WO2024143104A1 - 弾性波デバイス、受信装置および通信装置 - Google Patents

弾性波デバイス、受信装置および通信装置 Download PDF

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峰文 大内
始 神藤
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/66—Phase shifters
    • H03H9/68—Phase shifters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
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    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave device, a receiving device, and a communication device.
  • the receiving device 1 transmits high-frequency signals between the antenna 4 and the RFIC 3.
  • the detailed circuit configuration of the receiving device 1 will be described later.
  • Equation 5 desired signal D Q LO Q output from mixer 12 is expressed by Equation 5.
  • the desired signal D Q LO Q and the image signal IM Q LO Q on the path P Q are both converted to the IF band and are output from the mixer 12 in opposite phases to each other.
  • the desired signal DQLOQ and image signal IMQLOQ transmitted through path PQ are input to input Q terminal 212, phase-adjusted by acoustic wave phase shift circuit 22, filtered as necessary, and output to output terminal 210.
  • the phases of the desired signal DQLOQ and image signal IMQLOQ output from acoustic wave phase shift circuit 22 are both rotated by 90°, for example, so that the phase of the desired signal DQLOQ becomes 0° and the phase of the image signal IMQLOQ becomes 180°.
  • the desired signal DQLOQ is in phase with the desired signal DILOI
  • the image signal IMQLOQ is out of phase with the image signal IMILOI .
  • the desired signal D OUT and the image signal IM OUT combined at the output terminal 210 are expressed by Equations 13 and 14, respectively.
  • Table 1 shows the relationship between the phase of the local signal multiplied by the quadrature mixer 10 and the amount of phase rotation in the acoustic wave device 20, and the output signal output to the output terminal 210, for the desired signal D and the image signal IM. Note that in Table 1, the conversion gain B SAW is set to 1, and the phase of the local signal LO I and the amount of phase rotation in the acoustic wave phase shift circuit 21 are both set to 0°.
  • Equation 15 the ratio between the power (P D ) of the desired signal D and the power (P IM ) of the image signal IM is expressed by Equation 15.
  • ⁇ is the amplitude error of the local signals LO I and LO Q
  • ⁇ is the phase error.
  • the required image rejection ratio IRR is 10 dB.
  • the distribution ratio of the I signal and the Q signal may be adjusted by adjusting the amplitude gain using a circuit that combines a resistor, an inductor, and a capacitor, or by adjusting the impedance of the mixers 11 and 12, so that the amplitudes of the image signals IM I and IM Q output to the output terminal 210 may be made equal to a level that satisfies the required image rejection ratio IRR.
  • the image signal IM generated in the quadrature mixer 10 can be suppressed by the acoustic wave device 20 with an image suppression ratio of 10 dB or more.
  • the acoustic wave device 20 for phase conversion is disposed between the output end of the quadrature mixer 10 and the signal output terminal 102. Therefore, a mixer-first type receiving device 1 that is low-loss and compact can be provided.
  • acoustic wave device 20 may have the characteristics of a bandpass filter that includes the frequency band (frequency F IF ) of desired signal D as a passband and has an attenuation band outside the frequency band of desired signal D.
  • acoustic wave device 20 has smaller insertion loss, smaller size, and smaller nonlinear distortion than polyphase filters or complex filters using resistors or semiconductors, and can obtain steep attenuation characteristics near the passband, thereby suppressing unnecessary signals outside the band of desired signal D.
  • the vertically coupled SAW filter can rotate the phase of a high-frequency signal by adjusting the distance between the IDT electrodes and the reflector, the IDT electrode configuration, and the connection configuration between the IDT electrodes.
  • the acoustic wave device 20 can have both a phase rotation function and a filter function with low loss and steep attenuation characteristics.
  • FIG. 2A when explaining the configuration of an acoustic wave device 20 using a vertically coupled SAW filter, the electrode configuration in FIG. 2A will be represented by the abbreviated notation shown in FIG. 2B.
  • the elastic wave phase shift circuit 21 has a vertically coupled SAW filter 213 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on a piezoelectric substrate, and a vertically coupled SAW filter 214 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on the substrate.
  • the elastic wave phase shift circuit 22 has a vertically coupled SAW filter 215 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on a piezoelectric substrate, and a vertically coupled SAW filter 216 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on the substrate.
  • the positive terminal of the central IDT electrode of SAW filter 213 is connected to input I terminal 211, and the positive terminals of the left and right IDT electrodes of SAW filter 213 are connected to the positive terminals of the left and right IDT electrodes of SAW filter 214.
  • the positive terminal of the central IDT electrode of SAW filter 214 is connected to output terminal 210 via phase compensation element 23.
  • the negative terminals of SAW filters 213 and 214 are grounded.
  • the distance between the left and right IDT electrodes and the reflectors may be different from the distance between the left and right IDT electrodes and the reflectors in the SAW filters 213 and 214.
  • the phase rotates 180° between the SAW filters 215 and 216. This is because the + terminals of the left and right IDT electrodes of SAW filter 215 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of SAW filter 216.
  • the mixer circuit 11A is an example of a first mixer, and is connected between the input terminals 110a and 110b and the output I terminals 111a and 111b.
  • the mixer circuit 11A converts the high-frequency differential signals having opposite phases input from the input terminals 110a and 110b into I 3 P and I 4 N signals having opposite phases, and outputs the I 3 P and I 4 N signals from the output I terminals 111a and 111b, respectively.
  • the mixer circuit 12A is an example of a second mixer, and is connected between the input terminals 110a and 110b and the output Q terminals 112a and 112b.
  • the mixer circuit 12A converts the frequency of the high-frequency differential signals having opposite phases and input from the input terminals 110a and 110b into QP and QN signals having opposite phases and a phase difference of 90° with the I P and I N signals, and outputs the QP and QN signals from the output Q terminals 112a and 112b, respectively.
  • Mixer circuit 11A has switches SW1 and SW3, and mixer circuit 12A has switches SW2 and SW4.
  • the first end of switch SW1 is connected to input terminal 110a, the second end is connected to input terminal 110b, the third end is connected to output I terminal 111a, and the fourth end is connected to output I terminal 111b.
  • Switch SW1 synchronously switches between connection and non-connection between the first end and the third end, and connection and non-connection between the second end and the fourth end.
  • the first end of switch SW3 is connected to input terminal 110a, the second end is connected to input terminal 110b, the third end is connected to output I terminal 111b, and the fourth end is connected to output I terminal 111a.
  • switch SW1 is driven by a local signal with a phase of 0°
  • switch SW2 is driven by a local signal with a phase of -90°
  • switch SW3 is driven by a local signal with a phase of 180°
  • switch SW4 is driven by a local signal with a phase of 90° (-270°). If the period of each of the local signals is T, then the on period of each switch is T/4.
  • the phase compensation element 23 is connected between the elastic wave phase shift circuit 21A and the output terminal 210, and compensates the phase of the I signal that has passed through the elastic wave phase shift circuit 21A.
  • the phase compensation element 23 is, for example, an elastic wave resonator, and if the elastic wave phase shift circuits 21A and 22A include SAW resonators, it is desirable that the phase compensation element 23 is also a SAW resonator.
  • the output terminal 210 a non-differential terminal, there is no need to add a separate differential-non-differential conversion element, and the number of wires connected to the output terminal 210 and semiconductor devices such as amplifiers can be reduced, making it possible to provide a compact acoustic wave device 20A with a simplified output side configuration.
  • the receiving device 1A performs frequency conversion processing and phase conversion processing on high frequency differential signals having frequencies F RF and opposite phases to each other, and outputs the signals with low loss to the low noise amplifier 2 and the RFIC 3.
  • phase rotation amount of local signal LOQ relative to local signal LOI is ⁇ 90°
  • phase rotation amount of desired signal DQP relative to desired signal DIP is ⁇ 90°
  • phase rotation amount of desired signal DQN relative to desired signal DIN is +90°
  • the required image rejection ratio IRR is also set to 10 dB in the receiving device 1A according to this modification.
  • the phase rotation amount of the I signal transmitted from input I terminal 211a and input I terminal 211b to output terminal 210 is set to ⁇ °.
  • the image signal IM generated in the quadrature mixer 10A can be suppressed by the acoustic wave device 20A with an image suppression ratio of 10 dB or more. Furthermore, instead of arranging circuit elements such as a balun or a transformer between the output end of the quadrature mixer 10A and the signal output terminal 102, an acoustic wave device 20A for phase adjustment is arranged. Therefore, a mixer-first type receiving device 1A that is low-loss and compact can be provided.
  • FIG. 8 is a graph showing the phase difference characteristics between the I and Q signals in the acoustic wave devices according to the first modification and the comparative example.
  • the phase difference between the I and Q signals in the acoustic wave device needs to be set to 90° in the frequency band of the IQ signals.
  • the phase difference between the I and Q signals in the acoustic wave device according to the comparative example deviates significantly from 90° (is significantly reduced from 90°) on the high frequency side of the pass band.
  • phase rotation amount of the I P signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210a is ( ⁇ +n ⁇ 360-35.1)° or more and ( ⁇ +n ⁇ 360+35.1)° or less
  • phase rotation amount of the I N signal transmitted from the input I terminal 211b to the output terminal 210a is ( ⁇ +180+n ⁇ 360-35.1)° or more and ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)° or less.
  • the acoustic wave phase shift circuit 21E has three IDT electrodes (referred to as the first IDT electrode, the second IDT electrode, and the third IDT electrode from the left in FIG. 12) arranged on a piezoelectric substrate, and a vertically coupled SAW filter 217D consisting of two reflectors.
  • the phase compensation element 23E is connected between the output terminal 210a and ground.
  • the acoustic wave device 20 of this embodiment comprises an input I terminal 211 and an input Q terminal 212 which respectively receive an I signal and a Q signal having a phase difference of 90° from each other, an output terminal 210, an acoustic wave phase shift circuit 21 which is connected between the input I terminal 211 and the output terminal 210, includes an acoustic wave resonator, and adjusts the phase of the I signal, an acoustic wave phase shift circuit 22 which is connected between the input Q terminal 212 and the output terminal 210, includes an acoustic wave resonator, and adjusts the phase of the Q signal, and a phase compensation element 23 connected at least one of (1) between the input I terminal 211 and the acoustic wave phase shift circuit 21, (2) between the input Q terminal 212 and the acoustic wave phase shift circuit 22, (3) between the output terminal 210 and the acoustic wave phase shift circuit 21, and (4) between the output terminal 210 and the acous
  • the phase-shift circuits 21 and 22 including acoustic wave resonators are used as the circuits for phase adjustment and balanced/unbalanced conversion, so that the circuits for phase adjustment of the I and Q signals can be made small and low-loss.
  • phase compensation element 23 is added between the I and Q signal terminals and the output terminal 210, it is possible to make the phase difference between the I and Q signals at the output terminal 210 uniform over the passband of the acoustic wave device 20, and the image components contained in the I and Q signals can be suppressed with high precision. Therefore, it is possible to provide a small-sized acoustic wave device 20 that allows low-loss and high-precision phase adjustment.
  • the acoustic wave device 20F includes an acoustic wave filter 24F having two balanced input terminals and one unbalanced output terminal, one of the two balanced input terminals being connected to an acoustic wave phase shift circuit 21D, the other of the two balanced input terminals being connected to an acoustic wave phase shift circuit 22D, and the unbalanced output terminal being connected to the output terminal 210.
  • the output terminal is composed of a differential output terminal 210a that receives an I signal that has been phase-adjusted by the acoustic wave phase shift circuit 21D (21E), and a differential output terminal 210b that receives a Q signal that has been phase-adjusted by the acoustic wave phase shift circuit 22D.
  • the output terminal By making the output terminal a differential terminal, it becomes less susceptible to noise and can achieve a high level of attenuation.
  • each of the acoustic wave phase shift circuits 21 and 22 has a band-pass filter characteristic, and the passband of the acoustic wave phase shift circuit 21 includes the passband of the acoustic wave phase shift circuit 22, or the passband of the acoustic wave phase shift circuit 22 includes the passband of the acoustic wave phase shift circuit 21.
  • At least one of the acoustic wave phase shift circuits 21 and 22 includes a vertically coupled surface acoustic wave filter.
  • the acoustic wave phase shift circuit 21A (21B, 21D, 21E) has an IDT electrode and includes a vertically coupled surface acoustic wave filter whose passband includes the frequency of the I signal
  • the acoustic wave phase shift circuit 22A (22B, 22D) has an IDT electrode and includes a vertically coupled surface acoustic wave filter whose passband includes the frequency of the Q signal
  • the cross width of the IDT electrodes of the acoustic wave phase shift circuit 21A (21B, 21D, 21E) is different from the cross width of the IDT electrodes of the acoustic wave phase shift circuit 22A (22B, 22D).
  • matching elements such as inductors and capacitors, and switch circuits may be connected between the respective components.
  • the elastic waves may include surface acoustic waves, pseudo surface acoustic waves, boundary acoustic waves, and plate acoustic waves. Also, the elastic waves in the above embodiment may be elastic waves that can be excited by an IDT electrode.
  • the following describes the characteristics of the acoustic wave device, receiving device, and communication device described based on each of the above embodiments.
  • an I signal terminal and a Q signal terminal for receiving an I signal and a Q signal, respectively, having a phase difference of 90° with respect to each other;
  • An output terminal a first phase shift circuit connected between the I signal terminal and the output terminal, the first phase shift circuit including an acoustic wave resonator and adjusting a phase of the I signal;
  • a second phase shift circuit connected between the Q signal terminal and the output terminal, the second phase shift circuit including an acoustic wave resonator, and adjusting a phase of the Q signal;
  • an acoustic wave device comprising: a phase compensation element connected at least one of between the I signal terminal and the first phase shift circuit, between the Q signal terminal and the second phase shift circuit, between the output terminal and the first phase shift circuit, and between the output terminal and the second phase shift circuit.
  • the output terminal is a non-differential terminal that receives a signal that is a combination of an I signal phase-adjusted by the first phase-shift circuit and a Q signal phase-adjusted by the second phase-shift circuit.
  • the acoustic wave device described in ⁇ 4> comprises an acoustic wave element having two balanced input terminals and one unbalanced output terminal, one of the two balanced input terminals being connected to the first phase shift circuit, the other of the two balanced input terminals being connected to the second phase shift circuit, and the unbalanced output terminal being connected to the output terminal.
  • the output terminal is composed of a first differential terminal that receives an I signal that has been phase-adjusted by the first phase-shift circuit, and a second differential terminal that receives a Q signal that has been phase-adjusted by the second phase-shift circuit.
  • each of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit has a band-pass filter characteristic;
  • An acoustic wave device according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 6>, wherein the passband of the first phase shift circuit includes the passband of the second phase shift circuit, or the passband of the second phase shift circuit includes the passband of the first phase shift circuit.
  • ⁇ 8> The acoustic wave device according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 6>, wherein at least one of the first phase shift circuit and the second phase shift circuit includes a longitudinally coupled surface acoustic wave filter.
  • the first phase shift circuit includes a longitudinally coupled surface acoustic wave filter having an IDT electrode and including a frequency band of the I signal;
  • the second phase shift circuit includes a longitudinally coupled surface acoustic wave filter having an IDT electrode and including a frequency band of the Q signal;
  • the acoustic wave device according to ⁇ 8>, wherein an overlap width of the IDT electrode of the first phase shift circuit is different from an overlap width of the IDT electrode of the second phase shift circuit.
  • ⁇ 10> a quadrature mixer that converts a high-frequency signal into an I signal and a Q signal having a phase difference of 90°;
  • a receiving apparatus comprising: an acoustic wave device according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 9>, which receives the I signal at the I signal terminal and the Q signal at the Q signal terminal.
  • the I signal is composed of an I P signal and an I N signal that are in opposite phase to each other
  • the Q signal is composed of a QP signal and a QN signal that are in opposite phase to each other
  • the quadrature mixer comprises: a first differential input terminal and a second differential input terminal to which signals of opposite phases are input; a first differential output I terminal for outputting the IP signal, and a second differential output I terminal for outputting the IN signal; a first differential output Q terminal for outputting the QP signal, and a second differential output Q terminal for outputting the QN signal; a first mixer connected between the first and second differential input terminals and a first and second differential output I terminal; a second mixer connected between the first and second differential input terminals and a first and second differential output Q terminal,
  • the acoustic wave device comprises: an I P signal terminal and an I N signal terminal; A QP signal terminal and a QN signal terminal; an output terminal; the I P signal terminal is connected to the first differential output I terminal; the I /N signal terminal
  • the I signal is composed of an I P signal and an I N signal that are in opposite phase to each other
  • the Q signal is composed of a QP signal and a QN signal that are in opposite phase to each other
  • the quadrature mixer comprises: a first differential input terminal and a second differential input terminal to which signals of opposite phases are input; a first differential output I terminal for outputting the IP signal, and a second differential output I terminal for outputting the IN signal; a first differential output Q terminal for outputting the QP signal, and a second differential output Q terminal for outputting the QN signal; a first mixer connected between the first and second differential input terminals and a first and second differential output I terminal; a second mixer connected between the first and second differential input terminals and a first and second differential output Q terminal,
  • the acoustic wave device comprises: an I P signal terminal and an I N signal terminal; A QP signal terminal and a QN signal terminal; a first differential terminal for receiving an I signal phase-adjusted by the first phase shift circuit, and
  • RFIC radio frequency identification circuit
  • Communication device 10A Quadrature mixer 11, 12 Mixer 11A, 12A Mixer circuit 15 Local oscillator circuit 20, 20A, 20B, 20C, 20D, 20E, 20F Acoustic wave device 21, 21A, 21B, 21D, 21E, 21F, 22, 22A, 22B, 22D Acoustic wave phase shift circuit 23, 23B, 23C, 23D, 23E, 24B Phase compensation element 24F Acoustic wave filter 101
  • Antenna connection terminal 102 Signal output terminal 110, 110a, 110b Input terminal 111, 111a, 111b Output I terminal 112, 112a, 112b Output Q terminal 210, 210a, 210b Output terminals 211, 211a, 211b Input I terminals 212, 212a, 212b Input Q terminals 213, 214, 215, 216, 217, 217B, 217D, 218, 218B, 218D, 219, 220

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Abstract

弾性波デバイス（２０）は、互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受ける入力Ｉ端子（２１１）および入力Ｑ端子（２１２）と、出力端子（２１０）と、入力Ｉ端子（２１１）および出力端子（２１０）の間に接続され、弾性波共振子を含み、Ｉ信号の位相を調整する弾性波移相回路（２１）と、入力Ｑ端子（２１２）および出力端子（２１０）の間に接続され、弾性波共振子を含み、Ｑ信号の位相を調整する弾性波移相回路（２２）と、（１）入力Ｉ端子（２１１）と弾性波移相回路（２１）との間、（２）入力Ｑ端子（２１２）と弾性波移相回路（２２）との間、（３）出力端子（２１０）と弾性波移相回路（２１）との間、および、（４）出力端子（２１０）と弾性波移相回路（２２）との間、のいずれかに接続された位相補償素子（２３）と、を備える。

Description

弾性波デバイス、受信装置および通信装置
　本発明は、弾性波デバイス、受信装置および通信装置に関する。
　非特許文献１には、アンテナの後段に配置されたミキサ（N-Path Switched-LC Mixer）と、ミキサの後段に配置された音響フィルタ（Acoutstic Filter）とを備えるミキサファースト型の音響フィルタリングフロントエンド回路（受信装置）が開示されている。具体的には、非特許文献１の図５には、信号入力端子（RF Input）の後段に差動入力－差動出力のギルバートセルミキサで構成された直交ミキサ、当該直交ミキサのＱパスの後段に配置された９０°移相器およびバラン、ならびに当該バランの後段に配置された弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）バンドパスフィルタを有する受信装置が開示されている。
　信号入力端子から入力された差動信号がＩパスおよびＱパスに分岐され、直交ミキサに入力される。直交ミキサでは、ＩパスおよびＱパスにそれぞれ配置されたミキサにより、ＩパスとＱパスとで９０°の位相差を有する中間周波数の信号（ＩＦ信号）に変調している。さらに、直交ミキサ後段のバランとＱパスに配置された９０°移相器により位相回転することで、Ｉパスに対してＱパスの所望信号を逆相とし、イメージ信号を同相としている。この所望信号およびイメージ信号をバランで合成することで、同相のイメージ信号を打ち消し、逆相の所望信号を取り出し、かつ、非差動に変換して出力する。これによれば、異なる周波数帯域を有する複数の高周波信号を、直交ミキサの後段に配置された１つの弾性表面波バンドパスフィルタ（弾性波デバイス）を通過させることで、高周波信号を低損失で受信処理することが可能となる。
　しかしながら、非特許文献１の受信装置では、ミキサ出力端から弾性波デバイスの入力端までの間に、位相変換および平衡／非平衡変換のために、複数のバランおよびＬＣ回路が必要となり、回路が大型化する。
　また、上記差動信号が所定の周波数帯域を有する場合、当該周波数帯域にわたりＩ信号とＱ信号とを低損失かつ高精度に一定の位相差の関係とすることは容易ではない。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、低損失および高精度な位相調整が可能な小型化の弾性波デバイス、ミキサファースト型の受信装置、および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波デバイスは、互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受けるＩ信号端子およびＱ信号端子と、出力端子と、Ｉ信号端子および出力端子の間に接続され、弾性波共振子を含み、Ｉ信号の位相を調整する第１移相回路と、Ｑ信号端子および出力端子の間に接続され、弾性波共振子を含み、Ｑ信号の位相を調整する第２移相回路と、Ｉ信号端子と第１移相回路との間、Ｑ信号端子と第２移相回路との間、出力端子と第１移相回路との間、および、出力端子と第２移相回路との間、の少なくともいずれかに接続された位相補償素子と、を備える。
　本発明によれば、低損失および高精度な位相調整が可能な小型化の弾性波デバイス、ミキサファースト型の受信装置、および通信装置を提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係る受信装置および通信装置の回路構成図である。 図２Ａは、縦結合型ＳＡＷフィルタの電極構成の一例を示す図である。 図２Ｂは、縦結合型ＳＡＷフィルタの省略表記を表す図である。 図３は、実施例１に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図４Ａは、変形例１に係る受信装置の回路構成図である。 図４Ｂは、変形例１に係る直交ミキサの駆動信号を示すタイミングチャートである。 図５は、変形例１に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図６Ａは、比較例に係る弾性波デバイスの通過特性を示すグラフである。 図６Ｂは、変形例１に係る弾性波デバイスの通過特性を示すグラフである。 図７Ａは、比較例に係る弾性波デバイスの位相特性を示すグラフである。 図７Ｂは、変形例１および比較例に係る弾性波デバイスにおけるＩ信号の位相特性を示すグラフである。 図８は、変形例１および比較例に係る弾性波デバイスにおけるＩ信号とＱ信号との位相差特性を示すグラフである。 図９は、変形例２に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図１０は、変形例３に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図１１は、変形例４に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図１２は、変形例５に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図１３は、変形例６に係る弾性波デバイスの回路構成図である。 図１４は、変形例７に係る弾性波移相回路の回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　また、以下の実施の形態において、「信号経路」とは、高周波信号が伝搬する配線、当該配線に直接接続された回路素子および電極、ならびに当該配線または当該電極に直接接続された端子等で構成された伝送線路であることを意味する。
　また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、接続端子および／または配線導体で直接接続される場合だけでなく、他の回路素子を介して電気的に接続される場合も含むことを意味する。また、「ＡとＢとの間に接続される」とは、ＡおよびＢを結ぶ経路上でＡおよびＢと接続されることを意味し、ＡおよびＢを結ぶ経路に直列配置されることに加えて、当該経路とグランドとの間に接続（シャント接続）されることを含む。
　また、以下の実施の形態において、「部品Ａが経路Ｂに直列配置される」とは、部品Ａの信号入力端および信号出力端の双方が、経路Ｂを構成する配線、電極、または端子に接続されていることを意味する。
　また、以下において、２つの信号の位相が同相とは、２つの信号の位相が実質的に同等な範囲であり、例えば数％の位相差を含むことを意味する。また、２つの信号の位相が逆相とは、２つの信号の位相差が実質的に１８０°であることであり、例えば位相差が１８０°±数％である場合を含むことを意味する。
　（実施の形態）
　［１．受信装置１および通信装置５の回路構成］
　本実施の形態に係る受信装置１および通信装置５の回路構成について、図１を参照しながら説明する。図１は、実施の形態に係る受信装置１および通信装置５の回路構成図である。
　［１．１　通信装置５の回路構成］
　まず、通信装置５の回路構成について説明する。図１に示すように、本実施の形態に係る通信装置５は、受信装置１と、低雑音増幅器２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、アンテナ４と、を備える。
　受信装置１は、アンテナ４とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝送する。受信装置１の詳細な回路構成については後述する。
　低雑音増幅器２は、受信装置１の信号出力端子１０２から出力された高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２の入力端は信号出力端子１０２に接続され、低雑音増幅器２の出力端はＲＦＩＣ３に接続されている。
　アンテナ４は、受信装置１のアンテナ接続端子１０１に接続されている。アンテナ４は、外部から高周波信号を受信して受信装置１へ出力する。
　ＲＦＩＣ３は、高周波信号を処理する信号処理回路の一例である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、受信装置１の受信経路を介して入力された受信信号を信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ、図示せず）などへ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、受信装置１を伝送する高周波信号のバンド（周波数帯域）情報などに基づいて、受信装置１が有するスイッチ等を制御する制御部を有する。なお、ＲＦＩＣ３の制御部としての機能の一部または全部は、ＲＦＩＣ３の外部に実装されてもよく、例えば、ＢＢＩＣまたは受信装置１に実装されてもよい。
　なお、本実施の形態に係る通信装置５において、アンテナ４は、必須の構成要素ではない。
　また、通信装置５は、ＲＦＩＣ３にて信号処理された高周波信号を、アンテナ４に出力する送信装置を備えていてもよい。この場合、ＲＦＩＣ３は、ＢＢＩＣから入力された送信信号をアップコンバート等により信号処理し、当該信号処理して生成された送信信号を、送信装置に出力する。
　［１．２　受信装置１の回路構成］
　次に、受信装置１の回路構成について説明する。図１に示すように、受信装置１は、直交ミキサ１０と、弾性波デバイス２０と、アンテナ接続端子１０１と、信号出力端子１０２と、を備える。
　直交ミキサ１０は、ミキサ１１および１２と、局部発振回路１５と、入力端子１１０と、出力Ｉ端子１１１および出力Ｑ端子１１２と、を備える。
　ミキサ１１は、第１ミキサの一例であり、入力端子１１０から入力された高周波信号を周波数変換してＩ信号に変換し、当該Ｉ信号を出力Ｉ端子１１１から出力する。ミキサ１２は、第２ミキサの一例であり、入力端子１１０から入力された高周波信号を周波数変換してＩ信号と９０°の位相差を有するＱ信号に変換し、当該Ｑ信号を出力Ｑ端子１１２から出力する。つまり、直交ミキサ１０は、高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する。
　弾性波デバイス２０は、弾性波移相回路２１および２２と、位相補償素子２３と、入力Ｉ端子２１１（Ｉ信号端子）および入力Ｑ端子２１２（Ｑ信号端子）と、出力端子２１０と、を備える。入力Ｉ端子２１１は出力Ｉ端子１１１に接続され、入力Ｑ端子２１２は出力Ｑ端子１１２に接続されている。入力Ｉ端子２１１（Ｉ信号端子）および入力Ｑ端子２１２（Ｑ信号端子）は、互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受ける。
　弾性波移相回路２１は、第１移相回路の一例であり、入力Ｉ端子２１１および出力端子２１０の間に接続され、弾性波共振子を含み、ミキサ１１と弾性波移相回路２１とを結ぶ経路ＰＩを伝送するＩ信号の位相を調整する。弾性波移相回路２２は、第２移相回路の一例であり、入力Ｑ端子２１２および出力端子２１０の間に接続され、弾性波共振子を含み、ミキサ１２と弾性波移相回路２２とを結ぶ経路ＰＱを伝送するＱ信号の位相を調整する。弾性波移相回路２１および２２のそれぞれは、例えば、ＳＡＷ共振子を含む。
　なお、弾性波移相回路２１は、Ｉ信号の周波数を通過帯域に含むフィルタ回路を構成している。弾性波移相回路２２は、Ｑ信号の周波数を通過帯域に含むフィルタ回路を構成している。
　また、弾性波移相回路２１と弾性波移相回路２２とは、必ずしも分割して構成する必要はなく、例えば一つの弾性波伝搬路に、入力Ｉ端子２１１と接続されたＩＤＴ（InterDigital Transducer）電極、入力Ｑ端子２１２と接続されたＩＤＴ電極、および出力端子２１０と接続されたＩＤＴ電極を配置するなど、弾性波移相回路２１および２２を一体として構成してもよい。
　位相補償素子２３は、弾性波移相回路２１と出力端子２１０との間に接続され、弾性波移相回路２１を通過したＩ信号の位相を補償する。位相補償素子２３は、例えば、弾性波共振子であり、弾性波移相回路２１および２２がＳＡＷ共振子を含む場合には、位相補償素子２３もＳＡＷ共振子であることが望ましい。
　なお、位相補償素子２３は、（１）入力Ｉ端子２１１と弾性波移相回路２１との間、（２）入力Ｑ端子２１２と弾性波移相回路２２との間、（３）出力端子２１０と弾性波移相回路２１との間、および、（４）出力端子２１０と弾性波移相回路２２との間、の少なくともいずれかに接続されていればよい。
　［１．３　受信装置１の動作原理］
　ここで、本実施の形態に係る受信装置１の動作原理について説明しておく。
　受信装置１は、アンテナ接続端子１０１から入力された、周波数ＦＲＦを有する高周波信号に対して周波数変換処理および位相変換処理を行い、低損失で低雑音増幅器２およびＲＦＩＣ３へと出力する。従来の受信装置では、マルチバンドに対応した高周波信号を受信処理するためには、高周波信号の周波数に対応した複数の受信フィルタが必要となる。これに対して、本実施の形態に係る受信装置１は、異なる周波数ＦＲＦを有する複数の高周波信号を所望の周波数を有する信号に変換しているため、当該所望の周波数に対応した１つの受信フィルタで受信処理することが可能となる。
　所望信号Ｄとイメージ信号ＩＭが含まれた高周波信号が入力端子１１０に入力され、ミキサ１１および１２に分配される。このとき、ミキサ１１に入力される所望信号ＤＩおよびイメージ信号ＩＭＩは、それぞれ周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＩとイメージ信号ＩＭＩは同相となる。一方、ミキサ１２に入力される所望信号ＤＱおよびイメージ信号ＩＭＱは、それぞれ周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＱは所望信号ＤＩに対して９０°（または－９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱはイメージ信号ＩＭＩに対して－９０°（または９０°）回転する。以下、数式を用いて説明する。
　局部発振回路１５からミキサ１１へ出力されるローカル信号をＬＯＩとし、局部発振回路１５からミキサ１２へ出力されるローカル信号をＬＯＱとした場合、所望信号ＤＩおよびＤＱ、イメージ信号ＩＭＩおよびＩＭＱ、ローカル信号ＬＯＩおよびＬＯＱは、それぞれ、式１および式２で表される。
　　Ｄ＝ＤＩ＋ＤＱ
　　ＩＭ＝ＩＭＩ＋ＩＭＱ
　　ωＲＦ＝ωＬＯ＋ωＩＦ、ＦＲＦ＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ
　　ωＩＭ＝ωＬＯ－ωＩＦ、ＦＩＭ＝ＦＬＯ－ＦＩＦ　　　　　　　　　（式１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　所望信号ＤＩとローカル信号ＬＯＩとをミキサ１１で乗算し、（２ωＬＯ＋ωＩＦ）の高周波成分を無視すると、ミキサ１１から出力される所望信号ＤＩＬＯＩは式３で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　同様に、イメージ信号ＩＭＩとローカル信号ＬＯＩとをミキサ１１で乗算し、高周波成分を無視すると、ミキサ１１から出力されるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩは式４で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式３および式４より、経路ＰＩの所望信号ＤＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＩＬＯＩとは、ともにＩＦ帯に変換され、同相となってミキサ１１から出力される。
　また、所望信号ＤＱとローカル信号ＬＯＱとをミキサ１２で乗算し、高周波成分を無視すると、ミキサ１２から出力される所望信号ＤＱＬＯＱは式５で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　同様に、イメージ信号ＩＭＱとローカル信号ＬＯＱとをミキサ１２で乗算し、高周波成分を無視すると、ミキサ１２から出力されるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱは式６で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式５および式６より、経路ＰＱの所望信号ＤＱＬＯＱとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは、ともにＩＦ帯に変換され、互いに逆相となってミキサ１２から出力される。
　経路ＰＩを伝送する所望信号ＤＩＬＯＩおよびイメージ信号ＩＭＩＬＯＩは、入力Ｉ端子２１１に入力され、弾性波移相回路２１で位相調整され、また必要に応じてフィルタリングされ、出力端子２１０へ出力される。弾性波移相回路２１から出力される所望信号ＤＩＬＯＩおよびイメージ信号ＩＭＩＬＯＩの位相は、例えば、ともに０°（位相回転なし）であり同相である。よって、弾性波移相回路２１での変換利得がＢＳＡＷであるとすると、弾性波移相回路２１から出力される所望信号ＤＩＬＯＩは式７で表され、弾性波移相回路２１から出力されるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩは式８で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　一方、経路ＰＱを伝送する所望信号ＤＱＬＯＱおよびイメージ信号ＩＭＱＬＯＱは、入力Ｑ端子２１２に入力され、弾性波移相回路２２で位相調整され、また必要に応じてフィルタリングされ、出力端子２１０へ出力される。弾性波移相回路２２から出力される所望信号ＤＱＬＯＱおよびイメージ信号ＩＭＱＬＯＱの位相は、例えば、ともに９０°回転し、所望信号ＤＱＬＯＱの位相は０°となり、イメージ信号ＩＭＱＬＯＱの位相は１８０°となる。これにより、所望信号ＤＱＬＯＱは所望信号ＤＩＬＯＩと同相となり、イメージ信号ＩＭＱＬＯＱはイメージ信号ＩＭＩＬＯＩと逆相となる。よって、弾性波移相回路２２での変換利得がＢＳＡＷであるとすると、弾性波移相回路２２から出力される所望信号ＤＱＬＯＱは式９で表され、弾性波移相回路２２から出力されるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱは式１０で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　よって、出力端子２１０で上記のＩ信号とＱ信号とが合成されると、互いに逆相となっているイメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは抑圧され、互いに同相である所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは、出力端子２１０から取り出される。出力端子２１０で合成された所望信号ＤＯＵＴおよびイメージ信号ＩＭＯＵＴは、それぞれ、式１１および１２のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　なお、弾性波移相回路２１の位相回転量がα°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が（α＋９０）°である場合には、出力端子２１０で合成された所望信号ＤＯＵＴおよびイメージ信号ＩＭＯＵＴは、それぞれ、式１３および１４のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　表１に、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭについて、直交ミキサ１０で乗算するローカル信号の位相および弾性波デバイス２０における位相回転量に対して、出力端子２１０に出力される出力信号の関係を示す。なお、表１では、変換利得ＢＳＡＷを１とし、ローカル信号ＬＯＩの位相および弾性波移相回路２１の位相回転量は、いずれも０°としている。
　表１より、ローカル信号ＬＯＱの位相および弾性波移相回路２２の位相回転量が、いずれも＋９０°または－９０°の場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは逆相となることが解る。
　また、表１より、ローカル信号ＬＯＱの位相が＋９０°であり弾性波移相回路２２の位相回転量が－９０°である場合、および、ローカル信号ＬＯＱの位相が－９０°であり弾性波移相回路２２の位相回転量が＋９０°である場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは逆相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは同相となることが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000014
　表２には、出力端子２１０において所望信号ＤＩＬＯＩおよびＤＱＬＯＱが同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩおよびＩＭＱＬＯＱが逆相となる条件が示されている。
　表２より、（１）所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、ローカル信号ＬＯＱの位相および弾性波移相回路２２の位相回転量が、いずれも＋９０°または－９０°の場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは逆相となる。一方、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、（２）ローカル信号ＬＯＱの位相が＋９０°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が－９０°である場合、および（３）ローカル信号ＬＯＱの位相が－９０°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が＋９０°である場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは逆相となる。
　つまり、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、取り出したい所望信号Ｄの周波数を可変できることが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000015
　なお、表１に示すように、ローカル信号ＬＯＱおよびＬＯＩの位相差が所定の位相差であれば、イメージ抑圧比として∞が得られる。
　ここで、所望信号Ｄのパワー（ＰＤ）およびイメージ信号ＩＭのパワー（ＰＩＭ）との比は、式１５で表される。なお、δはローカル信号ＬＯＩおよびＬＯＱの振幅誤差であり、φは位相誤差である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　イメージ抑圧比ＩＲＲ（Image Rejection Ratio）は、ＰＤ／ＰＩＭをＡＲＦ ２／ＡＩＭ ２で割った値であるので、式１６で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　さらに、イメージ抑圧比ＩＲＲをｄＢ表示すると式１７のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　式１７において、δ＝０、φ＝１．１５°とした場合、ＩＲＲは４０ｄＢとなる。また、δ＝０、φ＝１１．４２°とした場合、ＩＲＲは２０ｄＢとなる。また、δ＝０、φ＝３５．１°とした場合、ＩＲＲは１０ｄＢとなる。
　本実施の形態に係る受信装置１において、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲは１０ｄＢである。イメージ抑圧比ＩＲＲを少なくとも１０ｄＢ確保し、直交ミキサ１０および弾性波デバイス２０の位相回転量を最適化することで、移動体通信器として受信装置１に必要な受信感度を確保できる。
　なお、弾性波移相回路２１および２２の変換利得に差がある場合は、抵抗およびインダクタとキャパシタとを組み合わせた回路で振幅利得を調整したり、ミキサ１１および１２のインピーダンスを調整したりすることで、Ｉ信号およびＱ信号の分配比を調整し、出力端子２１０に出力されるイメージ信号ＩＭＩおよびＩＭＱの振幅を、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲを満たせる程度に等しくしてもよい。
　つまり、本実施の形態に係る受信装置１において、経路ＰＩにおけるＩ信号の位相回転量をα°とし、経路ＰＱにおけるＱ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、式１８または式１９なる関係を満たす。
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式１８）
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式１９）
　これによれば、直交ミキサ１０で発生したイメージ信号ＩＭを弾性波デバイス２０にてイメージ抑圧比１０ｄＢ以上で抑制することができる。また、直交ミキサ１０の出力端から信号出力端子１０２までの間に、位相変換のための弾性波デバイス２０が配置されている。よって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置１を提供できる。
　より具体的には、（１）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が＋９０°で駆動され、弾性波移相回路２１の位相回転量がα°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が（α＋９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。
　（２）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が＋９０°で駆動され、弾性波移相回路２１の位相回転量がα°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が（α－９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　（３）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が－９０°で駆動され、弾性波移相回路２１の位相回転量がα°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が（α＋９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　（４）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が－９０°で駆動され、弾性波移相回路２１の位相回転量がα°であり、弾性波移相回路２２の位相回転量が（α－９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。
　なお、本実施の形態に係る弾性波デバイス２０は、通過帯域として所望信号Ｄの周波数帯域（周波数ＦＩＦ）を含み、所望信号Ｄの周波数帯域以外を減衰帯域とするバンドパスフィルタの特性を有していてもよい。これによれば、弾性波デバイス２０において、抵抗や半導体を用いたポリフェーズフィルタや複素フィルタに比べ、挿入損失が小さく、サイズが小さく、非線形歪を小さくでき、通過帯域近傍の急峻な減衰特性が得られ、所望信号Ｄの帯域外の不要信号を抑圧できる。
　［１．４　実施例１に係る弾性波デバイス２０の回路構成］
　次に、実施例１に係る弾性波デバイス２０の回路構成例を示す。
　図２Ａは、縦結合型ＳＡＷフィルタの電極構成の一例を示す図である。また、図２Ｂは、縦結合型ＳＡＷフィルタの省略表記を表す図である。図２Ａに示すように、縦結合型ＳＡＷフィルタは、複数のＩＤＴ電極と、それらの両側に配置された反射器と、を備える。縦結合型ＳＡＷフィルタは、ＩＤＴ電極の対数、ＩＤＴ電極間距離、およびＩＤＴ電極－反射器間距離などが調整されることで２以上の表面波の共振モードが励起されてフィルタリング機能を有する。また、縦結合型ＳＡＷフィルタは、ＩＤＴ電極－反射器間距離、ＩＤＴ電極構成、およびＩＤＴ電極間の接続構成を調整することで、高周波信号の位相を回転させることが可能となる。弾性波デバイス２０として縦結合型ＳＡＷフィルタを用いることにより、弾性波デバイス２０は、位相回転機能と、低損失かつ急峻な減衰特性を有するフィルタ機能との双方を有することが可能となる。
　以降では、縦結合型ＳＡＷフィルタを用いた弾性波デバイス２０の構成を説明するにあたり、図２Ａの電極構成を、図２Ｂに示された省略表記で表すこととする。
　図３は、実施例１に係る弾性波デバイス２０の回路構成図である。本実施例に係る弾性波デバイス２０は、弾性波移相回路２１および２２と、位相補償素子２３と、非差動型の入力Ｉ端子２１１と、非差動型の入力Ｑ端子２１２と、非差動型の出力端子２１０と、を備える。
　弾性波移相回路２１は、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１３と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１４とを有している。また、弾性波移相回路２２は、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１５と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１６とを有している。
　ＳＡＷフィルタ２１３の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１に接続され、ＳＡＷフィルタ２１３の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタ２１４の左右ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１４の中央ＩＤＴ電極の＋端子は位相補償素子２３を介して出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１３および２１４の－端子は接地されている。
　ＳＡＷフィルタ２１５の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２に接続され、ＳＡＷフィルタ２１５の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタ２１６の左右ＩＤＴ電極の－端子に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１６の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１５の－端子、ＳＡＷフィルタ２１６の中央ＩＤＴ電極の－端子、およびＳＡＷフィルタ２１６の左右ＩＤＴ電極の＋端子は接地されている。
　上記構成によれば、弾性波移相回路２１では、ＳＡＷフィルタ２１３および２１４が有するＩＤＴ電極間で位相回転はない。一方、弾性波移相回路２２では、ＳＡＷフィルタ２１５の中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転し、ＳＡＷフィルタ２１６の左右ＩＤＴ電極と中央ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転する。これは、ＳＡＷフィルタ２１５および２１６において、中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間の距離を、ＳＡＷフィルタ２１３および２１４における各距離と異ならせていることによるものである。なお、ＳＡＷフィルタ２１５および２１６において、左右ＩＤＴ電極と反射器との距離を、ＳＡＷフィルタ２１３および２１４における左右ＩＤＴ電極と反射器との距離と異ならせてもよい。さらに、ＳＡＷフィルタ２１５とＳＡＷフィルタ２１６との間で、位相が１８０°回転する。これは、ＳＡＷフィルタ２１５の左右ＩＤＴ電極の＋端子と、ＳＡＷフィルタ２１６の左右ＩＤＴ電極の－端子とを接続していることによるものである。
　つまり、入力Ｉ端子２１１から出力端子２１０へと伝送されるＩ信号では位相回転量は概ね０°であり、入力Ｑ端子２１２から出力端子２１０へと伝送されるＱ信号では位相回転量は概ね－９０°となる。
　上記構成によれば、複数のＳＡＷフィルタを縦続接続することで、１つのＳＡＷフィルタと比較して急峻な減衰特性および大きな減衰量を得ることができる。また、ＳＡＷフィルタ１段あたりの位相回転量（の絶対値）を９０°より小さくすることで、弾性波移相回路２１または２２全体で９０°の位相回転ができるので、Ｉ信号およびＱ信号の振幅特性を合わせることが容易となる。
　また、ＳＡＷフィルタのＩＤＴ電極の極性を正負反転したり、ＩＤＴ電極間距離を１／２波長ずらしたりすることで、弾性波移相回路２２の位相を１８０°反転することが可能となる。これによれば、直交ミキサ１０で乗算するローカル信号の位相および弾性波デバイス２０における位相回転量に対して、出力端子２１０に出力されるＩ信号およびＱ信号の関係、ならびに、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭの関係を任意に設定できる。
　なお、１つのＩＤＴ電極において、隣接するＩＤＴ電極に近い電極指の間隔、または、反射器に近い電極指の間隔を、当該１つのＩＤＴ電極の電極指間隔より小さくする（狭周期電極指）手法を用いて、弾性波移相回路２１および２２の位相回転量を調整してもよい。
　弾性波移相回路２１および２２として、縦結合型ＳＡＷフィルタを用いることにより、広い通過帯域と一方向性ＩＤＴ電極を用いたトランスバーサル型をベースにした表面波移相器と比較して、低損失および急峻な減衰特性を有するバンドパス特性が得られる。
　位相補償素子２３は、本実施例ではＳＡＷ共振子であり、弾性波移相回路２１と出力端子２１０との間に接続されている。より具体的には、位相補償素子２３は、弾性波移相回路２１と出力端子２１０とを結ぶ経路に直列配置されている。これにより、位相補償素子２３は、弾性波移相回路２１を通過したＩ信号の位相を補償することが可能となる。位相補償素子２３をＳＡＷ共振子とすることで、各ＳＡＷフィルタと同じ基板上に同じプロセスで位相補償素子２３を付加できる。
　本実施例のように、位相補償素子２３（ＳＡＷ共振子）が、上記経路に直列配置されている場合には、弾性波移相回路２１の通過帯域の高周波側の位相をシフトするとともに通過帯域よりも高周波側の帯域の減衰量および急峻性を高めることができる。または、位相補償素子２３（ＳＡＷ共振子）が、上記経路とグランドとの間に接続されている場合には、弾性波移相回路２１の通過帯域の低周波側の位相をシフトするとともに通過帯域よりも低周波側の帯域の減衰量および急峻性を高めることができる。
　Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれが弾性波移相回路２１および２２で位相調整されて出力端子２１０にて合成される際に、Ｉ信号およびＱ信号の周波数帯域にわたり、Ｉ信号とＱ信号との位相差が一様であることが要求される。しかしながら、位相補償素子２３が付加されていない弾性波デバイスの場合、Ｉ信号およびＱ信号の周波数帯域が広帯域となると、当該周波数帯域にわたりＩ信号とＱ信号とを高精度に所定の位相差の関係とすることは容易ではない。
　これに対して、本実施例に係る弾性波デバイス２０によれば、位相変換および平衡／非平衡変換のための回路としては、弾性波移相回路２１および２２であるので、Ｉ信号およびＱ信号を位相変換する回路を小型化かつ低損失化できる。また、入力Ｉ端子２１１および入力Ｑ端子２１２と出力端子２１０との間に、位相補償素子２３が付加されているので、出力端子２１０におけるＩ信号とＱ信号との位相差を、弾性波移相回路２１および２２の通過帯域にわたり一様とすることが可能となり、ＩＱ信号に含まれるイメージ成分を精度よく抑圧できる。よって、高周波信号を低損失かつ低雑音で伝送可能な小型の弾性波デバイス２０を提供できる。
　［１．５　変形例１に係る受信装置１Ａの回路構成］
　次に、変形例１に係る受信装置１Ａの回路構成について説明する。
　図４Ａは、変形例１に係る受信装置１Ａの回路構成図である。また、図４Ｂは、変形例１に係る直交ミキサ１０Ａの駆動信号を示すタイミングチャートである。図４Ａに示すように、受信装置１Ａは、直交ミキサ１０Ａと、弾性波デバイス２０Ａと、アンテナ接続端子１０１と、信号出力端子１０２と、を備える。
　なお、受信装置１Ａは、アンテナ接続端子１０１と直交ミキサ１０Ａとの間に接続されたバランを備えてもよい。
　直交ミキサ１０Ａは、ミキサ回路１１Ａおよび１２Ａと、入力端子１１０ａ（第１差動入力端子）および入力端子１１０ｂ（第２差動入力端子）と、出力Ｉ端子１１１ａ（第１差動出力Ｉ端子）および出力Ｉ端子１１１ｂ（第２差動出力Ｉ端子）と、出力Ｑ端子１１２ａ（第１差動出力Ｑ端子）および出力Ｑ端子１１２ｂ（第２差動出力Ｑ端子）と、を備える。直交ミキサ１０Ａは、ダブルバランスドミキサであるギルバートセルミキサを適用している。
　ミキサ回路１１Ａは、第１ミキサの一例であり、入力端子１１０ａおよび１１０ｂと出力Ｉ端子１１１ａおよび１１１ｂとの間に接続されている。ミキサ回路１１Ａは、入力端子１１０ａおよび１１０ｂから入力された互いに逆相の高周波差動信号を周波数変換して互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号に変換し、ＩＰ信号およびＩＮ信号をそれぞれ出力Ｉ端子１１１ａおよび１１１ｂから出力する。ミキサ回路１２Ａは、第２ミキサの一例であり、入力端子１１０ａおよび１１０ｂと出力Ｑ端子１１２ａおよび１１２ｂとの間に接続されている。ミキサ回路１２Ａは、入力端子１１０ａおよび１１０ｂから入力された互いに逆相の高周波差動信号を周波数変換してＩＰ信号およびＩＮ信号と９０°の位相差を有する互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号に変換し、ＱＰ信号およびＱＮ信号をそれぞれ出力Ｑ端子１１２ａおよび１１２ｂから出力する。
　ミキサ回路１１ＡはスイッチＳＷ１およびＳＷ３を有し、ミキサ回路１２ＡはスイッチＳＷ２およびＳＷ４を有する。スイッチＳＷ１の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｉ端子１１１ａに接続され、第４端は出力Ｉ端子１１１ｂに接続されている。スイッチＳＷ１は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。スイッチＳＷ３の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｉ端子１１１ｂに接続され、第４端は出力Ｉ端子１１１ａに接続されている。スイッチＳＷ３は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。スイッチＳＷ２の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｑ端子１１２ｂに接続され、第４端は出力Ｑ端子１１２ａに接続されている。スイッチＳＷ２は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。スイッチＳＷ４の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｑ端子１１２ａに接続され、第４端は出力Ｑ端子１１２ｂに接続されている。スイッチＳＷ４は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。
　図４Ｂに示すように、スイッチＳＷ１は位相０°のローカル信号で駆動し、スイッチＳＷ２は位相－９０°のローカル信号で駆動し、スイッチＳＷ３は位相１８０°のローカル信号で駆動し、スイッチＳＷ４は位相９０°（－２７０°）のローカル信号で駆動する。ローカル信号のそれぞれの周期をＴとすると、各スイッチのオン期間はＴ／４である。
　図４Ａに示すように、弾性波デバイス２０Ａは、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａと、入力Ｉ端子２１１ａ（ＩＰ信号端子）および入力Ｉ端子２１１ｂ（ＩＮ信号端子）と、入力Ｑ端子２１２ａ（ＱＰ信号端子）および入力Ｑ端子２１２ｂ（ＱＮ信号端子）と、出力端子２１０と、を備える。入力Ｉ端子２１１ａは出力Ｉ端子１１１ａに接続され、入力Ｉ端子２１１ｂは出力Ｉ端子１１１ｂに接続され、入力Ｑ端子２１２ａは出力Ｑ端子１１２ａに接続され、入力Ｑ端子２１２ｂは出力Ｑ端子１１２ｂに接続されている。
　弾性波移相回路２１Ａは、ミキサ回路１１Ａと弾性波移相回路２１Ａとを結ぶ経路ＰＩＰを伝送するＩＰ信号を位相調整し、ミキサ回路１１Ａと弾性波移相回路２１Ａとを結ぶ経路ＰＩＮを伝送するＩＮ信号を位相調整する。弾性波移相回路２１Ａは、ＩＰ信号およびＩＮ信号の周波数を通過帯域に含むフィルタ回路を構成している。
　弾性波移相回路２２Ａは、ミキサ回路１２Ａと弾性波移相回路２２Ａとを結ぶ経路ＰＱＰを伝送するＱＰ信号を位相調整し、ミキサ回路１２Ａと弾性波移相回路２２Ａとを結ぶ経路ＰＱＮを伝送するＱＮ信号を位相調整する。弾性波移相回路２２Ａは、ＱＰ信号およびＱＮ信号の周波数を通過帯域に含むフィルタ回路を構成している。
　位相補償素子２３は、弾性波移相回路２１Ａと出力端子２１０との間に接続され、弾性波移相回路２１Ａを通過したＩ信号の位相を補償する。位相補償素子２３は、例えば、弾性波共振子であり、弾性波移相回路２１Ａおよび２２ＡがＳＡＷ共振子を含む場合には、位相補償素子２３もＳＡＷ共振子であることが望ましい。
　なお、位相補償素子２３は、（１）入力Ｉ端子２１１ａと弾性波移相回路２１Ａとの間、（２）入力Ｉ端子２１１ｂと弾性波移相回路２１Ａとの間、（３）入力Ｑ端子２１２ａと弾性波移相回路２２Ａとの間、（４）入力Ｑ端子２１２ｂと弾性波移相回路２２Ａとの間、（５）出力端子２１０と弾性波移相回路２１Ａとの間、および、（６）出力端子２１０と弾性波移相回路２２Ａとの間、の少なくともいずれかに接続されていればよい。
　また、本変形例に係る受信装置１Ａのように、Ｉ信号端子およびＱ信号端子のそれぞれを差動型の端子とすることで、サイズの大きい差動－非差動変換素子を介さずに、ギルバートセルミキサなどを用いたダブルバランスド直交ミキサと弾性波デバイス２０Ａとを直接接続できる。なお、ギルバートセルミキサは、ノイズ特性に優れＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）回路で実現しやすい。差動－非差動変換素子は、サイズ大のコイルを用いたトランスなどで実現される。よって、入力側の構成が簡素化された、低雑音かつ小型の弾性波デバイス２０Ａを提供できる。
　また、出力端子２１０を非差動型の端子とすることで、別途、差動－非差動変換素子を付加する必要がなく、また、出力端子２１０に接続される増幅器などの半導体デバイスとの結線本数を少なくできる、よって、出力側の構成が簡素化された小型の弾性波デバイス２０Ａを提供できる。
　［１．６　受信装置１Ａの動作原理］
　ここで、変形例１に係る受信装置１Ａの動作原理について説明する。
　受信装置１Ａは、周波数ＦＲＦを有し、互いに逆相である高周波差動信号を周波数変換処理および位相変換処理を行い、低損失で低雑音増幅器２およびＲＦＩＣ３へと出力する。
　所望信号ＤＰおよびイメージ信号ＩＭＰが含まれた高周波信号が入力端子１１０ａに入力され、所望信号ＤＮおよびイメージ信号ＩＭＮが含まれた高周波信号が入力端子１１０ｂに入力され、ミキサ回路１１Ａおよび１２Ａに分配される。このとき、ミキサ回路１１Ａに入力される所望信号ＤＩＰおよびＤＩＮならびにイメージ信号ＩＭＩＰおよびＩＭＩＮは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＩＰとイメージ信号ＩＭＩＰとは同相となり、所望信号ＤＩＮとイメージ信号ＩＭＩＮは同相となる。一方、ミキサ回路１２Ａに入力される所望信号ＤＱＰとイメージ信号ＩＭＱＰとは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＱＰは所望信号ＤＩＰに対して９０°（または－９０°）回転し、所望信号ＤＱＮは所望信号ＤＩＮに対して９０°（または－９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＰはイメージ信号ＩＭＩＰに対して－９０°（または９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＮはイメージ信号ＩＭＩＮに対して－９０°（または９０°）回転する。
　表３および表４に、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭについて、直交ミキサ１０Ａで乗算するローカル信号の位相および弾性波デバイス２０Ａにおける位相回転量（弾性波移相回路位相回転量）に対して、出力端子２１０に出力される出力信号の関係を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000019
　表３には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０において所望信号ＤＩＬＯＩおよびＤＱＬＯＱが同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩおよびＩＭＱＬＯＱが逆相となる条件が示されている。表３において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、弾性波移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、弾性波移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000020
　表４には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０において所望信号ＤＩＬＯＩおよびＤＱＬＯＱが同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩおよびＩＭＱＬＯＱが逆相となる条件が示されている。表４において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、弾性波移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、弾性波移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。
　なお、表３および表４に示すように、ローカル信号ＬＯＱおよびＬＯＩの位相差が所定の位相差であれば、イメージ抑圧比として∞が得られる。ここで、実施の形態に係る受信装置１と同様に、本変形例に係る受信装置１Ａにおいても、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲを１０ｄＢとする。
　このとき、本変形例に係る受信装置１Ａにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０へ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０へ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０へ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、式２０なる関係式を満たす。
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２０）
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２１なる関係式を満たす。
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２１）
　これによれば、直交ミキサ１０Ａで発生したイメージ信号ＩＭを弾性波デバイス２０Ａにてイメージ抑圧比１０ｄＢ以上で抑制することができる。また、直交ミキサ１０Ａの出力端から信号出力端子１０２までの間に、バランやトランスなどの回路素子が配置される代わりに、位相調整のための弾性波デバイス２０Ａが配置されている。よって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置１Ａを提供できる。
　また、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。また、半導体回路として優れた性能をもつダブルバランスドミキサで構成した直交ミキサ１０Ａを利用できる。
　また、本変形例に係る受信装置１Ａにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０へ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０へ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０へ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、式２１なる関係式を満たす。
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２０なる関係式を満たす。
　これによれば、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　［１．７　変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａの回路構成］
　図５は、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａの回路構成図である。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ａは、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａと、位相補償素子２３と、差動型の入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、差動型の入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、非差動型の出力端子２１０と、を備える。
　弾性波移相回路２１Ａは、圧電性を有する基板上に配置された５つのＩＤＴ電極（図５において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極、第４ＩＤＴ電極、第５ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１７を有している。また、弾性波移相回路２２Ａは、圧電性を有する基板上に配置された５つのＩＤＴ電極（図５において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極、第４ＩＤＴ電極、第５ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１８を有している。
　ＳＡＷフィルタ２１７の第２ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７の第４ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７の第１ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極および第５ＩＤＴ電極の＋端子は位相補償素子２３を介して出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１８の第２ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８の第４ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８の第１ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極および第５ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１７および２１８の－端子は接地されている。
　弾性波デバイス２０Ａの上記構成において、入力Ｉ端子（入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂ）におけるＩ信号と入力Ｑ端子（入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂ）におけるＱ信号の位相差が９０°であるため、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａの通過帯域における位相差は、－９０°となるように設計される。
　表５に、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａが有するＳＡＷフィルタ２１７、２１８、および位相補償素子２３の電極パラメータを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000021
　なお、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａの通過帯域における位相差を－９０°とする手法としては、ＩＤＴ電極の向きを変更するだけでは困難であり、例えば隣接するＩＤＴ電極間の距離を変えることが挙げられる。縦結合共振器型のフィルタがバンドパスフィルタとして機能するための理想的なＩＤＴ電極間の距離は、約（λ／４+ｎλ／２：ｎ＝０、１、２、・・・）であり、位相調整のためにＩＤＴ電極間の距離を変更すると、フィルタ特性の劣化を招く。
　表５の電極パラメータには表されていないが、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａの通過帯域における位相差を－９０°とするため、例えば、１つのＩＤＴ電極において、隣接するＩＤＴ電極に近い電極指の間隔、または、反射器に近い電極指の間隔を、当該１つのＩＤＴ電極の電極指間隔より小さくする（狭周期電極指）手法が用いられる。
　図６Ａは、比較例に係る弾性波デバイスの通過特性を示すグラフである。図６Ｂは、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａの通過特性を示すグラフである。なお、比較例に係る弾性波デバイスは、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａと比較して、位相補償素子２３が付加されていない点のみが異なる。
　図６Ａおよび図６Ｂに示すように、弾性波デバイスにおいて、弾性波移相回路２１Ａの通過帯域が弾性波移相回路２２Ａの通過帯域よりも広く、かつ、弾性波移相回路２１Ａの通過帯域が弾性波移相回路２２Ａの通過帯域を含んでいる。通過帯域幅を上記のように異ならせることにより、通過帯域にわたりＩ信号およびＱ信号の位相差を、より高精度に合わせ易くなる。
　具体的には、縦結合型のＳＡＷフィルタの位相特性は、通過帯域の低周波側から高周波側にかけて、なだらかに変化する（例えば図７Ａ参照）。その変化領域の始点（位相立ち上がりと記す）が、広い通過帯域を有する弾性波移相回路２１Ａの方が早く（より低周波側で）出現し、狭い通過帯域を有する弾性波移相回路２２Ａの方が遅く（より高周波側から）出現する。この関係により、弾性波移相回路２１Ａの位相立ち上がりから９０°変化した周波数にて、弾性波移相回路２２Ａの位相立ち上がりが生じるように、それぞれの通過帯域を設定すればよい。すなわち、弾性波移相回路２１Ａの通過帯域が弾性波移相回路２２Ａの通過帯域を含むように設定することで、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａの位相差を高精度に調整することが可能となる。
　なお、通過帯域幅が広い弾性波移相回路２１Ａにおいては、インピーダンスが容量性となり易く、終端インピーダンスに対する整合性が劣化する。これを回避するために、弾性波移相回路２１Ａは、通過帯域幅が狭い弾性波移相回路２２Ａに対して、交叉幅を大きくしている。
　図７Ａは、比較例に係る弾性波デバイスの位相特性を示すグラフである。同図に示すように、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａの通過帯域における位相変化量は、広帯域とした弾性波移相回路２１Ａの方が小さく、狭帯域とした弾性波移相回路２２Ａの方が大きくなっている。このため、ＩＱ信号の周波数帯域（特に、弾性波移相回路２２Ａの通過帯域の高周波側）において、弾性波移相回路２１Ａおよび２２Ａの位相差が９０°からずれている（９０°よりも小さくなっている）。
　図７Ｂは、変形例１および比較例に係る弾性波デバイスにおけるＩ信号の位相特性を示すグラフである。変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａでは、弾性波移相回路２１Ａの出力側に位相補償素子２３が付加されている。このため、Ｉ信号が通過する経路（弾性波移相回路２１Ａ＋位相補償素子２３）の位相特性は、比較例に係る弾性波移相回路２１Ａの位相特性と比較して、弾性波移相回路２１Ａの通過帯域の高周波側および低周波側において、位相が変化している。特に、変形例１に係る（弾性波移相回路２１Ａ＋位相補償素子２３）の通過帯域の高周波側における位相が、比較例に係る弾性波移相回路２１Ａの通過帯域の高周波側における位相よりも小さくなっている。
　図８は、変形例１および比較例に係る弾性波デバイスにおけるＩ信号とＱ信号との位相差特性を示すグラフである。弾性波デバイスにおけるＩ信号とＱ信号との位相差は、ＩＱ信号の周波数帯域において９０°に設定される必要がある。図８に示すように、比較例に係る弾性波デバイスにおけるＩ信号とＱ信号との位相差（弾性波移相回路２１Ａと弾性波移相回路２２Ａとの位相差）は、通過帯域の高周波側において９０°から大きく逸脱している（９０°よりも大きく減少している）。これに対して、変形例１に係る弾性波デバイス２０ＡにおけるＩ信号とＱ信号との位相差（弾性波移相回路２１Ａおよび位相補償素子２３と弾性波移相回路２２Ａとの位相差）は、通過帯域の高周波側における位相差を大きく改善している。これにより、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａでは、通過帯域全域において、上記位相差を９０°近辺に維持できる。
　［１．８　変形例２に係る弾性波デバイス２０Ｂの回路構成］
　図９は、変形例２に係る弾性波デバイス２０Ｂの回路構成図である。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｂは、弾性波移相回路２１Ｂおよび２２Ｂと、位相補償素子２３Ｂおよび２４Ｂと、差動型の入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、差動型の入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、非差動型の出力端子２１０と、を備える。
　弾性波移相回路２１Ｂは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図９において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１７Ｂを有している。また、弾性波移相回路２２Ｂは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図９において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１８Ｂを有している。
　ＳＡＷフィルタ２１７Ｂの第１ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７Ｂの第３ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７Ｂの第２ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１８Ｂの第１ＩＤＴ電極の＋端子は位相補償素子２３Ｂを介して入力Ｑ端子２１２ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８Ｂの第３ＩＤＴ電極の＋端子は位相補償素子２４Ｂを介して入力Ｑ端子２１２ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８Ｂの第２ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１７Ｂおよび２１８Ｂの－端子は接地されている。
　上記構成によれば、位相補償素子２３Ｂおよび２４Ｂが付加されることにより、弾性波デバイス２０ＢにおけるＩ信号とＱ信号との位相差（弾性波移相回路２１Ｂと弾性波移相回路２２Ｂとの位相差）を改善することが可能となる。これにより、変形例２に係る弾性波デバイス２０Ｂでは、通過帯域全域において、上記位相差を９０°近辺に維持できる。
　［１．９　変形例３に係る弾性波デバイス２０Ｃの回路構成］
　次に、変形例３に係る弾性波デバイス２０Ｃの回路構成例を示す。
　図１０は、変形例３に係る弾性波デバイス２０Ｃの回路構成図である。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｃは、弾性波移相回路２１Ｂおよび２２Ｂと、位相補償素子２３Ｃと、差動型の入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、差動型の入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、非差動型の出力端子２１０と、を備える。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｃは、変形例２に係る弾性波デバイス２０Ｂと比較して、位相補償素子２３Ｂおよび２４Ｂに代えて位相補償素子２３Ｃが付加されている点のみが異なる。以下、本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｃについて、変形例２に係る弾性波デバイス２０Ｂと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　ＳＡＷフィルタ２１８Ｂの第１ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８Ｂの第３ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８Ｂの第２ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。
　位相補償素子２３Ｃは、入力Ｑ端子２１２ａと入力Ｑ端子２１２ｂとの間に接続されている。
　上記構成によれば、位相補償素子２３Ｃが付加されることにより、弾性波デバイス２０ＣにおけるＩ信号とＱ信号との位相差（弾性波移相回路２１Ｂと弾性波移相回路２２Ｂとの位相差）を改善することが可能となる。これにより、変形例３に係る弾性波デバイス２０Ｃでは、通過帯域全域において、上記位相差を９０°近辺に維持できる。
　［１．１０　変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄの回路構成］
　なお、弾性波デバイスの出力を差動出力としてもよい。
　図１１は、変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄの回路構成図である。弾性波デバイス２０Ｄは、弾性波移相回路２１Ｄおよび２２Ｄと、入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、出力端子２１０ａと、出力端子２１０ｂと、を備える。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｄは、図４Ａに示された直交ミキサ１０Ａに接続される。弾性波デバイス２０Ｄは、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａと比較して、出力端子の構成が異なる。
　出力端子２１０ａは、第１差動端子の一例であり、弾性波移相回路２１Ｄで位相調整されたＩ信号を受ける。出力端子２１０ｂは、第２差動端子の一例であり、弾性波移相回路２２Ｄで位相調整されたＱ信号を受ける。
　この場合、所望信号ＤＰおよびイメージ信号ＩＭＰが含まれた高周波信号が入力端子１１０ａに入力され、所望信号ＤＮおよびイメージ信号ＩＭＮが含まれた高周波信号が入力端子１１０ｂに入力され、ミキサ回路１１Ａおよび１２Ａに分配される。このとき、ミキサ回路１１Ａに入力される所望信号ＤＩＰおよびＤＩＮならびにイメージ信号ＩＭＩＰおよびＩＭＩＮは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＩＰとイメージ信号ＩＭＩＰとは同相となり、所望信号ＤＩＮとイメージ信号ＩＭＩＮは同相となる。一方、ミキサ回路１２Ａに入力される所望信号ＤＱＰとイメージ信号ＩＭＱＰとは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＱＰは所望信号ＤＩＰに対して９０°（または－９０°）回転し、所望信号ＤＱＮは所望信号ＤＩＮに対して９０°（または－９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＰはイメージ信号ＩＭＩＰに対して－９０°（または９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＮはイメージ信号ＩＭＩＮに対して－９０°（または９０°）回転する。
　表６および表７に、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭについて、直交ミキサ１０Ａで乗算するローカル信号の位相および弾性波デバイス２０Ｄにおける位相回転量（弾性波移相回路位相回転量）に対して、出力端子２１０ａおよび２１０ｂに出力される出力信号の関係を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000022
　表６には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０ａにおける所望信号ＤＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおける所望信号ＤＱＬＯＱとが逆相となり、出力端子２１０ａにおけるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおけるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとが同相となる条件が示されている。表６において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、弾性波移相回路２２Ｄにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、弾性波移相回路２２Ｄにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000023
　表７には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０ａにおける所望信号ＤＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおける所望信号ＤＱＬＯＱとが逆相となり、出力端子２１０ａにおけるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおけるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとが同相となる条件が示されている。表７において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、弾性波移相回路２２Ｄにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、弾性波移相回路２２Ｄにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。
　なお、表６および表７に示すように、ローカル信号ＬＯＱおよびＬＯＩの位相差が所定の位相差であれば、イメージ抑圧比として∞が得られる。ここで、実施の形態に係る受信装置１と同様に、本変形例においても、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲを１０ｄＢとする。
　このとき、本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｄにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０ａへ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、式２２なる関係式を満たす。
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２２）
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２３なる関係式を満たす。
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２３）
　これによれば、直交ミキサ１０Ａで発生したイメージ信号ＩＭを弾性波デバイス２０Ｄにてイメージ抑圧比１０ｄＢ以上で抑制することができる。また、直交ミキサ１０Ａの出力端から信号出力端子１０２までの間に、バランやトランスなどの回路素子が配置される代わりに、位相調整のための弾性波デバイス２０Ｄが配置されている。よって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置を提供できる。
　また、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。また、半導体回路として優れた性能をもつダブルバランスドミキサで構成した直交ミキサ１０Ａを利用できる。
　また、本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｄにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０ａへ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、式２３なる関係式を満たす。
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２２なる関係式を満たす。
　これによれば、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　図１１に戻って弾性波デバイス２０Ｄの回路構成について説明する。弾性波デバイス２０Ｄは、弾性波移相回路２１Ｄおよび２２Ｄと、位相補償素子２３Ｄと、差動型の入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、差動型の入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、差動型の出力端子２１０ａおよび２１０ｂと、を備える。
　弾性波移相回路２１Ｄは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図１１において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１７Ｄを有している。また、弾性波移相回路２２Ｄは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図１１において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１８Ｄを有している。
　ＳＡＷフィルタ２１７Ｄの第１ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７Ｄの第３ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７Ｄの第２ＩＤＴ電極の＋端子は位相補償素子２３Ｄを介して出力端子２１０ａに接続されている。ＳＡＷフィルタ２１８Ｄの第１ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８Ｄの第３ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１８Ｄの第２ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０ｂに接続されている。ＳＡＷフィルタ２１７Ｄおよび２１８Ｄの－端子は接地されている。
　上記構成によれば、位相補償素子２３Ｄが付加されることにより、弾性波デバイス２０ＤにおけるＩ信号とＱ信号との位相差（弾性波移相回路２１Ｄと弾性波移相回路２２Ｄとの位相差）を改善することが可能となる。これにより、変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄでは、通過帯域全域において、上記位相差を９０°近辺に維持できる。
　また、出力端子を差動型の端子とすることで、ノイズの影響を受けにくくなり、高い減衰量を得ることができる。
　［１．１１　変形例５に係る弾性波デバイス２０Ｅの回路構成］
　図１２は、変形例５に係る弾性波デバイス２０Ｅの回路構成図である。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｅは、弾性波移相回路２１Ｅおよび２２Ｄと、位相補償素子２３Ｅと、差動型の入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、差動型の入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、差動型の出力端子２１０ａおよび２１０ｂと、を備える。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｅは、変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄと比較して、位相補償素子２３Ｄに代えて位相補償素子２３Ｅが付加されている点のみが異なる。以下、本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｅについて、変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　弾性波移相回路２１Ｅは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図１２において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１７Ｄを有している。
　ＳＡＷフィルタ２１７Ｄの第１ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７Ｄの第３ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続され、ＳＡＷフィルタ２１７Ｄの第２ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０ａに接続されている。
　位相補償素子２３Ｅは、出力端子２１０ａとグランドとの間に接続されている。
　上記構成によれば、位相補償素子２３Ｅが付加されることにより、弾性波デバイス２０ＥにおけるＩ信号とＱ信号との位相差（弾性波移相回路２１Ｅと弾性波移相回路２２Ｄとの位相差）を改善することが可能となる。これにより、変形例５に係る弾性波デバイス２０Ｅでは、通過帯域全域において、上記位相差を９０°近辺に維持できる。
　また、出力端子を差動型の端子とすることで、ノイズの影響を受けにくくなり、高い減衰量を得ることができる。
　［１．１２　変形例６に係る弾性波デバイス２０Ｆの回路構成］
　図１３は、変形例６に係る弾性波デバイス２０Ｆの回路構成図である。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｆは、弾性波移相回路２１Ｄおよび２２Ｄと、位相補償素子２３Ｄと、弾性波フィルタ２４Ｆと、差動型の入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、差動型の入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、非差動型の出力端子２１０と、を備える。本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｆは、変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄと比較して、出力端子が非差動型であること、および、弾性波フィルタ２４Ｆが付加されたことが異なる。以下、本変形例に係る弾性波デバイス２０Ｆについて、変形例４に係る弾性波デバイス２０Ｄと同じ構成については説明を省略し、異なる構成を中心に説明する。
　弾性波フィルタ２４Ｆは、２つの平衡入力端子および１つの非平衡出力端子を有する弾性波素子の一例であり、平衡（差動）信号を非平衡（非差動）信号に変換する。弾性波フィルタ２４Ｆは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図１３において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２１９を有している。
　ＳＡＷフィルタ２１９の第１ＩＤＴ電極の＋端子（平衡入力端子）は位相補償素子２３Ｄを介して弾性波移相回路２１Ｄに接続され、ＳＡＷフィルタ２１９の第３ＩＤＴ電極の＋端子（平衡入力端子）は弾性波移相回路２２Ｄに接続され、ＳＡＷフィルタ２１９の第２ＩＤＴ電極の＋端子（非平衡出力端子）は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタ２１９の－端子は接地されている。
　上記構成によれば、弾性波移相回路２１Ｄを通過したＩ信号および弾性波移相回路２２Ｄを通過したＱ信号は差動信号であるが、弾性波フィルタ２４Ｆにより当該差動信号は非差動信号に変換されて出力される。弾性波フィルタ２４Ｆは、平衡－非平衡変換素子であるトランスやバランなどのコイルと比較して小型でありノイズ放射も少ない。さらに、弾性波フィルタ２４Ｆにバンドパスフィルタ特性を持たせることで、弾性波フィルタ２４Ｆがバンドパスフィルタ特性を有する弾性波移相回路２１Ｄおよび２２Ｄと縦続接続されるので、高い減衰量を有する弾性波デバイス２０Ｆを提供できる。
　［１．１３　変形例７に係る弾性波移相回路２１Ｆの回路構成］
　図１４は、変形例７に係る弾性波移相回路２１Ｆの回路構成図である。弾性波移相回路２１Ｆは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図１４において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２２０Ｆと、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極（図１４において、左側より第１ＩＤＴ電極、第２ＩＤＴ電極、第３ＩＤＴ電極と称する）および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタ２２１Ｆと、を有している。
　ＳＡＷフィルタ２２０Ｆの第２ＩＤＴ電極の一方の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタ２２０Ｆの第２ＩＤＴ電極の他方の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続されている。また、ＳＡＷフィルタ２２０Ｆの第１ＩＤＴ電極の＋端子は、ＳＡＷフィルタ２２１Ｆの第１ＩＤＴ電極の＋端子に接続され、ＳＡＷフィルタ２２０Ｆの第３ＩＤＴ電極の＋端子は、ＳＡＷフィルタ２２１Ｆの第３ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタ２２１Ｆの第２ＩＤＴ電極の一方の＋端子は出力端子２１０に接続されている。
　変形例１に係る弾性波移相回路２１Ａでは、異なるＩＤＴ電極の＋端子が、それぞれ差動型の２つの入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂに接続されているのに対して、弾性波移相回路２１Ｆでは、ＳＡＷフィルタ２２０Ｆの１つのＩＤＴ電極が有する２つの＋端子が、それぞれ差動型の２つの入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂに接続されている。ＩＤＴ電極内の電極指の並びを調整することで、１つのＩＤＴ電極で差動信号を受けることが可能となる。
　［２　効果など］
　以上、本実施の形態に係る弾性波デバイス２０は、互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受ける入力Ｉ端子２１１および入力Ｑ端子２１２と、出力端子２１０と、入力Ｉ端子２１１および出力端子２１０の間に接続され、弾性波共振子を含み、Ｉ信号の位相を調整する弾性波移相回路２１と、入力Ｑ端子２１２および出力端子２１０の間に接続され、弾性波共振子を含み、Ｑ信号の位相を調整する弾性波移相回路２２と、（１）入力Ｉ端子２１１と弾性波移相回路２１との間、（２）入力Ｑ端子２１２と弾性波移相回路２２との間、（３）出力端子２１０と弾性波移相回路２１との間、および、（４）出力端子２１０と弾性波移相回路２２との間、の少なくともいずれかに接続された位相補償素子２３と、を備える。
　Ｉ信号およびＱ信号のそれぞれが移相回路で位相調整されて出力端子２１０にて合成される際に、Ｉ信号およびＱ信号の周波数範囲（弾性波デバイス２０の通過帯域）にわたり、Ｉ信号とＱ信号との位相差が一様であることが要求される。上記構成によれば、位相調整および平衡／非平衡変換のための回路としては、弾性波共振子を含む弾性波移相回路２１および２２であるので、Ｉ信号およびＱ信号を位相調整する回路を小型化かつ低損失化できる。また、Ｉ信号端子およびＱ信号端子と出力端子２１０との間に、位相補償素子２３が付加されているので、出力端子２１０におけるＩ信号とＱ信号との位相差を、弾性波デバイス２０の通過帯域にわたり一様とすることが可能となり、ＩＱ信号に含まれるイメージ成分を精度よく抑圧できる。よって、低損失および高精度な位相調整が可能な小型化の弾性波デバイス２０を提供できる。
　また例えば、弾性波デバイス２０において、位相補償素子２３は弾性波共振子である。
　これによれば、弾性波移相回路２１および２２とともに、位相補償素子２３が弾性波素子で構成されるので、弾性波デバイス２０を小型化できるとともに、通過帯域近傍の減衰量および急峻性を高めることができる。
　また例えば、変形例１に係る弾性波デバイス２０Ａにおいて、Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、入力Ｉ端子は、ＩＰ信号を受ける入力Ｉ端子２１１ａ、および、ＩＮ信号を受ける入力Ｉ端子２１１ｂで構成され、入力Ｑ端子は、ＱＰ信号を受ける入力Ｑ端子２１２ａ、および、ＱＮ信号を受ける入力Ｑ端子２１２ｂで構成される。
　これによれば入力Ｉ端子および入力Ｑ端子のそれぞれを差動型の端子とすることで、ノイズ特性に優れＣＭＯＳ回路で実現しやすいギルバートセルミキサなどを用いたダブルバランスド直交ミキサと、サイズ大のコイルを用いたトランスなどの差動－非差動変換素子を介さずに、直接接続できる。よって、入力側の構成が簡素化された、低雑音かつ小型の弾性波デバイス２０Ａを提供できる。
　また例えば、弾性波デバイス２０Ａ（２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｆ）において、出力端子は、弾性波移相回路２１Ａ（２１Ｂ、２１Ｄ）で位相調整されたＩ信号と弾性波移相回路２２Ａ（２２Ｂ、２２Ｄ）で位相調整されたＱ信号とが合成された信号を受ける非差動型の端子である。
　これによれば、出力端子を非差動型の端子とすることで、別途、差動－非差動変換素子を付加する必要がなく、また、出力端子に接続される増幅器などの半導体デバイスとの結線本数を少なくできるので、出力側の構成が簡素化された小型の弾性波デバイスを提供できる。
　また例えば、弾性波デバイス２０Ｆにおいて、２つの平衡入力端子および１つの非平衡出力端子を有し、上記２つの平衡入力端子の一方が弾性波移相回路２１Ｄに接続され、上記２つの平衡入力端子の他方が弾性波移相回路２２Ｄに接続され、非平衡出力端子が出力端子２１０に接続された弾性波フィルタ２４Ｆを備える。
　これによれば、弾性波移相回路２１Ｄを通過したＩ信号および弾性波移相回路２２Ｄを通過したＱ信号は差動信号であるが、弾性波フィルタ２４Ｆにより当該差動信号は非差動信号に変換されて出力される。これにより、弾性波フィルタ２４Ｆは、平衡－非平衡変換素子であるトランスやバランなどのコイルと比較して小型でありノイズ放射も少ない。
　また例えば、弾性波デバイス２０Ｄ（２０Ｅ）において、出力端子は、弾性波移相回路２１Ｄ（２１Ｅ）で位相調整されたＩ信号を受ける差動型の出力端子２１０ａ、および、弾性波移相回路２２Ｄで位相調整されたＱ信号を受ける差動型の出力端子２１０ｂで構成される。
　これによれば、出力端子を差動型の端子とすることで、ノイズの影響を受けにくくなり、高い減衰量を得ることができる。
　また例えば、弾性波デバイス２０において、弾性波移相回路２１および２２のそれぞれは、帯域通過型のフィルタ特性を有し、弾性波移相回路２１の通過帯域は弾性波移相回路２２の通過帯域を含む、または、弾性波移相回路２２の通過帯域は弾性波移相回路２１の通過帯域を含む。
　これによれば、弾性波移相回路２１および２２において、通過帯域にわたりＩ信号およびＱ信号の位相差を、より高精度に合わせることが可能となる。
　また例えば、弾性波デバイス２０において、弾性波移相回路２１および２２の少なくとも一方は、縦結合型弾性表面波フィルタを含む。
　これによれば、高減衰量を有する小型の弾性波デバイス２０を提供できる。
　また例えば、弾性波デバイス２０Ａ～２０Ｅにおいて、弾性波移相回路２１Ａ（２１Ｂ、２１Ｄ、２１Ｅ）は、ＩＤＴ電極を有し、Ｉ信号の周波数を通過帯域に含む縦結合型弾性表面波フィルタを含み、弾性波移相回路２２Ａ（２２Ｂ、２２Ｄ）は、ＩＤＴ電極を有し、Ｑ信号の周波数を通過帯域に含む縦結合型弾性表面波フィルタを含み、弾性波移相回路２１Ａ（２１Ｂ、２１Ｄ、２１Ｅ）のＩＤＴ電極の交叉幅と弾性波移相回路２２Ａ（２２Ｂ、２２Ｄ）のＩＤＴ電極の交叉幅とは異なる。
　これによれば、弾性波移相回路のインピーダンスを調整する自由度が高まり、インピーダンス整合の精度を高めることが可能となる。
　また、本実施の形態に係る受信装置１は、高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサ１０と、Ｉ信号を入力Ｉ端子２１１に受け、Ｑ信号を入力Ｑ端子２１２に受ける弾性波デバイス２０と、を備える。
　これによれば、直交ミキサ１０で発生するＩＱ信号のイメージ成分を高精度に抑圧できる小型の受信装置１を提供できる。
　また、本実施の形態に係る通信装置５は、高周波信号を処理するＲＦＩＣ３と、ＲＦＩＣ３とアンテナ４との間で高周波信号を伝送する受信装置１と、を備える。
　これによれば、受信装置１の効果を通信装置５で実現することができる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係る弾性波デバイス、受信装置および通信装置について、実施の形態、実施例および変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態、実施例および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態、実施例および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波デバイス、受信装置および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　また、例えば、上記実施の形態、実施例および変形例に係る弾性波デバイス、受信装置および通信装置において、各構成要素の間に、インダクタおよびキャパシタなどの整合素子、ならびにスイッチ回路が接続されていてもよい。
　なお、上記実施の形態において、弾性波は、弾性表面波、疑似弾性表面波、弾性境界波、および弾性板波を含んでもよい。また、上記実施の形態における弾性波とは、ＩＤＴ電極により励振可能な弾性波であってもよい。
　以下に、上記各実施の形態に基づいて説明した弾性波デバイス、受信装置および通信装置の特徴を示す。
　＜１＞
　互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受けるＩ信号端子およびＱ信号端子と、
　出力端子と、
　前記Ｉ信号端子および前記出力端子の間に接続され、弾性波共振子を含み、前記Ｉ信号の位相を調整する第１移相回路と、
　前記Ｑ信号端子および前記出力端子の間に接続され、弾性波共振子を含み、前記Ｑ信号の位相を調整する第２移相回路と、
　前記Ｉ信号端子と前記第１移相回路との間、前記Ｑ信号端子と前記第２移相回路との間、前記出力端子と前記第１移相回路との間、および、前記出力端子と前記第２移相回路との間、の少なくともいずれかに接続された位相補償素子と、を備える、弾性波デバイス。
　＜２＞
　前記位相補償素子は、弾性波共振子である、＜１＞に記載の弾性波デバイス。
　＜３＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記Ｉ信号端子は、前記ＩＰ信号を受けるＩＰ信号端子、および、前記ＩＮ信号を受けるＩＮ信号端子で構成され、
　前記Ｑ信号端子は、前記ＱＰ信号を受けるＱＰ信号端子、および、前記ＱＮ信号を受けるＱＮ信号端子で構成される、＜１＞または＜２＞に記載の弾性波デバイス。
　＜４＞
　前記出力端子は、前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号と前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号とが合成された信号を受ける非差動型の端子である、＜１＞～＜３＞のいずれかに記載の弾性波デバイス。
　＜５＞
　さらに、
　２つの平衡入力端子および１つの非平衡出力端子を有し、前記２つの平衡入力端子の一方が前記第１移相回路に接続され、前記２つの平衡入力端子の他方が前記第２移相回路に接続され、前記非平衡出力端子が前記出力端子に接続された弾性波素子を備える、＜４＞に記載の弾性波デバイス。
　＜６＞
　前記出力端子は、前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号を受ける第１差動端子、および、前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号を受ける第２差動端子で構成される、＜１＞～＜３＞のいずれかに記載の弾性波デバイス。
　＜７＞
　前記第１移相回路および前記第２移相回路のそれぞれは、帯域通過型のフィルタ特性を有し、
　前記第１移相回路の通過帯域は前記第２移相回路の通過帯域を含む、または、前記第２移相回路の通過帯域は前記第１移相回路の通過帯域を含む、＜１＞～＜６＞のいずれかに記載の弾性波デバイス。
　＜８＞
　前記第１移相回路および前記第２移相回路の少なくとも一方は、縦結合型弾性表面波フィルタを含む、＜１＞～＜６＞のいずれかに記載の弾性波デバイス。
　＜９＞
　前記第１移相回路は、ＩＤＴ電極を有し、前記Ｉ信号の周波数を通過帯域に含む縦結合型弾性表面波フィルタを含み、
　前記第２移相回路は、ＩＤＴ電極を有し、前記Ｑ信号の周波数を通過帯域に含む縦結合型弾性表面波フィルタを含み、
　前記第１移相回路の前記ＩＤＴ電極の交叉幅と前記第２移相回路の前記ＩＤＴ電極の交叉幅とは異なる、＜８＞に記載の弾性波デバイス。
　＜１０＞
　高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサと、
　前記Ｉ信号を前記Ｉ信号端子に受け、前記Ｑ信号を前記Ｑ信号端子に受ける、＜１＞～＜９＞のいずれかに記載の弾性波デバイスと、を備える、受信装置。
　＜１１＞
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記Ｉ信号の位相回転量をα°とし、前記Ｑ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　または、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１０＞に記載の受信装置。
　＜１２＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
　出力端子と、を有し、
　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記ＩＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記ＱＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、
　前記ＱＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１１＞に記載の受信装置。
　＜１３＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
　出力端子と、を有し、
　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記ＩＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記ＱＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、
　前記ＱＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１１＞に記載の受信装置。
　＜１４＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
　前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号を受ける第１差動端子、および、前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号を受ける第２差動端子と、を有し、
　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記ＩＰ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記ＱＰ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記ＱＮ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１１＞に記載の受信装置。
　＜１５＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
　前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号を受ける第１差動端子、および、前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号を受ける第２差動端子と、を有し、
　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記ＩＰ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記ＱＰ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記ＱＮ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１１＞に記載の受信装置。
　＜１６＞
　高周波信号を処理する信号処理回路と、
　前記信号処理回路とアンテナとの間で前記高周波信号を伝送する、＜１０＞～＜１５＞のいずれかに記載の受信装置と、を備える、通信装置。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失かつ広帯域の弾性波デバイスまたは受信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ　　受信装置
　２　　低雑音増幅器
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　アンテナ
　５　　通信装置
　１０、１０Ａ　　直交ミキサ
　１１、１２　　ミキサ
　１１Ａ、１２Ａ　　ミキサ回路
　１５　　局部発振回路
　２０、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｄ、２０Ｅ、２０Ｆ　　弾性波デバイス
　２１、２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｄ、２１Ｅ、２１Ｆ、２２、２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｄ　　弾性波移相回路
　２３、２３Ｂ、２３Ｃ、２３Ｄ、２３Ｅ、２４Ｂ　　位相補償素子
　２４Ｆ　　弾性波フィルタ
　１０１　　アンテナ接続端子
　１０２　　信号出力端子
　１１０、１１０ａ、１１０ｂ　　入力端子
　１１１、１１１ａ、１１１ｂ　　出力Ｉ端子
　１１２、１１２ａ、１１２ｂ　　出力Ｑ端子
　２１０、２１０ａ、２１０ｂ　　出力端子
　２１１、２１１ａ、２１１ｂ　　入力Ｉ端子
　２１２、２１２ａ、２１２ｂ　　入力Ｑ端子
　２１３、２１４、２１５、２１６、２１７、２１７Ｂ、２１７Ｄ、２１８、２１８Ｂ、２１８Ｄ、２１９、２２０Ｆ、２２１Ｆ　　ＳＡＷフィルタ
　ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４　　スイッチ

Claims (16)

  1. 　互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受けるＩ信号端子およびＱ信号端子と、
    　出力端子と、
    　前記Ｉ信号端子および前記出力端子の間に接続され、弾性波共振子を含み、前記Ｉ信号の位相を調整する第１移相回路と、
    　前記Ｑ信号端子および前記出力端子の間に接続され、弾性波共振子を含み、前記Ｑ信号の位相を調整する第２移相回路と、
    　前記Ｉ信号端子と前記第１移相回路との間、前記Ｑ信号端子と前記第２移相回路との間、前記出力端子と前記第１移相回路との間、および、前記出力端子と前記第２移相回路との間、の少なくともいずれかに接続された位相補償素子と、を備える
    　弾性波デバイス。
  2. 　前記位相補償素子は、弾性波共振子である、
    　請求項１に記載の弾性波デバイス。
  3. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記Ｉ信号端子は、前記ＩＰ信号を受けるＩＰ信号端子、および、前記ＩＮ信号を受けるＩＮ信号端子で構成され、
    　前記Ｑ信号端子は、前記ＱＰ信号を受けるＱＰ信号端子、および、前記ＱＮ信号を受けるＱＮ信号端子で構成される、
    　請求項１または２に記載の弾性波デバイス。
  4. 　前記出力端子は、前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号と前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号とが合成された信号を受ける非差動型の端子である、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波デバイス。
  5. 　さらに、
    　２つの平衡入力端子および１つの非平衡出力端子を有し、前記２つの平衡入力端子の一方が前記第１移相回路に接続され、前記２つの平衡入力端子の他方が前記第２移相回路に接続され、前記非平衡出力端子が前記出力端子に接続された弾性波素子を備える、
    　請求項４に記載の弾性波デバイス。
  6. 　前記出力端子は、前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号を受ける第１差動端子、および、前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号を受ける第２差動端子で構成される、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波デバイス。
  7. 　前記第１移相回路および前記第２移相回路のそれぞれは、帯域通過型のフィルタ特性を有し、
    　前記第１移相回路の通過帯域は前記第２移相回路の通過帯域を含む、または、前記第２移相回路の通過帯域は前記第１移相回路の通過帯域を含む、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波デバイス。
  8. 　前記第１移相回路および前記第２移相回路の少なくとも一方は、縦結合型弾性表面波フィルタを含む、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波デバイス。
  9. 　前記第１移相回路は、ＩＤＴ電極を有し、前記Ｉ信号の周波数を通過帯域に含む縦結合型弾性表面波フィルタを含み、
    　前記第２移相回路は、ＩＤＴ電極を有し、前記Ｑ信号の周波数を通過帯域に含む縦結合型弾性表面波フィルタを含み、
    　前記第１移相回路の前記ＩＤＴ電極の交叉幅と前記第２移相回路の前記ＩＤＴ電極の交叉幅とは異なる、
    　請求項８に記載の弾性波デバイス。
  10. 　高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサと、
    　前記Ｉ信号を前記Ｉ信号端子に受け、前記Ｑ信号を前記Ｑ信号端子に受ける、請求項１～９のいずれか１項に記載の弾性波デバイスと、を備える、
    　受信装置。
  11. 　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記Ｉ信号の位相回転量をα°とし、前記Ｑ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　または、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１０に記載の受信装置。
  12. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
    　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
    　出力端子と、を有し、
    　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記ＩＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記ＱＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、前記ＱＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１１に記載の受信装置。
  13. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
    　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
    　出力端子と、を有し、
    　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記ＩＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記ＩＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記ＱＰ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、前記ＱＮ信号端子から前記出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１１に記載の受信装置。
  14. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
    　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
    　前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号を受ける第１差動端子、および、前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号を受ける第２差動端子と、を有し、
    　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記ＩＰ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記ＱＰ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記ＱＮ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１１に記載の受信装置。
  15. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　ＩＰ信号端子およびＩＮ信号端子と、
    　ＱＰ信号端子およびＱＮ信号端子と、
    　前記第１移相回路で位相調整されたＩ信号を受ける第１差動端子、および、前記第２移相回路で位相調整されたＱ信号を受ける第２差動端子と、を有し、
    　前記ＩＰ信号端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＩＮ信号端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記ＱＰ信号端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記ＱＮ信号端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記ＩＰ信号端子および前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記ＩＰ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記ＩＮ信号端子から前記第１差動端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記ＱＰ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記ＱＮ信号端子から前記第２差動端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１１に記載の受信装置。
  16. 　高周波信号を処理する信号処理回路と、
    　前記信号処理回路とアンテナとの間で前記高周波信号を伝送する、請求項１０～１５のいずれか１項に記載の受信装置と、を備える、
    　通信装置。
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