CN107623503B - 多工器、高频前端电路、通信装置及多工器的设计方法 - Google Patents

Abstract

在将3个以上的多个滤波器共同连接的多工器中获得良好的电特性。多工器1具备独立地配置在于共同连接点N被共同连接的n个(n为3以上的整数)的路径(31～33)上且具有相互不同的通频带的n个滤波器(11～13)，n个滤波器(11～13)之中除了第1滤波器以外的n‑1个滤波器具有如下阻抗：在n个路径(31～33)未被共同连接的状态下从共同连接点N观察，在第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

Description

多工器、高频前端电路、通信装置及多工器的设计方法

技术领域

本发明涉及具有多个滤波器的多工器、高频前端电路、通信装置及多工器的设计方法。

背景技术

近年来的移动体通信机中，被要求以一个终端对应多个频带的、所谓的多频带化。因而，为了与这种要求对应，正在开发相对于1个天线连接通频带相互不同的多个滤波器而不经由开关的多工器。

可是，这种多工器中，经由多个滤波器的多个信号路径不经由开关地被共同连接，由此滤波器彼此的影响相互波及，特性有时劣化。

因而，作为改善这种特性的劣化的手法，在具备2个滤波器的多工器中，提出针对一个滤波器而言从共同连接侧观察，使另一个滤波器的通频带中的阻抗非常高(成为开路状态)的构成(例如参照专利文献1)。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开平9-172340号公报

上述的构成在被共同连接的滤波器为2个的情况下、即成为连接对方侧滤波器的通频带的频率为1个的情况下，由于能够容易地使该频带成为开路状态，故是有用的。可是，在被共同连接的滤波器为3个以上的情况下、尤其成为对方侧频带的2个以上的通频带的频率分离开的情况下，难以使所有对方侧频带成为开路状态。在未成为开路状态的对方侧频带存在的状态下若将多个滤波器共同连接，则因在与自频带(自身的通频带)不同的对方侧频带能观察到的阻抗的影响，会引起电特性的劣化(损耗的增大)。

发明内容

因而，本发明的目的在于，提供一种在将3个以上的多个滤波器共同连接的多工器中能够获得良好的电特性的(抑制损耗的)多工器、高频前端电路、通信装置及多工器的设计方法。

为了达成上述目的，本发明的一形态涉及的多工器具备被独立地配置在于共同连接点被共同连接的n个路径上且具有相互不同的通频带的n个滤波器，n为3以上的整数，所述n个滤波器之中除了第1滤波器以外的n-1个滤波器具有如下阻抗：在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

除了第1滤波器以外的n-1个滤波器具有这种阻抗，由此从共同连接点观察到该n-1个滤波器的合成阻抗，在第1滤波器的通频带频率(即、第1滤波器的自频带)中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点观察到n个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以受到该n-1个滤波器的阻抗的影响。由此，根据本形态涉及的多工器，能够获得良好的电特性(抑制损耗)。

再有，也可以是所述n-1个滤波器的阻抗在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。

还有，也可以是所述n个滤波器之中除了所述第1滤波器以外的至少2个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

除了第1滤波器以外的至少2个滤波器具有这种阻抗，由此从共同连接点观察到该至少2个滤波器的合成阻抗，在第1滤波器的自频带中难以具有虚数分量。因此，通过适当调整其他滤波器的阻抗，从而从共同连接点观察到n个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以受到对方侧滤波器的阻抗的影响。由此，能够获得良好的电特性。

再有，也可以是所述至少2个滤波器的阻抗在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。

再者，也可以是所述n-1个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中，在史密斯圆图上的中心的右侧区域即开路侧，虚数分量被相互抵消。

除了第1滤波器以外的n-1个滤波器具有这种阻抗，由此从共同连接点观察到该n-1个滤波器的合成阻抗，在第1滤波器的自频带中成为在史密斯圆图上位于中心的右侧的高阻抗。因此，对于第1滤波器的自频带的高频信号而言能够抑制向该n-1个滤波器的泄漏，因此对于通过第1滤波器的路径来说能够获得更良好的电特性。

还有，也可以是所述至少2个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中，在史密斯圆图上的中心的右侧区域即开路侧，虚数分量被相互抵消。

除了第1滤波器以外的至少2个滤波器具有这种阻抗，由此从共同连接点观察到该至少2个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中成为高阻抗。因此，对于第1滤波器的自频带的高频信号来说能够抑制向该至少2个滤波器的泄漏，因而对于通过第1滤波器的路径而言能够获得更良好的电特性。

另外，也可以是所述n个滤波器的每一个是由弹性波谐振器构成的弹性波滤波器，所述第1滤波器的通频带频率和被构成所述n-1个滤波器的所述弹性波谐振器的谐振频率与反谐振频率夹着的频率范围不同。

这样，n个滤波器的每一个为弹性波滤波器，由此对于各滤波器而言能够提高滤波器特性的衰减倾斜的陡峭度。再有，第1滤波器的通频带和被构成n-1个滤波器的弹性波谐振器的谐振频率与反谐振频率夹着的频率范围不同，由此在第1滤波器的通频带频率中n-1个滤波器作为电容器起作用。为此，对于第1滤波器的自频带的高频信号来说能够抑制向n-1个滤波器的泄漏，因而对于通过第1滤波器的路径来说能够获得更良好的电特性。

此外，也可以是对于所述n个滤波器之中除了第2滤波器以外的n-1个滤波器而言，在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，所述第2滤波器的通频带频率中的阻抗的绝对值为500Ω以上。

这样，除了第2滤波器以外的n-1个滤波器的阻抗在该第2滤波器的通频带(第2滤波器的自频带)中为无穷大(绝对值500Ω以上)，由此从共同连接点观察到该n-1个滤波器的合成阻抗在第2滤波器的自频带中变为高阻抗。因此，对于第2滤波器的自频带的高频信号而言能够抑制向该n-1个滤波器的泄漏，因而对于通过第2滤波器的路径来说能够获得更良好的电特性。

再有，也可以是所述n个滤波器之中除了第3滤波器以外的n-1个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第3滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

除了第3滤波器以外的n-1个滤波器具有这种阻抗，由此从共同连接点观察到该n-1个滤波器的合成阻抗在第3滤波器的通频带频率(即第3滤波器的自频带)中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点观察到n个滤波器的合成阻抗在第3滤波器的自频带中难以受到该n-1个滤波器的阻抗的影响。由此，根据本形态涉及的多工器，对于通过第3滤波器的路径而言也能够实现低损耗，因此能够获得更良好的电特性。

再有，也可以是所述n个滤波器之中除了第3滤波器以外的n-1个滤波器的阻抗，在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第3滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。

还有，也可以n＝3，所述n个滤波器是将第1频带设为通频带的所述第1滤波器、将第2频带设为通频带的第2滤波器、及将第3频带设为通频带的第3滤波器，所述第2滤波器及所述第3滤波器具有如下阻抗：在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点进行了观察的情况下，在所述第1频带中虚数分量被相互抵消。

由此，从共同连接点观察到第2滤波器及第3滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点观察到3个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以受到第2滤波器及第3滤波器的阻抗的影响。由此，能够实现能获得良好的电特性的三工器。

再有，也可以是在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察到所述n个滤波器侧的情况下，所述第2滤波器在所述第1频带中的阻抗和所述第3滤波器在所述第1频带中的阻抗成为复共轭关系。

还有，也可以是所述第1滤波器及所述第2滤波器具有如下阻抗：在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点进行了观察的情况下，在所述第3频带中虚数分量被相互抵消。

由此，从共同连接点观察到第1滤波器及第2滤波器的合成阻抗在第3滤波器的通频带频率(即第3滤波器的自频带)中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点观察到3个滤波器的合成阻抗在第3滤波器的自频带中难以受到第1滤波器及第2滤波器的阻抗的影响。由此，根据本形态涉及的多工器，对于通过第3滤波器的路径来说也能够实现低损耗。由此，能够实现可获得更良好的电特性的三工器。

再有，也可以是在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察到所述n个滤波器侧的情况下，所述第1滤波器在所述第3频带中的阻抗和所述第2滤波器在所述第3频带中的阻抗成为复共轭关系。

还有，也可以是在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察到所述n个滤波器侧的情况下，所述第1滤波器在所述第2频带中的阻抗、及所述第3滤波器在所述第2频带中的阻抗的绝对值为500Ω以上。

由此，从共同连接点观察到第1滤波器及第3滤波器的合成阻抗，在第2滤波器的自频带中成为高阻抗。因此，对于第2滤波器的自频带的高频信号来说能够抑制向第1滤波器及第3滤波器的泄漏，因而对通过第2滤波器的路径来说能够获得更良好的电特性。由此，能够实现可获得更良好的电特性的三工器。

再有，也可以是在将所述n个滤波器的通频带按频率顺序进行了排列的情况下，所述第1滤波器的通频带频率是位于最低频带及最高频带的通频带以外的频带。

在此，若针对n个所有滤波器特性想要实现低损耗，则对于将位于最低频带及最高频带的通频带设为自频带的滤波器来说，对方侧滤波器的阻抗的虚数分量在该自频带中较小。也就是说，对于这种滤波器来说能够比较容易地实现低损耗。可是，对于将其他频带设为自频带的滤波器来说，对方侧滤波器的阻抗的虚数分量在该自频带中易于增大。该事项尤其在n个通频带的频率间隔分离开的情况下显著。因此，对于除了将位于最低频带及最高频带的通频带以外的频带设为通频带的第1滤波器以外的n-1个滤波器而言满足上述的复共轭关系，由此对于n个所有滤波器特性来说能够实现低损耗。也就是说，对于n个所有路径来说能够实现低损耗。

再有，也可以具备设置在所述共同连接点与所述n个滤波器之中的至少1个滤波器之间的相位调整电路。

通过具备这种相位调整电路，从而能够容易地实现上述的复共轭关系。

再有，所述至少1个滤波器也可以是带阻滤波器，所述相位调整电路是在所述共同连接点与所述带阻滤波器之间被串联连接至设置了所述带阻滤波器的所述路径上的电感器。

通过设置这种上述被串联连接的电感器即相位调整电路，从而未被共同连接的状态下从共同连接点观察到带阻滤波器侧的阻抗在带阻滤波器的对方侧滤波器的通频带频率中向感应性移位。为此，即便在n个滤波器各自为弹性波滤波器等、n个滤波器各自的阻抗为电容性的情况下，也能够在第1滤波器的通频带频率中将带阻滤波器的阻抗与其他至少1个滤波器的阻抗为复共轭关系。因此，具备包括带阻滤波器在内的n个滤波器的多工器中，能够获得良好的电特性(抑制损耗)。

再有，所述n个滤波器也可以包括：至少2个带通滤波器，通频带频率包含在所述带阻滤波器的衰减频带频率中。

也就是说，带阻滤波器的低频带侧的通频带频率也可以低于对方侧滤波器(在此为至少2个带通滤波器)的通频带频率。由此，附加电感器之前未被共同连接的状态下从共同连接点观察到带阻滤波器侧的阻抗在对方侧滤波器的通频带频率中在史密斯圆图上顺时针地旋转，相位超前。

在此，电感器的电感值越大，则附加了电感器之后未被共同连接的状态下从共同连接点观察到带阻滤波器侧的阻抗在对方侧滤波器的通频带频率中在史密斯圆图上相位越大大地超前。其中，由于该电感器被串联连接于传递高频信号的路径，故电感值的增大会招致带阻滤波器的通频带内损耗的增大。

相对于此，根据本形态，对于附加电感器前的带阻滤波器来说，能够使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗在史密斯圆图上旋转。为此，通过附加电感值较小的电感器，从而能够使在未被共同连接的状态下从共同连接点观察到带阻滤波器侧的阻抗在对方侧滤波器的通频带频率中向感应性移位。因此，既能获得良好的电特性，又能抑制带阻滤波器的通频带内损耗。

再者，所述带阻滤波器也可以是由1个以上的弹性波谐振器构成的弹性波滤波器，构成所述带阻滤波器的1个以上的弹性波谐振器之中最靠所述共同连接点侧的弹性波谐振器，是被串联连接到对设置了所述带阻滤波器的所述路径与接地进行连接的路径上的并联谐振器。

这样，在带阻滤波器的最靠共同连接点侧的弹性波谐振器为并联谐振器的情况下，与该弹性波谐振器为串联谐振器的情况相比，附加电感器之前未被共同连接的状态下从共同连接点观察到带阻滤波器侧的阻抗在对方侧滤波器的通频带频率中在史密斯圆图上顺时针地旋转且相位超前。由此，与上述的形态同样，既能获得良好的电特性，又能抑制带阻滤波器的通频带内损耗。

再有，所述相位调整电路也可以是由1个以上的电感器与1个以上的电容器构成的LC匹配电路。

这样，相位调整电路为LC匹配电路，关于在没有相位调整电路的状态下在自频带中未获取阻抗匹配的滤波器能够调整为：既能在自频带中实现阻抗匹配，又能在对方侧滤波器的频带(对方侧频带)中阻抗满足上述的复共轭关系。

再有，所述相位调整电路也可以由被串联连接到设置了所述至少1个滤波器的至少1个所述路径上的电容器、及被串联连接到对该路径与接地进行连接的路径上的电感器构成。

这样构成的相位调整电路能够达到与上述LC匹配电路同样的效果。

再有，所述相位调整电路也可以是被串联连接到设置了所述至少1个滤波器的至少1个所述路径上的微带线。

这样构成的相位调整电路无需使用电感器及电容器等阻抗元件就能构成，因此能够简化构成，与此相伴能够削减制造工序中的工时。

还有，所述第1滤波器与所述n个滤波器之中除了该第1滤波器以外的n-1个滤波器的通频带也可以分离开所述第1滤波器的通频带带宽以上。

一般而言，这种频率关系的情况下，对于成为第1滤波器的对方侧滤波器的n-1个滤波器来说，各滤波器的阻抗的虚数分量减小尤其困难，故伴随着低损耗化非常困难。相对于此，根据本形态，通过满足上述的复共轭关系，从而尤其对低损耗化困难的第1滤波器的滤波器特性来说能够实现低损耗。

还有，所述多工器也可以应用同时发送或接收多个频带的高频信号的CA(载波聚合)方式，所述n个滤波器同时对所述高频信号进行滤波。

再有，所述n个滤波器也可以是3个滤波器，该3个滤波器是将LTE(长期演进，LongTerm Evolution)的Band3设为通频带的滤波器、将所述LTE的Band1设为通频带的滤波器、及将所述LTE的Band7设为通频带的滤波器。

再有，本发明的一形态涉及的高频前端电路具备上述任一个多工器、和被连接于所述多工器的放大电路。

由此，可实现能够获得良好的电特性的对应3个以上的多频带的高频前端电路。

还有，本发明的一形态涉及的通信装置具备：对通过天线元件收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路；和在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号的高频前端电路。

由此，可实现能够获得良好的电特性的对应3个以上的多频带的通信装置。

再有，本发明也可作为设计这种多工器的设计方法来实现。也就是说，本发明的一形态涉及的多工器的设计方法，该多工器具备被独立地配置在于共同连接点被共同连接的n个路径上且具有相互不同的通频带的n个滤波器，n为3以上的整数，其中，所述多工器的设计方法包括：设计所述n个滤波器之中的第1滤波器的第1步骤；设计所述n个滤波器之中的除了第1滤波器以外的n-1个滤波器的第2步骤，在所述第2步骤中，设计所述n-1个滤波器，以使得从所述n个路径的一部分且应该成为所述共同连接点的点观察所述n个滤波器侧，在所述第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

根据本发明涉及的多工器等，在将3个以上的多个滤波器共同连接的多工器中能够获得良好的电特性。

附图说明

图1A是实施方式1涉及的多工器的构成图。

图1B是说明实施方式1涉及的多工器的通频带的图。

图2是示意地表示构成实施方式1涉及的滤波器的谐振器的俯视图及剖视图的一例。

图3是用于说明史密斯圆图的定义的图。

图4是表示在实施方式1中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图5是表示在实施方式1中共同连接后的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图6是表示在实施方式1中共同连接后的滤波器特性的图。

图7是比较例涉及的多工器的构成图。

图8是表示在比较例中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图9是表示在比较例中共同连接后的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图10是表示在比较例中共同连接后的滤波器特性的图。

图11是变形例1涉及的多工器的构成图。

图12是变形例2涉及的多工器的构成图。

图13是表示在变形例2中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图14是表示在变形例2中共同连接后的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图15是表示在变形例2中共同连接后的滤波器特性的图。

图16是变形例3涉及的多工器的构成图。

图17是表示在变形例3中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图18是表示在变形例3中共同连接后的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图19是表示在变形例3中共同连接后的滤波器特性的图。

图20是变形例4涉及的多工器的构成图。

图21是表示在变形例4中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图22是表示在变形例4中共同连接后的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图23是表示在变形例4中共同连接后的滤波器特性的图。

图24是变形例5涉及的多工器的构成图。

图25是表示在变形例5中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图26是表示在变形例5中共同连接后的滤波器特性的图。

图27是表示变形例5中滤波器(陷波滤波器)涉及的反射特性的图。

图28是表示变形例5的比较例中滤波器(陷波滤波器)涉及的反射特性的图。

图29是实施方式2涉及的高频前端电路及其外围电路的构成图。

图30A是其他实施方式涉及的多工器的第1构成图。

图30B是表示在图30A所示的多工器中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

图31A是其他实施方式涉及的多工器的第2构成图。

图31B是表示在图31A所示的多工器中共同连接前的从共同连接点观察到滤波器侧时的反射特性的史密斯圆图。

-符号说明-

1、1A、201、301、401、501、601、701、901多工器

2 天线元件

3 RFIC(RF信号处理电路)

4 接收放大电路群

10 高频前端电路

11～13、511～513、611～614、711～713、913滤波器

21、21A、22、22A、321～323、421～423、723相位调整电路

31～33路径

52、52a、52b IDT电极

100 通信装置

111 谐振器

221、222MSL(微带线)

353 密接层

354 主电极层

355 保护层

356 压电基板

551a、551b汇流条电极

552a、552b电极指

C211、C221、C311、C321、C331电容器

L211、L212、L221、L222、L231、L311、L312、L321、L322、L331、L332、L731电感器

N共同连接点

p1并联谐振器

Port1共同端子

Port2～4独立端子

s1串联谐振器

具体实施方式

以下，使用实施例及附图详细地说明本发明的实施方式。其中，以下所说明的实施方式均表示概括性的或具体的示例。以下的实施方式所表示的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置及连接方式等仅为一例，不构成对本发明进行限定的主旨。关于以下的实施方式的构成要素之中未被独立权利要求记载的构成要素，作为任意的构成要素来说明。再有，附图所表示的构成要素的大小、或大小之比并非一定要严密。还有，各图中对实质上相同的构成赋予相同的符号，有时省略或简化重复的说明。再者，以下的实施方式中，所谓“连接”不只是直接连接的情况，也包括经由其他元件等而电连接的情况。

(实施方式1)

[1.多工器的电路构成]

图1A是本实施方式涉及的多工器1的构成图。其中，在该图中，连接于多工器1的共同端子Port1的天线元件2也被图示。

多工器1具备通频带相互不同的3个以上的多个滤波器，是这些多个滤波器的天线侧端子通过共同端子Port1被共同连接的分波器。也就是说，多工器1成为3个以上的多个滤波器通过共同端子Port1被共同连接的构成。本实施方式中，如图1A所示，多工器1具备共同端子Port1、3个独立端子Port2～4和3个滤波器11～13。3个滤波器11～13独立地配置于通过共同连接点N而被共同连接的3个路径31～33上，具有相互不同的通频带。本实施方式中，多工器1进一步具备相位调整电路21及22。

共同端子Port1被共同设置于多个滤波器(本实施方式中为3个滤波器11～13)，在多工器1的内部被连接于这些多个滤波器。再有，共同端子Port1在多工器1的外部被连接于天线元件2。也就是说，共同端子Port1是多工器1的天线共同端子。

3个独立端子Port2～Port4按该顺序与滤波器11～13独立地对应设置，在多工器1的内部被连接于对应的滤波器。再有，独立端子Port2～Port4在多工器1的外部，经由放大电路等(未图示)而与RF信号处理电路(RFIC：Radio Frequency Integrated Circuit、未图示)连接。

滤波器11配置在连结共同端子Port1与独立端子Port2的路径31上。该滤波器11在本实施方式中是将LTE(Long Term Evolution)的Band3设为通频带的滤波器，具体是将该Band3中的下行频带(接收频带)设为通频带的接收滤波器。

滤波器12配置在连结共同端子Port1与独立端子Port3的路径32上。该滤波器12在本实施方式中是将LTE的Band1设为通频带的滤波器，具体是将该Band1中的下行频带(接收频带)设为通频带的接收滤波器。

滤波器13配置在连结共同端子Port1与独立端子Port4的路径33上。该滤波器13在本实施方式中是将LTE的Band7设为通频带的滤波器，具体是将该Band7中的下行频带(接收频带)设为通频带的接收滤波器。

这样，本实施方式涉及的多工器1是具备将第1频带设为通频带的第1滤波器的一例即将Band1Rx频带设为通频带的滤波器12、将第2频带设为通频带的第2滤波器的一例即将Band7Rx频带设为通频带的滤波器13、和将第3频带设为通频带的第3滤波器的一例即将Band3Rx频带设为通频带的滤波器11的三工器。

这些滤波器11～13的每一个在本实施方式中是由弹性波谐振器构成的弹性波滤波器，具体是使用了声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)的声表面波谐振器。再有，对于滤波器11～13各自而言，自身的通频带与被构成其他滤波器的弹性波谐振器的谐振频率与反谐振频率夹着的频率范围不同。例如，滤波器11的通频带与被构成滤波器12的弹性波谐振器的谐振频率和反谐振频率夹着的频率范围、及被构成滤波器13的弹性波谐振器的谐振频率和反谐振频率夹着的频率范围的任一个都不同。关于弹性波谐振器的详细的构造，将后述。

另外，弹性波谐振器未限于声表面波谐振器，例如当然也可以是使用了声边界波或体波(BAW：Bulk Acoustic Wave)的弹性波谐振器。再有，滤波器11～13的每一个未限于弹性波滤波器，当然也可以是LC谐振滤波器或电介质滤波器。也就是说，滤波器11～13的构成根据安装布局的制约或所要求的滤波器特性等，能适当选择。

在此，对作为滤波器11～13的通频带而被分配的频带进行说明。其中，以下针对频带的范围，将表示A以上B以下的数值范围简化记载为A～B。

图1B是说明本实施方式涉及的多工器1的通频带的图，具体是说明被分配给Band3、1、7的接收频带的频带的图。其中，以后将“LTE的Band”仅仅记载为“Band”，针对各Band的接收频带(Rx)、例如Band1的接收频带(Rx)，如“Band1Rx频带”那样，有时用频带名与被附加到其末尾的表示接收频带或发送频带的语言进行简化记载。

如该图所示，向作为滤波器11的通频带的Band3Rx频带分配1805～1880MHz。也就是说，滤波器11的自频带(自身的通频带)的带宽为75MHz。向作为滤波器12的通频带的Band1Rx频带分配2110～2170MHz。也就是说，滤波器12的自频带的带宽为60MHz。向作为滤波器13的通频带的Band7Rx频带分配2620～2690MHz。也就是说，滤波器13的自频带的带宽为70MHz。

因此，作为滤波器11～13的滤波器特性，如该图的实线所示，谋求使对应的通频带通过而使其他频带衰减的特性。

这样，多个滤波器11～13具有相互不同的通频带，在本实施方式中通频带分离开各自的通频带带宽以上。也就是说，2个通频带之间的空置频带的带宽为通频带带宽以上。其中，多个滤波器11～13只要通频带不同即可，例如当然也可以通频带分离开少于各自的通频带带宽的距离。

若关注任意的1个滤波器和与该1个滤波器共同连接的n-1个(本实施方式中为2个)滤波器，则以上所说明过的n个滤波器(本实施方式中3个滤波器11～13)具有如下的阻抗的关系。

具体是，在路径31～33未被共同连接的共同连接前的状态下从共同连接点N观察滤波器11～13侧，对于被共同连接的n-1个滤波器而言，上述1个滤波器的通频带中的阻抗成为复共轭关系。关于该复共轭关系的详细，虽然利用后述的多工器1的特性进行说明，但在本实施方式中，通过设置相位调整电路21及22而能满足上述的复共轭关系。

接着，对相位调整电路21及22的构成进行说明。

相位调整电路21及22设置在共同连接点N与n个滤波器之中的至少1个滤波器(本实施方式中，为3个滤波器11～13之中的滤波器11及12)之间，对该至少1个滤波器的相位进行调整，以使得在n个路径(本实施方式中3个路径31～33)未被共同连接的共同连接前的状态下从共同连接点N观察该n个滤波器侧，成为上述的复共轭关系。

本实施方式中，相位调整电路21及22是由1个以上的电感器与1个以上的电容器构成的LC匹配电路，具体是由被串联连接在设置有该至少1个滤波器的至少1个路径(本实施方式中为设置有滤波器11及12的路径31及32)的电容器、及被串联连接在连接该路径与接地的路径的电感器构成。

相位调整电路21与相位调整电路22，由于对应的滤波器不同，故除了构成这些电路的常数不同这一点以外具有同样的构成。为此，以下对构成相位调整电路21的电容器C211以及电感器L211及L212进行说明，关于构成相位调整电路22的电容器C221以及电感器L221及L222则省略说明。

电容器C211在共同连接点N与滤波器11之间被串联连接于路径31。电感器L211串联连接于连接电容器C211的一端与接地的路径。电感器L212串联连接于连接电容器C211的另一端与接地的路径。

这些元件(电容器C211以及电感器L211及L212)的常数适当设定为：在共同连接前的状态下从共同连接点N观察滤波器11侧，在滤波器11的自频带中能够取得阻抗匹配。再有，适当设定该常数，以使得在共同连接前的状态下从共同连接点N观察滤波器11侧，被共同连接的n-1个滤波器的通频带(在此为滤波器12及13的通频带)中的阻抗成为复共轭关系。

如上构成的多工器1应用例如同时发送或接收多个频带(在此为Band1Rx频带、Band3Rx频带及Band7Rx频带)的高频信号的CA(载波聚合)方式，滤波器11～13同时对高频信号进行滤波。

[2.弹性波谐振器的构造]

接着，以构成滤波器11的谐振器为例，对构成滤波器11～13的弹性波谐振器的构造进行说明。

图2是示意地表示构成实施方式1涉及的滤波器11的谐振器111的俯视图及剖视图的一例。该图中被例示表示该谐振器111的构造的俯视示意图及剖视示意图。其中，图2所示出的谐振器111用于说明上述多个谐振器的典型性的构造，构成电极的电极指的根数或长度等未被限定于此。

滤波器11的各谐振器由压电基板356和具有梳形形状的IDT电极52a及52b构成。

如图2的(a)的俯视图所示，在压电基板356之上形成相互对置的一对IDT电极52a及52b。IDT电极52a由相互平行的多个电极指552a和连接多个电极指552a的汇流条电极551a构成。再有，IDT电极52b由相互平行的多个电极指552b和连接多个电极指552b的汇流条电极551b构成。多个电极指552a及552b沿着与弹性波的传播方向正交的方向而形成。

再有，如图2的(b)的剖视图所示，由多个电极指552a及552b、以及汇流条电极551a及551b构成的IDT电极52成为密接层353与主电极层354的层叠构造。

密接层353是用于使压电基板356与主电极层354的密接性提高的层，作为材料例如可采用Ti。密接层353的膜厚例如为12nm。

作为主电极层354的材料，例如可采用含有1％的Cu的Al。主电极层354的膜厚例如为162nm。

保护层355形成为覆盖IDT电极52。保护层355是以保护主电极层354不受外部环境的侵害、调整频率温度特性、及提高耐湿性等为目的的层，例如是将二氧化硅设为主成分的膜。

另外，构成密接层353、主电极层354及保护层355的材料未被限定为上述的材料。进一步，IDT电极52也可以不是上述层叠构造。IDT电极52例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd、W、Mo、NiCr等金属或合金构成，也可以由上述金属或合金所构成的多个层叠体构成。再有，也可以不形成保护层355。

压电基板356例如由LiTaO₃压电单晶体、LiNbO₃压电单晶体、或压电陶瓷组成。

此外，滤波器11所具有的各谐振器的构造未被限定为图2所记载的构造。例如，IDT电极52也可以不是金属膜的层叠构造而是金属膜的单层。

[3.多工器的特性]

接着，对本实施方式涉及的多工器1的特性进行说明。

首先，对用于以后的阻抗的说明的史密斯圆图中的定义进行说明。图3是用于说明史密斯圆图的定义的图。图中的括弧内表示用特性阻抗(例如50Ω)进行过标准化的史密斯圆图中的数值。

如该图所示，史密斯圆图中，标准化阻抗成为0+0j的左端表示短路状态(短路)，标准化阻抗大致成为1+0j的中心部表示阻抗匹配状态，标准化阻抗的实数分量或者虚数分量的至少一方成为无穷大(∞)的右端表示开路状态(开路)。由此，以后将相比特性阻抗为高阻抗的区域即史密斯圆图上的中心的右侧区域、即进行过标准化的史密斯圆图中连结标准化阻抗0+1j、1+0j及0-1j的直线的右侧区域定义为开路侧。再有，将相比特性阻抗为低阻抗的区域即史密斯圆图上的中心的左侧区域、即进行过标准化的史密斯圆图中上述直线的左侧区域定义为短路侧。

再有，如该图所示，在史密斯圆图中连结了短路与开路的直线即实轴的上侧区域是虚数分量(电抗或电纳)为正的区域，表示具有感应性电抗或感应性电纳的状态。另一方面，该实轴的下侧区域是虚数分量为负的区域，表示具有电容性电抗或电容性电纳的状态。由此，以后将史密斯圆图的实轴的上侧区域定义为感应性，将该实轴的下侧区域定义为电容性。

图4是表示在本实施方式中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。也就是说，该反射特性是从共同连接点N观察到的滤波器11～13单体的反射特性。该图的(a1)～(a3)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。在此，本实施方式中，共同连接点N中的传输线路的特性阻抗为50Ω，史密斯圆图的中心也为50Ω。这在以后的史密斯圆图中也是同样的。其中，上述特性阻抗未限于50Ω。

根据该图可知，对于所有滤波器11～13来说，从共同连接点N观察到的各滤波器单体的阻抗在自频带(自身的通频带)中位于史密斯圆图的中心部。也就是说，所有滤波器11～13以单体在自频带中取得阻抗匹配。

另一方面，对于所有滤波器11～13来说，从共同连接点N观察到的各滤波器的阻抗在对方侧频带中从史密斯圆图的中心部偏离地配置，具体是位于开路侧。

更具体的是，将Band3Rx频带设为自频带的滤波器11的阻抗在作为对方侧频带之一的Band1Rx频带中位于开路侧且位于感应性，在作为对方侧频带的另1个的Band7Rx频带中位于大致开路侧。在此，“大致”不只是完全地一致的情况，也包括大致一致的情况。

再有，将Band1Rx频带设为自频带的滤波器12的阻抗在作为对方侧频带之一的Band3Rx频带中位于开路侧且位于感应性，在作为对方侧频带的另1个的Band7Rx频带中位于大致开路侧。

还有，将Band7Rx频带设为自频带的滤波器13的阻抗在作为对方侧频带的Band3Rx频带及Band1Rx频带的任一个中都位于开路侧且位于电容性。

在此，作为第1滤波器的一例的滤波器12及作为第2滤波器的一例的滤波器13，在路径31～33未被共同连接的状态下从共同连接点N进行了观察的情况下，具有在作为第3频带的一例的Band3Rx频带中虚数分量被相互抵消的阻抗。具体是，若关注作为滤波器11的通频带的Band3Rx频带，则可知与该滤波器11共同连接的滤波器12及滤波器13中阻抗成为复共轭关系。换言之，对于滤波器11～13之中除了滤波器11以外的滤波器12及13来说，在共同连接前的状态下从共同连接点N观察滤波器11～13侧，各滤波器的阻抗在滤波器11的通频带(Band3Rx频带)中成为复共轭关系。

再有，作为第2滤波器的一例的滤波器13及作为第3滤波器的一例的滤波器11，在路径31～33未被共同连接的状态下从共同连接点N进行了观察的情况下，具有在作为第1频带的一例的Band1Rx频带中虚数分量被相互抵消的阻抗。具体是，若关注作为滤波器12的通频带的Band1Rx频带，则可知在与该滤波器12共同连接的滤波器11及滤波器13中阻抗成为复共轭关系。换言之，对于滤波器11～13之中除了滤波器12以外的滤波器11及13来说，如上述观察滤波器11～13侧，各滤波器的阻抗在滤波器12的通频带(Band1Rx频带)中成为复共轭关系。

还有，若关注作为滤波器13的通频带的Band7Rx频带，则可知在与该滤波器13共同连接的滤波器11及滤波器12中阻抗变为无穷大(绝对值500Ω以上)。换言之，对于滤波器11～13之中除了滤波器13以外的滤波器11及12来说，如上述观察滤波器11～13侧，各滤波器的阻抗在滤波器13的通频带(Band7Rx频带)中变为无穷大(绝对值500Ω以上)。也就是说，如上述若观察滤波器11及12，则在滤波器13的通频带中这些滤波器11及12成为开路状态。

在此，“成为复共轭关系”意味着一方为感应性且另一方为电容性。即，在将一个阻抗设为R₁+jX₁、将另一个阻抗设为R₂+jX₂的情况下，意味着满足X₁＞0且X₂＜0，进一步限定的话，意味着满足X₁＝-X₂。其中，“满足X₁＝-X₂”，不只是完全地满足X₁＝-X₂的情况，只要大致满足即可，当然也可以有少许的误差。作为该误差的程度，例如为几十％以下，更优选为几％以下。

其中，在X₁与X₂之间成立的上述关系未限于在包括测定误差等的实测值中成立的情况，也包括在设计值中成立的情况。

再有，“阻抗变为无穷大”，理想的是意味着阻抗无穷大，在此意味着阻抗的绝对值为500Ω以上。也就是说，只要在相当于一个滤波器的通频带的频带中从共同连接点仅观察到其他滤波器的情况下的阻抗的绝对值为500Ω以上，作为该频带中的多工器1的特性就能够忽视该其他滤波器带来的影响。因此，作为多工器1的特性，只要上述的阻抗的绝对值为500Ω以上，就能够获得与上述阻抗无穷大的情况下同等的特性。

通过在共同连接点N将具有上述单体中的反射特性的滤波器11～13共同连接，从而从共同连接点N观察到的共同连接后的反射特性如下。

图5是表示在本实施方式中共同连接后的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。也就是说，该反射特性是从共同连接点N观察到的共同连接后的滤波器11～13的反射特性。该图的(a)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。

根据该图可知，共同连接后的从共同连接点N观察到的滤波器11～13的阻抗在滤波器11～13的所有通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)中都位于史密斯圆图的中心部。也就是说，可知共同连接后的滤波器11～13在各滤波器的通频带中取得阻抗匹配。其理由如下。

即，对于滤波器11及12的每一个来说，从共同连接点N观察到的连接对方侧滤波器单体的阻抗在自频带中成为复共轭关系。例如，若关注滤波器11，则从共同连接点N观察到的连接对方侧滤波器(滤波器12及13)单体的阻抗在自频带(Band3)中成为复共轭关系。也就是说，此时作为滤波器12及滤波器13在Band3中的阻抗具有绝对值大致相等且正负相反的阻抗的虚数分量。由此，若滤波器12及滤波器13被共同连接，则该虚数分量被抵消，因而从共同连接点N观察到的滤波器11在自频带中的对方侧滤波器的合成阻抗大致不具有虚数分量。因此，共同连接后的滤波器11～13对于滤波器11的自频带而言难以受到滤波器11的连接对方侧滤波器的合成阻抗的影响。为此，该自频带中的阻抗主要通过滤波器11单体的阻抗来规定。如上述，由于滤波器11单体在自频带中获取阻抗匹配。故共同连接后的滤波器11～13在滤波器11的通频带中能够取得阻抗匹配。该事项即便是关注滤波器12也是同样的。

再有，对于滤波器13来说，从共同连接点N观察到的连接对方侧滤波器(滤波器11及12)单体的阻抗在自频带(Band7)中变为无穷大(绝对值500Ω以上)。因此，共同连接后的滤波器11～13对于滤波器13的自频带来说难以受到滤波器13的连接对方侧滤波器的合成阻抗的影响。为此，该自频带中的阻抗主要通过滤波器13单体的阻抗来规定。如上述，由于滤波器13单体在自频带中获取阻抗匹配，故共同连接后的滤波器11～13在滤波器13的通频带中能够取得阻抗匹配。

图6是表示本实施方式中共同连接后的滤波器特性(通过特性)的图。该图的(a)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的通过特性的状态的图。具体是，该图的(b1)表示经由滤波器11的路径31的通过特性，更具体的是表示从独立端子Port2输出的信号相对于被输入到共同端子Port1的信号的强度比(S21)的绝对值即插入损耗。再者，该图的(b2)表示经由滤波器12的路径32的通过特性，更具体的是表示从独立端子Port3输出的信号相对于被输入到共同端子Port1的信号的强度比(S31)的绝对值即插入损耗。还有，该图的(b3)表示经由滤波器13的路径33的通过特性，更具体的是表示从独立端子Port4输出的信号相对于被输入到共同端子Port1的信号的强度比(S41)的绝对值即插入损耗。其中，这些事项对于以后的表示滤波器特性的图来说也是同样的。

如该图所示，本实施方式涉及的多工器1的滤波器特性在滤波器11～13的所有通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)中可实现低损耗。也就是说，根据本实施方式涉及的多工器1，能够达到获得良好的电特性的效果。

[4.效果等]

以下，针对通过本实施方式涉及的多工器1所达到的效果，与比较例对比后加以说明。

首先，对比较例涉及的多工器进行说明。图7是比较例涉及的多工器901的构成图。

该图所示的多工器901，与实施方式1涉及的多工器1相比，在不具备相位调整电路21及22而不满足上述的复共轭关系这一点上不同。

图8是表示在比较例中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。该图的(a1)～(a3)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。

根据该图可知，即便在比较例中也与实施方式1同样，滤波器11～13的阻抗均位于史密斯圆图的中心部，在自频带中取得阻抗匹配。另一方面，滤波器11～13均在对方侧频带中阻抗自史密斯圆图的中心部偏离地配置。其中，在比较例中，与实施方式1不同的是，不满足上述的复共轭关系，阻抗大体上位于短路侧。

在共同连接点N将具有这种特性的滤波器11～13共同连接的比较例涉及的多工器901具有如下的特性。

图9是表示在比较例中共同连接后的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。该图的(a)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。

根据该图可知，多工器901在滤波器11～13的任一个的通频带中其阻抗均自史密斯圆图的中心部偏离地配置，具体是位于短路侧。也就是说，比较例涉及的多工器901中，在Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带的任一个中都成为阻抗不匹配。

图10是表示在比较例涉及的多工器901中共同连接后的滤波器特性(通过特性)的图。

比较图6与图10可知，根据实施方式1涉及的多工器1，与比较例涉及的多工器901相比，通频带中的插入损耗有所降低，因此表示出良好的电特性。具体是，实施方式1与比较例相比，在多个通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)的任一个中都能降低插入损耗。

即，比较例中，从共同连接点N观察到的各滤波器的自频带中的对方侧滤波器的合成阻抗成为低阻抗。因此，共同连接后的滤波器11～13对于各滤波器的自频带来说受到连接对方侧滤波器的阻抗的影响。为此，比较例中，对于各滤波器的滤波器特性而言损耗恶化。

相对于此，根据本实施方式涉及的多工器1，除了第1滤波器(本实施方式中相当于滤波器12)以外的n-1个滤波器(本实施方式中相当于2个滤波器11及13)的阻抗在该第1滤波器的通频带(第1滤波器的自频带、本实施方式中为Band1Rx频带)中为复共轭关系，由此n-1个滤波器作为第1滤波器的自频带中的阻抗而具有绝对值大致相等且正负相反的阻抗的虚数分量。由此，若这些n-1个滤波器被共同连接，则该虚数分量被抵消，因而从共同连接点N观察到的第1滤波器的自频带中的对方侧滤波器的合成阻抗大致不具有虚数分量。因此，共同连接后的n个滤波器对于第1滤波器的自频带来说难以受到n-1个滤波器(第1滤波器的连接对方侧滤波器)的合成阻抗虚数分量的影响。因此，共同连接后的n个滤波器对于第1滤波器的滤波器特性来说能够实现低损耗。由此，根据本实施方式涉及的多工器1，能够获得良好的电特性(抑制损耗)。

也就是说，该n-1个滤波器从共同连接点N观察，具有在第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消的阻抗。由此，从共同连接点N观察到该n-1个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的通频带频率(即、第1滤波器的自频带)中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点N观察到n个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以受到该n-1个滤波器的阻抗的影响。由此，根据本实施方式涉及的多工器1，能够获得良好的电特性。

换言之，根据本实施方式，对于n个滤波器之中除了第1滤波器以外的至少2个滤波器(本实施方式中相当于2个滤波器11及13)而言，各滤波器的阻抗，在至少2个路径未被共同连接的状态下从共同连接点N观察至少2个滤波器侧，在第1滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。由此，如上所述能够获得良好的电特性。

也就是说，该至少2个滤波器具有在上述未被共同连接的状态下从共同连接点N观察，在第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消的阻抗。由此，从共同连接点N观察到该至少2个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以具有虚数分量。因此，通过适当调整其他滤波器的阻抗，从而从共同连接点N观察到n个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以受到对方侧滤波器的阻抗的影响。由此，能够获得良好的电特性。

在此，若针对所有n个滤波器特性而设为想实现低损耗，则对于将位于最低频带的通频带设为自频带的滤波器(本实施方式中相当于滤波器11)来说，将对方侧滤波器的各频带(本实施方式中为滤波器12及滤波器13的通频带)之中频率分离开的通频带设为自频带的滤波器(本实施方式中相当于滤波器13的通频带)的阻抗的感应成分或电容成分变大。本实施方式中，滤波器11在对方侧滤波器13的通频带中的阻抗和滤波器12在对方侧滤波器13的通频带中的阻抗均变为电容性，合成阻抗的电容成分进一步变大。为此，由于使滤波器13的阻抗较大程度地向电容性侧移位，故特性变差。该事项尤其在n个通频带的频率间隔分离开的情况下显著。

为此，第1滤波器的通频带在将n个滤波器的通频带按频率顺序排列的情况下位于最低频带及最高频带的通频带以外的频带，针对除了该第1滤波器以外的n-1个滤波器通过满足上述的复共轭关系，从而对于所有的n个滤波器特性来说能够实现低损耗。

尤其，在本实施方式中，第1滤波器与其他滤波器的通频带分离开第1滤波器的通频带带宽(本实施方式中为滤波器12的通频带带宽60MHz)以上。

一般而言，在为这种频率关系的情况下，对于成为第1滤波器的对方侧滤波器的n-1个滤波器而言，减小各滤波器的阻抗的虚数分量尤其困难，伴随着低损耗化非常困难。相对于此，根据本实施方式，通过满足上述的复共轭关系，从而对于低损耗化尤其困难的第1滤波器的滤波器特性来说能够实现低损耗。

再有，根据本实施方式，n-1个滤波器的阻抗在开路侧成为复共轭关系，由此能够使从共同连接点N观察到的第1滤波器的自频带中的对方侧滤波器的合成阻抗为高阻抗。因此，共同连接后的n个滤波器相对于第1滤波器的滤波器特性来说能够进一步实现低损耗。

也就是说，n-1个滤波器在未被共同连接的状态下从共同连接点N观察，具有在第1滤波器的通频带频率中在史密斯圆图上的中心的右侧区域即开路侧虚数分量被相互抵消的阻抗。由此，从共同连接点N观察到该n-1个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中成为在史密斯圆图上位于中心的右侧的高阻抗。因此，由于针对第1滤波器的自频带的高频信号能够抑制向该n-1个滤波器的泄漏，故对于通过第1滤波器的路径来说能够获得更良好的电特性。

换言之，根据本实施方式，对于上述的至少2个滤波器(本实施方式中相当于2个滤波器11及13)而言，各滤波器的阻抗在未被共同连接的状态下从共同连接点N观察至少2个滤波器侧，在第1滤波器的通频带频率中在史密斯圆图上的中心的右侧区域即开路侧成为复共轭关系。由此，如上述，对于第1滤波器的滤波器特性来说能够进一步实现低损耗。

也就是说，该至少2个滤波器在未被共同连接的状态下从共同连接点N观察，在第1滤波器的通频带频率中具有在史密斯圆图上的中心的右侧区域的开路侧虚数分量被相互抵消的阻抗。由此，从共同连接点N观察到该至少2个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中成为高阻抗。因此，由于对于第1滤波器的自频带的高频信号而言能够抑制向该至少2个滤波器的泄漏，故针对通过第1滤波器的路径能够获得更良好的电特性。

再有，根据本实施方式，除了第2滤波器(本实施方式中相当于滤波器13)以外的n-1个滤波器(本实施方式中相当于滤波器11及12)的阻抗在该第2滤波器的通频带(第2滤波器的自频带、本实施方式中为Band7Rx频带)中为无穷大(绝对值500Ω以上)。由此，能够使从共同连接点N观察到的第2滤波器的自频带中的对方侧滤波器的合成阻抗为高阻抗。因此，共同连接后的n个滤波器即便对于第2滤波器的滤波器特性来说也能够实现低损耗。也就是说，针对第2滤波器的自频带的高频信号能够抑制向上述n-1个滤波器的泄漏，因此对于通过第2滤波器的路径来说能够获得更良好的电特性。

还有，根据本实施方式，除了第3滤波器(本实施方式中相当于滤波器11)以外的n-1个滤波器(本实施方式中相当于滤波器12及13)的阻抗在该第3滤波器的通频带(第3滤波器的自频带、本实施方式中为Band3Rx频带)中成为复共轭关系。由此，n-1个滤波器作为第3滤波器的自频带中的阻抗而具有绝对值大致相等且正负相反的阻抗的虚数分量。由此，共同连接后的n个滤波器与第1滤波器同样，针对第3滤波器的滤波器特性而能够实现低损耗。

尤其，在本实施方式中，n个滤波器由3个滤波器组成，因此关于第1～第3滤波器通过满足上述的关系，从而对于第1～第3滤波器的所有滤波器特性而言能够实现低损耗。

也就是说，从共同连接点观察到第2滤波器及第3滤波器的合成阻抗，在第1滤波器的自频带中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点观察到3个滤波器的合成阻抗在第1滤波器的自频带中难以受到第2滤波器及第3滤波器的阻抗的影响。由此，能够实现能获得良好的电特性的三工器。

再有，从共同连接点观察到第1滤波器及第2滤波器的合成阻抗在第3滤波器的通频带频率(即、第3滤波器的自频带)中难以具有虚数分量。因此，从共同连接点观察到3个滤波器的合成阻抗在第3滤波器的自频带中难以受到第1滤波器及第2滤波器的阻抗的影响。由此，根据本形态涉及的多工器，对于通过第3滤波器的路径而言能够实现低损耗。由此，能够实现能获得更良好的电特性的三工器。

还有，从共同连接点观察到第1滤波器及第3滤波器的合成阻抗在第2滤波器的自频带中成为高阻抗。因此，对于第2滤波器的自频带的高频信号来说能够抑制向第1滤波器及第3滤波器的泄漏，因而针对通过第2滤波器的路径能够获得更良好的电特性。由此，能够实现能获得更良好的电特性的三工器。

再者，根据本实施方式，通过具备相位调整电路21及22，从而能够容易地实现上述的复共轭关系。由此，根据本实施方式，能够实现能获得良好的电特性的三工器。

另外，根据本实施方式，相位调整电路21及22为LC匹配电路，由此对于在没有相位调整电路21及22的状态下在自频带中未获取阻抗匹配的滤波器而言，能够调整为在自频带中实现阻抗匹配、同时在对方侧滤波器的频带(对方侧频带)中阻抗满足上述的复共轭关系。

(变形例1)

另外，多工器1当然也可以使相位调整电路21及相位调整电路22的一部分共同化。图11是这样构成的变形例1涉及的多工器1A的构成图。

该图所示的多工器1A与实施方式1涉及的多工器1相比，取代相位调整电路21及22而具备相位调整电路21A及22A与电感器L231。

相位调整电路21A与实施方式1中的相位调整电路21相比，不具有相位调整电路21的共同连接点N侧的阻抗元件即电感器L211。相位调整电路22A与实施方式1中的相位调整电路22相比，不具有相位调整电路22的共同连接点N侧的阻抗元件即电感器L221。

电感器L231设置于共同连接点N与滤波器11～13之间，具体是设置于共同连接点N与相位调整电路21及22之间。另外，图11所示的连接电感器L231与共同连接点N的路径，理想的是电气长设为零。

也就是说，多工器1A与实施方式1涉及的多工器1相比，是相位调整电路21的电感器L211与相位调整电路22的电感器L221被共同的电感器L231置换掉的构成。

即便是这样构成的多工器1A，通过具有与上述实施方式1同样的复共轭关系，从而能够获得良好的电特性。

(变形例2)

上述实施方式1中，作为相位调整电路，以LC匹配电路为例进行了说明。可是，相位调整电路当然也可以是微带线。因而，本变形例中，对具备这种相位调整电路的多工器进行说明。

图12是变形例2涉及的多工器201的构成图。

该图所示的多工器201与实施方式1涉及的多工器1相比，取代相位调整电路21及22而具备微带线(MSL：microstripline)221及222。也就是说，本变形例中，作为取代相位调整电路21的相位调整电路而具备被串联连接在路径31的MSL221。再有，作为取代相位调整电路22的相位调整电路而具备被串联连接在路径32的MSL222。

MSL221与MSL222除了伴随于所连接的路径不同而调整相位的对象的滤波器不同这一点之外具有大致同样的构成。为此，以下对MSL221进行说明，而关于MSL222则简化说明。

MSL221使从共同连接点N观察到的滤波器11的相位在正方向(顺时针)旋转，该旋转角是通过MSL221的长度来规定的。该情况下，通过使MSL221的特性阻抗等于其他传输线路的特性阻抗等传输系统的阻抗，从而不会使滤波器11的通频带中的阻抗匹配状态变化(维持反射系数的同时)，仅能够进行相位的旋转。其中，MSL221及222的特性阻抗当然也可以与传输系统的阻抗不同。

由此，MSL221及222能够调整各自所对应的滤波器的相位，以使得在共同连接前的状态下从共同连接点N观察滤波器11～13侧(从共同连接点N观察滤波器11～13单体)，成为上述的复共轭关系。

在此，MSL221的等效电路如该图的虚线框内的等效电路图所示，通过被串联连接在路径31的电感器及被串联连接在连接该路径与接地的路径的电容器来表示。该事项对于MSL222来说也是同样的。为此，相位调整电路未限于MSL，当然也可以由这种电感器与电容器构成。

图13是表示在本变形例中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性的史密斯圆图。

根据该图可知，对于所有滤波器11～13来说，各滤波器的阻抗与实施方式1同样，在自频带(自身的通频带)中位于史密斯圆图的中心部。另一方面，对于所有滤波器11～13来说，各滤波器的阻抗与实施方式1同样，在对方侧频带中从史密斯圆图的中心部偏离地配置。

在此，若关注作为滤波器11的通频带的Band3Rx频带，则在本变形例中与实施方式1同样，在作为该滤波器11的连接对方侧滤波器的滤波器12与13中阻抗成为复共轭关系。再有，若关注作为滤波器12的通频带的Band1Rx频带，则在本变形例中与实施方式1同样，在作为该滤波器12的连接对方侧滤波器的滤波器11与13中阻抗成为复共轭关系。再有，若关注作为滤波器13的通频带的Band7Rx频带，则在本变形例中与实施方式1同样，在作为该滤波器13的连接对方侧滤波器的滤波器11与12中，阻抗无穷大(绝对值500Ω以上)。

通过以共同连接点N将具有上述的单体中的反射特性的滤波器11～13共同连接，从而从共同连接点N观察到的共同连接后的反射特性如下。

图14是表示在本变形例中共同连接后的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。该图的(a)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。

根据该图可知，共同连接后的从共同连接点N观察到的滤波器11～13的阻抗在滤波器11～13的所有通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)中位于史密斯圆图的中心部。也就是说，本变形例中与实施方式1同样，可知共同连接后的滤波器11～13在各滤波器的通频带中取得阻抗匹配。

图15是表示在本变形例中共同连接后的滤波器特性(通过特性)的图。

如该图所示，本变形例涉及的多工器201的滤波器特性在滤波器11～13的所有通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)中可实现低损耗。也就是说，根据本变形例涉及的多工器201，能够达到获得良好的电特性的效果。

这样，即便是本变形例涉及的多工器201，与上述实施方式1同样，通过具有上述的复共轭关系，从而能够获得良好的电特性。

再有，根据本变形例，相位调整电路为微带线(本变形例中为MSL221及222)，由此无需使用电感器及电容器等阻抗元件就能够构成相位调整电路。为此，能够简化多工器201的构成，与此相伴能够削减制造工序中的工时。

另外，作为不使用阻抗元件就能构成的相位调整电路，未限于微带线，例如当然也可以是共面线或带线等的传输线路。

还有，相位调整电路当然也可以取代微带线而具有实现该微带线的等效电路(参照图12的虚线框内)的阻抗元件。也就是说，该相位调整电路当然也可以由被串联连接在设置有滤波器的路径上的电感器、及被串联连接在连接该路径与接地的路径上的电容器构成。根据这种构成，能够使在共同连接前的状态下从共同连接点N观察到该滤波器的阻抗在史密斯圆图上在穿过短路的圆上向电容性移动，在穿过开路的圆上向感应性移动。为此，由于能够使该阻抗的相位可变，故通过适当调整阻抗元件的常数，从而能够满足上述的复共轭关系。因此，即便是这种构成，也与上述实施方式1同样地能够获得良好的电特性。

(变形例3)

上述实施方式1及变形例1、2中，关于滤波器12及13，各滤波器的阻抗在共同连接前的状态下从共同连接点N观察滤波器11～13侧(从共同连接点N观察滤波器11～13单体)，在滤波器11的通频带(Band3Rx频带)中成为复共轭关系。再有，关于滤波器11及13，各滤波器的阻抗如上述地观察，在滤波器12的通频带(Band1Rx频带)中成为复共轭关系。再有，关于滤波器11及12，各滤波器的阻抗如上述地观察，在滤波器13的通频带(Band7Rx频带)中无穷大(绝对值500Ω以上)。可是，阻抗成为复共轭关系的滤波器的组合及通频带未被限定于此。还有，关于阻抗无穷大(绝对值500Ω以上)的滤波器的组合及通频带也未被限定于此。因而，本变形例中对这种多工器的一例进行说明。

图16是变形例3涉及的多工器301的构成图。

该图所示的多工器301，与实施方式1涉及的多工器1相比，取代相位调整电路21及22而具备相位调整电路321及322，进一步在共同连接点N与滤波器13之间具备相位调整电路323。

相位调整电路321～323与实施方式1中的相位调整电路21及22同样地是由1个以上的电感器与1个以上的电容器构成的LC匹配电路。具体是，相位调整电路321由电容器C311以及电感器L311及L312构成，相位调整电路322由电容器C321以及电感器L321及L322构成，相位调整电路322由电容器C331以及电感器L331及L332构成。

这些相位调整电路321～323除了阻抗成为复共轭关系或无穷大(绝对值500Ω以上)的滤波器的组合及通频带不同、且与此相关联构成这些的电路常数不同这些方面以外，具有与相位调整电路21及22同样的构成，因此关于详细的构成，省略说明。

图17是表示在本变形例中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性的史密斯圆图。

根据该图可知，关于所有滤波器11～13，各滤波器的阻抗与实施方式1同样地在自频带(自身的通频带)中位于史密斯圆图的中心部。另一方面，关于所有滤波器11～13，各滤波器的阻抗与实施方式1同样地在对方侧频带中自史密斯圆图的中心部偏离地配置

在此，若关注作为滤波器11的通频带的Band3Rx频带，则在本变形例中与实施方式1不同，在作为该滤波器11的连接对方侧滤波器的滤波器12与13中阻抗变为无穷大(绝对值500Ω以上)。再有，若关注作为滤波器12的通频带的Band1Rx频带，则在本变形例中与实施方式1同样，在作为该滤波器12的连接对方侧滤波器的滤波器11与13中，阻抗成为复共轭关系。还有，若关注作为滤波器13的通频带的Band7Rx频带，则在本变形例中与实施方式1不同，在作为该滤波器13的连接对方侧滤波器的滤波器11与12中阻抗成为复共轭关系。

通过将具有上述单体中的反射特性的滤波器11～13在共同连接点N进行共同连接，从而从共同连接点N观察到的共同连接后的反射特性如下。

图18是表示在本变形例中共同连接后的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。该图的(a)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。

根据该图可知，共同连接后的从共同连接点N观察到的滤波器11～13的阻抗在滤波器11～13的所有通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)中位于史密斯圆图的中心部。也就是说，即便是与实施方式1相比使阻抗变为复共轭关系或无穷大(绝对值500Ω以上)的滤波器的组合及通频带不同的本变形例，可知也与实施方式1同样，共同连接后的滤波器11～13在各滤波器的通频带中取得阻抗匹配。

图19是表示在本变形例中共同连接后的滤波器特性(通过特性)的图。

如该图所示，本变形例涉及的多工器301的滤波器特性在滤波器11～13的所有通频带(在此为Band3Rx频带、Band1Rx频带及Band7Rx频带)中可实现低损耗。也就是说，根据本变形例涉及的多工器301，能够达到获得良好的电特性的效果。

这样，即便是本变形例涉及的多工器301，也与上述实施方式1同样，通过具有上述的复共轭关系，从而能够获得良好的电特性。

(变形例4)

上述实施方式1及变形例1～3中，关于n个(上述说明中为3个)通频带的任一个，该通频带成为对方侧频带的n-1个滤波器(上述说明中为2个对方侧滤波器)的阻抗成为复共轭关系或无穷大(绝对值500Ω以上)。可是，当然也可以是阻抗未成为复共轭关系或无穷大(绝对值500Ω以上)的通频带。因而，本变形例中对这种多工器的一例进行说明。

图20是变形例4涉及的多工器401的构成图。

该图所示的多工器401与实施方式1涉及的多工器1相比，取代相位调整电路21及22而具备相位调整电路421及422，进一步在共同连接点N与滤波器13之间具备相位调整电路423。

相位调整电路421～423按该顺序与滤波器11～13独立地对应且被设置于所对应的滤波器与共同连接点N之间。这些相位调整电路421～423各自的构成虽然并未特别地限定，例如能采用与上述实施方式1及变形例1～3中的相位调整电路同样的构成。这种相位调整电路421～423通过适当调整各自的常数等，从而例如对于所对应的滤波器的阻抗来说能够使对方侧频带尽量呈开路。

图21是表示在本变形例中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性的史密斯圆图。

根据该图可知，关于所有滤波器11～13，各滤波器的阻抗与实施方式1同样，自频带(自身的通频带)位于史密斯圆图的中心部。另一方面，关于所有滤波器11～13，各滤波器的阻抗与实施方式1同样，对方侧频带自史密斯圆图的中心部偏离地配置。

在此，若关注作为滤波器12的通频带的Band1Rx频带，则在本变形例中与实施方式1同样地在滤波器11及13中阻抗成为复共轭关系。其中，若关注作为滤波器11的通频带的Band3Rx频带，则在本变形例中与实施方式1不同，对于滤波器12及滤波器13的任一个来说由于阻抗位于感应性，故未成为复共轭关系。再有，若关注作为滤波器13的通频带的Band7Rx频带，则在本变形例中与实施方式1不同，对于滤波器11及滤波器12的任一个来说，阻抗未成为无穷大(绝对值500Ω以上)。

通过在共同连接点N将具有上述单体中的反射特性的滤波器11～13共同连接，从而从共同连接点N观察到的共同连接后的反射特性如下。

图22是表示在本变形例中共同连接后的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的反射特性(阻抗)的史密斯圆图。该图的(a)是示意地表示测定了该图的(b1)～(b3)所示的反射特性的状态的图。

根据该图可知，共同连接后的从共同连接点N观察到滤波器11～13侧时的阻抗，虽然在Band1Rx频带中位于史密斯圆图的中心部，但在Band3Rx频带中自该中心部偏离而位于感应性，在Band7Rx频带中自该中心部偏离而位于电容性。

这是因为：若关注滤波器11，则从共同连接点N观察到的连接对方侧滤波器(滤波器12及13)单体的阻抗在自频带(Band3Rx频带)中未成为复共轭关系而偏离地位于感应性的缘故。再有，若关注滤波器13，则从共同连接点N观察到的连接对方侧滤波器(滤波器11及12)单体的阻抗在自频带(Band7Rx频带)中未成为复共轭关系而偏离地位于电容性的缘故。

也就是说，在本变形例中与实施方式1相比，从共同连接点N观察共同连接后的滤波器11～13，在一部分的通频带(Band3Rx频带及Band7Rx频带)中阻抗匹配状态劣化(反射系数增大)。

图23是表示在本变形例中共同连接后的滤波器特性(通过特性)的图。

比较该图与图6可知，本变形例涉及的多工器401的滤波器特性与实施方式1涉及的多工器1的滤波器特性相比，虽然Band3Rx频带及Band7Rx频带中的损耗稍微劣化(增大)，但Band1Rx频带中的损耗是同等的。电就是说，即便是本变形例涉及的多工器401，对于至少1个通频带(在此为Band1Rx频带)来说也能够达到获得良好的电特性(抑制损耗)的效果。

这样，即便是本变形例涉及的多工器401，通过具有上述的复共轭关系，从而对于至少1个通频带来说与上述实施方式1同样地能够获得良好的电特性。

这种多工器401能够应用于在多个通频带之间因要求规格等而谋求的损耗的上限不同的构成。也就是说，仅针对将除了损耗的上限严格的Band设为通频带的滤波器以外的其他滤波器设计成满足上述的复共轭关系。由此，能够削减多工器401的电路构成的复杂化及电路元件的常数调整等的工时，同时对于将损耗上限严格的Band设为通频带的滤波器的滤波器特性来说能够实现低损耗且满足要求规格。

(变形例5)

上述实施方式1及变形例1～4中，n个滤波器(上述说明中为3个滤波器11～13)各自作为带通滤波器而进行了说明。也就是说，对包括n个带通滤波器的多工器进行了说明。可是，本发明未限于带通滤波器，也能应用于包括陷波滤波器等的带阻滤波器的多工器。因而，本变形例中对这种多工器的一例进行说明。

图24是本变形例涉及的多工器701的构成图。

该图所示的多工器701与实施方式1涉及的多工器1相比，取代滤波器11～13而具备滤波器711～713，取代相位调整电路21及22而具备相位调整电路723。

滤波器711配置于连结共同端子Port1与独立端子Port2的路径31上。该滤波器711在本变形例中是将LTE的Band41设为通频带的带通滤波器(bandpass filter)。

滤波器712配置于连结共同端子Port1与独立端子Port3的路径32上。该滤波器712在本变形例中是将LTE的Band40设为通频带的带通滤波器。另外，本变形例中，滤波器712的通频带为了确保例如ISM2.4G频带中的衰减量而被局限于Band40的低频带侧的频道。

滤波器713配置于连结共同端子Port1与独立端子Port4的路径33上。该滤波器713在本变形例中是将LTE的Band41及40(第1频带)设为衰减频带的陷波滤波器(带阻滤波器)。也就是说，滤波器713的通频带和滤波器711及滤波器712各自的通频带不同。具体是，滤波器713的低频带侧的通频带频率要小于滤波器711及滤波器712各自的通频带频率。本变形例中，滤波器713是将LMB(低中频带：1476-2026MHz)及MB(中频带：2110-2200MHz)设为低频带侧的通频带的陷波滤波器。作为LMB及MB的例子，例如可列举Band1、Band2、Band3、Band4、Band11、Band21、Band25、Band32、Band34、Band39、及Band66。

本变形例中，这些滤波器711～713各自与实施方式1中的滤波器11～13同样地是由1个以上的弹性波谐振器构成的弹性波滤波器。

在此，如该图所示，构成滤波器713的1个以上的弹性波谐振器之中最靠共同连接点N侧的弹性波谐振器是被串联连接在对设置了滤波器713的路径33与接地进行连接的路径上的并联谐振器p1(并联臂谐振器)。也就是说，滤波器713是自共同连接点N侧起以并联谐振器p1开始的弹性波滤波器。

另外，并联谐振器p1当然也可以通过该1个并联谐振器p1被串联分割等而成的多个分割谐振器构成。再有，并联谐振器p1可以未直接连接于路径33或接地，当然也可以经由其他并联谐振器或阻抗元件等而被连接。

相位调整电路723调整滤波器713的相位，以使得在3个路径31～33未被共同连接的共同连接前的状态下从共同连接点N观察3个滤波器711～713侧，成为实施方式1中说明过的复共轭关系。具体是，相位调整电路723是被串联连接在共同连接点N与滤波器713之间设置了滤波器713的路径33上的电感器L731。

这样，本变形例涉及的多工器701构成为：至少1个滤波器(本变形例中为滤波器713)由陷波滤波器构成，陷波滤波器的共同连接点N侧被插入串联电感器(电感器L731)。再有，3个滤波器711～713的通频带频率并未相互重复，且滤波器713(陷波滤波器)的通频带频率低于其他滤波器711及712的通频带频率。还有，滤波器713具有分流地被连接至上述的串联电感器的弹性波谐振器(并联谐振器p1)。

接着，对这样构成的多工器701的特性进行说明。

图25是表示在本变形例中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器711～713侧时的反射特性的史密斯圆图。

根据该图可知，对于所有滤波器711～713来说，各滤波器的阻抗与实施方式1同样，自频带(自身的通频带)位于史密斯圆图的中心部。另一方面，对于所有滤波器711～713来说，各滤波器的阻抗与实施方式1同样，对方侧频带自史密斯圆图的中心部偏离地配置。

在此，若关注作为滤波器711的通频带的Band41，则滤波器712及713中阻抗成为复共轭关系。再有，若关注作为滤波器712的通频带的Band40，则在滤波器711及713中阻抗成为复共轭关系。

在共同连接点N对具有上述的反射特性的滤波器711～713进行共同连接，由此在从共同连接点N观察到的共同连接后的反射特性中，对于Band41及40的任一个Band来说都能够获取阻抗匹配。

图26是表示在本变形例中共同连接后的滤波器特性(通过特性)的图。

根据该图可知，即便是本变形例涉及的多工器701，也与实施方式1同样，对于所有通频带(本变形例中为Band40及41、以及LMB及MB)来说，能够达到获得良好的电特性(抑制损耗)的效果。以下，针对达到这种效果的理由，使用图27及图28对本变形例与比较例进行比较，同时进行说明。

图27是在本变形例中表示滤波器713(陷波滤波器)涉及的反射特性的图。图28是在本变形例的比较例中表示滤波器913(陷波滤波器)涉及的反射特性的图。其中，比较例的滤波器913与本变形例的滤波器713相比，除了共同连接点N侧的弹性波谐振器是被串联连接在路径33上的串联谐振器s1(串联臂谐振器)这一点以外都是同样的，因此省略详细的说明。

在图27的上段右图(b3-1)及图28的右图(b3-1)所示的史密斯圆图中，表示滤波器713及913的共同连接点N侧的阻抗。对这些进行比较可知，共同连接点N侧的弹性波谐振器为并联谐振器p1的滤波器713，与该弹性波谐振器为串联谐振器s1的滤波器913相比，能够使对方侧滤波器的通频带频率(即，作为滤波器711的通频带的Band41及作为滤波器712的通频带的Band40)中的阻抗顺时针地旋转，使相位超前。

本变形例中，如图27的下段所示，通过附加被串联连接在路径33的电感器L731所组成的相位调整电路723，从而使从共同连接点N观察到滤波器713侧的阻抗顺时针地旋转并使相位超前，由此使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗朝感应性移位。

此时，上述被串联连接的电感器L731的电感值越大，则从共同连接点N观察到滤波器713侧的阻抗在对方侧滤波器的通频带频率中在史密斯圆图上就越大大地旋转。因此，即便是比较例的滤波器913，通过增大电感器L731的电感值，也能够使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗朝感应性移位。然而，由于该电感器L731被串联连接于传递高频信号的路径33，故电感值的增大会招致滤波器713的通频带内损耗的增大。

相对于此，本变形例中，对于附加电感器L731前的滤波器713来说，与比较例的滤波器913相比，能够使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗在史密斯圆图上顺时针地旋转。为此，通过较小的电感值的电感器L731，能够使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗朝感应性移位。因此，根据本变形例，既能获得良好的电特性，又能抑制滤波器713的通频带内损耗。

这样，根据本变形例涉及的多工器701，除了第1滤波器(本变形例中相当于滤波器711)以外的n-1个滤波器(本变形例中相当于2个滤波器712及713)的阻抗在该第1滤波器的通频带(第1滤波器的自频带、本变形例中Band41)中成为复共轭关系(参照图25)。由此，对于n-1个滤波器而言，作为第1滤波器的自频带中的阻抗而具有绝对值大致相等且正负相反的阻抗的虚数分量。由此，若这些n-1个滤波器被共同连接，则该虚数分量被抵消，因而从共同连接点N观察到的第1滤波器的自频带中的对方侧滤波器的合成阻抗不具有虚数分量。因此，共同连接后的n个滤波器针对第1滤波器的自频带而难以受到n-1个滤波器(与第1滤波器共同连接的滤波器)的阻抗虚数分量的影响。为此，共同连接后的n个滤波器针对第1滤波器的滤波器特性而能够实现低损耗。

再有，根据本变形例，除了第3滤波器(本变形例中相当于滤波器712)以外的n-1个滤波器(本变形例中相当于滤波器711及713)的阻抗在该第3滤波器的通频带(第3滤波器的自频带、本变形例中为Band40)中成为复共轭关系(参照图25)。由此，作为n-1个滤波器在第3滤波器的自频带中的阻抗而具有绝对值大致相等且正负相反的阻抗的虚数分量。由此，共同连接后的n个滤波器与第1滤波器同样，针对第3滤波器的滤波器特性而能够实现低损耗。

还有，根据本变形例，至少1个滤波器(本变形例中为滤波器713)为带阻滤波器，相位调整电路723是被串联连接在路径33的电感器L731。通过设置这种上述被串联连接的电感器L731即相位调整电路723，从而在未被共同连接的状态下从共同连接点N观察到带阻滤波器(本变形例中为滤波器713)侧的阻抗，在带阻滤波器的对方侧滤波器的通频带频率(本变形例中是作为滤波器711的通频带的Band41及作为滤波器712的通频带的Band40)中朝感应性移位。为此，即便n个滤波器各自为弹性波滤波器等、n个滤波器各自的阻抗为电容性的情况下，也能够将带阻滤波器的阻抗与其他至少1个滤波器的阻抗在第1滤波器的通频带频率中设为复共轭关系。因此，在具备包括带阻滤波器在内的n个滤波器的多工器701中，能够获得良好的电特性。

再者，根据本变形例，n个滤波器包括带阻滤波器的衰减频带频率包含通频带频率的至少2个带通滤波器(本变形例中为2个滤波器711及712)。也就是说，带阻滤波器的低频带侧的通频带频率(本变形例中为LMB及MB)低于对方侧滤波器的通频带频率(本变形例中为Band41及40)。由此，对于附加电感器L731前的带阻滤波器来说，能够使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗在史密斯圆图上顺时针地旋转并使相位超前。为此，通过将较小的电感值的电感器L731附加于带阻滤波器，从而能够使对方侧滤波器的通频带频率中的阻抗朝感应性移位。因此，根据本变形例，既能获得良好的电特性，又能抑制带阻滤波器的通频带内损耗。

(实施方式2)

以上的实施方式1及变形例1～5中说明过的多工器能够应用于具备该多工器的高频前端电路等。因而，本实施方式中针对这种高频前端电路而以具备实施方式1的变形例5涉及的多工器701的构成为例进行说明。

图29是实施方式2涉及的高频前端电路10及其外围电路的构成图。该图表示由多工器701与接收放大电路群4构成的高频前端电路10、天线元件2、RF信号处理电路(RFIC)3。高频前端电路10及RFIC3构成通信装置100。天线元件2、高频前端电路10、及RFIC3例如被配置于对应多模/多频带的移动电话的前端部。

天线元件2是收发高频信号的、例如按照LTE等的通信标准的对应多频带的天线。其中，天线元件2例如可以不对应于通信装置100的所有频带，当然也可以只对应于低频带群或高频频带群的频带。再有，天线元件2当然也可以被内置于通信装置100。

RFIC3是对由天线元件2收发的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体是，RFIC3将经由高频前端电路10的接收侧信号路径而从天线元件2输入的高频信号(在此为高频接收信号)通过下变换等进行信号处理，将进行该信号处理而生成的接收信号向基带信号处理电路(未图示)输出。再有，RFIC3将从基带信号处理电路输入的发送信号通过上变换等进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频信号(在此为高频发送信号)向高频前端电路10的发送侧信号路径(未图示)输出。

高频前端电路10是在天线元件2与RFIC3之间传递高频信号的电路。具体是，高频前端电路10将从RFIC3输出的高频信号(在此为高频发送信号)经由发送侧信号路径(未图示)而向天线元件2传递。再有，高频前端电路10将由天线元件2接收到的高频信号(在此为高频接收信号)经由接收侧信号路径而向RFIC3传递。

高频前端电路10自天线元件2侧起按序具备多工器701和接收放大电路群4。

接收放大电路群4由将从多工器701输入的高频接收信号进行电力放大的1个以上的低噪声放大器(本实施方式中为多个低噪声放大器)构成。

另外，高频前端电路10当然也可以具备例如切换发送与接收的开关、或者在构成多工器701的多个滤波器711～712中用于将低噪声放大器共享的开关。

这样构成的高频前端电路10将从天线元件2输入的高频信号(在此为高频接收信号)用给定的滤波器进行滤波，且用给定的低噪声放大器进行放大，然后向RFIC3输出。另外，低频的频带(在此为LMB及MB)所对应的RFIC与高频的频带(在此为Band41及41)所对应的RFIC当然也可以独立地设置。

这样，高频前端电路10具备实施方式1的变形例5涉及的多工器701，由此可实现能够获得良好的电特性的(可抑制损耗的)对应于3个以上的多频带的高频前端电路。

另外，高频前端电路当然也可以是具备实施方式1及变形例1～4涉及的多工器的构成。此外，本实施方式中，对在接收侧信号路径设置了多工器的构成进行了说明。可是，高频前端电路的构成未限于此，当然也可以是在发送侧信号路径设置了多工器的构成。

(其他实施方式)

以上，虽然基于实施方式及变形例对本发明涉及的多工器及高频前端电路进行了说明，但本发明并未被限定为上述实施方式及变形例。组合上述实施方式及变形例中的任意的构成要素而实现的其他实施方式、在未脱离本发明主旨的范围内能对上述实施方式实施本领域的技术人员想到的各种变形的变形例、或内置了本发明涉及的多工器及高频前端电路的各种设备也被包括在本发明中。

例如，具备上述的高频前端电路10与RFIC3(RF信号处理电路)的通信装置100也被包括在本发明中。根据这种通信装置100，可实现能够获得良好的电特性的(可抑制损耗的)对应于3个以上的多频带的通信装置。

再有，例如在上述说明中，在共同连接点N与n个滤波器(上述说明中为3个滤波器11～13)之间设置有相位调整电路。可是，在仅n个滤波器中能满足上述的复共轭关系的情况下、也就是说可设计满足该复共轭关系的n个滤波器的情况下，当然也可以不设置相位调整电路。还有，对于n个滤波器而言，在将该n个滤波器之中任意的滤波器设为第1滤波器时，当然也可以满足以下的关系。即，对于除了该第1滤波器以外的n-1个滤波器来说，各滤波器的阻抗在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察所述n个滤波器侧，在所述第1滤波器的通频带中成为复共轭关系。换言之，这样观察的话，n个滤波器之中除了第1滤波器以外的n-1个滤波器在所述第1滤波器的通频带频率中具有虚数分量被相互抵消的阻抗。

图30A是具备这种滤波器511～513的多工器501的构成图。滤波器511～513是按该顺序将Band_A、Band_B及Band_C设为通频带的滤波器。图30B是表示在图30A所示的多工器501中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器511～513侧时的反射特性的史密斯圆图。如该图所示，对于Band_A、Band_B及Band_C的任一个Band而言，将该Band设为对方侧频带的2个滤波器的阻抗在该Band中成为复共轭关系。

再有，在上述说明中，将多工器具备的滤波器的个数设为3个而进行了说明。可是，多工器当然也可以具备4个以上的滤波器。也就是说，“成为复共轭关系的”对象的滤波器的个数当然也可以是3以上。具体是，上述说明中，虽然以一对一的方式对成为复共轭关系的对象进行了说明，但该对象也有时是一个对多个、或者多个对多个。为了使该事项的理解容易，以多工器具备4个滤波器的构成为例进行说明。

图31A是具备4个滤波器611～614的多工器601的构成图。滤波器611～614是按该顺序将Band_A、Band_B、Band_C及Band_D设为通频带的滤波器。图31B是表示在图31A所示的多工器601中共同连接前的从共同连接点N观察到滤波器611～614侧时的反射特性的史密斯圆图。其中，该图中关于除了将Band_A设为自频带的滤波器611以外的其他滤波器612～614而表示Band_A中的阻抗(参照图中的以三角形表示的标记)。

如图31B所示，若关注作为滤波器611的通频带的Band_A，则可知对于与该滤波器611共同连接的滤波器612～614而言各滤波器的阻抗在Band_A中成为复共轭关系。具体是，Band_A中的阻抗位于感应性的滤波器612及滤波器613的合成阻抗(参照图中的以×标记表示的标记)和该阻抗位于电容性的滤波器614的阻抗成为复共轭关系。

这样，多工器具备4个以上的n个滤波器的情况下，对于n个滤波器之中除了第1滤波器(例如滤波器611)以外的n-1个滤波器而言，第1滤波器群(在此为滤波器612及613)的合成阻抗和第2滤波器群(在此为滤波器614)的阻抗，从共同连接点N观察滤波器单体，在该第1滤波器的通频带(在此为Band_A)中成为复共轭关系。即便是这种多工器601，通过满足上述的复共轭关系，从而能够达到与实施方式1等同样的效果。

也就是说，n-1个滤波器的阻抗成为复共轭关系，指的是(i)该n-1个滤波器之中具有感应性电抗或感应性电纳的1个以上的滤波器的合成阻抗和(ii)该n-1个滤波器之中具有电容性电抗或电容性电纳的1个以上的滤波器的合成阻抗成为复共轭关系。

再有，上述说明中作为被分配给滤波器11～13的通频带的组合，以Band3、Band1及Band7为例进行了说明。可是，该通频带的组合未被限定于此，例如当然也可以是(i)Band3、Band1及Band40的组合、(ii)Band3、Band1及Band41的组合、(iii)Band2、Band4及Band30的组合、(iv)Band2、Band4及Band7的组合、(v)Band25、Band66及Band30的组合、以及(vi)Band4、Band25及Band30的组合中的任一个。

再有，在上述说明中，滤波器11～13虽然全部设为接收滤波器，但至少1个当然也可以是发送滤波器。例如，滤波器11～13当然也可以包括发送频带(Tx)与接收频带(Rx)较为分离开的LTE的Band4(发送频带：1710～1755MHz、接收频带：2110～2155)所对应的发送滤波器与接收滤波器。

再有，上述说明过的多工器中，当然也可以在连结共同连接点N与共同端子Port1的路径上等连接阻抗匹配用的电感器等阻抗元件。

还有，本发明也可以作为多工器的设计方法来实现。即，该多工器的设计方法，该多工器具备独立地配置在通过共同连接点N而被共同连接的n个(n为3以上的整数)的路径上且具有相互不同的通频带的n个滤波器，该设计方法包括：设计所述n个滤波器之中的第1滤波器的第1步骤；设计所述n个滤波器之中除了第1滤波器以外的n-1个滤波器的第2步骤。在此，所述第2步骤中，设计所述n-1个滤波器，以使得从所述n个路径的一部分且应该成为所述共同连接点N的点观察所述n个滤波器侧，在所述第1滤波器的通频带中虚数分量被相互抵消。

这种多工器的设计方法例如在CAD装置等的计算机或者内置了EDA(ElectronicDesign Automation)等自动工具的计算机中执行。再有，该设计方法当然也可以依据基于设计者的与计算机的对话性的操作而在该计算机中执行。

另外，执行第1步骤与第2步骤的顺序并未特别地限定。再有，可以不依次执行这些步骤，当然也可以同时执行。

-产业上的可利用性-

本发明作为可应用于多频带系统的小型的多工器，从而可广泛利用于移动电话等的通信设备中。

Claims (28)

1.一种多工器，其中，

具备：n个滤波器，被独立地配置在于共同连接点被共同连接的n个路径上且具有相互不同的通频带，n为3以上的整数，

所述n个滤波器之中除了第1滤波器以外的n-1个滤波器具有如下阻抗：在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消，

所述n个滤波器的每一个是由弹性波谐振器构成的弹性波滤波器，

所述第1滤波器的通频带频率和被构成所述n-1个滤波器的所述弹性波谐振器的谐振频率与反谐振频率夹着的频率范围不同。

2.根据权利要求1所述的多工器，其中，

所述n-1个滤波器的阻抗在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。

3.根据权利要求1所述的多工器，其中，

所述n个滤波器之中除了所述第1滤波器以外的至少2个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

4.根据权利要求3所述的多工器，其中，

所述至少2个滤波器的阻抗在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。

5.根据权利要求1所述的多工器，其中，

所述n-1个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中，在史密斯圆图上的中心的右侧区域即开路侧，虚数分量被相互抵消。

6.根据权利要求3所述的多工器，其中，

所述至少2个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第1滤波器的通频带频率中，在史密斯圆图上的中心的右侧区域即开路侧，虚数分量被相互抵消。

7.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

对于所述n个滤波器之中除了第2滤波器以外的n-1个滤波器而言，在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，所述第2滤波器的通频带频率中的阻抗的绝对值为500Ω以上。

8.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

所述n个滤波器之中除了第3滤波器以外的n-1个滤波器具有如下阻抗：在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第3滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消。

9.根据权利要求8所述的多工器，其中，

所述n个滤波器之中除了第3滤波器以外的n-1个滤波器的阻抗，在所述未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察，在所述第3滤波器的通频带频率中成为复共轭关系。

10.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

n＝3，

所述n个滤波器是将第1频带设为通频带的所述第1滤波器、将第2频带设为通频带的第2滤波器及将第3频带设为通频带的第3滤波器，

所述第2滤波器及所述第3滤波器具有如下阻抗：在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点进行了观察的情况下，在所述第1频带中虚数分量被相互抵消。

11.根据权利要求10所述的多工器，其中，

在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察到所述n个滤波器侧的情况下，所述第2滤波器在所述第1频带中的阻抗和所述第3滤波器在所述第1频带中的阻抗成为复共轭关系。

12.根据权利要求10所述的多工器，其中，

所述第1滤波器及所述第2滤波器具有如下阻抗：在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点进行了观察的情况下，在所述第3频带中虚数分量被相互抵消。

13.根据权利要求12所述的多工器，其中，

在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察到所述n个滤波器侧的情况下，所述第1滤波器在所述第3频带中的阻抗和所述第2滤波器在所述第3频带中的阻抗成为复共轭关系。

14.根据权利要求11～13中任一项所述的多工器，其中，

在所述n个路径未被共同连接的状态下从所述共同连接点观察到所述n个滤波器侧的情况下，所述第1滤波器在所述第2频带中的阻抗及所述第3滤波器在所述第2频带中的阻抗的绝对值为500Ω以上。

15.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

在将所述n个滤波器的通频带按频率顺序进行了排列的情况下，所述第1滤波器的通频带频率是位于最低频带及最高频带的通频带以外的频带。

16.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

所述多工器具备设置在所述共同连接点与所述n个滤波器之中的至少1个滤波器之间的相位调整电路。

17.根据权利要求16所述的多工器，其中，

所述至少1个滤波器为带阻滤波器，

所述相位调整电路是在所述共同连接点与所述带阻滤波器之间被串联连接至设置了所述带阻滤波器的所述路径上的电感器。

18.根据权利要求17所述的多工器，其中，

所述n个滤波器包括：至少2个带通滤波器，通频带频率包含在所述带阻滤波器的衰减频带频率中。

19.根据权利要求17或18所述的多工器，其中，

所述带阻滤波器是由1个以上的弹性波谐振器构成的弹性波滤波器，

构成所述带阻滤波器的1个以上的弹性波谐振器之中最靠所述共同连接点侧的弹性波谐振器是被串联连接到对设置了所述带阻滤波器的所述路径与接地进行连接的路径上的并联谐振器。

20.根据权利要求16所述的多工器，其中，

所述相位调整电路是由1个以上的电感器与1个以上的电容器构成的LC匹配电路。

21.根据权利要求16所述的多工器，其中，

所述相位调整电路由被串联连接到设置了所述至少1个滤波器的至少1个所述路径上的电容器及被串联连接到对该路径与接地进行连接的路径上的电感器构成。

22.根据权利要求16所述的多工器，其中，

所述相位调整电路是被串联连接到设置了所述至少1个滤波器的至少1个所述路径上的微带线。

23.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

所述第1滤波器与所述n个滤波器之中除了该第1滤波器以外的n-1个滤波器的通频带分离开所述第1滤波器的通频带带宽以上。

24.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

所述多工器应用同时发送或接收多个频带的高频信号的载波聚合CA方式，

所述n个滤波器同时对所述高频信号进行滤波。

25.根据权利要求1～6中任一项所述的多工器，其中，

所述n个滤波器是3个滤波器，

该3个滤波器是将长期演进即LTE的Band3设为通频带的滤波器、将所述LTE的Band1设为通频带的滤波器及将所述LTE的Band7设为通频带的滤波器。

26.一种高频前端电路，其中，具备：

权利要求1～25中任一项所述的多工器；和

被连接到所述多工器的放大电路。

27.一种通信装置，其中，具备：

RF信号处理电路，对通过天线元件收发的高频信号进行处理；和

权利要求26所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。

28.一种多工器的设计方法，该多工器具备被独立地配置在于共同连接点被共同连接的n个路径上且具有相互不同的通频带的n个滤波器，n为3以上的整数，其中，所述多工器的设计方法包括：

第1步骤，设计所述n个滤波器之中的第1滤波器；和

第2步骤，设计所述n个滤波器之中的除了第1滤波器以外的n-1个滤波器，

在所述第2步骤中，设计所述n-1个滤波器，以使得从所述n个路径的一部分且应该成为所述共同连接点的点观察所述n个滤波器侧，在所述第1滤波器的通频带频率中虚数分量被相互抵消，

所述n个滤波器的每一个是由弹性波谐振器构成的弹性波滤波器，

所述第1滤波器的通频带频率和被构成所述n-1个滤波器的所述弹性波谐振器的谐振频率与反谐振频率夹着的频率范围不同。

Images