を変化させれば良いので、ポリフェイズ型の移相器等を用いることができ、位相の変化の精度が高い移相器を得ることができる。
【０１２４】
従って、本実施の形態２においては、フィルタの減衰量が最も小さい第１の周波数帯域１１３に対する移相器２９の位相変化１１９を、最も９０度に近くなるようにし、ＩＲＭ２５でのイメージ抑圧量を大きくなるようにしている。
【０１２５】
つまり、フィルタ２１の減衰量が小さいチャンネルに対して、ＩＲＭ２５のイメージ低減量が大きなチャンネルとを合わせることによって、フィルタの減衰量の不足分を補うことができ、広い受信周波数に対してイメージを抑制することができるものである。
【０１２６】
（実施の形態３）
以下、本実施の形態３について図を用いて説明する。図９は、本実施の形態３における高周波受信装置のブロック図である。なお図９において、図１と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１２７】
図９において、１３０は共通端子１３０ａに高周波増幅器２２の出力が接続されるとともに、３つの出力端子１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄを有したスイッチであり、このスイッチ１３０は、出力端子１３０ｂ、１３０ｃ、１３０ｄを選択的に切り替えるものである。そしてその第１の出力端子１３０ｂがＩＲＭ２５に直接接続されている。次に第２の出力端子１３０ｃの出力とＩＲＭ２５との間には第１のローパスフィルタ１３１が挿入されている。さらに、第３の出力端子１３０ｄの出力とＩＲＭ２５との間には第２のローパスフィルタ１３２が挿入されている。
【０１２８】
１３５は、その一方の出力がＰＬＬ３４に接続された選局データ発生部であり、この選局データ発生部１３５の入力端子１３５ａに入力される希望チャンネル情報に基づいて、選局データを発生する。そしてＰＬＬ３４ではこの選局データによって周波数可変局部発振器３０の周波数を決定する。さらに、選局データ発生部１３５の他方の出力とスイッチ１３０との間には、制御器１３６が挿入され、この制御器１３６が、選局データ発生部１３５に応じて適切な出力端子への切り替えを行う。
【０１２９】
例えば図１０に示されるように、ローパスフィルタ１３１のカットオフ周波数１３７は１３３．２５ＭＨｚ、ローパスフィルタ１３２のカットオフ周波数１３８は３４９．２５ＭＨｚ、としている。この場合には、ＶＨＦローバンドを受信する場合には、制御器１３６で、出力端子１３０ｂへ接続する。また、ＶＨＦハイバンドを受信する場合には、制御器１３６で、出力端子１３０ｃへ接続する。そしてＵＨＦバンドを受信する場合には、制御器１３６で、出力端子１３０ｄへ接続する。これによって不要な信号がＩＲＭ２５に入力されるのを防止することができるので、イメージ妨害を抑制することができる。なお、ＵＨＦバンドの場合は、イメージの周波数自身が受信帯域外になる組合せが多いため、入力フィルタ２１の減衰特性だけで十分であり、フィルタを通さずに直接ＩＲＭ２５へ入力している。
【０１３０】
本実施の形態３においては、ローパスフィルタとしたが、これは受信する周波数帯域や、イメージを発生する原因となる信号の有無等に応じ、適宜バンドパスフィルタやハイパスフィルタ、あるいはそれらを組み合わせて使用しても良い。
【０１３１】
（実施の形態４）
以下、本実施の形態４について図を用いて説明する。図１１は、本実施の形態４における高周波受信装置のブロック図である。なお図１１において、図１と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１３２】
本実施の形態４は、実施の形態１における高周波受信装置を２個並列に接続し、入力端子２０と一方の高周波増幅器２２ａの入力フィルタ２１ａとの間にはハイパスフィルタ１４０が挿入され、他方の高周波増幅器２２ｂの入力フィルタ２１ｂとの間にはローパスフィルタ１４１が挿入されたものである。なお、本実施の形態４では、ハイパスフィルタ１４０、ローパスフィルタ１４１のカットオフ周波数は、略ＵＨＦバンドのローエンドチャンネルの周波数である約３５０ＭＨｚとしている。
【０１３３】
これによりＶＨＦチャンネルはローパスフィルタ１４１を有した側の受信部１４２で受信し、ＵＨＦチャンネルは、ハイパスフィルタ１４０を有した側の受信部１４３で受信する。従って、ＶＨＦとＵＨＦとが別々の受信部で受信されることとなる。このとき、ＵＨＦを受信する場合、局部発振器３０の発振周波数の３倍以上の高調波からＩＦ周波数だけ低いあるいは高い周波数は、受信帯域外となる。従って、高周波増幅器２２ａとＩＲＭ２５ａとの間にはフィルタが不要である。従って、高周波増幅器２２ａとＩＲＭ２５ａとの間でのロスを小さくすることができるので、システム全体のＮＦを良くすることができる。
【０１３４】
一方ＶＨＦチャンネルにおいて発生する３倍の高調波イメージのうちで、最も低い周波数は、最も低い周波数のチャンネルを受信したときである。従って３倍の高調波イメージのうちで最も低い周波数以上の周波数をカットオフ周波数となるように第２のフィルタ２４ｂを挿入してやれば、イメージ妨害特性を向上することができる。
【０１３５】
（実施の形態５）
以下、本実施の形態５について図を用いて説明する。図１２は、本実施の形態５における地上波受信用デジタルチューナのブロック図である。なお図１２において、図１と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１３６】
図１２において、１５０は、高周波増幅器２２とＩＲＭ２５との間に挿入されたスイッチである。このスイッチ１５０は、高周波増幅器２２の出力がその共通端子１５０ａに接続されるとともに、その一方の出力端子１５０ｂがＩＲＭ２５に接続されたものである。そして、他方の出力端子１５０ｃと出力端子３３との間にはＤＢＭ１５１が挿入されている。
【０１３７】
また、ＩＲＭ２５の出力とＤＢＭ１５１の出力はともに復調器１５２へ接続されている。そしてこの復調器１５２の出力と出力端子３３との間に誤り訂正器１５３が挿入されている。なお、誤り訂正器１５３は、ビタビ訂正器１５４と、このビタビ訂正器１５４の一方の出力が接続されたリードソロモン訂正器１５５から形成されている。ビタビ訂正器１５４の他方の出力は、判定器１５６に接続され、この判定器１５６の出力とスイッチ１５０の切り替え制御端子１５０ｄとの間には、制御器１５７が挿入された構成となっている。
【０１３８】
そして判定器１５６では、ビタビ訂正器の出力におけるビット誤り率を判定し、ビット誤り率が予め定められた値以上であると判定した場合に、制御器へスイッチ１５０をＩＲＭ２５側に接続する指示を伝送する旨の信号を出力する。
【０１３９】
これにより、イメージ妨害によってビット誤り率が悪化したものである場合には、ＩＲＭでイメージ妨害を防止することができるので、ビット誤り率を改善することができる。また、イメージ信号がなくビット誤り率が良い状態においては、ＤＢＭを用いることができるので、消費電力を小さくすることができる。
【０１４０】
なお、一般にビタビ訂正器１５４の出力のビット誤り率が０．０００２以下である場合には、リードソロモン訂正器１５５の訂正によって出力端子３３でのビット誤り率を０とすることができる。そこで、判定器１５６はビット誤り率が０．０００２以上となった場合に、制御器１５７に対しビット誤り率が０．０００２を超えた旨の信号を伝送し、そしてこの信号を受け取った制御器１５７が、スイッチ１５０に対して、ミキサを切り替える旨の信号を伝送するものである。
【０１４１】
なお、ミキサをＤＢＭ１５１からＩＲＭ２５へ切り替えてもビット誤り率が良化しない場合に判定器１５６は、ビット誤り率が０．００２を超えているのはイメージによるものでないと判定し、ミキサをＤＢＭに戻しておく。
【０１４２】
（実施の形態６）
以下、本実施の形態６について図を用いて説明する。図１３は、本実施の形態６における地上波受信用デジタルチューナのブロック図である。なお図１３において、図１、図１２と同じものについては同じ符号を付し、その説明は簡略化する。
【０１４３】
図１３において、１６０は、高周波増幅器２２の出力とＤＢＭ２７との間に挿入されたスイッチであり、１６１は、このスイッチ１６０のＯＮ，ＯＦＦの制御端子１６０ａと判定器１５６との間に挿入された制御器である。なお、移相器２９への電源供給を制御するようにスイッチ１６２が設けられている。そして、これらスイッチ１６２についても制御器１６１がＯＮ，ＯＦＦを制御できるように接続されている。
【０１４４】
この制御器１６１は、ビット誤り率が０．０００２を超えた場合に、スイッチ１６０と１６２とをオンする信号を出力するものである。つまり通常スイッチ１６０と１６２をＯＦＦとしておけば、高周波信号は、ＤＢＭ２６側にのみ供給されるとともに移相器２９やＤＢＭ２７は駆動しないので、消費電力を小さくできる。さらに、ビット誤り率が悪化した場合には、スイッチ１６０と１６２とをオンとすることによってＩＲＭとして働き、イメージを防止することができる。
【０１４５】
なお、本実施の形態において、移相器２８にはポリフェイズフィルタを用いているが、移相器２９と同様に逓倍、分周によるフリップフロップ方式による移相器としても良い。
【０１４６】
（実施の形態７）
以下、本実施の形態７について図を用いて説明する。図１４は、本実施の形態７における入力フィルタの回路図である。
【０１４７】
本実施の形態７では、入力フィルタに可変イメージトラップが設けられたものである。図１４において、入力フィルタは、入力端子１６０と、この入力端子１６０には、第１のインダクタンス１６１と、第２のインダクタンス１６２の直列接続体が接続されている。この第２のインダクタンス１６２の出力の一方は出力端子１６３に接続され、他方の出力とグランドとの間には、可変容量ダイオード１６４が挿入されている。なお、可変容量ダイオード１６４のアノード側をグランド側に接続している。
【０１４８】
そして、入力端子１６０には、第１のインダクタンス１６１と並列に第３のインダクタンス１６５とスイッチ１６６の直列接続体が接続される。このスイッチ１６６は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとする。
【０１４９】
さらに、第３のインダクタンス１６５の出力とグランド間に第４のインダクタンス１６７が挿入されている。可変容量ダイオード１６４の容量を変化させるために、可変容量ダイオード１６４のカソード側へ接続された制御端子１６８へ供給する制御電圧を変化させる。
【０１５０】
そして、このように構成された同調型フィルタ１６９の第４のインダクタンス１６７とグランドとの間に第２の可変容量ダイオード１７０を挿入し、制御端子１６８をこの第２の可変容量ダイオード１７０のカソード側端子へ接続することによって可変トラップを構成している。
【０１５１】
なお、本実施の形態７における各回路の定数は、第１のインダクタンス１６１が３００ｎＨ、第２のインダクタンス１６２が７０ｎＨ、第３のインダクタンス１６５が４０ｎＨであり、第４のインダクタンス１６７が４０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード１６４，１７０は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させている。
【０１５２】
次にこの入力フィルタの動作について、図１５、図１６及び図１７を用いて説明する。図１５は、実施の形態７における、入力フィルタの等価回路図であり、図１６は、同入力フィルタのインピーダンス特性図であり、図１７は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【０１５３】
まず、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図１５（ａ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ１６６はオフとなるので、第１のインダクタンス１６１と第２のインダクタンス１６２とによって、第１の等価インダクタンス１８０を形成し、第３のインダクタンス１６５と第４のインダクタンス１６７とによって、第２の等価インダクタンス１８１を形成する。この場合第１の等価インダクタンス１８０は、８０ｎＨ相当で、第２の等価インダクタンス１８１は３７０ｎＨに相当することとなる。
【０１５４】
従って、この入力フィルタは、第１の等価インダクタンス１８０、第２の等価インダクタンス１８１と第１の可変容量ダイオード１６４の容量とによる並列共振回路と、第２の等価インダクタンス１８１と第２の可変容量ダイオード１７０の容量による直列共振回路のトラップ回路によって構成されることとなる。
【０１５５】
次に、図１６（ａ）は本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸１９０は周波数、縦軸１９１はインピーダンスである。また、図１７（ａ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸２１０には周波数、縦軸２１１には減衰量を取っている。
【０１５６】
図１６（ａ）において１９２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、可変容量ダイオード１７０の容量によって同調用並列共振周波数より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数よりも高い特定の周波数１９３において直列共振による極１９４が生じる。この極１９４では、そのインピーダンスは０であるので、図１７（ａ）に見られるように入力フィルタは、周波数１９３において減衰特性は大きくなる。
【０１５７】
そこで本実施の形態７においては、その極１９４の周波数１９３を受信チャンネルのイメージの周波数となるように第２の等価インダクタンス１８１と可変容量ダイオード１７０の容量の定数を決めている。そして図１７（ａ）に示されるように可変容量ダイオード１７０の容量を変化させることによってトラップ周波数２１０ａを受信チャンネルに応じて変化させている。
【０１５８】
なお、カーブ１９５は、可変容量ダイオード１７０がなく第４のインダクタンス１６７が直接グランドに接続された場合のインピーダンスを示す。この図に示されるように、可変容量ダイオード１７０の有無に係わらず、この入力フィルタの同調用並列共振周波数近傍でのインピーダンスの変化は小さい。つまり、同調用並列共振周波数より高い方向については、可変容量ダイオード１７０の容量によりインピーダンスの変化は大きくなる。従って、可変容量ダイオード１７０の容量を変化させても、共振周波数近傍のインピーダンスは大きく変化しないこととなる。
【０１５９】
次に、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作について説明する。図１５（ｂ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ１６６はオンとなる。すると、本実施の形態においては、第１のインダクタンス１６１が３００ｎＨであり、第３のインダクタンス１６５が４０ｎＨであるので、第３のインダクタンス１６５側のインピーダンスが支配的となる。その場合、あたかも第１のインダクタンス１６１は無視して取り扱っても構わない。
【０１６０】
従って、この入力フィルタは、第２のインダクタンス１６２、第４のインダクタンス１６７と第１の可変容量ダイオード１６４の容量とによる並列共振回路と、第４のインダクタンス１６７と第２の可変容量ダイオード１７０の容量による直列共振回路のトラップ回路を構成することとなる。
【０１６１】
次に、図１６（ｂ）は本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸２００は周波数、縦軸２０１はインピーダンスである。また、図１７（ｂ）は、本実施の形態７における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸２２０には周波数、縦軸２２１には減衰量を取っている。
【０１６２】
図１６（ｂ）において２０２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、可変容量ダイオード１７０の容量によって同調用並列共振周波数より低くなるに従ってＬ成分からＣ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数よりも低い特定の周波数２０３において直列共振による極２０４が生じる。この極２０４では、そのインピーダンスは０であるので、図１７（ｂ）に見られるように入力フィルタは、周波数２０３において減衰特性は大きくなる。
【０１６３】
そこで本実施の形態７においては、その極２０４の周波数２０３は、ＶＨＦローバンドの周波数帯域のトラップとして働き、図１７（ｂ）に示すように、可変容量ダイオード１７０の容量を変化させることによってこのトラップ周波数２２２を変化させている。
【０１６４】
なお、カーブ２０５は、可変容量ダイオード１７０の容量がなく第４のインダクタンス１６７が直接グランドに接続された場合のインピーダンスを示す。この図に示されるように、可変容量ダイオード１７０の有無に係わらず、この入力フィルタの共振周波数近傍でのインピーダンスの変化は小さい。つまり、同調用並列共振周波数より低い方向については、可変容量ダイオード１７０の容量によるインピーダンスの変化は大きくなる。従って、可変容量ダイオード１７０の容量を変化させても、同調用並列共振周波数近傍のインピーダンスは大きく変化しないこととなる。
【０１６５】
（実施の形態８）
以下、本実施の形態８について図を用いて説明する。図１８は、本実施の形態８における入力フィルタの回路図であり、入力フィルタに固定イメージトラップが設けられたものである。
【０１６６】
図１８において、入力フィルタは、入力端子２５０と、この入力端子２５０には、第１のインダクタンス２５１と、第２のインダクタンス２５２と、第３のインダクタンス２５４とが直列に接続されている。
【０１６７】
そして、第３のインダクタンス２５４の出力の一方は出力端子２５５に接続され、第３のインダクタンス２５４の他方の出力とグランドとの間には、可変容量ダイオード２５６が挿入されている。なお、可変容量ダイオード２５６のアノード側をグランド側に接続している。
【０１６８】
そして、入力端子２５０と第３のインダクタンス２５４の入力との間には、第４のインダクタンス２５７とスイッチ２５８の直列接続体が挿入され、第４のインダクタンス２５７の出力とグランド間に第５のインダクタンス２５９が挿入されている。このスイッチ２５８は、ＶＨＦローバンドを受信する場合オフとし、ＶＨＦハイバンドを受信する場合オンとする。
【０１６９】
なお、この同調回路の同調周波数は、可変容量ダイオード２５６の容量を変化させることで変化させている。つまり、可変容量ダイオード２５６のカソード側へ接続された制御端子２６０へ供給する制御電圧を受信チャンネルに応じて変化させてやればよい。そして第２のインダクタンス２５２と並列にコンデンサ２５３を挿入することによって固定トラップを構成している。
【０１７０】
なお、本実施の形態８における各回路の定数は、第１のインダクタンス２５１が３００ｎＨ、第２のインダクタンス２５２が６０ｎＨ、第３のインダクタンス２５４が７０ｎＨであり、第４のインダクタンス２５７が４０ｎＨ、第５のインダクタンス２５９を４０ｎＨとしている。一方可変容量ダイオード２５６は制御電圧を１Ｖから２５Ｖまで変化させることによって、容量を６０ｐＦから３ｐＦまで変化させている。
【０１７１】
次にこの入力フィルタの動作について、図１９、図２０及び図２１を用いて説明する。図１９は、実施の形態８における、入力フィルタの等価回路図であり、図２０は、同入力フィルタのインピーダンス特性図であり、図２１は、同入力フィルタの減衰特性図である。
【０１７２】
まず、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の動作について説明する。図１９（ａ）は、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の等価回路を示している。この場合、スイッチ２５８はオフとなるので、第１のインダクタンス２５１と第３のインダクタンス２５４とによって、第１の等価インダクタンス２７０を形成し、第４のインダクタンス２５７と第５のインダクタンス２５９とによって、第２の等価インダクタンス２７１を形成する。この場合第１の等価インダクタンス２７０は、３７０ｎＨ相当で、第２の等価インダクタンス２７１は８０ｎＨに相当することとなる。
【０１７３】
従って、この入力フィルタは、第１の等価インダクタンス２７０、第２の等価インダクタンス２７１と可変容量ダイオード２５６の容量と、第２のインダクタンス２５２による並列共振回路と、第２のインダクタンス２５２とコンデンサ２５３による固定トラップ回路から構成されることとなる。
【０１７４】
次に、図２０（ａ）は本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合のインピーダンスを示し、横軸２８０は周波数、縦軸２８１はインピーダンスである。また、図２１（ａ）は、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦローバンドを受信する場合の減衰特性を示し、横軸３００には周波数、縦軸３０１には減衰量を取っている。
【０１７５】
図２０（ａ）において２８２は、入力フィルタの周波数に対するインピーダンス値の変化を示すカーブである。この入力フィルタのインピーダンスは、コンデンサ２５３の容量によって同調用並列共振周波数より高くなるに従ってＣ成分からＬ成分へとインピーダンスは変化し、同調周波数よりも高い特定の周波数２８３において極２８４が生じる。この極２８４では、そのインピーダンスは０であるので、図２１（ａ）に見られるように入力フィルタは、周波数２８３において減衰特性は大きくなる。
【０１７６】
そこで本実施の形態８においては、その極２８４の周波数２８３をＶＨＦローバンドの略中心のチャンネルに対するイメージの周波数となるように、それぞれの定数を決めている。
【０１７７】
しかしながら、ＶＨＦローバンド受信時のイメージの周波数はＶＨＦハイバンドの周波数帯域内にある。つまり、本実施の形態８における固定トラップのトラップ周波数２８３は、ＶＨＦハイバンドの周波数帯域内となる。従って、ＶＨＦハイバンド受信時にもこのトラップが作動すると、トラップ周波数２８３近傍のチャンネルはこの固定トラップによって減衰してしまうので、受信できないこととなる。
【０１７８】
そのため、本実施の形態８における入力フィルタにおいては、ＶＨＦハイバンドを受信する場合は、スイッチ２５８をオンとすることによって、第２のインダクタンス２５２とコンデンサ２５３によるトラップ回路を動作しないようにするものである。
【０１７９】
以降、本実施の形態８における入力フィルタにおいて、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の動作を図を用いて説明する。図１９（ｂ）は、本実施の形態８における入力フィルタが、ＶＨＦハイバンドを受信する場合の等価回路を示している。本実施の形態８においては、第１のインダクタンス２５１が３００ｎＨであり、第４のインダクタンス２５７が４０ｎＨであるので、第４のインダクタンス２５７側のインピーダンスが支配的となる。その場合、あたかも第１のインダクタンス２５１や第２のインダクタンス２５２、コンデンサ２５３は無視して取り扱うことができる。
【０１８０】
従って、この入力フィルタは、第５のインダクタンス２５９と、第４のインダクタンス２５７と、第３のインダクタンス２５４と、可変容量ダイオード２５６の容量とからなる並列共振回路のみを有した構成となる。つまりこの場合には、トラップ回路が働かないので、ＶＨＦハイバンド受信時には、図２０（ｂ）に示されるように極を持たない。従って図２１（ｂ）に示されるように特定周波数に対して減衰するトラップはかからず、ＶＨＦハイバンド受信時に、固定トラップによる影響はほとんど生じない。
【０１８１】
（実施の形態９）
以下、本実施の形態９について図を用いて説明する。本実施の形態９は、本発明の高周波受信装置をシールドケースに収納したものである。ここで、図２２は、本実施の形態９における高周波受信装置の断面図であり、図２３は、同上面図であり、図２４は、本実施の形態９における高周波受信装置のシールドケースの展開図であり、図２５は、本実施の形態９における高周波受信装置の要部詳細図である。
【０１８２】
図２２から図２５において４００は、プリント基板である。このプリント基板４００の一方の面４００ａには電子部品４０１が搭載され、クリーム半田４０２でプリント基板４００と接続されている。また、プリント基板４００の他方の面４００ｂには、インダクタンス４０３が搭載されている。このインダクタンス４０３はコイルであり、その脚４０３ａがプリント基板４００に設けられた孔に貫入されている。そして半田４０２によってプリント基板４００に接続されている。
【０１８３】
４０４は、シールドケースであり、このシールドケース４０４に、予め電子部品４０１やインダクタンス４０３が搭載されて高周波回路が形成されたプリント基板４００が嵌合され、この高周波回路のグランドが、プリント基板４００の周縁部でシールドケース４０４の枠部４０４ａと半田付けされて、接続されている。
【０１８４】
また、シールドケース４０４には、インダクタンス４０３が配設された側を覆うように蓋部４０４ｂを有し、この蓋部４０４ｂはシールドケース４００の枠体４００ａと一体に形成されている。さらにその蓋部４０４ｂには、この蓋部４０４ｂから切り曲げて形成された脚部４０４ｃが設けられている。この脚部４０４ｃの先端は、プリント基板４００を貫通し、電子部品４０１搭載面側でプリント基板４００へ半田４０２によって接続される。
【０１８５】
一方、電子部品４０１搭載面側には、シールドケース４０４の開放面を覆うカバー４０５が装着されている。このカバー４０５には、弾性接触爪４０６あるいは当接部４０７が設けられている。これら弾性接触爪４０６あるいは当接部４０７は、脚部４０４ｃの先端部に当接されてシールドを行っている。
【０１８６】
そして、本実施の形態９においては、この脚部４０４ｃの幅４０８はインダクタンス４０３の幅４０９と略同じとするとともに、インダクタンス４０３を脚部４０４ｃに近接して配置するものである。特に、このコイル４０３ａで構成する回路のグランドをそのコイル４０３ａに近接して配置された脚部に接続すると良い。
【０１８７】
また図２５（ｂ）に示すように、脚部４０４ｃは、特にインダクタンス４０３の磁束の回る方向に設けてやる方が望ましい。例えばインダクタンス４０３として空芯コイルを用いる場合、そのコイル４０３ａの開口面４１０と脚部４０４ｃの幅広面４１１とが対向するように配置してやることが重要である。
【０１８８】
この構成によって、インダクタンス４０３が発生する磁束４１２を脚部４０４ｃで遮断することができ、他のインダクタンスとの結合を防止している。
【０１８９】
実施の形態１で述べたように本発明においては、ＩＲＭを用いることによって、フィルタの減衰特性を緩和できる。従って、特に磁束による結合が発生しやすい同調フィルタの数を少なくすることができる。そこで、本発明を本実施の形態９の構成としてやれば、結合しやすい同調フィルタ用のコイル４０３ａは少なくなるので、簡易なシールドでも他のコイルと結合し難くなる。
【０１９０】
なお、本実施の形態９においてはシールドケース４０４は、枠体４０４ａと蓋部４０４ｂと、脚部４０４ｃとが一体に形成されているので、振動等に対しても安定してグランドを維持することができるとともに、コイル４０３ａと蓋部との間隔は変動しないので、インダクタンス値が安定しフィルタの波形変動を小さくすることができる。
【０１９１】
さらに、枠体４０４ａと蓋部４０４ｂと、脚部４０４ｃとはプレス加工等によって同時に加工することができるので、低価格なシールドケースを得ることができ、低価格な高周波受信装置を実現することができる。さらにまた、カバーは片側のみであるので、組み立ても容易であり、組み立て工数も少なくすることができる。
【０１９２】
また、コイル４０３ａは、脚部４０４ｃの曲げ外側に配置している。この場合、脚部４０４ｃを切り曲げたことによって生じる孔４１３の下方にコイル４０３ａが配置される。これによって、この孔４１３を調整用孔としても利用することができる。一方コイル４０３ｂは、脚部４０４ｃの曲げ内に配置している。この場合、コイル４０３ｂの上方には孔がないので、コイル４０３ｂの磁束をさらに遮断でき他のコイルとの結合が発生し難くなるとともに、外からの不要信号の飛び込みや、漏洩なども生じ難くなる。
【０１９３】
さらに、本実施の形態においてインダクタンスは、空芯コイルとしたがチップインダクタやパターンコイルとしても良い。この場合においても他のインダクタンスとの結合を小さくすることができる。
【０１９４】
さらにまた、一般的にチップインダクタやパターンコイルのＱ値は、空芯コイルに比べて低く、近傍の金属板等の影響を受けやすい。しかしながら、本実施の形態９においては、脚部４０４ｃの幅４０８はインダクタンスの幅４０９と略同じであるので、この脚部４０４ｃによるパターンインダクタンスやチップインダクタンスのＱ値を落ち難くすることができる。このことはこれらのインダクタンスを用いて同調フィルタ等を構成する場合に、その選択度を維持する為や、フィルタのロスを小さくするために重要であり、本実施の形態９に記載による構成によればこれらのインダクタンスとしてパターンインダクタンスやチップインダクタンスを用いても良好なフィルタを得ることができる。
【０１９５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和されたものである。
【０１９６】
これにより、イメージリジェクションミキサがイメージを低減するので、その分フィルタではそのイメージの周波数に対する減衰量は小さくてもよい。従って、高性能なフィルタを不要とすることができるので、低価格な高周波受信装置を提供することができるという効果がある。
【０１９７】
特に、広帯域な周波数の信号を受信するような上側へテロダイン方式のシングルコンバージョン方式の高周波受信装置は、受信帯域内に存在する多くの信号が妨害の原因となるので、これらの多くの信号の組み合わせによって発生するイメージ妨害を抑圧できることが必要となる。そこで本発明では、イメージに対するＩＲＭによる抑圧特性と、イメージ自体あるいはイメージを発生する信号を減衰するフィルタの減衰特性とによって、受信周波数に応じてイメージを抑圧し、イメージ妨害を防止するものである。
【０１９８】
また、フィルタの減衰量は小さくても構わないので、従来のフィルタのように３つの同調回路を用いた複数な構成のフィルタを用いる必要はなく、固定フィルタ等での代替が可能となり、同調回路を減らすことができる。従って、フィルタを構成する部品を削減することができるので、低価格かつ小型な高周波受信装置を提供することができる。
【０１９９】
さらに、同調回路を用いると、周波数に対して同調回路のＱ値や整合が変化するが、本発明においては、同調回路を減らすことができるので、この変化を小さくできる。従って、チャンネル毎での利得や波形の変動を小さくすることができるので、特にデジタル放送のテレビ放送信号等を受信する場合等に有効となる。
【０２００】
さらにまた、同調回路を減らすことによってその調整箇所が減り、高周波受信装置を調整するための時間も短縮することができるので、非常に生産性が向上し、低価格な高周波受信装置を提供することができる。
【０２０１】
また、同調回路を減らすことによって同調回路を構成するコイル同士が結合することも少なくなるので、シールドケースのシールドを簡素化することができる、低価格な高周波受信装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における高周波受信装置のブロック図
【図２】同、周波数と信号との関係を示す概念図
【図３】同、希望信号とイメージ妨害信号との位相の関係を示した図
【図４】同、フィルタの減衰特性図
【図５】同、フィルタの減衰特性図
【図６】同、３倍高調波によるイメージの説明図
【図７】本実施の形態２における高周波受信装置のブロック図
【図８】同、フィルタと移相器の特性図
【図９】本実施の形態３における高周波受信装置のブロック図
【図１０】同、ローパスフィルタの特性図
【図１１】本実施の形態４における高周波受信装置のブロック図
【図１２】本実施の形態５における高周波受信装置のブロック図
【図１３】本実施の形態６における高周波受信装置のブロック図
【図１４】本実施の形態７における入力フィルタの回路図
【図１５】同、等価回路図
【図１６】同、インピーダンス特性図
【図１７】同、減衰特性図
【図１８】本実施の形態７における入力フィルタの回路図
【図１９】同、等価回路図
【図２０】同、インピーダンス特性図
【図２１】同、減衰特性図
【図２２】本実施の形態８における高周波受信装置の断面図
【図２３】同、上面図
【図２４】同、シールドケースの展開図
【図２５】同、要部詳細図
【図２６】従来の高周波受信装置のブロック図
【符号の説明】
２０ 入力端子
２１ 入力フィルタ
２３ 第２のフィルタ
２５ イメージリジェクションミキサ
３０ 周波数可変局部発振器
３３ 出力端子
Claims (32)
- 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサがイメージを低減する周波数についての減衰特性が緩和された高周波受信装置。
- フィルタとイメージリジェクションミキサとの間に高周波増幅器が挿入された請求項１に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器とイメージリジェクションミキサは共に平衡回路で形成されるとともに、前記高周波増幅器と前記イメージリジェクションミキサの間は平衡接続された請求項２に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器とイメージリジェクションミキサの間に第２のフィルタが挿入されるとともに、前記第２のフィルタは、単同調回路で形成された請求項２に記載の高周波受信装置。
- 入力端子と高周波増幅器との間に入力フィルタが挿入されるとともに、前記入力フィルタは、単同調回路で形成された請求項２に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器とイメージリジェクションミキサ間に段間フィルタが挿入されるとともに、前記段間フィルタは、固定フィルタとした請求項５に記載の高周波受信装置。
- 固定フィルタは、ハイパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置。
- 固定フィルタは、ローパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置。
- 固定フィルタは、バンドパスフィルタとした請求項６に記載の高周波受信装置。
- 固定フィルタは、カットオフ周波数の異なる複数個のフィルタからなると共に、これらのフィルタを受信周波数に応じて切り替え可能とした請求項６に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間が直接に接続された請求項２に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器はバイポーラトランジスタによって構成された請求項１１に記載の高周波受信装置。
- 少なくとも高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとは共に同じプロセスにより形成されるトランジスタで構成され、これらのトランジスタは、ひとつの集積回路内に収納された請求項２に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとの間が直接に接続された請求項１３に記載の高周波受信装置。
- 高周波増幅器とイメージリジェクションミキサとはバイポーラトランジスタによって構成された請求項１４に記載の高周波受信装置。
- 受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下の周波数が、イメージリジェクションミキサに供給される請求項１に記載の高周波受信装置。
- フィルタは、少なくとも予め定められたカットオフ周波数以下の周波数を通過させるフィルタとし、前記カットオフ周波数は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下とした請求項１に記載の高周波受信装置。
- 高周波信号としてテレビ放送の高周波信号が入力端子に供給されるとともに、フィルタは受信帯域の周波数を通過させるフィルタが設けられたテレビ放送受信用の高周波受信装置であって、前記高周波受信装置は、前記入力端子と前記フィルタとの間に挿入された高周波増幅器と、この高周波増幅器と前記フィルタとの間にその共通端子が前記高周波増幅器の出力に接続されるとともに、その一方の出力が前記フィルタに接続されたスイッチとを備え、このスイッチの他方の出力はイメージリジェクションミキサの入力に接続されるとともに、前記フィルタのカットオフ以上の周波数を受信する場合は前記スイッチを他方側へ接続する請求項１７に記載の高周波受信装置。
- 請求項１に記載の高周波受信装置が最も低い周波数のチャンネル受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下の周波数が、入力端子に供給される高周波受信装置。
- フィルタの通過特性のうちで減衰量が小さな特定チャンネルに対しては、イメージリジェクションミキサでのイメージの低減量を大きくした請求項１に記載の高周波受信装置。
- フィルタには、少なくとも受信チャンネルに応じたイメージ周波数を減衰できる可変トラップが設けられた請求項１に記載の高周波受信装置。
- フィルタは、ＶＨＦローバンドの周波数を通過させる第１のフィルタと、この第１のフィルタと並列に設けられるとともに、ＶＨＦハイバンドの周波数を通過させる第２のフィルタとを備え、前記第１のフィルタには可変トラップが接続され、前記可変トラップは、前記ＶＨＦローバンド受信時に受信チャンネルのイメージ周波数を減衰させるとともに、前記ＶＨＦハイバンド受信時に前記ＶＨＦローバンドの周波数を減衰させる請求項１に記載の高周波受信装置。
- 入力端子とフィルタ間に高周波増幅器が挿入された請求項１に記載の高周波受信装置。
- 入力端子と高周波増幅器との間は直接に接続された請求項２３に記載の高周波受信装置。
- フィルタは複同調回路で形成された請求項１に記載の高周波受信装置。
- フィルタは固定フィルタで形成された請求項１に記載の高周波受信装置。
- テレビ放送の高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子が接続されるとともにＵＨＦ信号を受信する前記ＵＨＦ受信部と、このＵＨＦ受信部の出力が接続される出力端子と、ＵＨＦ受信部と並列に接続されたＶＨＦ受信部とを有した高周波受信装置であって、前記ＵＨＦ受信部は、前記入力端子に接続されるとともにＵＨＦ周波数帯域内でその同調周波数を可変できる第１の同調型フィルタと、この第１の同調型フィルタの出力が接続された第１の高周波増幅器と、この第１の高周波増幅器の出力がその一方の入力に接続されるとともに他方の入力には第１の局部発振器の出力が接続された第１のミキサとを備え、前記ＶＨＦ受信部は前記入力端子が接続されるとともにＶＨＦ周波数帯域内でその同調周波数を可変できる第２の同調型フィルタと、この第２の同調型フィルタの出力が接続された第２の高周波増幅器と、この第２の高周波増幅器の出力が接続された段間フィルタと、この段間フィルタと前記出力端子との間には、その一方の入力には前記段間フィルタの出力が接続されると共に、他方の入力には第２の局部発振器の出力が接続された第２のミキサが挿入され、前記第１のミキサと第２のミキサはイメージリジェクションミキサとするとともに、前記段間フィルタは、少なくとも予め定められたカットオフ周波数以下の周波数を通過させるフィルタとし、前記カットオフ周波数は、受信周波数帯域内での最も低い周波数受信時における周波数可変局部発振器の発振周波数の３次高調波から略中間周波数だけ高い周波数以下とした高周波受信装置。
- フィルタにはＶＨＦローバンドのイメージ周波数を減衰させる固定トラップが設けられた請求項１に記載の高周波受信装置。
- 固定トラップのトラップ周波数は、ＶＨＦローバンドの略中心のチャンネルの周波数を受信する場合のイメージ周波数と略等しくした請求項２８に記載の高周波受信装置。
- 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子が接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその共通端子の接続されたスイッチと、このスイッチの一方の出力がその一方の入力に接続されるとともに他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたダブルバランスドミキサと、このダブルバランスドミキサの出力が接続された復調器と、この復調器の出力の一方が接続された出力端子と、前記スイッチの他方の出力と前記復調器との間には、その一方の入力に前記スイッチの他方の出力が接続されるとともに他方の入力には前記周波数可変局部発振器の出力が接続されたイメージリジェクションミキサと、前記復調回路の出力が接続されるとともに受信信号のイメージ信号の有無を判定する判定器と、この判定器の判定結果に応じて前記スイッチを制御するように接続された制御器とを備え、この判定器が前記復調信号にイメージ妨害があると判定した場合には、前記制御器は前記スイッチを前記イメージリジェクションミキサ側へ接続する高周波受信装置。
- 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力に接続された出力端子とを備え、前記ミキサはイメージリジェクションミキサで構成されるとともに、前記フィルタは前記イメージリジェクションミキサが低減するイメージ周波数の妨害信号を発生する原因となる入力側の複数の周波数についての減衰特性が緩和された高周波受信装置。
- 高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に接続されたフィルタと、このフィルタの出力がその一方の入力に接続されるとともに、他方の入力には周波数可変局部発振器の出力が接続されたミキサと、このミキサの出力が接続された復調器と、この復調器の出力の一方が接続された出力端子と、前記復調回路の出力の他方が接続されるとともに受信信号のイメージ信号の有無を判定する判定器と、この判定器の出力が接続された制御器と、この制御器と前記ミキサとの間に挿入されたスイッチとを備え、前記ミキサは複数個のミキサによって形成されたイメージリジェクションミキサとするとともに、前記制御器は判定器がイメージ信号有りと判定した場合に、前記イメージリジェクションミキサのうちのいずれかひとつのみを動作させるように前記スイッチを制御する高周波受信装置。
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