JP2009284059A - フィルタ回路、無線送信機および無線受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】通過中心周波数が高い場合においても、通過中心周波数を目標値に正確に合わせるとともに、減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させる。
【解決手段】フィルタ回路をパッシブミキサ２および周波数応答素子３で構成し、パッシブミキサ２は、伝送路１にて伝送される入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯを乗算することで周波数変換信号Ｂを生成し、その周波数変換信号Ｂを周波数応答素子３に出力することで、局部発振信号ＬＯの局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３の周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔに作用させる。
【選択図】 図１

Description

本発明はフィルタ回路、無線送信機および無線受信機に関し、特に、パッシブミキサ（受動型ミキサ）を含んで構成されるフィルタ回路に適用して好適なものである。

無線通信機などでは、特定の周波数の信号を選択するためにフィルタ回路が搭載されている（特許文献１）。このようなフィルタ回路は、例えば、インダクタおよびキャパシタの並列回路を伝送路に接続することで構成される。ここで、インダクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、キャパシタの静電容量値をＣ［Ｆ］とすると、このフィルタ回路の共振周波数ｆは、ｆ＝１／（２π√（ＬＣ））で与えられる。

そして、伝送路を通過する信号の周波数が共振周波数付近の場合は、このフィルタ回路のインピーダンスは無限大に近くなり、伝送路を通過する信号の周波数が共振周波数から離れている場合は、このフィルタ回路のインピーダンスは小さくなる。このため、このフィルタ回路は、周波数が共振周波数付近の信号を減衰させることなく、周波数が共振周波数から離れている信号を減衰させることができ、周波数が共振周波数付近の信号を選択することができる。

このフィルタ回路において、可変インダクタや可変キャパシタが用いられている場合、インダクタンス値Ｌまたは静電容量値Ｃを変化させることで、共振周波数を変化させることができ、信号の減衰帯域を変更することができる。

しかしながら、従来のフィルタ回路では、共振周波数（すなわち通過中心周波数）が高くなると、寄生容量や寄生インダクタンスなどの影響を受けやすくなることから、共振周波数を電子制御で正確に目標値に合わせるのが困難になるとともに、減衰特性を急峻にしたり、減衰量を大きくしたりするのが困難であるという問題があった。
特に、減衰特性を急峻化しかつ減衰量を大きくとる場合は、共振周波数を正確に合わせることが必須であるが、例えば、２ＧＨｚ付近の周波数において、１００ｋＨｚ単位で正確に合わせるのは困難である。

特開２００５−１３０３８１号公報

そこで、本発明の目的は、通過中心周波数が高い場合においても、通過中心周波数を目標値に正確に合わせるとともに、減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能なフィルタ回路、無線送信機および無線受信機を提供することである。

上述した課題を解決するために、本発明の一態様によれば、周波数特性を持つ周波数応答素子と、局部発振信号を乗算した入力信号を前記周波数応答素子に出力することで、前記局部発振信号の局部発振周波数分だけ前記周波数応答素子の周波数特性を高域側にシフトさせ、前記入力信号に作用させるパッシブミキサとを備えることを特徴とするフィルタ回路を提供する。

また、本発明の一態様によれば、ベースバンド信号または中間周波信号を無線周波数信号に変換するアップコンバータと、前記無線周波数信号が伝送される伝送路に出力端子が接続されないようにして入力端子が接続された請求項１から３のいずれか１項に記載のフィルタ回路と、前記フィルタ回路を通過した無線周波数信号を空間に送信する送信アンテナとを備えることを特徴とする無線送信機を提供する。

また、本発明の一態様によれば、空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナにて受信された無線周波数信号が伝送される伝送路に出力端子が接続されないようにして入力端子が接続された請求項１から３のいずれか１項に記載のフィルタ回路と、前記フィルタ回路を通過した無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するダウンコンバータとを備えることを特徴とする無線受信機を提供する。

以上説明したように、本発明によれば、通過中心周波数が高い場合においても、通過中心周波数を目標値に正確に合わせるとともに、減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となる。

以下、本発明の実施形態に係るフィルタ回路について図面を参照しながら説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１において、フィルタ回路にはパッシブミキサ２および周波数応答素子３が設けられている。そして、パッシブミキサ２の入力は伝送路１に接続され、パッシブミキサ２の出力は周波数応答素子３を介して接地されている。ここで、周波数応答素子３は、何らかの周波数特性Ｆを持つ素子から構成することができる。例えば、周波数応答素子３として、図２のキャパシタＣ１を用いるようにしてもよいし、図３のインダクタＬ１を用いるようにしてもよいし、図４のキャパシタＣ２とインダクタＬ２とが直列接続された直列回路を用いるようにしてもよいし、図５のキャパシタＣ３とインダクタＬ３とが並列接続された並列回路を用いるようにしてもよい。

また、パッシブミキサ２は、伝送路１にて伝送される入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯを乗算することで周波数変換信号Ｂを生成することができる。そして、パッシブミキサ２は、その周波数変換信号Ｂを周波数応答素子３に出力することで、局部発振信号ＬＯの局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３の周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔに作用させることができる。なお、パッシブミキサ２は、増幅作用を伴わないミキサを言い、例えば、リレースイッチなどの機械的スイッチまたはオン／オフのスイッチング動作を行うトランジスタなどで構成することができる。ここで、トランジスタをパッシブミキサ２に使用する場合、トランジスタは可変抵抗素子として用いることができ、入力信号Ｔをゲートに印加することなく、ソースまたはドレインに印加することができる。

すなわち、伝送路１にて伝送される入力信号Ｔの周波数をｆ_ＲＦとすると、パッシブミキサ２にて入力信号Ｔが局部発振信号ＬＯと乗算されることで、ｆ_ＢＢ１＝｜ｆ_ＲＦ−ｆ_ＬＯ｜およびｆ_ＢＢ２＝ｆ_ＲＦ＋ｆ_ＬＯの周波数を持つ周波数変換信号Ｂが生成され、周波数応答素子３に出力される。そして、周波数変換信号Ｂが周波数応答素子３に出力されると、周波数応答素子３の周波数特性Ｆが周波数変換信号Ｂに作用する。

ここで、周波数ｆ_ＢＢ１について考えると、周波数変換信号Ｂに対して周波数応答素子３の周波数特性Ｆが作用すると、入力信号Ｔに対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

このため、パッシブミキサ２および周波数応答素子３は、入力信号Ｔに対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。そして、このフィルタ回路の通過中心周波数は、局部発振信号ＬＯの局部発振周波数ｆ_ＬＯを調整することで容易に変更することができる。ここで、局部発振信号ＬＯの局部発振周波数ｆ_ＬＯは、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路またはＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路などを用いることで、２ＧＨｚ付近の高周波においても、１００ｋＨｚ単位で正確に合わせることができる。この結果、入力信号Ｔの周波数が高い場合においても、通過中心周波数の低い周波数応答素子３を用いることで、入力信号Ｔに対する通過中心周波数を調整することが可能となり、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせるとともに、入力信号Ｔに対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となる。

（第２実施形態）
図６は、本発明の第２実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図６において、フィルタ回路にはパッシブミキサ２´および周波数応答素子３ａ、３ｂが設けられている。そして、パッシブミキサ２´の入力は伝送路１に接続され、パッシブミキサ２´の出力は周波数応答素子３ａ、３ｂを介してそれぞれ接地されている。ここで、周波数応答素子３ａ、３ｂは、何らかの周波数特性Ｆを持つ素子から構成することができる。例えば、周波数応答素子３ａ、３ｂとして、図２のキャパシタＣ１をそれぞれ用いるようにしてもよいし、図３のインダクタＬ１をそれぞれ用いるようにしてもよいし、図４のキャパシタＣ２とインダクタＬ２とが直列接続された直列回路をそれぞれ用いるようにしてもよいし、図５のキャパシタＣ３とインダクタＬ３とが並列接続された並列回路をそれぞれ用いるようにしてもよい。

また、パッシブミキサ２´は、伝送路１にて伝送される入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻をそれぞれ乗算することで周波数変換信号Ｂ１^＋、Ｂ１⁻を生成することができる。なお、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻としては、位相が互いに逆で周波数が同じ信号を用いることができる。そして、パッシブミキサ２´は、周波数変換信号Ｂ１^＋、Ｂ１⁻を周波数応答素子３ａ、３ｂにそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔに作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ１^＋、Ｂ１⁻に対して周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔに対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ２´および周波数応答素子３ａ、３ｂは、入力信号Ｔに対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔの周波数が高い場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせるとともに、入力信号Ｔに対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となる。

（第３実施形態）
図７は、本発明の第３実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図７において、フィルタ回路にはパッシブミキサ１２および周波数応答素子３が設けられている。なお、パッシブミキサ１２としては、差動型パッシブミキサを用いることができ、差動型パッシブミキサには、差動信号を入力する一対の入力端子、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を入力する一対の制御端子、周波数変換信号を出力する一対の出力端子を設けることができる。
そして、パッシブミキサ１２の一対の入力は伝送路１ａ、１ｂにそれぞれ接続され、パッシブミキサ１２の一対の出力は周波数応答素子３を介して互いに接続されている。

ここで、パッシブミキサ１２は、伝送路１ａ、１ｂにてそれぞれ伝送される入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻を生成することができる。なお、伝送路１ａ、１ｂは、差動伝送路を構成することができ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻としては、差動信号を用いることができる。そして、パッシブミキサ１２は、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻を周波数応答素子３の両方の端子にそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３の周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻に対して周波数応答素子３の周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ１２および周波数応答素子３は、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻として高周波数の差動信号が入力された場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能としつつ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となるとともに、コモンモードノイズを低減しつつ、信号伝送速度の高速化を図ることができる。

（第４実施形態）
図８は、本発明の第４実施形態に係る図７のフィルタ回路に図３の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図である。
図８において、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてキャパシタＣ１が用いられている。ここで、キャパシタＣ１の周波数特性Ｆ１は、周波数ｆが低くなるに従い、インピーダンスＺが高くなり、周波数０（直流）において、インピーダンスＺが無限大になる。また、周波数ｆが高くなるに従い、インピーダンスＺが低くなる。このため、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が低い場合、キャパシタＣ１には電流が流れにくくなる。一方、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が高い場合、キャパシタＣ１には電流が流れやすくなる。

ここで、パッシブミキサ１２の入力側を伝送路１ａ、１ｂに接続した場合、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性を伝送路１ａ、１ｂ側でも観測することができる。パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れやすい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯから離れている場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れやすく、パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れにくい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯに近い場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れにくい。

以上のことを考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯから離れている場合は、伝送路１ａ、１ｂからパッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれやすくなり、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯに近い場合は、伝送路１ａ、１ｂからパッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれにくくなる。この結果として、キャパシタＣ１の周波数特性Ｆ１が、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心として対称に折り返されるようにして、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ伝送路１ａ、１ｂ側にアップコンバートされるようになり、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心としたバンドパス特性Ｆ１´を伝送路１ａ、１ｂ側に出現させることができる。

なお、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２について考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯから離れている場合でも、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯに近い場合でも、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２は大きな値となり、キャパシタＣ１のインピーダンスＺは低くなる。
このため、周波数ｆ_ＢＢ２ではキャパシタＣ１の周波数特性Ｆ１上でインピーダンスＺに大きな変化が発生することはなく、周波数ｆ_ＢＢ１ではキャパシタＣ１の周波数特性Ｆ１上でインピーダンスＺに大きな変化が発生する。従って、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性全体を伝送路１ａ、１ｂ側から観測した場合、周波数ｆ_ＢＢ２における周波数特性Ｆ１上ではインピーダンスＺの変化は無視することができ、周波数ｆ_ＢＢ１における周波数特性Ｆ１上でのインピーダンスＺの変化のみを全体として支配的に観測することができる。

この結果、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてキャパシタＣ１を用いることで、伝送路１ａ、１ｂに対する局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心としたバンドパス特性Ｆ１´を持たせることが可能となる。ここで、局部発振周波数ｆ_ＬＯは自由に可変できるため、通過帯域の中心周波数を自由に正確に可変することができる。また、キャパシタＣ１のＱ値を高くすることは容易であるため、極めて狭帯域のバンドパスフィルタを構成することができる。また、パッシブミキサ１２は、ＭＯＳ半導体製造プロセスで容易に構成できるため、他の回路と同一ＩＣチップ上に構成でき、外付けのフィルタ素子を使用せずに済むためコストダウンが可能である。また、パッシブミキサであることから電力を消費しないため、消費電力を増大させることなくフィルタ機能を追加することができる。このため、パッシブミキサ１２とキャパシタＣ１とを用いることで、高性能なチューナブルバンドパスフィルタを簡単に実現することができる。

（第５実施形態）
図９は、本発明の第５実施形態に係る図７のフィルタ回路に図４の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図である。
図９において、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてインダクタＬ１が用いられている。ここで、インダクタＬ１の周波数特性Ｆ２は、周波数ｆが低くなるに従い、インピーダンスＺが低くなり、周波数０（直流）において、インピーダンスＺが０になる。また、周波数ｆが高くなるに従い、インピーダンスＺが高くなる。このため、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が低い場合、インダクタＬ１には電流が流れやすくなる。一方、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が高い場合、インダクタＬ１には電流が流れにくくなる。

ここで、パッシブミキサ１２の入力側を伝送路１ａ、１ｂに接続した場合、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性を伝送路１ａ、１ｂ側でも観測することができる。パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れやすい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯに近い場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れやすく、パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れにくい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯから離れている場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れにくい。

以上のことを考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯに近い場合は、伝送路１ａ、１ｂからパッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれやすくなり、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯから離れている場合は、伝送路１ａ、１ｂからパッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれにくくなる。この結果として、インダクタＬ１の周波数特性Ｆ２が、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心として対称に折り返されるようにして、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ伝送路１ａ、１ｂ側にアップコンバートされるようになり、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心としたバンドリジェクト特性Ｆ２´を伝送路１ａ、１ｂ側に出現させることができる。

なお、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２について考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯから離れている場合でも、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦが局部発振周波数ｆ_ＬＯに近い場合でも、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２は大きな値となり、インダクタＬ１のインピーダンスＺは高くなる。

このため、周波数ｆ_ＢＢ２ではインダクタＬ１の周波数特性Ｆ２上でインピーダンスＺに大きな変化が発生することはなく、周波数ｆ_ＢＢ１ではインダクタＬ１の周波数特性Ｆ２上でインピーダンスＺに大きな変化が発生する。従って、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性全体を伝送路１ａ、１ｂ側から観測した場合、周波数ｆ_ＢＢ２における周波数特性Ｆ２上ではインピーダンスＺの変化は無視することができ、周波数ｆ_ＢＢ１における周波数特性Ｆ２上でのインピーダンスＺの変化のみを全体として支配的に観測することができる。

この結果、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてインダクタＬ１を用いることで、伝送路１ａ、１ｂに対する局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心としたバンドリジェクト特性Ｆ２´を持たせることが可能となる。ここで、局部発振周波数ｆ_ＬＯは自由に可変できるため、通過帯域の中心周波数を自由に正確に可変することができる。また、インダクタＬ１のＱ値を高くすることは容易であるため、極めて狭帯域のバンドリジェクトフィルタを構成することができる。また、パッシブミキサ１２は、ＭＯＳ半導体製造プロセスで容易に構成できるため、他の回路と同一ＩＣチップ上に構成でき、外付けのフィルタ素子を使用せずに済むためコストダウンが可能である。また、パッシブミキサであることから電力を消費しないため、消費電力を増大させることなくフィルタ機能を追加することができる。このため、パッシブミキサ１２とインダクタＬ１とを用いることで、高性能なチューナブルバンドリジェクトフィルタを簡単に実現することができる。

（第６実施形態）
図１０は、本発明の第６実施形態に係る図７のフィルタ回路に図５の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図である。
図１０において、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてインダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路が用いられている。ここで、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路の共振周波数をｆ_Ｒとし、局部発振周波数ｆ_ＬＯより十分小さいものとする。インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路の周波数特性Ｆ３は、共振周波数ｆ_Ｒの近傍において、インピーダンスＺが低くなる。また、共振周波数ｆ_Ｒから離れるに従い、インピーダンスＺが高くなる。このため、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が共振周波数ｆ_Ｒに近い場合、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路には電流が流れやすくなる。一方、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が共振周波数ｆ_Ｒから離れている場合、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路には電流が流れにくくなる。

ここで、パッシブミキサ１２の入力側を伝送路１ａ、１ｂに接続した場合、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性を伝送路１ａ、１ｂ側でも観測することができる。パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れやすい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値に近い場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れやすく、パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れにくい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値から離れている場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れにくい。

以上のことを考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値に近い場合は、伝送路１ａ、１ｂからパッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれやすくなり、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値から離れている場合は、パッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれにくくなる。この結果として、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路の周波数特性Ｆ３が、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心として対称に折り返されるようにして、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ伝送路１ａ、１ｂ側にアップコンバートされるようになり、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心とした２バンド分のバンドリジェクト特性Ｆ３´を伝送路１ａ、１ｂ側に出現させることができる。

なお、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２について考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値から離れている場合でも、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値に近い場合でも、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２は大きな値となり、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路のインピーダンスＺは高くなる。

このため、周波数ｆ_ＢＢ２ではインダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路の周波数特性Ｆ３上でインピーダンスＺに大きな変化が発生することはなく、周波数ｆ_ＢＢ１ではインダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路の周波数特性Ｆ３上でインピーダンスＺに大きな変化が発生する。従って、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性全体を伝送路１ａ、１ｂ側から観測した場合、周波数ｆ_ＢＢ２における周波数特性Ｆ３上ではインピーダンスＺの変化は無視することができ、周波数ｆ_ＢＢ１における周波数特性Ｆ１上でのインピーダンスＺの変化のみを全体として支配的に観測することができる。

この結果、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてインダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路を用いることで、伝送路１ａ、１ｂに対するｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値をそれぞれ中心としたバンドリジェクト特性Ｆ３´を持たせることが可能となる。ここで、局部発振周波数ｆ_ＬＯは自由に可変できるため、通過帯域の中心周波数を自由に正確に可変することができる。また、キャパシタＣ２およびインダクタＬ２のＱ値を高くすることは容易であるため、極めて狭帯域のバンドリジェクトフィルタを構成することができる。また、パッシブミキサ１２は、ＭＯＳ半導体製造プロセスで容易に構成できるため、他の回路と同一ＩＣチップ上に構成でき、外付けのフィルタ素子を使用せずに済むためコストダウンが可能である。また、パッシブミキサであることから電力を消費しないため、消費電力を増大させることなくフィルタ機能を追加することができる。このため、パッシブミキサ１２およびインダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路を用いることで、高性能なチューナブルバンドリジェクトフィルタを簡単に実現することができる。

（第７実施形態）
図１１は、本発明の第７実施形態に係る図７のフィルタ回路に図６の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図である。
図１１において、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてインダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路が用いられている。ここで、インダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路の共振周波数をｆ_Ｒとし、局部発振周波数ｆ_ＬＯより十分小さいものとする。インダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路の周波数特性Ｆ４は、共振周波数ｆ_Ｒの近傍において、インピーダンスＺが高くなる。また、共振周波数ｆ_Ｒから離れるに従い、インピーダンスＺが低くなる。このため、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が共振周波数ｆ_Ｒから離れている場合、インダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路には電流が流れやすくなる。一方、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ１が共振周波数ｆ_Ｒに近い場合、インダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路には電流が流れにくくなる。

ここで、パッシブミキサ１２の入力側を伝送路１ａ、１ｂに接続した場合、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性を伝送路１ａ、１ｂ側でも観測することができる。パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れやすい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値から離れている場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れやすく、パッシブミキサ１２の出力側で電流が流れにくい場合（すなわち入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値に近い場合）は、伝送路１ａ、１ｂ側でも電流が流れにくい。

以上のことを考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値から離れている場合は、伝送路１ａ、１ｂからパッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれやすくなり、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値に近い場合は、パッシブミキサ１２へ電流が吸い込まれにくくなる。この結果として、インダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路の周波数特性Ｆ４が、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心として対称に折り返されるようにして、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ伝送路１ａ、１ｂ側にアップコンバートされるようになり、局部発振周波数ｆ_ＬＯを中心とした２バンド分のバンドパス特性Ｆ４´を伝送路１ａ、１ｂ側に出現させることができる。

なお、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２について考えると、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値から離れている場合でも、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の周波数ｆ_ＲＦがｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値に近い場合でも、周波数変換信号Ｂ２^＋、Ｂ２⁻の周波数ｆ_ＢＢ２は大きな値となり、インダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路のインピーダンスＺは低くなる。

このため、周波数ｆ_ＢＢ２ではインダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路の周波数特性Ｆ４上でインピーダンスＺに大きな変化が発生することはなく、周波数ｆ_ＢＢ１ではインダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路の周波数特性Ｆ４上ではインピーダンスＺに大きな変化が発生する。従って、パッシブミキサ１２の出力側のインピーダンス特性全体を伝送路１ａ、１ｂ側から観測した場合、周波数ｆ_ＢＢ２における周波数特性Ｆ４上ではインピーダンスＺの変化は無視することができ、周波数ｆ_ＢＢ１における周波数特性Ｆ４上でのインピーダンスＺの変化のみを全体として支配的に観測することができる。

この結果、図７のフィルタ回路の周波数応答素子３としてインダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路を用いることで、伝送路１ａ、１ｂに対するｆ_ＬＯ±ｆ_Ｒという値をそれぞれ中心としたバンドパス特性Ｆ４´を持たせることが可能となる。ここで、局部発振周波数ｆ_ＬＯは自由に可変できるため、通過帯域の中心周波数を自由に正確に可変することができる。また、キャパシタＣ３およびインダクタＬ３のＱ値を高くすることは容易であるため、極めて狭帯域のバンドパスフィルタを構成することができる。また、パッシブミキサ１２は、ＭＯＳ半導体製造プロセスで容易に構成できるため、他の回路と同一ＩＣチップ上に構成でき、外付けのフィルタ素子を使用せずに済むためコストダウンが可能である。また、パッシブミキサであることから電力を消費しないため、消費電力を増大させることなくフィルタ機能を追加することができる。このため、パッシブミキサ１２およびインダクタＬ３とキャパシタＣ３の並列回路を用いることで、高性能なチューナブルバンドパスフィルタを簡単に実現することができる。

（第８実施形態）
図１２は、本発明の第８実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１２において、フィルタ回路にはパッシブミキサ１２および周波数応答素子３ａ、３ｂが設けられている。そして、パッシブミキサ１２の一対の入力は伝送路１ａ、１ｂにそれぞれ接続され、パッシブミキサ１２の一対の出力は周波数応答素子３ａ、３ｂをそれぞれ介して接地されている。

そして、パッシブミキサ１２は、伝送路１ａ、１ｂにてそれぞれ伝送される入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ３^＋、Ｂ３⁻を生成する。そして、パッシブミキサ１２は、周波数変換信号Ｂ３^＋、Ｂ３⁻を周波数応答素子３ａ、３ｂにそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ３^＋、Ｂ３⁻に対して周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ１２および周波数応答素子３ａ、３ｂは、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻として高周波数の差動信号が入力された場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能としつつ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となるとともに、コモンモードノイズを低減しつつ、信号伝送速度の高速化を図ることができる。

（第９実施形態）
図１３は、本発明の第９実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１３において、フィルタ回路にはパッシブミキサ２ａ、２ｂおよび周波数応答素子３ａ、３ｂが設けられている。そして、パッシブミキサ２ａ、２ｂの入力は伝送路１にそれぞれ接続され、パッシブミキサ２ａ、２ｂの出力は周波数応答素子３ａ、３ｂをそれぞれ介して接地されている。なお、パッシブミキサ２ａは、直交信号用として用いることができ、パッシブミキサ２ｂは、同相信号用として用いることができる。

ここで、パッシブミキサ２ａ、２ｂは、伝送路１にて伝送される入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｉをそれぞれ乗算することで周波数変換信号Ｂ４^＋、Ｂ４⁻を生成することができる。なお、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｉとしては、周波数が同じで位相が互いに９０°だけずれた信号を用いることができる。

そして、パッシブミキサ２ａ、２ｂは、周波数変換信号Ｂ４^＋、Ｂ４⁻を周波数応答素子３ａ、３ｂにそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｉの局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔに作用させることができる。すなわち、周波数変換信号Ｂ４^＋、Ｂ４⁻に対して周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔに対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ２ａ、２ｂおよび周波数応答素子３ａ、３ｂは、入力信号Ｔの直交成分および同相成分に対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔの周波数が高い場合においても、無線通信装置で用いられている直交信号および同相信号を扱うことを可能としつつ、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能となるとともに、入力信号Ｔに対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となる。

なお、無線通信回路では、局部発振信号ＬＯが単独で用いられることは少なく、互いに移送が９０°だけずれた局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｉの２系統が用いられることが多い。これらの２系統から片方だけ取り出し、図１、図６、図７または図１２のようなフィルタ回路を構成することも可能であるが、２系統のうちの片方だけを取り出すと、回路構成がアンバランスになり、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｉの位相差が９０°に保たれなくなったり、電圧振幅に差が発生する恐れがある。従って、図１３に示すように、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｉの２系統を両方とも用いる構成にすることで、他の回路へ悪影響が及びにくくすることができる。

（第１０実施形態）
図１４は、本発明の第１０実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１４において、フィルタ回路にはパッシブミキサ１２ａ、１２ｂおよび周波数応答素子３ａ、３ｂが設けられている。なお、パッシブミキサ１２ａ、１２ｂとしては、差動型パッシブミキサを用いることができる。また、パッシブミキサ１２ａは、直交信号用として用いることができ、パッシブミキサ１２ｂは、同相信号用として用いることができる。そして、パッシブミキサ１２ａの一対の入力は伝送路１ａ、１ｂにそれぞれ接続され、パッシブミキサ１２ａの一対の出力は周波数応答素子３ａを介して互いに接続されている。また、パッシブミキサ１２ｂの一対の入力は伝送路１ａ、１ｂにそれぞれ接続され、パッシブミキサ１２ｂの一対の出力は周波数応答素子３ｂを介して互いに接続されている。

ここで、パッシブミキサ１２ａは、伝送路１ａ、１ｂにてそれぞれ伝送される入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ５^Ｑ＋、Ｂ５^Ｑ−を生成することができる。また、パッシブミキサ１２ｂは、伝送路１ａ、１ｂにてそれぞれ伝送される入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ５^Ｉ＋、Ｂ５^Ｉ−を生成することができる。なお、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻、ＬＯ＿Ｉ⁻としては、周波数が同じで位相が互いに９０°だけ順々にずれた信号を用いることができる。

そして、パッシブミキサ１２ａは、周波数変換信号Ｂ５^Ｑ＋、Ｂ５^Ｑ−を周波数応答素子３ａの両方の端子にそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３ａの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。また、パッシブミキサ１２ｂは、周波数変換信号Ｂ５^Ｉ＋、Ｂ５^Ｉ−を周波数応答素子３ｂの両方の端子にそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３ｂの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ５^Ｑ＋、Ｂ５^Ｑ−に対して周波数応答素子３ａの周波数特性Ｆを作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。また、周波数変換信号Ｂ５^Ｉ＋、Ｂ５^Ｉ−に対して周波数応答素子３ｂの周波数特性Ｆを作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の同相成分に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ１２ａ、１２ｂおよび周波数応答素子３ａ、３ｂは、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分に対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分として高周波数の差動信号が入力された場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能としつつ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となるとともに、コモンモードノイズを低減しつつ、信号伝送速度の高速化を図ることができる。

（第１１実施形態）
図１５は、本発明の第１１実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１５において、フィルタ回路にはパッシブミキサ１２ａ、１２ｂおよび周波数応答素子１３ａ、１４ａ、１３ｂ、１４ｂが設けられている。そして、パッシブミキサ１２ａの一対の入力は伝送路１ａ、１ｂにそれぞれ接続され、パッシブミキサ１２ａの一対の出力は周波数応答素子１３ａ、１４ａをそれぞれ介して接地されている。また、パッシブミキサ１２ｂの一対の入力は伝送路１ａ、１ｂにそれぞれ接続され、パッシブミキサ１２ｂの一対の出力は周波数応答素子１３ｂ、１４ｂをそれぞれ介して接地されている。

そして、パッシブミキサ１２ａは、伝送路１ａ、１ｂにてそれぞれ伝送される入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ６^Ｑ＋、Ｂ６^Ｑ−を生成する。そして、パッシブミキサ１２ａは、周波数変換信号Ｂ６^Ｑ＋、Ｂ６^Ｑ−を周波数応答素子１３ａ、１４ａにそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子１３ａ、１４ａの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

また、パッシブミキサ１２ｂは、伝送路１ａ、１ｂにてそれぞれ伝送される入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ６^Ｉ＋、Ｂ６^Ｉ−を生成する。そして、パッシブミキサ１２ａは、周波数変換信号Ｂ６^Ｉ＋、Ｂ６^Ｉ−を周波数応答素子１３ｂ、１４ｂにそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子１３ｂ、１４ｂの周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ６^Ｑ＋、Ｂ６^Ｑ−に対して周波数応答素子１３ａ、１４ａの周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。また、周波数変換信号Ｂ６^Ｉ＋、Ｂ６^Ｉ−に対して周波数応答素子１３ｂ、１４ｂの周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の同相成分に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ１２ａ、１２ｂおよび周波数応答素子１３ａ、１３ｂ、１４ａ、１４ｂは、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分に対しては、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分として高周波数の差動信号が入力された場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能としつつ、入力信号Ｔに対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となるとともに、コモンモードノイズを低減しつつ、信号伝送速度の高速化を図ることができる。

（第１２実施形態）
図１６は、本発明の第１２実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１６において、フィルタ回路にはパッシブミキサ２２ａ、２２ｂおよび周波数応答素子３が設けられている。なお、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂとしては、単相型パッシブミキサを用いることができる。また、パッシブミキサ２２ａは、直交信号用として用いることができ、パッシブミキサ２２ｂは、同相信号用として用いることができる。そして、パッシブミキサ２２ａの入力は伝送路１ｂに接続され、パッシブミキサ２２ｂの入力は伝送路１ａに接続されている。また、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂの出力は周波数応答素子３を介して互いに接続されている。

ここで、パッシブミキサ２２ａは、伝送路１ｂにて伝送される入力信号Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ７^＋を生成することができる。また、パッシブミキサ２２ｂは、伝送路１ａにて伝送される入力信号Ｔ^＋に局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ７⁻を生成することができる。

そして、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂは、周波数変換信号Ｂ７^＋、Ｂ７⁻を周波数応答素子３の両方の端子にそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻、ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３の周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ７^＋、Ｂ７⁻に対して周波数応答素子３の周波数特性Ｆを作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂおよび周波数応答素子３は、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分に対しては、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂ間で周波数特性の一部が打ち消されるのを防止しつつ、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分として高周波数の差動信号が入力された場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能としつつ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となるとともに、コモンモードノイズを低減しつつ、信号伝送速度の高速化を図ることができる。

なお、図１４の構成では、パッシブミキサ１２ａ、１２ｂが伝送路１ａ、１ｂの両方にそれぞれ接続されている。このため、図１４の構成では、パッシブミキサ１２ａでの周波数特性とパッシブミキサ１２ｂでの周波数特性が一部ではあるが互いに打ち消し合い、周波数特性が若干なだらかになることから、減衰特性の急峻性が図７の構成に比べて劣化する。これに対して、図１６の構成では、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂが伝送路１ａ、１ｂの一方にそれぞれ接続されている。このため、図１６の構成では、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂが互いに周波数特性を打ち消すことはなく、周波数特性がなだらかになるのを防止することが可能となることから、図７の構成と同様の急峻な減衰特性を実現することができる。

（第１３実施形態）
図１７は、本発明の第１３実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図である。
図１７において、フィルタ回路にはパッシブミキサ２２ａ、２２ｂおよび周波数応答素子３ａ、３ｂが設けられている。そして、パッシブミキサ２２ａの入力は伝送路１ｂに接続され、パッシブミキサ２２ｂの入力は伝送路１ａに接続されている。また、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂの出力は周波数応答素子３ａ、３ｂをそれぞれ介して接地されている。

ここで、パッシブミキサ２２ａは、伝送路１ｂにて伝送される入力信号Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ８^＋を生成することができる。また、パッシブミキサ２２ｂは、伝送路１ａにて伝送される入力信号Ｔ^＋に局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を乗算することで周波数変換信号Ｂ８⁻を生成することができる。

そして、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂは、周波数変換信号Ｂ８^＋、Ｂ８⁻を周波数応答素子３ａ、３ｂにそれぞれ出力することで、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻、ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻の局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数応答素子３の周波数特性Ｆを高域側にシフトさせ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に作用させることができる。

すなわち、周波数変換信号Ｂ８^＋、Ｂ８⁻に対して周波数応答素子３ａ、３ｂの周波数特性Ｆをそれぞれ作用させることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対しては局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆが高域側にシフトされた周波数特性Ｆ´を作用させることができる。

これにより、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂおよび周波数応答素子３ａ、３ｂは、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分に対しては、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂ間で周波数特性の一部が打ち消されるのを防止しつつ、局部発振周波数ｆ_ＬＯ分だけ周波数特性Ｆを高域側にシフトさせた周波数特性Ｆ´を持つフィルタ回路として動作することができる。このため、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻の直交成分および同相成分として高周波数の差動信号が入力された場合においても、フィルタ回路の通過中心周波数を目標値に正確に合わせることを可能としつつ、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に対する減衰特性を急峻化しかつ減衰量を増大させることが可能となるとともに、コモンモードノイズを低減しつつ、信号伝送速度の高速化を図ることができる。

なお、図１５の構成では、パッシブミキサ１２ａ、１２ｂが伝送路１ａ、１ｂの両方にそれぞれ接続されている。このため、図１５の構成では、パッシブミキサ１２ａでの周波数特性とパッシブミキサ１２ｂでの周波数特性が一部ではあるが互いに打ち消し合い、周波数特性が若干なだらかになることから、減衰特性の急峻性が図１２の構成に比べて劣化する。これに対して、図１７の構成では、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂが伝送路１ａ、１ｂの一方にそれぞれ接続されている。このため、図１７の構成では、パッシブミキサ２２ａ、２２ｂが互いに周波数特性を打ち消すことはなく、周波数特性がなだらかになるのを防止することが可能となることから、図１２の構成と同様の急峻な減衰特性を実現することができる。

（第１４実施形態）
図１８は、本発明の第１４実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図１８において、図１のパッシブミキサ２はスイッチＳＷ１にて構成することができる。なお、スイッチＳＷ１としては、ＭＥＭＳスイッチやリレースイッチなどの機械的スイッチを用いるようにしてもよいし、電界効果トランジスタなどの半導体スイッチを用いるようにしてもよい。

ここで、スイッチＳＷ１の一端は伝送路１に接続され、スイッチＳＷ１の他端は周波数応答素子３に接続されている。そして、局部発振信号ＬＯにてスイッチＳＷ１をオン／オフさせることで、入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯを乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。
なお、図１３のパッシブミキサ２ａ、２ｂをスイッチＳＷ１にてそれぞれ構成するようにしてもよい。

（第１５実施形態）
図１９は、本発明の第１５実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図１９において、図６のパッシブミキサ２´はスイッチＳＷ２にて構成することができる。ここで、スイッチＳＷ２の一端は伝送路１に接続され、スイッチＳＷ１の他端の一方は周波数応答素子３ａに接続され、スイッチＳＷ１の他端の他方は周波数応答素子３ｂに接続されている。そして、局部発振信号ＬＯにてスイッチＳＷ２をオン／オフさせることで、入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯを乗算し、周波数応答素子３ａ、３ｂに出力することができる。

（第１６実施形態）
図２０は、本発明の第１６実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２０において、図７のパッシブミキサ１２はスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２にて構成することができる。ここで、スイッチＳＷ１１の一端は伝送路１ｂに接続され、スイッチＳＷ１１の他端は周波数応答素子３の一端に接続されている。また、スイッチＳＷ１２の一端は伝送路１ａに接続され、スイッチＳＷ１２の他端は周波数応答素子３の他端に接続されている。そして、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にてスイッチＳＷ１２、ＳＷ１１をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。

なお、図１２のパッシブミキサ１２をスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２にて構成するようにしてもよい。この場合、スイッチＳＷ１１の一端を伝送路１ｂに接続し、スイッチＳＷ１１の他端を周波数応答素子３ａの一端に接続することができる。また、スイッチＳＷ１２の一端を伝送路１ａに接続し、スイッチＳＷ１２の他端を周波数応答素子３ａの一端に接続することができる。そして、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にてスイッチＳＷ１２、ＳＷ１１をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３ａ、３ｂに出力することができる。

また、図１４、１５のパッシブミキサ１２ａ、１２ｂは、図２０のパッシブミキサ１２をそれぞれ１個ずつ用いることで構成することができる。この場合、１個目のパッシブミキサ１２の局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の代わりに局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を用い、２個目のパッシブミキサ１２の局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の代わりに局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を用いることができる。

また、図１６、１７のパッシブミキサ２２ａ、２２ｂは、図２０のパッシブミキサ１２を共通に用いることで構成することができる。この場合、パッシブミキサ１２の局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の代わりに局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｑを用いることができる。

（第１７実施形態）
図２１は、本発明の第１７実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２１において、図７のパッシブミキサ１２はスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２にて構成することができる。ここで、スイッチＳＷ２１の一端は伝送路１ｂに接続され、スイッチＳＷ２１の他端の一方は周波数応答素子３の一端に接続され、スイッチＳＷ２１の他端の他方は周波数応答素子３の他端に接続されている。また、スイッチＳＷ２２の一端は伝送路１ａに接続され、スイッチＳＷ２２の他端の一方は周波数応答素子３の一端に接続され、スイッチＳＷ２２の他端の他方は周波数応答素子３の他端に接続されている。そして、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にてスイッチＳＷ２２、ＳＷ２１をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。

なお、図１２のパッシブミキサ１２をスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２にて構成するようにしてもよい。この場合、スイッチＳＷ２１の一端を伝送路１ｂに接続し、スイッチＳＷ２１の他端の一方を周波数応答素子３ａの一端に接続し、スイッチＳＷ２１の他端の他方を周波数応答素子３ｂの一端に接続することができる。また、スイッチＳＷ２２の一端を伝送路１ａに接続し、スイッチＳＷ２２の他端の一方を周波数応答素子３ａの一端に接続し、スイッチＳＷ２２の他端の他方を周波数応答素子３ｂの一端に接続することができる。そして、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にてスイッチＳＷ２２、ＳＷ２１をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３ａ、３ｂに出力することができる。

また、図１４、１５のパッシブミキサ１２ａ、１２ｂは、図２１のパッシブミキサ１２をそれぞれ１個ずつ用いることで構成することができる。この場合、１個目のパッシブミキサ１２の局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の代わりに局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を用い、２個目のパッシブミキサ１２の局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の代わりに局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を用いることができる。

また、図１６、１７のパッシブミキサ２２ａ、２２ｂは、図２１のパッシブミキサ１２を共通に用いることで構成することができる。この場合、パッシブミキサ１２の局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻の代わりに局部発振信号ＬＯ＿Ｑ、ＬＯ＿Ｑを用いることができる。

（第１８実施形態）
図２２は、本発明の第１８実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２２において、図１のパッシブミキサ２は電界効果トランジスタＭ１にて構成することができる。ここで、電界効果トランジスタＭ１のドレインは伝送路１に接続され、電界効果トランジスタＭ１のソースは周波数応答素子３に接続されている。そして、局部発振信号ＬＯを電界効果トランジスタＭ１のゲートに入力し、局部発振信号ＬＯにて電界効果トランジスタＭ１をオン／オフさせることで、入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯを乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。
なお、図１３のパッシブミキサ２ａ、２ｂを電界効果トランジスタＭ１にてそれぞれ構成するようにしてもよい。

（第１９実施形態）
図２３は、本発明の第１９実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２３において、図６のパッシブミキサ２´は電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３にて構成することができる。ここで、電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３のドレインは伝送路１に共通に接続され、電界効果トランジスタＭ２のソースは周波数応答素子３ａに接続され、電界効果トランジスタＭ３のソースは周波数応答素子３ｂに接続されている。そして、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３のゲートにそれぞれ入力し、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にて電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔに局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３ａ、３ｂに出力することができる。

（第２０実施形態）
図２４は、本発明の第２０実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２４において、図７のパッシブミキサ１２は電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２にて構成することができる。ここで、電界効果トランジスタＭ１１のドレインは伝送路１ｂに接続され、電界効果トランジスタＭ１１のソースは周波数応答素子３の一端に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ１２のドレインは伝送路１ａに接続され、電界効果トランジスタＭ１２のソースは周波数応答素子３の他端に接続されている。そして、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２のゲートにそれぞれ入力し、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にて電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。

なお、図１２のパッシブミキサ１２を電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２にて構成するようにしてもよい。この場合、電界効果トランジスタＭ１１のドレインを伝送路１ｂに接続し、電界効果トランジスタＭ１１のソースを周波数応答素子３ａの一端に接続することができる。また、電界効果トランジスタＭ１２のドレインを伝送路１ａに接続し、電界効果トランジスタＭ１２のソースを周波数応答素子３ｂの一端に接続することができる。
また、図１４、１５のパッシブミキサ１２ａ、１２ｂは、図２４のパッシブミキサ１２をそれぞれ１個ずつ用いることで構成することができる。また、図１６、１７のパッシブミキサ２２ａ、２２ｂは、図２４のパッシブミキサ１２を共通に用いることで構成することができる。

（第２１実施形態）
図２５は、本発明の第２１実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２５において、図７のパッシブミキサ１２は電界効果トランジスタＭ２１〜Ｍ２４にて構成することができる。ここで、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２２のドレインは伝送路１ｂに共通に接続され、電界効果トランジスタＭ２３、Ｍ２４のドレインは伝送路１ａに共通に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２３のソースは周波数応答素子３の一端に共通に接続され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２４のソースは周波数応答素子３の他端に共通に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４のゲートは互いに接続され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２３のゲートは互いに接続されている。

そして、局部発振信号ＬＯ^＋を電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２３のゲートに共通に入力するとともに、局部発振信号ＬＯ⁻を電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４のゲートにそれぞれ共通に入力し、局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻にて電界効果トランジスタＭ２１〜Ｍ２４をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ^＋、ＬＯ⁻を乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。

なお、図１２のパッシブミキサ１２を電界効果トランジスタＭ２１〜Ｍ２４にて構成するようにしてもよい。また、図１４、１５のパッシブミキサ１２ａ、１２ｂは、図２５のパッシブミキサ１２をそれぞれ１個ずつ用いることで構成することができる。

（第２２実施形態）
図２６は、本発明の第２２実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図である。
図２６において、図１６のパッシブミキサ２２ａは電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２にて構成し、パッシブミキサ２２ｂは電界効果トランジスタＭ３３、Ｍ３４にて構成することができる。ここで、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２のドレインは伝送路１ｂに共通に接続され、電界効果トランジスタＭ３３、Ｍ３４のドレインは伝送路１ａに共通に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３３のソースは周波数応答素子３の一端に共通に接続され、電界効果トランジスタＭ３２、Ｍ３４のソースは周波数応答素子３の他端に共通に接続されている。

そして、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻を電界効果トランジスタＭ３２、Ｍ３１のゲートにそれぞれ入力するとともに、局部発振信号ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を電界効果トランジスタＭ３３、Ｍ３４のゲートにそれぞれ入力し、局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻、ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻にて電界効果トランジスタＭ３１〜Ｍ３４をそれぞれオン／オフさせることで、入力信号Ｔ^＋、Ｔ⁻に局部発振信号ＬＯ＿Ｑ^＋、ＬＯ＿Ｑ⁻、ＬＯ＿Ｉ^＋、ＬＯ＿Ｉ⁻を乗算し、周波数応答素子３に出力することができる。

なお、図１７のパッシブミキサ２２ａ、２２ｂについても、図２６のパッシブミキサ２２ａ、２２ｂを用いることで構成することができる。また、図１６、１７のパッシブミキサ２２ａ、２２ｂは、図２４のパッシブミキサ１２を共通に用いることで構成するようにしてもよい。

（第２３実施形態）
図２７は、本発明の第２３実施形態に係るフィルタ回路が適用される無線送信機の概略構成を示すブロック図である。
図２７において、無線送信機には、送信信号のアップコンバートを行うアップコンバータ１０３、１０４が設けられている。そして、アップコンバータ１０３、１０４の入力は、フィルタ素子１０１、１０２にそれぞれ接続され、アップコンバータ１０３、１０４の出力は、フィルタ回路１０５、可変利得アンプ１０６およびパワーアンプ１０７を順次介してアンテナに共通に接続されている。また、フィルタ１０５としては、図１、図６、図７、図１２〜図２６のいずれかのフィルタ回路を用いることができる。

ただし、フィルタ１０５として図１、図６、図１３、図１８、図１９、図２２、図２３のいずれかを用いる場合は、これらの図の伝送路１にフィルタ回路１０５の入力端子および出力端子が接続される。また、フィルタ１０５として図７、図１２、図１４、図１５、図１６、図１７、図２０、図２１、図２４、図２５、図２６のいずれかを用いる場合は、これらの図の伝送路１ａ、１ｂにフィルタ回路１０５の入力端子および出力端子が接続される。

そして、ベースバンド信号の同相成分Ｉは、フィルタ素子１０１にて不要な周波数成分が除去された後、アップコンバータ１０３に入力される。そして、ベースバンド信号の同相成分Ｉはアップコンバータ１０３にて局部発振信号ＬＩと乗算されることでアップコンバートされ、無線周波数信号の同相成分Ｉが生成される。また、ベースバンド信号の直交成分Ｑは、フィルタ素子１０２にて不要な周波数成分が除去された後、アップコンバータ１０４に入力される。そして、ベースバンド信号の直交成分Ｑはアップコンバータ１０３にて局部発振信号ＬＱと乗算されることでアップコンバートされ、無線周波数信号の直交成分Ｑが生成される。なお、局部発振信号ＬＩ、ＬＱとしては、周波数が同じで位相が互いに９０°だけずれた信号を用いることができる。

そして、アップコンバータ１０３、１０４にてそれぞれ生成された無線周波数信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑは、フィルタ回路１０５にて不要な周波数成分が除去された後、可変利得アンプ１０６およびパワーアンプ１０７にて増幅され、送信アンテナ１０８を介して空間に送信される。

ここで、アップコンバータ１０３、１０４は、送信信号をアップコンバートするために使用されるのに対して、フィルタ回路１０５に設けられたパッシブミキサは、送信信号のアップコンバートに使用されることはなく、フィルタ回路１０５に設けられた周波数応答素子の周波数特性を高域側にシフトさせるために使用される。

なお、従来では、フィルタ回路１０５にはＬＣフィルタやＳＡＷフィルタ（表面弾性波フィルタ）が用いられていた。ここで、ＬＣフィルタでは、共振周波数を電子制御で正確に目標値に合わせたり、減衰特性を急峻にしたり、減衰量を大きくしたりするのが困難である。ＳＡＷフィルタでは、中心周波数を可変にすることができず、かつ同一ＩＣチップ上に他の回路と混在させることができない。これに対して、フィルタ回路１０５として、図１、図６、図７、図１２〜図２６のいずれかの回路を用いれば、急峻かつ減衰量の大きなフィルタを他の回路と同一ＩＣチップ上で構成でき、低価格のままで性能向上を実現できる。

なお、図２７の実施形態では、可変利得アンプ１０６の入力側にフィルタ回路１０５を設ける方法について説明したが、可変利得アンプ１０６の出力側にフィルタ回路１０５を設けるようにしてもよいし、パワーアンプ１０７の出力側にフィルタ回路１０５を設けるようにしてもよい。また、フィルタ回路１０５は、無線周波帯域の伝送路に設けるようにしてもよいし、中間周波帯域の伝送路に設けるようにしてもよいし、ベースバンド帯域の伝送路に設けるようにしてもよい。また、送信信号の伝送路は単相伝送路であってもよいし、差動伝送路であってもよい。

（第２４実施形態）
図２８は、本発明の第２４実施形態に係るフィルタ回路が適用される無線受信機の概略構成を示すブロック図である。
図２８において、無線受信機には、受信信号のダウンコンバートを行うダウンコンバータ２０４、２０５が設けられている。そして、ダウンコンバータ２０４、２０５の入力は、フィルタ回路２０３およびローノイズアンプ２０２を介して受信アンテナ２０１に共通に接続されている。また、ダウンコンバータ２０４、２０５の出力は、フィルタ素子２０６、２０７を介して可変利得アンプ２０８、２０９に接続されている。また、フィルタ２０３としては、図１、図６、図７、図１２〜図２６のいずれかのフィルタ回路を用いることができる。

ただし、フィルタ２０３として図１、図６、図１３、図１８、図１９、図２２、図２３のいずれかを用いる場合は、これらの図の伝送路１にフィルタ回路２０３の入力端子および出力端子が接続される。また、フィルタ２０３として図７、図１２、図１４、図１５、図１６、図１７、図２０、図２１、図２４、図２５、図２６のいずれかを用いる場合は、これらの図の伝送路１ａ、１ｂにフィルタ回路２０３の入力端子および出力端子が接続される。

そして、受信アンテナ２０１にて受信された無線周波数信号は、ローノイズアンプ２０２にて増幅された後、フィルタ回路２０３にて所望の周波数成分が選択され、ダウンコンバータ２０４、２０５に入力される。そして、フィルタ回路２０３を通過した無線周波数信号は、ダウンコンバータ２０４にて局部発振信号ＬＩと乗算されることでダウンコンバートされ、ベースバンド信号の同相成分Ｉが生成される。また、フィルタ回路２０３を通過した無線周波数信号は、ダウンコンバータ２０５にて局部発振信号ＬＱと乗算されることでダウンコンバートされ、ベースバンド信号の直交成分Ｑが生成される。

そして、ダウンコンバータ２０４、２０５にてそれぞれ生成されたベースバンド信号無の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑは、フィルタ回路２０５、２０６にて不要な周波数成分がそれぞれ除去された後、可変利得アンプ２０８、２０９にてそれぞれ増幅される。
ここで、ダウンコンバータ２０４、２０５は、受信信号をダウンコンバートするために使用されるのに対して、フィルタ回路２０３に設けられたパッシブミキサは、受信信号のダウンコンバートに使用されることはなく、フィルタ回路２０３に設けられた周波数応答素子の周波数特性を高域側にシフトさせるために使用される。

なお、従来では、フィルタ回路２０３にはＬＣフィルタやＳＡＷフィルタが用いられていた。ここで、ＬＣフィルタでは、共振周波数を電子制御で正確に目標値に合わせたり、減衰特性を急峻にしたり、減衰量を大きくしたりするのが困難である。ＳＡＷフィルタでは、中心周波数を可変にすることができず、かつ同一ＩＣチップ上に他の回路と混在させることができない。これに対して、フィルタ回路２０３として、図１、図６、図７、図１２〜図２６のいずれかの回路を用いれば、急峻かつ減衰量の大きなフィルタを他の回路と同一ＩＣチップ上で構成でき、低価格のままで性能向上を実現できる。

なお、図２８の実施形態では、ローノイズアンプ２０２の入力側にフィルタ回路２０３を設ける方法について説明したが、ローノイズアンプ２０２の出力側にフィルタ回路２０３を設けるようにしてもよい。また、フィルタ回路２０３は、無線周波帯域の伝送路に設けるようにしてもよいし、中間周波帯域の伝送路に設けるようにしてもよいし、ベースバンド帯域の伝送路に設けるようにしてもよい。また、受信信号の伝送路は単相伝送路であってもよいし、差動伝送路であってもよい。

本発明の第１実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明のフィルタ回路に適用される周波数応答素子の一例を示す回路図。 本発明のフィルタ回路に適用される周波数応答素子のその他の例を示す回路図。 本発明のフィルタ回路に適用される周波数応答素子のさらにその他の例を示す回路図。 本発明のフィルタ回路に適用される周波数応答素子のさらにその他の例を示す回路図。 本発明の第２実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第３実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第４実施形態に係る図７のフィルタ回路に図３の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図。 本発明の第５実施形態に係る図７のフィルタ回路に図４の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図。 本発明の第６実施形態に係る図７のフィルタ回路に図５の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図。 本発明の第７実施形態に係る図７のフィルタ回路に図６の周波数応答素子を適用した構成を示すブロック図。 本発明の第８実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第９実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第１０実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第１１実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第１２実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第１３実施形態に係るフィルタ回路の概略構成を示すブロック図。 本発明の第１４実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第１５実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第１６実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第１７実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第１８実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第１９実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第２０実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第２１実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第２２実施形態に係るフィルタ回路に適用されるパッシブミキサの概略構成を示すブロック図。 本発明の第２３実施形態に係るフィルタ回路が適用される無線送信機の概略構成を示すブロック図。 本発明の第２４実施形態に係るフィルタ回路が適用される無線受信機の概略構成を示すブロック図。

符号の説明

１、１ａ、１ｂ 伝送路、２、２´、２ａ、２ｂ、１２、１２ａ、１２ｂ、２２ａ、２２ｂ パッシブミキサ、３、３ａ、３ｂ、１３ａ、１３ｂ、１４ａ、１４ｂ 周波数応答素子、Ｃ１〜Ｃ３ キャパシタ、Ｌ１〜Ｌ３ インダクタ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２ スイッチ、Ｍ１〜Ｍ３、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ２１〜Ｍ２４、Ｍ３１〜Ｍ３４ 電界効果トランジスタ １０１、１０２、２０６、２０７ フィルタ素子、１０３、１０４ アップコンバータ、２０４、２０５ ダウンコンバータ、１０５、２０３ フィルタ回路、１０６、２０８、２０９ 可変利得アンプ、１０７ パワーアンプ、２０２ ローノイズアンプ、１０８ 送信アンテナ、２０１ 受信アンテナ

Claims (5)

1. 周波数特性を持つ周波数応答素子と、
   局部発振信号を乗算した入力信号を前記周波数応答素子に出力することで、前記局部発振信号の局部発振周波数分だけ前記周波数応答素子の周波数特性を高域側にシフトさせ、前記入力信号に作用させるパッシブミキサとを備えることを特徴とするフィルタ回路。
2. 前記入力信号は差動信号であり、前記パッシブミキサは、１８０°だけ位相が互いに異なる局部発振信号を前記入力信号に乗算することを特徴とする請求項１に記載のフィルタ回路。
3. 前記パッシブミキサは、同相信号用パッシブミキサおよび直交信号用パッシブミキサを備え、前記同相信号用パッシブミキサおよび前記直交信号用パッシブミキサは、９０°だけ位相が互いに異なる局部発振信号を前記入力信号にそれぞれ乗算することを特徴とする請求項１または２に記載のフィルタ回路。
4. ベースバンド信号または中間周波信号を無線周波数信号に変換するアップコンバータと、
   前記無線周波数信号が伝送される伝送路に出力端子が接続されないようにして入力端子が接続された請求項１から３のいずれか１項に記載のフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路を通過した無線周波数信号を空間に送信する送信アンテナとを備えることを特徴とする無線送信機。
5. 空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナと、
   前記受信アンテナにて受信された無線周波数信号が伝送される伝送路に出力端子が接続されないようにして入力端子が接続された請求項１から３のいずれか１項に記載のフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路を通過した無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するダウンコンバータとを備えることを特徴とする無線受信機。

Images