JP7313792B2 - マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のフィルタを有するマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、通信装置、及び、マルチプレクサの設計方法に関する。

近年の移動体通信機では、一端末で複数の周波数帯域に対応する、いわゆるマルチバンド化が要求されている。そこで、このような要求に対応すべく、１つのアンテナに対し、スイッチを介さずに互いに通過帯域の異なる複数のフィルタを接続するマルチプレクサが開発されている。

しかし、このようなマルチプレクサでは、複数のフィルタを経由する複数の信号経路がスイッチを介さずに共通接続される（束ねられる）ことにより、フィルタ同士が影響を及ぼし合い、特性が劣化する場合があった。

そこで、このような特性の劣化を改善する手法として、２個のフィルタを備えるマルチプレクサにおいて、一方のフィルタについて、共通接続側（束ね側）から見て他方のフィルタ（束ね相手側フィルタ）の通過帯域におけるインピーダンスを非常に高くする（オープン状態にする）構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平９－１７２３４０号公報

上記のような構成は、共通接続されるフィルタが２個の場合、すなわち相手側帯域（束ね相手側フィルタの通過帯域）となる周波数が１つの場合には、その周波数帯を容易にオープン状態にすることができるので有用である。しかし、共通接続されるフィルタが３個以上の場合、特に相手側帯域となる２以上の通過帯域の周波数が離れている場合には、全ての相手側帯域をオープン状態にすることが難しい。オープン状態となっていない相手側帯域が存在する状態で複数のフィルタを共通接続する（束ねる）と、自帯域（自身の通過帯域）とは異なる相手側帯域に見えるインピーダンスの影響により、電気特性の劣化（ロスの増大）が起こり得る。

そこで、本発明は、３以上の複数のフィルタを共通接続したマルチプレクサにおいて、良好な電気特性を得る（損失を抑制する）ことができるマルチプレクサ、高周波フロントエンド回路、通信装置、及び、マルチプレクサの設計方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一態様に係るマルチプレクサは、共通接続点で共通接続されたｎ個（ｎは３以上の整数）の経路上に個別に配置され、互いに異なる通過帯域を有するｎ個のフィルタを備え、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタは、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。

第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタがこのようなインピーダンスを有することにより、共通接続点から当該ｎ－１個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの通過帯域周波数（すなわち、第１フィルタの自帯域）において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点からｎ個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、当該ｎ－１個のフィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。これにより、本態様に係るマルチプレクサによれば、良好な電気特性を得る（損失を抑制する）ことができる。

また、前記ｎ－１個のフィルタのインピーダンスは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっていることにしてもよい。

また、前記ｎ個のフィルタのうち前記第１フィルタを除く、少なくとも２個のフィルタは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有することにしてもよい。

第１フィルタを除く少なくとも２個のフィルタがこのようなインピーダンスを有することにより、共通接続点から当該少なくとも２個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、他のフィルタのインピーダンスを適宜調整することで、共通接続点からｎ個のフィルタを見た合成インピーダンスが、第１フィルタの自帯域において、相手側フィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。よって、良好な電気特性を得ることができる。

また、前記少なくとも２個のフィルタのインピーダンスは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっていることにしてもよい。

また、前記ｎ－１個のフィルタは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有することにしてもよい。

第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタがこのようなインピーダンスを有することにより、共通接続点から当該ｎ－１個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、スミスチャート上で中心よりも右側に位置する高インピーダンスとなる。したがって、第１フィルタの自帯域の高周波信号について当該ｎ－１個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第１フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、前記少なくとも２個のフィルタは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有することにしてもよい。

第１フィルタを除く少なくとも２個のフィルタがこのようなインピーダンスを有することにより、共通接続点から当該少なくとも２個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、高インピーダンスとなる。したがって、第１フィルタの自帯域の高周波信号について当該少なくとも２個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第１フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、前記ｎ個のフィルタのそれぞれは、弾性波共振子によって構成される弾性波フィルタであり、前記第１フィルタの通過帯域周波数は、前記ｎ－１個のフィルタを構成する前記弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とで挟まれる周波数範囲と異なっていることにしてもよい。

このように、ｎ個のフィルタのそれぞれが弾性波フィルタであることにより、各フィルタについてフィルタ特性の減衰スロープの急峻度を高めることができる。また、第１フィルタの通過帯域がｎ－１個のフィルタを構成する弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とで挟まれる周波数範囲と異なっていることにより、第１フィルタの通過帯域周波数において、ｎ－１個のフィルタがキャパシタとして作用する。このため、第１フィルタの自帯域の高周波信号についてｎ－１個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第１フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、前記ｎ個のフィルタのうち第２フィルタを除くｎ－１個のフィルタについて、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第２フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスの絶対値が５００Ω以上となっていることにしてもよい。

このように、第２フィルタを除くｎ－１個のフィルタのインピーダンスが当該第２フィルタの通過帯域（第２フィルタの自帯域）において無限大（絶対値５００Ω以上）となることにより、共通接続点から当該ｎ－１個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第２フィルタの自帯域において、高インピーダンスとなる。したがって、第２フィルタの自帯域の高周波信号について当該ｎ－１個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第２フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、前記ｎ個のフィルタのうち第３フィルタを除くｎ－１個のフィルタは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第３フィルタの通過帯域周波数において、虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有することにしてもよい。

第３フィルタを除くｎ－１個のフィルタがこのようなインピーダンスを有することにより、共通接続点から当該ｎ－１個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第３フィルタの通過帯域周波数（すなわち、第３フィルタの自帯域）において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点からｎ個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第３フィルタの自帯域において、当該ｎ－１個のフィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。これにより、本態様に係るマルチプレクサによれば、第３フィルタを通過する経路についても低ロスを実現することができるので、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、前記ｎ個のフィルタのうち第３フィルタを除くｎ－１個のフィルタのインピーダンスは、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第３フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっていることにしてもよい。

また、ｎ＝３であり、前記ｎ個のフィルタは、第１周波数帯域を通過帯域とする前記第１フィルタ、第２周波数帯域を通過帯域とする第２フィルタ、及び、第３周波数帯域を通過帯域とする第３フィルタであり、前記第２フィルタ及び前記第３フィルタは、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から見た場合、前記第１周波数帯域において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有することにしてもよい。

これにより、共通接続点から第２フィルタ及び第３フィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点から３個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、第２フィルタ及び第３フィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。よって、良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から前記ｎ個のフィルタ側を見た場合、前記第２フィルタの前記第１周波数帯域におけるインピーダンスと、前記第３フィルタの前記第１周波数帯域におけるインピーダンスとは、複素共役関係となっていることにしてもよい。

また、前記第１フィルタ及び前記第３フィルタは、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から見た場合、前記第３周波数帯域において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有することにしてもよい。

これにより、共通接続点から第１フィルタ及び第２フィルタを見た合成インピーダンスは、第３フィルタの通過帯域周波数（すなわち、第３フィルタの自帯域）において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点から３個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第３フィルタの自帯域において、第１フィルタ及び第２フィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。これにより、本態様に係るマルチプレクサによれば、第３フィルタを通過する経路についても低ロスを実現することができる。よって、さらに良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から前記ｎ個のフィルタ側を見た場合、前記第１フィルタの前記第３周波数帯域におけるインピーダンスと、前記第２フィルタの前記第３周波数帯域におけるインピーダンスとは、複素共役関係となっていることにしてもよい。

また、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から前記ｎ個のフィルタ側を見た場合、前記第１フィルタの前記第２周波数帯域におけるインピーダンス、及び、前記第３フィルタの前記第２周波数帯域におけるインピーダンスは、絶対値が５００Ω以上となっていることにしてもよい。

これにより、共通接続点から第１フィルタ及び第３フィルタを見た合成インピーダンスは、第２フィルタの自帯域において、高インピーダンスとなる。したがって、第２フィルタの自帯域の高周波信号について第１フィルタ及び第３フィルタへの漏れを抑制することができるので、第２フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。よって、さらに良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、前記第１フィルタの通過帯域周波数は、前記ｎ個のフィルタの通過帯域を周波数順に並べた場合に、最も低域及び最も高域に位置する通過帯域以外の帯域であることにしてもよい。

ここで、ｎ個全てのフィルタ特性について低ロスを実現しようとすると、最も低域及び最も高域に位置する通過帯域を自帯域とするフィルタについては、相手側フィルタのインピーダンスの虚数成分が当該自帯域において比較的小さくなる。つまり、このようなフィルタについては、比較的容易に低ロスを実現することができる。しかし、他の帯域を自帯域とするフィルタについては、相手側フィルタのインピーダンスの虚数成分が当該自帯域において大きくなりやすい。このことは、特にｎ個の通過帯域の周波数間隔が離れている場合に顕著である。したがって、最も低域及び最も高域に位置する通過帯域以外の帯域を通過帯域とする第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタについて上記の複素共役関係を満たすことにより、ｎ個全てのフィルタ特性について低ロスを実現することが可能となる。つまり、ｎ個全ての経路について低ロスを実現することが可能となる。

また、前記共通接続点と前記ｎ個のフィルタのうち少なくとも１個のフィルタとの間に設けられた位相調整回路を備えることにしてもよい。

このような位相調整回路を備えることにより、上記の複素共役関係を容易に実現することができる。

また、前記少なくとも１個のフィルタは、帯域除去フィルタであり、前記位相調整回路は、前記共通接続点と前記帯域除去フィルタとの間で前記帯域除去フィルタが設けられた前記経路に直列接続されたインダクタであることにしてもよい。

このような上記の直列接続されたインダクタである位相調整回路を設けることにより、共通接続されていない状態で共通接続点から帯域除去フィルタ側を見たインピーダンスは、帯域除去フィルタの相手側フィルタの通過帯域周波数において誘導性にシフトすることになる。このため、ｎ個のフィルタそれぞれが弾性波フィルタである等、ｎ個のフィルタそれぞれのインピーダンスが容量性の場合であっても、帯域除去フィルタのインピーダンスと他の少なくとも１個のフィルタのインピーダンスとを、第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係とすることができる。したがって、帯域除去フィルタを含むｎ個のフィルタを備えるマルチプレクサにおいて、良好な電気特性を得る（損失を抑制する）ことができる。

また、前記ｎ個のフィルタは、前記帯域除去フィルタの減衰帯域周波数に通過帯域周波数が含まれる少なくとも２個の帯域通過フィルタを含むことにしてもよい。

つまり、帯域除去フィルタの低域側の通過帯域周波数は、相手側フィルタ（ここでは少なくとも２個の帯域通過フィルタ）の通過帯域周波数よりも低いことにしてもよい。これにより、インダクタを付加する前に共通接続されていない状態で共通接続点から帯域除去フィルタ側を見たインピーダンスは、相手側フィルタの通過帯域周波数においてスミスチャート上で時計回りに回転して位相が進むことになる。

ここで、インダクタを付加した後に共通接続されていない状態で共通接続点から帯域除去フィルタ側を見たインピーダンスは、インダクタのインダクタンス値が大きいほど、相手側フィルタの通過帯域周波数においてスミスチャート上で位相が大きく進むことになる。ただし、当該インダクタは、高周波信号を伝達する経路に直列に接続されているため、インダクタンス値の増大は帯域除去フィルタの通過帯域内ロスの増大を招くことになる。

これに対して、本態様によれば、インダクタを付加する前の帯域除去フィルタについて、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスをスミスチャート上で回転させることができる。このため、インダクタンス値の比較的小さなインダクタを付加することにより、共通接続されていない状態で共通接続点から帯域除去フィルタ側を見たインピーダンスを、相手側フィルタの通過帯域周波数において誘導性にシフトすることができる。したがって、良好な電気特性を得つつ、帯域除去フィルタの通過帯域内ロスを抑制することができる。

また、前記帯域除去フィルタは、１以上の弾性波共振子によって構成される弾性波フィルタであり、前記帯域除去フィルタを構成する１以上の弾性波共振子のうち最も前記共通接続点側の弾性波共振子は、前記帯域除去フィルタが設けられた前記経路とグランドとを接続する経路に直列接続された並列共振子であることにしてもよい。

このように、帯域除去フィルタの最も共通接続点側の弾性波共振子が並列共振子である場合、当該弾性波共振子が直列共振子である場合に比べ、インダクタを付加する前に共通接続されていない状態で共通接続点から帯域除去フィルタ側を見たインピーダンスは、相手側フィルタの通過帯域周波数においてスミスチャート上で時計回りに回転して位相が進むことになる。よって、上記の態様と同様に、良好な電気特性を得つつ、帯域除去フィルタの通過帯域内ロスを抑制することができる。

また、前記位相調整回路は、１以上のインダクタと１以上のキャパシタとから構成されるＬＣマッチング回路であることにしてもよい。

このように位相調整回路がＬＣマッチング回路であることにより、位相調整回路がない状態で自帯域においてインピーダンス整合がとれていないフィルタについて、自帯域においてインピーダンス整合を図りつつ、相手側フィルタの帯域（相手側帯域）においてインピーダンスが上記の複素共役関係を満たすように調整することができる。

また、前記位相調整回路は、前記少なくとも１個のフィルタが設けられた少なくとも１つの前記経路に直列接続されたキャパシタ、及び、当該経路とグランドとを接続する経路に直列接続されたインダクタによって構成されていることにしてもよい。

このように構成される位相調整回路は、上記ＬＣマッチング回路と同様の効果を奏することができる。

また、前記位相調整回路は、前記少なくとも１個のフィルタが設けられた少なくとも１つの前記経路に直列接続されたマイクロストリップラインであることにしてもよい。

このように構成される位相調整回路は、インダクタ及びキャパシタ等のインピーダンス素子を用いることなく構成されるため、構成を簡素化することができ、それに伴い、製造工程における工数を削減することができる。

また、前記第１フィルタと前記ｎ個のフィルタのうち当該第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタとは、前記第１フィルタの通過帯域幅以上に通過帯域が離れていることにしてもよい。

一般的には、このような周波数関係の場合、第１フィルタの相手側フィルタとなるｎ－１個のフィルタについて、各フィルタのインピーダンスの虚数成分を小さくすることが特に難しいため、低ロス化には非常な困難が伴う。これに対して、本態様によれば、上記の複素共役関係を満たすようにすることで、特に低ロス化が困難な第１フィルタのフィルタ特性について、低ロスを実現することができる。

また、前記マルチプレクサには、複数の周波数帯域の高周波信号を同時に送信または受信するＣＡ（キャリアアグリゲーション）方式が適用され、前記ｎ個のフィルタは、前記高周波信号を同時にフィルタリングすることにしてもよい。

また、前記ｎ個のフィルタは、３個のフィルタであり、当該３個のフィルタは、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のＢａｎｄ３を通過帯域とするフィルタ、前記ＬＴＥのＢａｎｄ１を通過帯域とするフィルタ、及び、前記ＬＴＥのＢａｎｄ７を通過帯域とするフィルタであることにしてもよい。

また、本発明の一態様に係る高周波フロントエンド回路は、上記いずれかのマルチプレクサと、前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える。

これにより、良好な電気特性を得ることができる３以上のマルチバンド対応の高周波フロントエンド回路を実現できる。

また、本発明の一態様に係る通信装置は、アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する上記の高周波フロントエンド回路と、を備える。

これにより、良好な電気特性を得ることができる３以上のマルチバンド対応の通信装置を実現できる。

また、本発明は、このようなマルチプレクサを設計する設計方法としても実現できる。つまり、本発明の一態様に係るマルチプレクサの設計方法は、共通接続点で共通接続されたｎ個（ｎは３以上の整数）の経路上に個別に配置され、互いに異なる通過帯域を有するｎ個のフィルタを備えるマルチプレクサの設計方法であって、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを設計する第１ステップと、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタを設計する第２ステップと、を含み、前記第２ステップでは、前記ｎ個の経路の一部であって前記共通接続点となるべき点から前記ｎ個のフィルタ側を見て、前記第１フィルタの通過帯域周波数において虚数成分が互いにキャンセルされるように、前記ｎ－１個のフィルタを設計する。

本発明に係るマルチプレクサ等によれば、３以上の複数のフィルタを共通接続したマルチプレクサにおいて、良好な電気特性を得ることができる。

実施の形態１に係るマルチプレクサの構成図である。 実施の形態１に係るマルチプレクサの通過帯域を説明する図である。 実施の形態１に係るフィルタを構成する共振子を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。 スミスチャートの定義を説明するための図である。 実施の形態１において、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 実施の形態１において、共通接続後の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 実施の形態１において、共通接続後のフィルタ特性を示す図である。 比較例に係るマルチプレクサの構成図である。 比較例において、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 比較例において、共通接続後の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 比較例において、共通接続後のフィルタ特性を示す図である。 変形例１に係るマルチプレクサの構成図である。 変形例２に係るマルチプレクサの構成図である。 変形例２において、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例２において、共通接続後の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例２において、共通接続後のフィルタ特性を示す図である。 変形例３に係るマルチプレクサの構成図である。 変形例３において、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例３において、共通接続後の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例３において、共通接続後のフィルタ特性を示す図である。 変形例４に係るマルチプレクサの構成図である。 変形例４において、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例４において、共通接続後の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例４において、共通接続後のフィルタ特性を示す図である。 変形例５に係るマルチプレクサの構成図である。 変形例５において、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 変形例５において、共通接続後のフィルタ特性を示す図である。 変形例５において、フィルタ（ノッチフィルタ）に関する反射特性を示す図である。 変形例５の比較例において、フィルタ（ノッチフィルタ）に関する反射特性を示す図である。 実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路及びその周辺回路の構成図である。 その他の実施の形態に係るマルチプレクサの第１の構成図である。 図３０Ａに示すマルチプレクサにおいて、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。 その他の実施の形態に係るマルチプレクサの第２の構成図である。 図３１Ａに示すマルチプレクサにおいて、共通接続前の共通接続点からフィルタ側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。

以下、本発明の実施の形態について、実施例及び図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置及び接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。

（実施の形態１）
［１．マルチプレクサの回路構成］
図１Ａは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の構成図である。なお、同図には、マルチプレクサ１の共通端子Ｐｏｒｔ１に接続されるアンテナ素子２も図示されている。

マルチプレクサ１は、通過帯域が互いに異なる３以上の複数のフィルタを備え、これら複数のフィルタのアンテナ側の端子が共通端子Ｐｏｒｔ１で束ねられた分波器である。つまり、マルチプレクサ１は、３以上の複数のフィルタが、共通端子Ｐｏｒｔ１で共通接続されている構成となっている。本実施の形態では、図１Ａに示すように、マルチプレクサ１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と、３つの個別端子Ｐｏｒｔ２～４と、３個のフィルタ１１～１３と、を備える。３個のフィルタ１１～１３は、共通接続点Ｎで共通接続された（束ね点で束ねられた）３つの経路３１～３３上に個別に配置され、互いに異なる通過帯域を有する。また、本実施の形態では、マルチプレクサ１は、さらに、位相調整回路２１及び２２を備える。

共通端子Ｐｏｒｔ１は、複数のフィルタ（本実施の形態では３個のフィルタ１１～１３）に共通に設けられ、マルチプレクサ１の内部でこれら複数のフィルタに接続されている。また、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１の外部でアンテナ素子２に接続される。つまり、共通端子Ｐｏｒｔ１は、マルチプレクサ１のアンテナ共通端子である。

３つの個別端子Ｐｏｒｔ２～Ｐｏｒｔ４は、この順に、フィルタ１１～１３に個別に対応して設けられ、マルチプレクサ１の内部で対応するフィルタに接続されている。また、個別端子Ｐｏｒｔ２～Ｐｏｒｔ４は、マルチプレクサ１の外部で、増幅回路等（図示せず）を介してＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ：Radio Frequency Integrated Circuit、図示せず）に接続される。

フィルタ１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２とを結ぶ経路３１上に配置されている。このフィルタ１１は、本実施の形態ではＬＴＥ（Long Term Evolution）のＢａｎｄ３を通過帯域とするフィルタであり、具体的には当該Ｂａｎｄ３における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。

フィルタ１２は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ３とを結ぶ経路３２上に配置されている。このフィルタ１２は、本実施の形態ではＬＴＥのＢａｎｄ１を通過帯域とするフィルタであり、具体的には当該Ｂａｎｄ１における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。

フィルタ１３は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ４とを結ぶ経路３３上に配置されている。このフィルタ１３は、本実施の形態ではＬＴＥのＢａｎｄ７を通過帯域とするフィルタであり、具体的には当該Ｂａｎｄ７における下り周波数帯（受信帯域）を通過帯域とする受信フィルタである。

このように、本実施の形態に係るマルチプレクサ１は、第１周波数帯域を通過帯域とする第１フィルタの一例であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域を通過帯域とするフィルタ１２と、第２周波数帯域を通過帯域とする第２フィルタの一例であるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域を通過帯域とするフィルタ１３と、第３周波数帯域を通過帯域とする第３フィルタの一例であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域を通過帯域とするフィルタ１１と、を備えるトリプレクサである。

これらフィルタ１１～１３のそれぞれは、本実施の形態では弾性波共振子によって構成される弾性波フィルタであり、具体的には弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）を用いた弾性表面波共振子である。また、フィルタ１１～１３それぞれについて、自身の通過帯域は、他のフィルタを構成する弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とで挟まれる周波数範囲と異なっている。例えば、フィルタ１１の通過帯域は、フィルタ１２を構成する弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とで挟まれる周波数範囲、及び、フィルタ１３を構成する弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とで挟まれる周波数範囲のいずれとも異なる。弾性波共振子の詳細な構造については、後述する。

なお、弾性波共振子は、弾性表面波共振子に限らず、例えば、弾性境界波やバルク波（ＢＡＷ：Bulk Acoustic Wave）を用いた弾性波共振子であってもかまわない。また、フィルタ１１～１３のそれぞれは、弾性波フィルタに限らず、ＬＣ共振フィルタまたは誘電体フィルタであってもかまわない。つまり、フィルタ１１～１３の構成は、実装レイアウトの制約または要求されるフィルタ特性等に応じて適宜選択され得る。

ここで、フィルタ１１～１３の通過帯域として割り当てられた周波数帯域について、説明する。なお、以下では、周波数帯域の範囲について、Ａ以上Ｂ以下を示す数値範囲をＡ～Ｂのように簡略化して記載する。

図１Ｂは、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の通過帯域を説明する図であり、具体的にはＢａｎｄ３、１、７の受信帯域に割り当てられた周波数帯域を説明する図である。なお、以降、「ＬＴＥのＢａｎｄ」を単に「Ｂａｎｄ」と記載し、各Ｂａｎｄの受信帯域（Ｒｘ）を、例えばＢａｎｄ１の受信帯域（Ｒｘ）については「Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域」のように、バンド名とその末尾に付加された受信帯域または送信帯域を示す文言とで簡略化して記載する場合がある。

同図に示すように、フィルタ１１の通過帯域であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域には１８０５～１８８０ＭＨｚが割り当てられている。つまり、フィルタ１１の自帯域（自身の通過帯域）の帯域幅は７５ＭＨｚである。フィルタ１２の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域には２１１０～２１７０ＭＨｚが割り当てられている。つまり、フィルタ１２の自帯域の帯域幅は６０ＭＨｚである。フィルタ１３の通過帯域であるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域には２６２０～２６９０ＭＨｚが割り当てられている。つまり、フィルタ１３の自帯域の帯域幅は７０ＭＨｚである。

したがって、フィルタ１１～１３のフィルタ特性としては、同図の実線で示すような、対応する通過帯域を通過させ、他の帯域を減衰させるような特性が求められる。

このように、複数のフィルタ１１～１３は、互いに異なる通過帯域を有し、本実施の形態では、それぞれの通過帯域幅以上に通過帯域が離れている。つまり、２つの通過帯域の間の空き帯域の帯域幅は、通過帯域幅以上である。なお、複数のフィルタ１１～１３は、通過帯域が異なっていればよく、例えば、それぞれの通過帯域幅未満で通過帯域が離れていてもかまわない。

以上説明したｎ個のフィルタ（本実施の形態では３個のフィルタ１１～１３）は、任意の１個のフィルタと当該１個のフィルタに共通接続されるｎ－１個（本実施の形態では２個）のフィルタである束ね相手側フィルタに着目すると、次のようなインピーダンスの関係を有する。

具体的には、ｎ－１個の束ね相手側フィルタは、経路３１～３３が共通接続されていない共通接続前（束ね前）の状態で共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見て、上記１個のフィルタの通過帯域におけるインピーダンスが複素共役関係となっている。この複素共役関係の詳細については後述するマルチプレクサ１の特性で説明するが、本実施の形態では、位相調整回路２１及び２２を設けることにより上記の複素共役関係が満たされている。

次いで、位相調整回路２１及び２２の構成について説明する。

位相調整回路２１及び２２は、共通接続点Ｎとｎ個のフィルタのうち少なくとも１個のフィルタ（本実施の形態では３個のフィルタ１１～１３のうちフィルタ１１及び１２）との間に設けられ、ｎ個の経路（本実施の形態では３個の経路３１～３３）が共通接続されていない共通接続前の状態で共通接続点Ｎから当該ｎ個のフィルタ側を見て上記の複素共役関係となるように、当該少なくとも１個のフィルタの位相を調整する。

本実施の形態では、位相調整回路２１及び２２は、１以上のインダクタと１以上のキャパシタとから構成されるＬＣマッチング回路であり、具体的には、当該少なくとも１個のフィルタが設けられた少なくとも１つの経路（本実施の形態ではフィルタ１１及び１２が設けられた経路３１及び３２）に直列接続されたキャパシタ、及び、当該経路とグランドとを接続する経路に直列接続されたインダクタによって構成されている。

位相調整回路２１と位相調整回路２２とは、対応するフィルタが異なるためこれらを構成する定数が異なる点を除き、同様の構成を有する。このため、以下では、位相調整回路２１を構成するキャパシタＣ２１１ならびにインダクタＬ２１１及びＬ２１２について説明し、位相調整回路２２を構成するキャパシタＣ２２１ならびにインダクタＬ２２１及びＬ２２２については説明を省略する。

キャパシタＣ２１１は、共通接続点Ｎとフィルタ１１との間で経路３１に直列接続されている。インダクタＬ２１１は、キャパシタＣ２１１の一端とグランドとを接続する経路に直列接続されている。インダクタＬ２１２は、キャパシタＣ２１１の他端とグランドとを接続する経路に直列接続されている。

これらの素子（キャパシタＣ２１１ならびにインダクタＬ２１１及びＬ２１２）の定数は、共通接続前の状態で共通接続点Ｎからフィルタ１１側を見て、フィルタ１１の自帯域においてインピーダンス整合をとることができるように適宜設定されている。また、この定数は、共通接続前の状態で共通接続点Ｎからフィルタ１１側を見て、ｎ－１個の相手側帯域（束ね相手側フィルタの通過帯域、ここではフィルタ１２及び１３の通過帯域）におけるインピーダンスが複素共役関係となるように適宜設定されている。

以上のように構成されたマルチプレクサ１には、例えば、複数の周波数帯域（ここではＢａｎｄ１Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）の高周波信号を同時に送信または受信するＣＡ（キャリアアグリゲーション）方式が適用され、フィルタ１１～１３は、高周波信号を同時にフィルタリングする。

［２．弾性波共振子の構造］
次に、フィルタ１１～１３を構成する弾性波共振子の構造について、フィルタ１１を構成する共振子を例に説明する。

図２は、実施の形態１に係るフィルタ１１を構成する共振子１１１を模式的に表す平面図及び断面図の一例である。同図には、当該共振子１１１の構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。なお、図２に示された共振子１１１は、上記複数の共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。

フィルタ１１の各共振子は、圧電基板３５６と、櫛形形状を有するＩＤＴ電極５２ａ及び５２ｂとで構成されている。

図２の（ａ）の平面図に示すように、圧電基板３５６の上には、互いに対向する一対のＩＤＴ電極５２ａ及び５２ｂが形成されている。ＩＤＴ電極５２ａは、互いに平行な複数の電極指５５２ａと、複数の電極指５５２ａを接続するバスバー電極５５１ａとで構成されている。また、ＩＤＴ電極５２ｂは、互いに平行な複数の電極指５５２ｂと、複数の電極指５５２ｂを接続するバスバー電極５５１ｂとで構成されている。複数の電極指５５２ａ及び５５２ｂは、弾性波の伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。

また、複数の電極指５５２ａ及び５５２ｂ、ならびに、バスバー電極５５１ａ及び５５１ｂで構成されるＩＤＴ電極５２は、図２の（ｂ）の断面図に示すように、密着層３５３と主電極層３５４との積層構造となっている。

密着層３５３は、圧電基板３５６と主電極層３５４との密着性を向上させるための層であり、材料として、例えば、Ｔｉが用いられる。密着層３５３の膜厚は、例えば、１２ｎｍである。

主電極層３５４は、材料として、例えば、Ｃｕを１％含有したＡｌが用いられる。主電極層３５４の膜厚は、例えば１６２ｎｍである。

保護層３５５は、ＩＤＴ電極５２を覆うように形成されている。保護層３５５は、主電極層３５４を外部環境から保護する、周波数温度特性を調整する、及び、耐湿性を高めるなどを目的とする層であり、例えば、二酸化ケイ素を主成分とする膜である。

なお、密着層３５３、主電極層３５４及び保護層３５５を構成する材料は、上述した材料に限定されない。さらに、ＩＤＴ電極５２は、上記積層構造でなくてもよい。ＩＤＴ電極５２は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄ、Ｗ、Ｍｏ、ＮｉＣｒなどの金属又は合金から構成されてもよく、また、上記の金属又は合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、保護層３５５は、形成されていなくてもよい。

圧電基板３５６は、例えば、ＬｉＴａＯ_３圧電単結晶、ＬｉＮｂＯ_３圧電単結晶、または圧電セラミックスからなる。

なお、フィルタ１１が有する各共振子の構造は、図２に記載された構造に限定されない。例えば、ＩＤＴ電極５２は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。

［３．マルチプレクサの特性］
次いで、本実施の形態に係るマルチプレクサ１の特性について説明する。

まず、以降のインピーダンスの説明に用いるスミスチャートにおける定義について説明する。図３は、スミスチャートの定義を説明するための図である。図中の括弧内には、特性インピーダンス（例えば５０Ω）で正規化されたスミスチャートにおける数値が示されている。

同図に示すように、スミスチャートでは、正規化インピーダンスが０＋０ｊとなる左端がショート状態（ショート）を示し、正規化インピーダンスがほぼ１＋０ｊとなる中心部がインピーダンス整合状態を示し、正規化インピーダンスの実数成分あるいは虚数成分の少なくとも一方が無限大（∞）となる右端がオープン状態（オープン）を示す。よって、以降では、特性インピーダンスよりも高インピーダンスとなる領域であるスミスチャート上の中心よりも右側の領域、すなわち正規化されたスミスチャートにおいて正規化インピーダンス０＋１ｊ、１＋０ｊ及び０－１ｊを結ぶ直線より右側の領域を、オープン側と定義する。また、特性インピーダンスよりも低インピーダンスとなる領域であるスミスチャート上の中心よりも左側の領域、すなわち正規化されたスミスチャートにおいて上記直線より左側の領域を、ショート側と定義する。

また、同図に示すように、スミスチャートでは、ショートとオープンとを結んだ直線である実軸より上側の領域は、虚数成分（リアクタンスまたはサセプタンス）が正となる領域であり、誘導性リアクタンスまたは誘導性サセプタンスを有する状態を示す。一方、当該実軸より下側の領域は、虚数成分が負となる領域であって、容量性リアクタンスまたは容量性サセプタンスを有する状態を示す。よって、以降では、スミスチャートの実軸よりも上側の領域を誘導性と定義し、当該実軸よりも下側の領域を容量性と定義する。

図４は、本実施の形態において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。つまり、当該反射特性は、共通接続点Ｎから見たフィルタ１１～１３単体の反射特性である。同図の（ａ１）～（ａ３）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。ここで、本実施の形態では、共通接続点Ｎにおける伝送線路の特性インピーダンスは５０Ωであり、スミスチャートの中心も５０Ωである。このことは、以降のスミスチャートにおいても同様である。なお、上記特性インピーダンスは５０Ωに限らない。

同図から明らかなように、全てのフィルタ１１～１３について、共通接続点Ｎから見た各フィルタ単体のインピーダンスは、自帯域（自身の通過帯域）においてスミスチャートの中心部に位置している。つまり、全てのフィルタ１１～１３は、単体で自帯域においてインピーダンス整合がとられている。

一方、全てのフィルタ１１～１３について、共通接続点Ｎから見た各フィルタのインピーダンスは、相手側帯域においてスミスチャートの中心部からずれて位置しており、具体的にはオープン側に位置している。

より具体的には、Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域を自帯域とするフィルタ１１のインピーダンスは、相手側帯域の１つであるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域においてオープン側かつ誘導性に位置しており、相手側帯域の他の１つであるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域において略オープンに位置している。ここで、「略」とは、完全に一致している場合だけでなく、ほぼ一致している場合も含む。

また、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域を自帯域とするフィルタ１２のインピーダンスは、相手側帯域の１つであるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域においてオープン側かつ誘導性に位置しており、相手側帯域の他の１つであるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域において略オープンに位置している。

また、Ｂａｎｄ７Ｒｘ帯域を自帯域とするフィルタ１３のインピーダンスは、相手側帯域であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ１Ｒｘ帯域のいずれにおいてもオープン側かつ容量性に位置している。

ここで、第１フィルタの一例であるフィルタ１２及び第２フィルタの一例であるフィルタ１３は、経路３１～３３が共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから見た場合、第３周波数帯域の一例であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。具体的には、フィルタ１１の通過帯域であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域に着目すると、当該フィルタ１１の束ね相手側フィルタであるフィルタ１２とフィルタ１３とで、インピーダンスが複素共役関係となっていることがわかる。言い換えると、フィルタ１１～１３のうちフィルタ１１を除くフィルタ１２及び１３について、各フィルタのインピーダンスは、共通接続前の状態で共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見て、フィルタ１１の通過帯域（Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域）において複素共役関係となっている。

また、第２フィルタの一例であるフィルタ１３及び第３フィルタの一例であるフィルタ１１は、経路３１～３３が共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから見た場合、第１周波数帯域の一例であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。具体的には、フィルタ１２の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域に着目すると、当該フィルタ１２の束ね相手側フィルタであるフィルタ１１とフィルタ１３とで、インピーダンスが複素共役関係となっていることがわかる。言い換えると、フィルタ１１～１３のうちフィルタ１２を除くフィルタ１１及び１３について、各フィルタのインピーダンスは、上記のようにフィルタ１１～１３側を見て、フィルタ１２の通過帯域（Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域）において複素共役関係となっている。

また、フィルタ１３の通過帯域であるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域に着目すると、当該フィルタ１３の束ね相手側フィルタであるフィルタ１１とフィルタ１２とで、インピーダンスが無限大（絶対値５００Ω以上）となっていることがわかる。言い換えると、フィルタ１１～１３のうちフィルタ１３を除くフィルタ１１及び１２について、各フィルタのインピーダンスは、上記のようにフィルタ１１～１３側を見て、フィルタ１３の通過帯域（Ｂａｎｄ７Ｒｘ帯域）において無限大（絶対値５００Ω以上）となっている。つまり、上記のようにフィルタ１１及び１２を見ると、フィルタ１３の通過帯域においてこれらフィルタ１１及び１２がオープン状態となっている。

ここで、「複素共役関係となる」とは、一方が誘導性かつ他方が容量性となることを意味する。すなわち、一方のインピーダンスをＲ_１＋ｊＸ_１とし、他方のインピーダンスをＲ_２＋ｊＸ_２とした場合に、Ｘ_１＞０かつＸ_２＜０を満たすことを意味し、より限定的にはＸ_１＝－Ｘ_２を満たすことを意味する。なお、「Ｘ_１＝－Ｘ_２を満たす」とは、Ｘ_１＝－Ｘ_２を完全に満たす場合だけでなく、ほぼ満たしていればよく、多少の誤差があってもかまわない。この誤差の程度としては、例えば、数十パーセント以下であり、より好ましくは数パーセント以下である。

なお、Ｘ_１とＸ_２との間で成立する上記の関係は、測定誤差等を含む実測値において成立する場合に限らず、設計値において成立する場合も含む。

また、「インピーダンスが無限大となる」とは、理想的にはインピーダンスが無限大であることを意味し、ここではインピーダンスの絶対値が５００Ω以上であることを意味する。つまり、一のフィルタの通過帯域に相当する周波数帯域において共通接続点から他のフィルタのみを見た場合のインピーダンスの絶対値が５００Ω以上であれば、当該周波数帯域におけるマルチプレクサ１の特性としては、当該他のフィルタによる影響を無視することができる。したがって、マルチプレクサ１の特性としては、上記のインピーダンスの絶対値が５００Ω以上であれば、上記のインピーダンスが無限大の場合と同等の特性を得ることができる。

上記のような単体での反射特性を有するフィルタ１１～１３を共通接続点Ｎで共通接続することにより、共通接続点Ｎから見た共通接続後（束ね後）の反射特性は次のようになる。

図５は、本実施の形態において、共通接続後の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。つまり、当該反射特性は、共通接続点Ｎから見た共通接続後のフィルタ１１～１３の反射特性である。同図の（ａ）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。

同図から明らかなように、共通接続後の共通接続点Ｎから見たフィルタ１１～１３のインピーダンスは、フィルタ１１～１３の全ての通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）においてスミスチャートの中心部に位置している。つまり、共通接続後のフィルタ１１～１３は、各フィルタの通過帯域においてインピーダンス整合がとられていることがわかる。この理由は以下のとおりである。

すなわち、フィルタ１１及び１２のそれぞれについて、共通接続点Ｎから見た束ね相手側フィルタ単体のインピーダンスは自帯域において複素共役関係となっている。例えば、フィルタ１１に着目すると、共通接続点Ｎから見た束ね相手側フィルタ（フィルタ１２及び１３）単体のインピーダンスが自帯域（Ｂａｎｄ３）において複素共役関係となっている。つまり、このとき、フィルタ１２及びフィルタ１３は、Ｂａｎｄ３におけるインピーダンスとして、絶対値が略等しくかつ正負が逆のインピーダンスの虚数成分を有する。よって、フィルタ１２及びフィルタ１３が共通接続されると当該虚数成分がキャンセルされるため、共通接続点Ｎから見たフィルタ１１の自帯域における相手側フィルタの合成インピーダンスは虚数成分を略有さないことになる。したがって、共通接続後のフィルタ１１～１３は、フィルタ１１の自帯域について、フィルタ１１の束ね相手側フィルタの合成インピーダンスの影響を受けにくくなる。このため、当該自帯域におけるインピーダンスは、フィルタ１１単体のインピーダンスによって主に規定されることになる。上述のようにフィルタ１１単体は自帯域においてインピーダンス整合がとれているため、共通接続後のフィルタ１１～１３は、フィルタ１１の通過帯域においてインピーダンス整合をとることができる。このことは、フィルタ１２に着目しても同様である。

また、フィルタ１３について、共通接続点Ｎから見た束ね相手側フィルタ（フィルタ１１及び１２）単体のインピーダンスは自帯域（Ｂａｎｄ７）において無限大（絶対値５００Ω以上）となっている。したがって、共通接続後のフィルタ１１～１３は、フィルタ１３の自帯域について、フィルタ１３の束ね相手側フィルタの合成インピーダンスの影響を受けにくくなる。このため、当該自帯域におけるインピーダンスは、フィルタ１３単体のインピーダンスによって主に規定されることになる。上述のようにフィルタ１３単体は自帯域においてインピーダンス整合がとれているため、共通接続後のフィルタ１１～１３は、フィルタ１３の通過帯域においてインピーダンス整合をとることができる。

図６は、本実施の形態において、共通接続後のフィルタ特性（通過特性）を示す図である。同図の（ａ）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す通過特性を測定した状態を模式的に示す図である。具体的には、同図の（ｂ１）には、フィルタ１１を経由する経路３１の通過特性が示されており、より具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に入力された信号に対する個別端子Ｐｏｒｔ２から出力された信号の強度比（Ｓ２１）の絶対値である挿入損失が示されている。また、同図の（ｂ２）には、フィルタ１２を経由する経路３２の通過特性が示されており、より具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に入力された信号に対する個別端子Ｐｏｒｔ３から出力された信号の強度比（Ｓ３１）の絶対値である挿入損失が示されている。また、同図の（ｂ３）には、フィルタ１３を経由する経路３３の通過特性が示されており、より具体的には、共通端子Ｐｏｒｔ１に入力された信号に対する個別端子Ｐｏｒｔ４から出力された信号の強度比（Ｓ４１）の絶対値である挿入損失が示されている。なお、これらの事項は、以降のフィルタ特性を示す図についても同様である。

同図に示すように、本実施の形態に係るマルチプレクサ１のフィルタ特性は、フィルタ１１～１３の全ての通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）において低ロスを実現できている。つまり、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、良好な電気特性を得るという効果を奏することができる。

［４．効果等］
以下、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によって奏される効果について、比較例と対比して説明する。

まず、比較例に係るマルチプレクサについて説明する。図７は、比較例に係るマルチプレクサ９０１の構成図である。

同図に示すマルチプレクサ９０１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べて、位相調整回路２１及び２２を備えないことにより、上述した複素共役関係を満たさない点が異なる。

図８は、比較例において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。同図の（ａ１）～（ａ３）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。

同図から明らかなように、比較例でも実施の形態１と同様に、フィルタ１１～１３はいずれも、自帯域では、インピーダンスがスミスチャートの中心部に位置しているため、インピーダンス整合がとられている。一方、フィルタ１１～１３はいずれも、相手側帯域では、インピーダンスがスミスチャートの中心部からずれて位置している。ただし、比較例では、実施の形態１と異なり、上述した複素共役関係は満たさずに、インピーダンスが概ねショート側に位置している。

このような特性を有するフィルタ１１～１３を共通接続点Ｎで共通接続した比較例に係るマルチプレクサ９０１は、次のような特性を有する。

図９は、比較例において、共通接続後の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。同図の（ａ）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。

同図から明らかなように、マルチプレクサ９０１は、フィルタ１１～１３のいずれの通過帯域においても、インピーダンスがスミスチャートの中心部からずれて位置しており、具体的にはショート側に位置している。つまり、比較例に係るマルチプレクサ９０１では、Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域のいずれにおいても、インピーダンス不整合となっている。

図１０は、比較例に係るマルチプレクサ９０１において、共通接続後のフィルタ特性（通過特性）を示す図である。

図６と図１０とを比較して分かるように、実施の形態１に係るマルチプレクサ１によれば、比較例に係るマルチプレクサ９０１に比べて、通過帯域における挿入損失が低減されているため、良好な電気特性をしめす。具体的には、実施の形態１は比較例に比べて、複数の通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）のいずれにおいても挿入損失が低減されている。

すなわち、比較例では、共通接続点Ｎから見た各フィルタの自帯域における相手側フィルタの合成インピーダンスは低インピーダンスとなっている。したがって、共通接続後のフィルタ１１～１３は、各フィルタの自帯域について、束ね相手側フィルタのインピーダンスの影響を受けることになる。このため、比較例では、各フィルタのフィルタ特性について、ロスが悪化してしまう。

これに対して、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、第１フィルタ（本実施の形態ではフィルタ１２に相当）を除くｎ－１個のフィルタ（本実施の形態では２個のフィルタ１１及び１３に相当）のインピーダンスが当該第１フィルタの通過帯域（第１フィルタの自帯域、本実施の形態ではＢａｎｄ１Ｒｘ帯域）において複素共役関係となることにより、ｎ－１個のフィルタは、第１フィルタの自帯域におけるインピーダンスとして、絶対値が略等しくかつ正負が逆のインピーダンスの虚数成分を有する。よって、これらｎ－１個のフィルタが共通接続されると当該虚数成分がキャンセルされるため、共通接続点Ｎから見た第１フィルタの自帯域における相手側フィルタの合成インピーダンスは虚数成分を略有さないことになる。したがって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタの自帯域について、ｎ－１個のフィルタ（第１フィルタの束ね相手側フィルタ）の合成インピーダンス虚数成分の影響を受けにくくなる。したがって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタのフィルタ特性について低ロスを実現することができる。これにより、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、良好な電気特性を得る（損失を抑制する）ことができる。

つまり、当該ｎ－１のフィルタは、共通接続点Ｎから見て、第１フィルタの通過帯域周波数において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。これにより、共通接続点Ｎから当該ｎ－１個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの通過帯域周波数（すなわち、第１フィルタの自帯域）において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点Ｎからｎ個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、当該ｎ－１個のフィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。これにより、本実施の形態に係るマルチプレクサ１によれば、良好な電気特性を得ることができる。

言い換えると、本実施の形態によれば、ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除く、少なくとも２個のフィルタ（本実施の形態では２個のフィルタ１１及び１３に相当）について、各フィルタのインピーダンスは、少なくとも２個の経路が共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから少なくとも２個のフィルタ側を見て、第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっている。これにより、上述したように、良好な電気特性を得ることができる。

つまり、当該少なくとも２個のフィルタは、上記共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから見て、第１フィルタの通過帯域周波数において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。これにより、共通接続点Ｎから当該少なくとも２個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、他のフィルタのインピーダンスを適宜調整することで、共通接続点Ｎからｎ個のフィルタを見た合成インピーダンスが、第１フィルタの自帯域において、相手側フィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。よって、良好な電気特性を得ることができる。

ここで、ｎ個全てのフィルタ特性について低ロスを実現しようとすると、最も低域に位置する通過帯域を自帯域とするフィルタ（本実施の形態ではフィルタ１１に相当）については、相手側フィルタの各周波数帯域（本実施形態では、フィルタ１２及びフィルタ１３の通過帯域）のうち、周波数の離れた通過帯域を自帯域とするフィルタ（本実施の形態ではフィルタ１３の通過帯域に相当）のインピーダンスの誘導成分または容量成分が大きくなる。本実施形態では、フィルタ１１の相手側フィルタ１３の通過帯域におけるインピーダンスと、フィルタ１２の相手側フィルタ１３の通過帯域におけるインピーダンスがともに容量性となり、合成インピーダンスの容量成分がさらに大きくなる。このため、フィルタ１３のインピーダンスを容量性側に大きくシフトさせるので、特性が悪くなる。このことは、特にｎ個の通過帯域の周波数間隔が離れている場合に顕著である。

このため、第１フィルタの通過帯域がｎ個のフィルタの通過帯域を周波数順に並べた場合に最も低域及び最も高域に位置する通過帯域以外の帯域であり、当該第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタについて上記の複素共役関係を満たすことにより、ｎ個全てのフィルタ特性について低ロスを実現することが可能となる。

特に、本実施の形態では、第１フィルタと他のフィルタとは、第１フィルタの通過帯域幅（本実施の形態ではフィルタ１２の通過帯域幅６０ＭＨｚ）以上に通過帯域が離れている。

一般的には、このような周波数関係の場合、第１フィルタの相手側フィルタとなるｎ－１個のフィルタについて、各フィルタのインピーダンスの虚数成分を小さくすることが特に難しいため、低ロス化には非常な困難が伴う。これに対して、本実施の形態によれば、上記の複素共役関係を満たすようにすることで、特に低ロス化が困難な第１フィルタのフィルタ特性について、低ロスを実現することができる。

また、本実施の形態によれば、ｎ－１個のフィルタのインピーダンスがオープン側で複素共役関係となることにより、共通接続点Ｎから見た第１フィルタの自帯域における相手側フィルタの合成インピーダンスを高インピーダンスにすることができる。したがって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタのフィルタ特性についてさらに低ロスを実現することができる。

つまり、ｎ－１個のフィルタは、共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから見て、第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。これにより、共通接続点Ｎから当該ｎ－１個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、スミスチャート上で中心よりも右側に位置する高インピーダンスとなる。したがって、第１フィルタの自帯域の高周波信号について当該ｎ－１個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第１フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

言い換えると、本実施の形態によれば、上述した少なくとも２個のフィルタ（本実施の形態では２個のフィルタ１１及び１３に相当）について、各フィルタのインピーダンスは、共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから少なくとも２個のフィルタ側を見て、第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で複素共役関係となっている。これにより、上述したように、第１フィルタのフィルタ特性についてさらに低ロスを実現することができる。

つまり、当該少なくとも２個のフィルタは、共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから見て、第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。これにより、共通接続点Ｎから当該少なくとも２個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、高インピーダンスとなる。したがって、第１フィルタの自帯域の高周波信号について当該少なくとも２個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第１フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、本実施の形態によれば、第２フィルタ（本実施の形態ではフィルタ１３に相当）を除くｎ－１個のフィルタ（本実施の形態ではフィルタ１１及び１２に相当）のインピーダンスが当該第２フィルタの通過帯域（第２フィルタの自帯域、本実施の形態ではＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）において無限大（絶対値５００Ω以上）となる。これにより、共通接続点Ｎから見た第２フィルタの自帯域における相手側フィルタの合成インピーダンスを高インピーダンスにすることができる。したがって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第２フィルタのフィルタ特性についても低ロスを実現することができる。つまり、第２フィルタの自帯域の高周波信号について上記ｎ－１個のフィルタへの漏れを抑制することができるので、第２フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。

また、本実施の形態によれば、第３フィルタ（本実施の形態ではフィルタ１１に相当）を除くｎ－１個のフィルタ（本実施の形態ではフィルタ１２及び１３に相当）のインピーダンスが当該第３フィルタの通過帯域（第３フィルタの自帯域、本実施の形態ではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域）において複素共役関係となる。これにより、ｎ－１個のフィルタは、第３フィルタの自帯域におけるインピーダンスとして、絶対値が略等しくかつ正負が逆のインピーダンスの虚数成分を有する。よって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタと同様に、第３フィルタのフィルタ特性についても低ロスを実現することができる。

特に本実施の形態では、ｎ個のフィルタは３個のフィルタからなるため、第１～第３フィルタに関して上述の関係を満たすことにより、第１～第３フィルタ全てのフィルタ特性について低ロスを実現することができる。

つまり、共通接続点から第２フィルタ及び第３フィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点から３個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第１フィルタの自帯域において、第２フィルタ及び第３フィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。よって、良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、共通接続点から第１フィルタ及び第２フィルタを見た合成インピーダンスは、第３フィルタの通過帯域周波数（すなわち、第３フィルタの自帯域）において、虚数成分を有しにくくなる。したがって、共通接続点から３個のフィルタを見た合成インピーダンスは、第３フィルタの自帯域において、第１フィルタ及び第２フィルタのインピーダンスの影響を受けにくくなる。これにより、本態様に係るマルチプレクサによれば、第３フィルタを通過する経路についても低ロスを実現することができる。よって、さらに良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、共通接続点から第１フィルタ及び第３フィルタを見た合成インピーダンスは、第２フィルタの自帯域において、高インピーダンスとなる。したがって、第２フィルタの自帯域の高周波信号について第１フィルタ及び第３フィルタへの漏れを抑制することができるので、第２フィルタを通過する経路について、さらに良好な電気特性を得ることができる。よって、さらに良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、本実施の形態によれば、位相調整回路２１及び２２を備えることにより、上記の複素共役関係を容易に実現することができる。よって、本実施の形態によれば、良好な電気特性を得ることができるトリプレクサを実現することができる。

また、本実施の形態によれば、位相調整回路２１及び２２がＬＣマッチング回路であることにより、位相調整回路２１及び２２がない状態で自帯域においてインピーダンス整合がとれていないフィルタについて、自帯域においてインピーダンス整合を図りつつ、相手側フィルタの帯域（相手側帯域）においてインピーダンスが上記の複素共役関係を満たすように調整することができる。

（変形例１）
なお、マルチプレクサ１は、位相調整回路２１及び位相調整回路２２の一部を共通化させてもかまわない。図１１は、このように構成された変形例１に係るマルチプレクサ１Ａの構成図である。

同図に示すマルチプレクサ１Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べ、位相調整回路２１及び２２に代わり、位相調整回路２１Ａ及び２２ＡとインダクタＬ２３１とを備える。

位相調整回路２１Ａは、実施の形態１における位相調整回路２１に比べて、位相調整回路２１の共通接続点Ｎ側のインピーダンス素子であるインダクタＬ２１１を有さない。位相調整回路２２Ａは、実施の形態１における位相調整回路２２に比べて、位相調整回路２２の共通接続点Ｎ側のインピーダンス素子であるインダクタＬ２２１を有さない。

インダクタＬ２３１は、共通接続点Ｎとフィルタ１１～１３との間に設けられており、具体的には、共通接続点Ｎと位相調整回路２１及び２２との間に設けられている。なお、図１１に示すインダクタＬ２３１と共通接続点Ｎとを接続する経路は、理想的には電気長がゼロであるものとする。

つまり、マルチプレクサ１Ａは、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べ、位相調整回路２１のインダクタＬ２１１と位相調整回路２２のインダクタＬ２２１とが、共通のインダクタＬ２３１で置き換えられた構成である。

このように構成されたマルチプレクサ１Ａであっても、上記実施の形態１と同様の複素共役関係を有することにより、良好な電気特性を得ることができる。

（変形例２）
上記実施の形態１では、位相調整回路として、ＬＣマッチング回路を例に説明した。しかし、位相調整回路はマイクロストリップラインであってもかまわない。そこで、本変形例では、このような位相調整回路を備えるマルチプレクサについて説明する。

図１２は、変形例２に係るマルチプレクサ２０１の構成図である。

同図に示すマルチプレクサ２０１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べ、位相調整回路２１及び２２に代わり、マイクロストリップライン（ＭＳＬ：microstripline）２２１及び２２２を備える。つまり、本変形例では、位相調整回路２１に代わる位相調整回路として、経路３１に直列接続されたＭＳＬ２２１を備える。また、位相調整回路２２に代わる位相調整回路として、経路３２に直列接続されたＭＳＬ２２２を備える。

ＭＳＬ２２１とＭＳＬ２２２とは、接続された経路が異なることに伴い位相を調整する対象のフィルタが異なる点を除き、ほぼ同様の構成を有する。このため、以下ではＭＳＬ２２１について説明し、ＭＳＬ２２２については説明を簡略化する。

ＭＳＬ２２１は、共通接続点Ｎから見たフィルタ１１の位相を正方向（時計回り）に回転させ、当該回転角はＭＳＬ２２１の長さによって規定される。この場合、ＭＳＬ２２１の特性インピーダンスを、他の伝送線路の特性インピーダンス等の伝送系のインピーダンスと等しくすることにより、フィルタ１１の通過帯域におけるインピーダンス整合状態を変化させることなく（反射係数を維持しつつ）、位相の回転のみを行うことができる。なお、ＭＳＬ２２１及び２２２の特性インピーダンスは、伝送系のインピーダンスと異なっていてもかまわない。

これにより、ＭＳＬ２２１及び２２２は、共通接続前の状態で共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見て（共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３単体を見て）上述の複素共役関係となるように、それぞれに対応するフィルタの位相を調整することができる。

ここで、ＭＳＬ２２１の等価回路は、同図の破線枠内の等価回路図に示すように、経路３１に直列接続されたインダクタ及び当該経路とグランドとを接続する経路に直列接続されたキャパシタとで示される。このことは、ＭＳＬ２２２についても同様である。このため、位相調整回路は、ＭＳＬに限らず、このようなインダクタとキャパシタとで構成されてもかまわない。

図１３は、本変形例において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。

同図から明らかなように、全てのフィルタ１１～１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、自帯域（自身の通過帯域）においてスミスチャートの中心部に位置している。一方、全てのフィルタ１１～１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、相手側帯域においてスミスチャートの中心部からずれて位置している。

ここで、フィルタ１１の通過帯域であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と同様に、当該フィルタ１１の束ね相手側フィルタであるフィルタ１２と１３とで、インピーダンスが複素共役関係となっている。また、フィルタ１２の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と同様に、当該フィルタ１２の束ね相手側フィルタであるフィルタ１１と１３とで、インピーダンスが複素共役関係となっている。また、フィルタ１３の通過帯域であるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と同様に、当該フィルタ１３の束ね相手側フィルタであるフィルタ１１と１２とで、インピーダンスが無限大（絶対値５００Ω以上）となっている。

上記のような単体での反射特性を有するフィルタ１１～１３を共通接続点Ｎで共通接続することにより、共通接続点Ｎから見た共通接続後の反射特性は次のようになる。

図１４は、本変形例において、共通接続後の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。同図の（ａ）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。

同図から明らかなように、共通接続後の共通接続点Ｎから見たフィルタ１１～１３のインピーダンスは、フィルタ１１～１３の全ての通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）においてスミスチャートの中心部に位置している。つまり、本変形例では実施の形態１と同様に、共通接続後のフィルタ１１～１３は、各フィルタの通過帯域においてインピーダンス整合がとられていることがわかる。

図１５は、本変形例において、共通接続後のフィルタ特性（通過特性）を示す図である。

同図に示すように、本変形例に係るマルチプレクサ２０１のフィルタ特性は、フィルタ１１～１３の全ての通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）において低ロスを実現できている。つまり、本変形例に係るマルチプレクサ２０１によれば、良好な電気特性を得るという効果を奏することができる。

このように、本変形例に係るマルチプレクサ２０１であっても、上記実施の形態１と同様に、上述した複素共役関係を有することにより、良好な電気特性を得ることができる。

また、本変形例によれば、位相調整回路がマイクロストリップライン（本変形例ではＭＳＬ２２１及び２２２）であることにより、インダクタ及びキャパシタ等のインピーダンス素子を用いることなく位相調整回路を構成することができる。このため、マルチプレクサ２０１の構成を簡素化することができ、それに伴い、製造工程における工数を削減することができる。

なお、インピーダンス素子を用いずに構成される位相調整回路としては、マイクロストリップラインに限らず、例えばコプレーナラインまたはストリップライン等の伝送線路であってもかまわない。

また、位相調整回路は、マイクロストリップラインに代わり、当該マイクロストリップラインの等価回路（図１２の破線枠内参照）を実現するインピーダンス素子を有してもかまわない。つまり、当該位相調整回路は、フィルタが設けられた経路に直列接続されたインダクタ、及び、当該経路とグランドとを接続する経路に直列接続されたキャパシタによって構成されていてもかまわない。このような構成によれば、共通接続前の状態で共通接続点Ｎから当該フィルタを見たインピーダンスを、スミスチャート上において、ショートを通る円上で容量性に移動させ、オープンを通る円上で誘導性に移動させることができる。このため、当該インピーダンスの位相を可変することができるので、インピーダンス素子の定数を適宜調整することにより、上述した複素共役関係を満たすことができる。したがって、このような構成であっても、上記実施の形態１と同様に、良好な電気特性を得ることができる。

（変形例３）
上記実施の形態１及び変形例１、２では、フィルタ１２及び１３について、各フィルタのインピーダンスは、共通接続前の状態で共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見て（共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３単体を見て）、フィルタ１１の通過帯域（Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域）において複素共役関係となっていた。また、フィルタ１１及び１３について、各フィルタのインピーダンスは、上記のように見て、フィルタ１２の通過帯域（Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域）において複素共役関係となっていた。また、フィルタ１１及び１２について、各フィルタのインピーダンスは、上記のように見て、フィルタ１３の通過帯域（Ｂａｎｄ７Ｒｘ帯域）において無限大（絶対値５００Ω以上）となっていた。しかし、インピーダンスが複素共役関係となるフィルタの組み合わせ及び通過帯域はこれに限定されない。また、インピーダンスが無限大（絶対値５００Ω以上）となるフィルタの組み合わせ及び通過帯域についても、これに限定されない。そこで、本変形例では、このようなマルチプレクサの一例について説明する。

図１６は、変形例３に係るマルチプレクサ３０１の構成図である。

同図に示すマルチプレクサ３０１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べ、位相調整回路２１及び２２に代わり、位相調整回路３２１及び３２２を備え、さらに、共通接続点Ｎとフィルタ１３との間に位相調整回路３２３を備える。

位相調整回路３２１～３２３は、実施の形態１における位相調整回路２１及び２２と同様に、１以上のインダクタと１以上のキャパシタとから構成されるＬＣマッチング回路である。具体的には、位相調整回路３２１は、キャパシタＣ３１１ならびにインダクタＬ３１１及びＬ３１２によって構成され、位相調整回路３２２は、キャパシタＣ３２１ならびにインダクタＬ３２１及びＬ３２２によって構成され、位相調整回路３２２は、キャパシタＣ３３１ならびにインダクタＬ３３１及びＬ３３２によって構成されている。

これら位相調整回路３２１～３２３は、インピーダンスが複素共役関係または無限大（絶対値５００Ω以上）となるフィルタの組み合わせ及び通過帯域が異なる点に関連してこれらを構成する回路定数が異なる点を除き、位相調整回路２１及び２２と同様の構成を有するため、詳細な構成については説明を省略する。

図１７は、本変形例において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。

同図から明らかなように、全てのフィルタ１１～１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、自帯域（自身の通過帯域）においてスミスチャートの中心部に位置している。一方、全てのフィルタ１１～１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、相手側帯域においてスミスチャートの中心部からずれて位置している。

ここで、フィルタ１１の通過帯域であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と異なり、当該フィルタ１１の束ね相手側フィルタであるフィルタ１２と１３とで、インピーダンスが無限大（絶対値５００Ω以上）となっている。また、フィルタ１２の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と同様に、当該フィルタ１２の束ね相手側フィルタであるフィルタ１１と１３とで、インピーダンスが複素共役関係となっている。また、フィルタ１３の通過帯域であるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と異なり、当該フィルタ１３の束ね相手側フィルタであるフィルタ１１と１２とで、インピーダンスが複素共役関係となっている。

上記のような単体での反射特性を有するフィルタ１１～１３を共通接続点Ｎで共通接続することにより、共通接続点Ｎから見た共通接続後の反射特性は次のようになる。

図１８は、本変形例において、共通接続後の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。同図の（ａ）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。

同図から明らかなように、共通接続後の共通接続点Ｎから見たフィルタ１１～１３のインピーダンスは、フィルタ１１～１３の全ての通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）においてスミスチャートの中心部に位置している。つまり、実施の形態１に比べてインピーダンスが複素共役関係または無限大（絶対値５００Ω以上）となるフィルタの組み合わせ及び通過帯域を異ならせた本変形例であっても、実施の形態１と同様に、共通接続後のフィルタ１１～１３は、各フィルタの通過帯域においてインピーダンス整合がとられていることがわかる。

図１９は、本変形例において、共通接続後のフィルタ特性（通過特性）を示す図である。

同図に示すように、本変形例に係るマルチプレクサ３０１のフィルタ特性は、フィルタ１１～１３の全ての通過帯域（ここではＢａｎｄ３Ｒｘ帯域、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）において低ロスを実現できている。つまり、本変形例に係るマルチプレクサ３０１によれば、良好な電気特性を得るという効果を奏することができる。

このように、本変形例に係るマルチプレクサ３０１であっても、上記実施の形態１と同様に、上述した複素共役関係を有することにより、良好な電気特性を得ることができる。

（変形例４）
上記実施の形態１及び変形例１～３では、ｎ個（上記説明では３個）の通過帯域のいずれについても、当該通過帯域が相手側帯域となるｎ－１個のフィルタ（上記説明では２個の相手側フィルタ）のインピーダンスが複素共役関係または無限大（絶対値５００Ω以上）となっていた。しかし、インピーダンスが複素共役関係または無限大（絶対値５００Ω以上）とならない通過帯域があってもかまわない。そこで、本変形例では、このようなマルチプレクサの一例について説明する。

図２０は、変形例４に係るマルチプレクサ４０１の構成図である。

同図に示すマルチプレクサ４０１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べ、位相調整回路２１及び２２に代わり、位相調整回路４２１及び４２２を備え、さらに、共通接続点Ｎとフィルタ１３との間に位相調整回路４２３を備える。

位相調整回路４２１～４２３は、この順にフィルタ１１～１３に個別に対応し、対応するフィルタと共通接続点Ｎとの間に設けられている。これら位相調整回路４２１～４２３のそれぞれの構成は特に限定されないが、例えば、上記実施の形態１及び変形例１～３における位相調整回路と同様の構成が用いられ得る。このような位相調整回路４２１～４２３は、それぞれの定数等が適宜調整されることにより、例えば、対応するフィルタのインピーダンスについて相手側帯域をできるだけオープンにすることができる。

図２１は、本変形例において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。

同図から明らかなように、全てのフィルタ１１～１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、自帯域（自身の通過帯域）がスミスチャートの中心部に位置している。一方、全てのフィルタ１１～１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、相手側帯域がスミスチャートの中心部からずれて位置している。

ここで、フィルタ１２の通過帯域であるＢａｎｄ１Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と同様に、フィルタ１１及び１３でインピーダンスが複素共役関係となっている。ただし、フィルタ１１の通過帯域であるＢａｎｄ３Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と異なり、フィルタ１２及びフィルタ１３のいずれについても、インピーダンスが誘導性に位置しているため複素共役関係となっていない。また、フィルタ１３の通過帯域であるＢａｎｄ７Ｒｘ帯域に着目すると、本変形例では実施の形態１と異なり、フィルタ１１及びフィルタ１２のいずれについても、インピーダンスは無限大（絶対値５００Ω以上）となっていない。

上記のような単体での反射特性を有するフィルタ１１～１３を共通接続点Ｎで共通接続することにより、共通接続点Ｎから見た共通接続後の反射特性は次のようになる。

図２２は、本変形例において、共通接続後の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときの反射特性（インピーダンス）を示すスミスチャートである。同図の（ａ）は、同図の（ｂ１）～（ｂ３）に示す反射特性を測定した状態を模式的に示す図である。

同図から明らかなように、共通接続後の共通接続点Ｎからフィルタ１１～１３側を見たときのインピーダンスは、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域においてスミスチャートの中心部に位置しているものの、Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域においては当該中心部から誘導性にずれて位置しており、Ｂａｎｄ７Ｒｘ帯域においては当該中心部から容量性にずれて位置している。

これは、フィルタ１１に着目すると、共通接続点Ｎから見た束ね相手側フィルタ（フィルタ１２及び１３）単体のインピーダンスが自帯域（Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域）において複素共役関係とならず誘導性にずれて位置していることによる。また、フィルタ１３に着目すると、共通接続点Ｎから見た束ね相手側フィルタ（フィルタ１１及び１２）単体のインピーダンスが自帯域（Ｂａｎｄ７Ｒｘ帯域）において複素共役関係とならず容量性にずれて位置していることによる。

つまり、本変形例では実施の形態１に比べて、共通接続点Ｎから共通接続後のフィルタ１１～１３を見て、一部の通過帯域（Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域）においてインピーダンス整合状態が劣化（反射係数が増大）している。

図２３は、本変形例において、共通接続後のフィルタ特性（通過特性）を示す図である。

同図と図６とを比較して分かるように、本変形例に係るマルチプレクサ４０１のフィルタ特性は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１のフィルタ特性に比べて、Ｂａｎｄ３Ｒｘ帯域及びＢａｎｄ７Ｒｘ帯域におけるロスがやや劣化（増大）しているものの、Ｂａｎｄ１Ｒｘ帯域におけるロスは同等となっている。つまり、本変形例に係るマルチプレクサ４０１であっても、少なくとも１つの通過帯域（ここではＢａｎｄ１Ｒｘ帯域）については、良好な電気特性を得る（損失を抑制する）という効果を奏することができる。

このように、本変形例に係るマルチプレクサ４０１であっても、上述した複素共役関係を有することにより、少なくとも１つの通過帯域については、上記実施の形態１と同様に良好な電気特性を得ることができる。

このようなマルチプレクサ４０１は、複数の通過帯域の間で、要求仕様等により求められるロスの上限が異なる構成に適用することができる。つまり、ロスの上限が厳しいＢａｎｄを通過帯域とするフィルタを除く他のフィルタについてのみ上述した複素共役関係を満たすように設計する。これにより、マルチプレクサ４０１の回路構成の複雑化及び回路素子の定数調整等の工数を削減しつつ、ロスの上限が厳しいＢａｎｄを通過帯域とするフィルタのフィルタ特性について低ロスを実現して要求仕様を満たすことができる。

（変形例５）
上記実施の形態１及び変形例１～４では、ｎ個のフィルタ（上記説明では３個のフィルタ１１～１３）のそれぞれが帯域通過フィルタであるとして説明した。つまり、ｎ個の帯域通過フィルタを含むマルチプレクサについて説明した。しかし、本発明は、帯域通過フィルタに限らず、ノッチフィルタ等の帯域除去フィルタを含むマルチプレクサに適用することもできる。そこで、本変形例では、このようなマルチプレクサの一例について説明する。

図２４は、本変形例に係るマルチプレクサ７０１の構成図である。

同図に示すマルチプレクサ７０１は、実施の形態１に係るマルチプレクサ１に比べ、フィルタ１１～１３に代わりフィルタ７１１～７１３を備え、位相調整回路２１及び２２に代わり位相調整回路７２３を備える。

フィルタ７１１は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ２とを結ぶ経路３１上に配置されている。このフィルタ７１１は、本変形例ではＬＴＥのＢａｎｄ４１を通過帯域とするバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）である。

フィルタ７１２は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ３とを結ぶ経路３２上に配置されている。このフィルタ７１２は、本変形例ではＬＴＥのＢａｎｄ４０を通過帯域とするバンドパスフィルタである。なお、本変形例では、フィルタ７１２の通過帯域は、例えばＩＳＭ２．４Ｇ帯域での減衰量を確保するため、Ｂａｎｄ４０の低域側のチャネルに絞られている。

フィルタ７１３は、共通端子Ｐｏｒｔ１と個別端子Ｐｏｒｔ４とを結ぶ経路３３上に配置されている。このフィルタ７１３は、本変形例では、ＬＴＥのＢａｎｄ４１及び４０（第１周波数帯域）を減衰帯域とするノッチフィルタ（帯域除去フィルタ）である。つまり、フィルタ７１３の通過帯域は、フィルタ７１１及びフィルタ７１２それぞれの通過帯域と異なる。具体的には、フィルタ７１３の低域側の通過帯域周波数は、フィルタ７１１及びフィルタ７１２それぞれの通過帯域周波数よりも低い。本変形例では、フィルタ７１３は、ＬＭＢ（ローミドルバンド：１４７６－２０２６ＭＨｚ）及びＭＢ（ミドルバンド：２１１０－２２００ＭＨｚ）を低域側の通過帯域とするノッチフィルタである。ＬＭＢ及びＭＢの例としては、例えば、Ｂａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ１１、Ｂａｎｄ２１、Ｂａｎｄ２５、Ｂａｎｄ３２、Ｂａｎｄ３４、Ｂａｎｄ３９、およびＢａｎｄ６６が挙げられる。

本変形例では、これらフィルタ７１１～７１３のそれぞれは、実施の形態１におけるフィルタ１１～１３と同様に、１以上の弾性波共振子によって構成される弾性波フィルタである。

ここで、同図に示すように、フィルタ７１３を構成する１以上の弾性波共振子のうち最も共通接続点Ｎ側の弾性波共振子は、フィルタ７１３が設けられた経路３３とグランドとを接続する経路に直列接続された並列共振子ｐ１（並列腕共振子）である。つまり、フィルタ７１３は、共通接続点Ｎ側から並列共振子ｐ１で始まる弾性波フィルタである。

なお、並列共振子ｐ１は、当該１つの並列共振子ｐ１が直列分割等された複数の分割共振子によって構成されていてもかまわない。また、並列共振子ｐ１は、経路３３またはグランドに直接接続されていなくてもよく、他の並列共振子またはインピーダンス素子等を介して接続されていてもかまわない。

位相調整回路７２３は、３個の経路３１～３３が共通接続されていない共通接続前の状態で共通接続点Ｎから３個のフィルタ７１１～７１３側を見て、実施の形態１で説明した複素共役関係となるように、フィルタ７１３の位相を調整する。具体的には、位相調整回路７２３は、共通接続点Ｎとフィルタ７１３との間でフィルタ７１３が設けられた経路３３に直列接続されたインダクタＬ７３１である。

このように、本変形例に係るマルチプレクサ７０１は、少なくとも１個のフィルタ（本変形例ではフィルタ７１３）がノッチフィルタで構成され、ノッチフィルタの束ね側端子（つまり共通接続点Ｎ側）に直列インダクタ（インダクタＬ７３１）が挿入されている。また、３個のフィルタ７１１～７１３の通過帯域周波数は互いに重複せず、かつ、フィルタ７１３（ノッチフィルタ）の通過帯域周波数が他のフィルタ７１１及び７１２の通過帯域周波数よりも低い。また、フィルタ７１３は、上記の直列インダクタにシャントに接続された弾性波共振子（並列共振子ｐ１）を有する。

次に、このように構成されたマルチプレクサ７０１の特性について、説明する。

図２５は、本変形例において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ７１１～７１３側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。

同図から明らかなように、全てのフィルタ７１１～７１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、自帯域（自身の通過帯域）がスミスチャートの中心部に位置している。一方、全てのフィルタ７１１～７１３について、各フィルタのインピーダンスは、実施の形態１と同様に、相手側帯域がスミスチャートの中心部からずれて位置している。

ここで、フィルタ７１１の通過帯域であるＢａｎｄ４１に着目すると、フィルタ７１２及び７１３でインピーダンスが複素共役関係となっている。また、フィルタ７１２の通過帯域であるＢａｎｄ４０に着目すると、フィルタ７１１及び７１３でインピーダンスが複素共役関係となっている。

上記のような反射特性を有するフィルタ７１１～７１３を共通接続点Ｎで共通接続することにより、共通接続点Ｎから見た共通接続後の反射特性において、Ｂａｎｄ４１及び４０のいずれのＢａｎｄについても、インピーダンス整合をとることができる。

図２６は、本変形例において、共通接続後のフィルタ特性（通過特性）を示す図である。

同図から分かるように、本変形例に係るマルチプレクサ７０１であっても、実施の形態１と同様に、全ての通過帯域（本変形例では、Ｂａｎｄ４０及び４１、ならびに、ＬＭＢ及びＭＢについて、良好な電気特性を得る（損失を抑制する）という効果を奏することができる。以下、このような効果が奏される理由について、図２７及び図２８を用いて本変形例の比較例と比較しながら説明する。

図２７は、本変形例において、フィルタ７１３（ノッチフィルタ）に関する反射特性を示す図である。図２８は、本変形例の比較例において、フィルタ９１３（ノッチフィルタ）に関する反射特性を示す図である。なお、比較例のフィルタ９１３は、本変形例のフィルタ７１３に比べて、共通接続点Ｎ側の弾性波共振子が経路３３に直列接続された直列共振子ｓ１（直列腕共振子）である点を除いて同様であるため、詳細な説明については省略する。

図２７の上段右図（ｂ３－１）及び図２８の右図（ｂ３－１）に示すスミスチャートには、フィルタ７１３及び９１３の共通接続点Ｎ側のインピーダンスが示されている。これらを比較して分かるように、共通接続点Ｎ側の弾性波共振子が並列共振子ｐ１であるフィルタ７１３は、当該弾性波共振子が直列共振子ｓ１であるフィルタ９１３に比べて、相手側フィルタの通過帯域周波数（すなわち、フィルタ７１１の通過帯域であるＢａｎｄ４１及びフィルタ７１２の通過帯域であるＢａｎｄ４０）におけるインピーダンスを時計回りに回転させ、位相を進めることができる。

本変形例では、図２７の下段に示すように、経路３３に直列接続されたインダクタＬ７３１からなる位相調整回路７２３を付加することにより、共通接続点Ｎからフィルタ７１３側を見たインピーダンスを時計回りに回転させて位相を進ませることにより、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスを誘導性にシフトさせる。

このとき、共通接続点Ｎからフィルタ７１３側を見たインピーダンスは、上記の直列接続されたインダクタＬ７３１のインダクタンス値が大きいほど、相手側フィルタの通過帯域周波数においてスミスチャート上で大きく回転する。したがって、比較例のフィルタ９１３であっても、インダクタＬ７３１のインダクタンス値を増大することにより、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスを誘導性にシフトさせることは可能ではある。しかしながら、当該インダクタＬ７３１は、高周波信号を伝達する経路３３に直列に接続されているため、インダクタンス値の増大はフィルタ７１３の通過帯域内ロスの増大を招くことになる。

これに対して、本変形例では、インダクタＬ７３１を付加する前のフィルタ７１３について、比較例のフィルタ９１３に比べて、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスをスミスチャート上で時計回りに回転させることができる。このため、比較的小さなインダクタンス値のインダクタＬ７３１により、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスを誘導性にシフトさせることができる。したがって、本変形例によれば、良好な電気特性を得つつ、フィルタ７１３の通過帯域内ロスを抑制することができる。

このように、本変形例に係るマルチプレクサ７０１によれば、第１フィルタ（本変形例ではフィルタ７１１に相当）を除くｎ－１個のフィルタ（本変形例では２個のフィルタ７１２及び７１３に相当）のインピーダンスが当該第１フィルタの通過帯域（第１フィルタの自帯域、本変形例ではＢａｎｄ４１）において複素共役関係となる（図２５参照）。これにより、ｎ－１個のフィルタは、第１フィルタの自帯域におけるインピーダンスとして、絶対値が略等しくかつ正負が逆のインピーダンスの虚数成分を有する。よって、これらｎ－１個のフィルタが共通接続されると当該虚数成分がキャンセルされるため、共通接続点Ｎから見た第１フィルタの自帯域における相手側フィルタの合成インピーダンスは虚数成分を有さないことになる。したがって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタの自帯域について、ｎ－１個のフィルタ（第１フィルタの束ね相手側フィルタ）のインピーダンス虚数成分の影響を受けにくくなる。このため、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタのフィルタ特性について低ロスを実現することができる。

また、本変形例によれば、第３フィルタ（本変形例ではフィルタ７１２に相当）を除くｎ－１個のフィルタ（本変形例ではフィルタ７１１及び７１３に相当）のインピーダンスが当該第３フィルタの通過帯域（第３フィルタの自帯域、本変形例ではＢａｎｄ４０）において複素共役関係となる（図２５参照）。これにより、ｎ－１個のフィルタは、第３フィルタの自帯域におけるインピーダンスとして、絶対値が略等しくかつ正負が逆のインピーダンスの虚数成分を有する。よって、共通接続後のｎ個のフィルタは、第１フィルタと同様に、第３フィルタのフィルタ特性についても低ロスを実現することができる。

また、本変形例によれば、少なくとも１個のフィルタ（本変形例ではフィルタ７１３）は帯域除去フィルタであり、位相調整回路７２３は経路３３に直列接続されたインダクタＬ７３１である。このような上記の直列接続されたインダクタＬ７３１である位相調整回路７２３を設けることにより、共通接続されていない状態で共通接続点Ｎから帯域除去フィルタ（本変形例ではフィルタ７１３）側を見たインピーダンスは、帯域除去フィルタの相手側フィルタの通過帯域周波数（本変形例ではフィルタ７１１の通過帯域であるＢａｎｄ４１及びフィルタ７１２の通過帯域であるＢａｎｄ４０）において誘導性にシフトすることになる。このため、ｎ個のフィルタそれぞれが弾性波フィルタである等、ｎ個のフィルタそれぞれのインピーダンスが容量性の場合であっても、帯域除去フィルタのインピーダンスと他の少なくとも１個のフィルタのインピーダンスとを、第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係とすることができる。したがって、帯域除去フィルタを含むｎ個のフィルタを備えるマルチプレクサ７０１において、良好な電気特性を得ることができる。

また、本変形例によれば、ｎ個のフィルタは、帯域除去フィルタの減衰帯域周波数に通過帯域周波数が含まれる少なくとも２個の帯域通過フィルタ（本変形例では２個のフィルタ７１１及び７１２）を含む。つまり、帯域除去フィルタの低域側の通過帯域周波数（本変形例ではＬＭＢ及びＭＢ）は、相手側フィルタの通過帯域周波数（本変形例ではＢａｎｄ４１及び４０）よりも低い。これにより、インダクタＬ７３１を付加する前の帯域除去フィルタについて、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスをスミスチャート上で時計回りに回転させて位相を進ませることができる。このため、比較的小さなインダクタンス値のインダクタＬ７３１を帯域除去フィルタに付加することにより、相手側フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスを誘導性にシフトさせることができる。したがって、本変形例によれば、良好な電気特性を得つつ、帯域除去フィルタの通過帯域内ロスを抑制することができる。

（実施の形態２）
以上の実施の形態１及び変形例１～５で説明したマルチプレクサは、当該マルチプレクサを備える高周波フロントエンド回路等に適用することができる。そこで、本実施の形態では、このような高周波フロントエンド回路について、実施の形態１の変形例５に係るマルチプレクサ７０１を備える構成を例に説明する。

図２９は、実施の形態２に係る高周波フロントエンド回路１０及びその周辺回路の構成図である。同図には、マルチプレクサ７０１と受信増幅回路群４とで構成される高周波フロントエンド回路１０と、アンテナ素子２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３とが示されている。高周波フロントエンド回路１０及びＲＦＩＣ３は、通信装置１００を構成している。アンテナ素子２、高周波フロントエンド回路１０、及びＲＦＩＣ３は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。

アンテナ素子２は、高周波信号を送受信する、例えばＬＴＥ等の通信規格に準拠したマルチバンド対応のアンテナである。なお、アンテナ素子２は、例えば通信装置１００の全バンドに対応しなくてもよく、低周波数帯域群または高周波数帯域群のバンドのみに対応していてもかまわない。また、アンテナ素子２は、通信装置１００に内蔵されていてもかまわない。

ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、アンテナ素子２から高周波フロントエンド回路１０の受信側信号経路を介して入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（図示せず）へ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、ベースバンド信号処理回路から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を高周波フロントエンド回路１０の送信側信号経路（図示せず）に出力する。

高周波フロントエンド回路１０は、アンテナ素子２とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝達する回路である。具体的には、高周波フロントエンド回路１０は、ＲＦＩＣ３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を、送信側信号経路（図示せず）を介してアンテナ素子２に伝達する。また、高周波フロントエンド回路１０は、アンテナ素子２で受信された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、受信側信号経路を介してＲＦＩＣ３に伝達する。

高周波フロントエンド回路１０は、アンテナ素子２側から順に、マルチプレクサ７０１と、受信増幅回路群４とを備える。

受信増幅回路群４は、マルチプレクサ７０１から入力された高周波受信信号を電力増幅する１以上のローノイズアンプ（本実施の形態では複数のローノイズアンプ）によって構成される。

なお、高周波フロントエンド回路１０は、例えば、送信と受信とを切り替えるスイッチ、あるいは、マルチプレクサ７０１を構成する複数のフィルタ７１１～７１２でローノイズアンプを共有するためのスイッチを備えていてもかまわない。

このように構成された高周波フロントエンド回路１０は、アンテナ素子２から入力された高周波信号（ここでは高周波受信信号）を、所定のフィルタでフィルタリングし、かつ、所定のローノイズアンプで増幅して、ＲＦＩＣ３に出力する。なお、低域のバンド（ここではＬＭＢ及びＭＢ）に対応するＲＦＩＣと高域のバンド（ここではＢａｎｄ４１及び４０）に対応するＲＦＩＣとは、個別に設けられていてもかまわない。

このように、高周波フロントエンド回路１０は、実施の形態１の変形例５に係るマルチプレクサ７０１を備えることにより、良好な電気特性を得ることができる（損失を抑制できる）３以上のマルチバンド対応の高周波フロントエンド回路を実現できる。

なお、高周波フロントエンド回路は、実施の形態１及び変形例１～４に係るマルチプレクサを備える構成であってもかまわない。また、本実施の形態では、受信側信号経路にマルチプレクサが設けられた構成について説明した。しかし、高周波フロントエンド回路の構成はこれに限らず、送信側信号経路にマルチプレクサが設けられた構成であってもかまわない。

（その他の実施の形態）
以上、本発明に係るマルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路について、実施の形態及び変形例に基づいて説明したが、本発明は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係るマルチプレクサ及び高周波フロントエンド回路を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。

例えば、上述した高周波フロントエンド回路１０とＲＦＩＣ３（ＲＦ信号処理回路）とを備える通信装置１００も本発明に含まれる。このような通信装置１００によれば、良好な電気特性を得ることができる（損失を抑制できる）３以上のマルチバンド対応の通信装置を実現できる。

また、例えば、上記説明では、共通接続点Ｎとｎ個のフィルタ（上記説明では３個のフィルタ１１～１３）との間には、位相調整回路が設けられていた。しかし、ｎ個のフィルタのみで上述した複素共役関係が満たされる場合、つまり当該複素共役関係を満たすｎ個のフィルタを設計できる場合には、位相調整回路は設けられていなくてもかまわない。また、ｎ個のフィルタは、当該ｎ個のフィルタのうち任意のフィルタを第１フィルタとしたとき、次の関係を満たしてもかまわない。すなわち、当該第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタについて、各フィルタのインピーダンスは、前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から前記ｎ個のフィルタ側を見て、前記第１フィルタの通過帯域において複素共役関係となっている。言い換えると、このように見て、ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタは、前記第１フィルタの通過帯域周波数において虚数成分が互いにキャンセルされるようなインピーダンスを有する。

図３０Ａは、このようなフィルタ５１１～５１３を備えるマルチプレクサ５０１の構成図である。フィルタ５１１～５１３は、この順に、Ｂａｎｄ＿Ａ、Ｂａｎｄ＿Ｂ及びＢａｎｄ＿Ｃを通過帯域とするフィルタである。図３０Ｂは、図３０Ａに示すマルチプレクサ５０１において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ５１１～５１３側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。同図に示すように、Ｂａｎｄ＿Ａ、Ｂａｎｄ＿Ｂ及びＢａｎｄ＿ＣのいずれのＢａｎｄについても、当該Ｂａｎｄを相手側帯域とする２個のフィルタのインピーダンスは、当該Ｂａｎｄにおいて複素共役関係となっている。

また、上記説明では、マルチプレクサが備えるフィルタの個数を３個として説明した。しかし、マルチプレクサは４個以上のフィルタを備えてもかまわない。つまり、「複素共役関係となる」対象のフィルタの個数は、３以上であってもかまわない。具体的には、上記説明では、複素共役関係となる対象を１対１で説明したが、当該対象は１対複数、あるいは、複数対複数の場合もある。このことの理解を容易にするため、マルチプレクサが４個のフィルタを備える構成を例に説明する。

図３１Ａは、４個のフィルタ６１１～６１４を備えるマルチプレクサ６０１の構成図である。フィルタ６１１～６１４は、この順に、Ｂａｎｄ＿Ａ、Ｂａｎｄ＿Ｂ、Ｂａｎｄ＿Ｃ及びＢａｎｄ＿Ｄを通過帯域とするフィルタである。図３１Ｂは、図３１Ａに示すマルチプレクサ６０１において、共通接続前の共通接続点Ｎからフィルタ６１１～６１４側を見たときの反射特性を示すスミスチャートである。なお、同図にはＢａｎｄ＿Ａを自帯域とするフィルタ６１１を除く他のフィルタ６１２～６１４について、Ｂａｎｄ＿Ａにおけるインピーダンス（図中の三角形で示すマーカー参照）が示されている。

図３１Ｂに示すように、フィルタ６１１の通過帯域であるＢａｎｄ＿Ａに着目すると、当該フィルタ６１１の束ね相手側フィルタであるフィルタ６１２～６１４について、各フィルタのインピーダンスがＢａｎｄ＿Ａにおいて複素共役関係となっていることがわかる。具体的には、Ｂａｎｄ＿Ａにおけるインピーダンスが誘導性に位置するフィルタ６１２及びフィルタ６１３の合成インピーダンス（図中の×印で示すマーカー参照）と、当該インピーダンスが容量性に位置するフィルタ６１４のインピーダンスとは、複素共役関係となっている。

このように、マルチプレクサが４個以上のｎ個のフィルタを備える場合、ｎ個のフィルタのうち第１フィルタ（例えばフィルタ６１１）を除くｎ－１個のフィルタについて、第１のフィルタ群（ここではフィルタ６１２及び６１３）の合成インピーダンスと第２のフィルタ群（ここではフィルタ６１４）のインピーダンスとは、共通接続点Ｎからフィルタ単体を見て、当該第１フィルタの通過帯域（ここではＢａｎｄ＿Ａ）において複素共役関係となっている。このようなマルチプレクサ６０１であっても、上記の複素共役関係を満たすことにより、実施の形態１等と同様の効果を奏することができる。

つまり、ｎ－１個のフィルタのインピーダンスが複素共役関係となる、とは、（i）当該ｎ－１個のフィルタのうち誘導性リアクタンスまたは誘導性サセプタンスを有する１以上のフィルタの合成インピーダンスと（ii）当該ｎ－１個のフィルタのうち容量性リアクタンスまたは容量性サセプタンスを有する１以上のフィルタの合成インピーダンスとが、複素共役関係となることを言う。

また、上記説明では、フィルタ１１～１３に割り当てられた通過帯域の組み合わせとして、Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ１及びＢａｎｄ７を例に説明した。しかし、当該通過帯域の組み合わせはこれに限定されず、例えば、（i）Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ１及びＢａｎｄ４０の組み合わせ、（ii）Ｂａｎｄ３、Ｂａｎｄ１及びＢａｎｄ４１の組み合わせ、（iii）Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４及びＢａｎｄ３０の組み合わせ、（iv）Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ４及びＢａｎｄ７の組み合わせ、（v）Ｂａｎｄ２５、Ｂａｎｄ６６及びＢａｎｄ３０の組み合わせ、並びに、（vi）Ｂａｎｄ４、Ｂａｎｄ２５及びＢａｎｄ３０の組み合わせ、のいずれかであってもかまわない。

また、上記説明では、フィルタ１１～１３は、全てが受信フィルタであるとしたが、少なく１つが送信フィルタであってもかまわない。例えば、フィルタ１１～１３は、送信帯域（Ｔｘ）と受信帯域（Ｒｘ）とが比較的離れているＬＴＥのＢａｎｄ４（送信帯域：１７１０～１７５５ＭＨｚ、受信帯域：２１１０～２１５５）に対応する送信フィルタと受信フィルタとを含んでもかまわない。

また、上記説明したマルチプレクサにおいて、共通接続点Ｎと共通端子Ｐｏｒｔ１とを結ぶ経路上等に、インピーダンス整合用のインダクタ等のインピーダンス素子が接続されていてもかまわない。

また、本発明は、マルチプレクサの設計方法として実現されてもよい。すなわち、当該マルチプレクサの設計方法は、共通接続点Ｎで共通接続されたｎ個（ｎは３以上の整数）の経路上に個別に配置され、互いに異なる通過帯域を有するｎ個のフィルタを備えるマルチプレクサの設計方法であって、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを設計する第１ステップと、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタを設計する第２ステップと、を含む。ここで、前記第２ステップでは、前記ｎ個の経路の一部であって前記共通接続点Ｎとなるべき点から前記ｎ個のフィルタ側を見て、前記第１フィルタの通過帯域において虚数成分が互いにキャンセルされるように、前記ｎ－１個のフィルタを設計する。

このようなマルチプレクサの設計方法は、例えばＣＡＤ装置等のコンピュータあるいはＥＤＡ(Electronic Design Automation)等の自動ツールを内蔵したコンピュータにおいて実行される。また、当該設計方法は、設計者によるコンピュータとの対話的な操作によって、当該コンピュータにおいて実行されてもかまわない。

なお、第１ステップと第２ステップとが実行される順序は特に限定されない。また、これらのステップは順次実行されなくてもよく、同時に実行されてもかまわない。

本発明は、マルチバンドシステムに適用できる小型のマルチプレクサとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。

１、１Ａ、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、７０１、９０１ マルチプレクサ
２ アンテナ素子
３ ＲＦＩＣ（ＲＦ信号処理回路）
４ 受信増幅回路群
１０ 高周波フロントエンド回路
１１～１３、５１１～５１３、６１１～６１４、７１１～７１３、９１３ フィルタ
２１、２１Ａ、２２、２２Ａ、３２１～３２３、４２１～４２３、７２３ 位相調整回路
３１～３３ 経路
５２、５２ａ、５２ｂ ＩＤＴ電極
１００ 通信装置
１１１ 共振子
２２１、２２２ ＭＳＬ（マイクロストリップライン）
３５３ 密着層
３５４ 主電極層
３５５ 保護層
３５６ 圧電基板
５５１ａ、５５１ｂ バスバー電極
５５２ａ、５５２ｂ 電極指
Ｃ２１１、Ｃ２２１、Ｃ３１１、Ｃ３２１、Ｃ３３１ キャパシタ
Ｌ２１１、Ｌ２１２、Ｌ２２１、Ｌ２２２、Ｌ２３１、Ｌ３１１、Ｌ３１２、Ｌ３２１、Ｌ３２２、Ｌ３３１、Ｌ３３２、Ｌ７３１ インダクタ
Ｎ 共通接続点
ｐ１ 並列共振子
Ｐｏｒｔ１ 共通端子
Ｐｏｒｔ２～４ 個別端子
ｓ１ 直列共振子

Claims (21)

1. 共通接続点で共通接続されたｎ個（ｎは３以上の整数）の経路上に個別に配置され、互いに異なる通過帯域を有するｎ個のフィルタを備え、
   前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタ側を見たｎ－１個のインピーダンスは、前記第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっており、
   前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から、前記ｎ個のフィルタのうち前記第１フィルタと異なる第２フィルタを除くｎ－１個のフィルタ側を見たｎ－１個のインピーダンスは、前記第２フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっており、
   前記ｎ個のフィルタのうち前記第１フィルタおよび前記第２フィルタと異なる第３フィルタを除くｎ－１個のフィルタについて、前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から見て、前記第３フィルタの通過帯域周波数におけるインピーダンスの絶対値が５００Ω以上となっており、
   前記ｎ個のフィルタのそれぞれは、弾性波共振子によって構成される弾性波フィルタであり、
   前記第１フィルタの通過帯域周波数は、前記ｎ－１個のフィルタの各々を構成する前記弾性波共振子の共振周波数と反共振周波数とで挟まれる周波数範囲のいずれとも重複していない、
   マルチプレクサ。
2. 前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から、前記ｎ個のフィルタのうち前記第１フィルタを除く少なくとも２個のフィルタ側を見た前記少なくとも２個のインピーダンスは、前記第１フィルタの通過帯域周波数において複素共役関係となっている、
   請求項１に記載のマルチプレクサ。
3. 前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から、前記ｎ個のフィルタのうち第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタ側を見たｎ－１個のインピーダンスは、前記第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で複素共役関係となっている、
   請求項１に記載のマルチプレクサ。
4. 前記共通接続されていない状態で前記共通接続点から、前記ｎ個のフィルタのうち前記第１フィルタを除く少なくとも２個のフィルタ側を見た前記少なくとも２個のインピーダンスは、前記第１フィルタの通過帯域周波数において、スミスチャート上の中心よりも右側の領域であるオープン側で複素共役関係となっている、
   請求項２に記載のマルチプレクサ。
5. ｎ＝３であり、
   前記ｎ個のフィルタは、第１周波数帯域を通過帯域とする前記第１フィルタ、第２周波数帯域を通過帯域とする前記第２フィルタ、及び、第３周波数帯域を通過帯域とする前記第３フィルタであり、
   前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から、前記第２フィルタ側及び前記第３フィルタ側を見た２個のインピーダンスは、前記第１周波数帯域において複素共役関係となっている、
   請求項１～４のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
6. 前記共通接続点から、前記第１フィルタ側及び前記第２フィルタ側を見た２個のインピーダンスは、前記第３周波数帯域において複素共役関係となっている、
   請求項５に記載のマルチプレクサ。
7. 前記ｎ個の経路が共通接続されていない状態で前記共通接続点から前記ｎ個のフィルタ側を見た場合、前記第１フィルタの前記第２周波数帯域におけるインピーダンス、及び、前記第３フィルタの前記第２周波数帯域におけるインピーダンスは、絶対値が５００Ω以上となっている、
   請求項５または６に記載のマルチプレクサ。
8. 前記第１フィルタの通過帯域周波数は、前記ｎ個のフィルタの通過帯域を周波数順に並べた場合に、最も低域及び最も高域に位置する通過帯域以外の帯域である、
   請求項１～７のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
9. 前記共通接続点と前記ｎ個のフィルタのうち少なくとも１個のフィルタとの間に設けられた位相調整回路を備える、
   請求項１～８のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
10. 前記少なくとも１個のフィルタは、帯域除去フィルタであり、
    前記位相調整回路は、前記共通接続点と前記帯域除去フィルタとの間で前記帯域除去フィルタが設けられた前記経路に直列接続されたインダクタである、
    請求項９に記載のマルチプレクサ。
11. 前記ｎ個のフィルタは、前記帯域除去フィルタの減衰帯域周波数に通過帯域周波数が含まれる少なくとも２個の帯域通過フィルタを含む、
    請求項１０に記載のマルチプレクサ。
12. 前記帯域除去フィルタは、１以上の弾性波共振子によって構成される弾性波フィルタであり、
    前記帯域除去フィルタを構成する１以上の弾性波共振子のうち最も前記共通接続点側の弾性波共振子は、前記帯域除去フィルタが設けられた前記経路とグランドとを接続する経路に直列接続された並列共振子である、
    請求項１０または１１に記載のマルチプレクサ。
13. 前記位相調整回路は、１以上のインダクタと１以上のキャパシタとから構成されるＬＣマッチング回路である、
    請求項９に記載のマルチプレクサ。
14. 前記位相調整回路は、前記少なくとも１個のフィルタが設けられた少なくとも１つの前記経路に直列接続されたキャパシタ、及び、当該経路とグランドとを接続する経路に直列接続されたインダクタによって構成されている、
    請求項９に記載のマルチプレクサ。
15. 前記位相調整回路は、前記少なくとも１個のフィルタが設けられた少なくとも１つの前記経路に直列接続されたマイクロストリップラインである、
    請求項９に記載のマルチプレクサ。
16. 前記第１フィルタと前記ｎ個のフィルタのうち当該第１フィルタを除くｎ－１個のフィルタとは、前記第１フィルタの通過帯域幅以上に通過帯域が離れている、
    請求項１～１５のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
17. 前記マルチプレクサには、複数の周波数帯域の高周波信号を同時に送信または受信するＣＡ（キャリアアグリゲーション）方式が適用され、
    前記ｎ個のフィルタは、前記高周波信号を同時にフィルタリングする、
    請求項１～１６のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
18. 前記ｎ個のフィルタは、３個のフィルタであり、
    当該３個のフィルタは、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のＢａｎｄ３を通過帯域とするフィルタ、前記ＬＴＥのＢａｎｄ１を通過帯域とするフィルタ、及び、前記ＬＴＥのＢａｎｄ７を通過帯域とするフィルタである、
    請求項１～１７のいずれか１項に記載のマルチプレクサ。
19. 前記第１フィルタの通過帯域周波数において、前記ｎ－１個のフィルタは、キャパシタとして作用する、
    請求項１に記載のマルチプレクサ。
20. 請求項１～１９のいずれか１項に記載のマルチプレクサと、
    前記マルチプレクサに接続された増幅回路と、を備える、
    高周波フロントエンド回路。
21. アンテナ素子で送受信される高周波信号を処理するＲＦ信号処理回路と、
    前記アンテナ素子と前記ＲＦ信号処理回路との間で前記高周波信号を伝達する請求項２０に記載の高周波フロントエンド回路と、を備える、
    通信装置。

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