WO2023210267A1 - 受信装置および通信装置 - Google Patents

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WO2023210267A1
WO2023210267A1 PCT/JP2023/013811 JP2023013811W WO2023210267A1 WO 2023210267 A1 WO2023210267 A1 WO 2023210267A1 JP 2023013811 W JP2023013811 W JP 2023013811W WO 2023210267 A1 WO2023210267 A1 WO 2023210267A1
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WO
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terminal
signal
differential
differential input
phase
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PCT/JP2023/013811
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Inventor
始 神藤
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/30—Time-delay networks
    • H03H9/42—Time-delay networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device and a communication device.
  • Non-Patent Document 1 describes a mixer-first type acoustic filtering front comprising a mixer (N-Path Switched-LC Mixer) placed after the antenna and an acoustic wave filter (Acoutstic Filter) placed after the mixer.
  • An end circuit (receiving device) is disclosed.
  • FIG. 5 of Non-Patent Document 1 shows a quadrature mixer configured with a differential input-differential output Gilbert cell mixer at the subsequent stage of the signal input terminal (RF Input), and a Q-path of the quadrature mixer.
  • a receiving device is disclosed that includes a 90° phase shifter and a balun disposed at a subsequent stage, and a surface acoustic wave (SAW) bandpass filter disposed at a subsequent stage of the balun.
  • SAW surface acoustic wave
  • a differential signal input from the signal input terminal is branched into an I path and a Q path, and input to a quadrature mixer.
  • mixers placed in the I path and the Q path modulate the signal into an intermediate frequency signal (IF signal) having a phase difference of 90° between the I path and the Q path.
  • IF signal intermediate frequency signal
  • the desired signal of the Q path is made to have the opposite phase with respect to the I path, and the image signal is made to be in phase.
  • the in-phase image signal is canceled, and the opposite-phase desired signal is extracted, converted into a non-differential signal, and output. According to this, it is possible to receive and process high-frequency signals with low loss by passing multiple high-frequency signals with different frequency bands through one surface acoustic wave band-pass filter placed after the orthogonal mixer. becomes.
  • Non-Patent Document 1 a plurality of baluns and LC circuits are required for phase conversion and balanced/unbalanced conversion between the mixer output end and the surface acoustic wave bandpass filter input end. , the circuit becomes larger.
  • an object of the present invention is to provide a mixer-first type receiving device and communication device that have low loss and are miniaturized.
  • a receiving device includes a quadrature mixer that frequency-converts a high-frequency signal into an I signal and a Q signal having a phase difference of 90 degrees, and an output from the quadrature mixer.
  • an elastic wave device that converts the phase of each of the I signal and Q signal, in which the amount of phase rotation of the I signal is ⁇ °, the amount of phase rotation of the Q signal is ⁇ °, and n is When set as an integer, ( ⁇ +90+n ⁇ 360-35.1) ⁇ ( ⁇ +90+n ⁇ 360+35.1), or ( ⁇ -90+n ⁇ 360-35.1) ⁇ ( ⁇ -90+n ⁇ 360+35.1) The relational expression is satisfied.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a receiving device and a communication device according to an embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram showing an example of an electrode configuration of a longitudinally coupled SAW filter.
  • FIG. 2B is a diagram showing an abbreviated notation of a vertically coupled SAW filter.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a SAW device included in the receiving apparatus according to the embodiment.
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram of a receiving device according to modification 1.
  • FIG. 4B is a timing chart showing drive signals for the orthogonal mixer according to Modification 1.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a SAW device included in a receiving apparatus according to Modification 1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a SAW device included in a receiving apparatus according to modification 2.
  • a “signal path" is composed of wiring through which a high-frequency signal propagates, circuit elements and electrodes directly connected to the wiring, terminals directly connected to the wiring or the electrode, etc. This means that the transmission line is
  • to be connected includes not only the case of being directly connected by a connecting terminal and/or a wiring conductor, but also the case of being electrically connected through other circuit elements. It means that.
  • connected between A and B means connected to A and B on a route connecting A and B.
  • the expression that the phases of two signals are in phase means that the phases of the two signals are in a substantially equivalent range, and include, for example, a phase difference of several percent.
  • the expression that the phases of two signals are opposite to each other means that the phase difference between the two signals is substantially 180°, and includes, for example, a case where the phase difference is 180° ⁇ several percent.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a receiving device 1 and a communication device 5 according to an embodiment.
  • a communication device 5 includes a receiving device 1, a low noise amplifier 2, an RF signal processing circuit (RFIC) 3, and an antenna 4.
  • RFIC RF signal processing circuit
  • the receiving device 1 transmits a high frequency signal between the antenna 4 and the RFIC 3.
  • the detailed circuit configuration of the receiving device 1 will be described later.
  • the low noise amplifier 2 amplifies the high frequency signal output from the signal output terminal 102 of the receiving device 1.
  • the input end of the low noise amplifier 2 is connected to the signal output terminal 102, and the output end of the low noise amplifier 2 is connected to the RFIC 3.
  • the antenna 4 is connected to the antenna connection terminal 101 of the receiving device 1.
  • Antenna 4 receives a high frequency signal from the outside and outputs it to receiving device 1 .
  • the RFIC 3 is an example of a signal processing circuit that processes high frequency signals. Specifically, the RFIC 3 processes the received signal input through the receiving path of the receiving device 1, and sends the received signal generated by the signal processing to a baseband signal processing circuit (BBIC, not shown). Output to etc. Further, the RFIC 3 includes a control unit that controls switches and the like included in the receiving device 1 based on band (frequency band) information of a high-frequency signal transmitted through the receiving device 1 . Note that part or all of the function of the control unit of the RFIC 3 may be implemented outside the RFIC 3, for example, in the BBIC or the receiving device 1.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the antenna 4 is not an essential component.
  • the communication device 5 may include a transmitter that outputs a high frequency signal processed by the RFIC 3 to the antenna 4.
  • the RFIC 3 processes the transmission signal input from the BBIC by up-converting or the like, and outputs the transmission signal generated by the signal processing to the transmitting device.
  • the receiving device 1 includes a quadrature mixer 10, a SAW device 20, an antenna connection terminal 101, and a signal output terminal 102.
  • the quadrature mixer 10 includes mixers 11 and 12, a local oscillation circuit 15, an input terminal 110, an output I terminal 111, and an output Q terminal 112.
  • the mixer 11 is an example of a first mixer, converts the high frequency signal input from the input terminal 110 into an I signal, and outputs the I signal from the output I terminal 111.
  • the mixer 12 is an example of a second mixer, and converts the high frequency signal input from the input terminal 110 into a Q signal having a phase difference of 90° from the I signal, and outputs the Q signal to the output Q terminal 112. Output from. That is, the orthogonal mixer 10 converts the high frequency signal into an I signal and a Q signal having a phase difference of 90 degrees.
  • the SAW device 20 is an example of an acoustic wave device, and includes SAW phase shift circuits 21 and 22, an input I terminal 211, an input Q terminal 212, and an output terminal 210.
  • Input I terminal 211 is connected to output I terminal 111
  • input Q terminal 212 is connected to output Q terminal 112.
  • the SAW phase shift circuit 21 converts the phase of the I signal transmitted through the path PI connecting the mixer 11 and the SAW phase shift circuit 21.
  • the SAW phase shift circuit 22 phase-converts the Q signal transmitted through the path PQ connecting the mixer 12 and the SAW phase shift circuit 22.
  • the SAW phase shift circuit 21 may constitute a filter circuit whose passband is the frequency of the I signal
  • the SAW phase shift circuit 22 may constitute a filter circuit whose passband is the frequency of the Q signal. It's okay.
  • the SAW phase shift circuit 21 and the SAW phase shift circuit 22 do not necessarily need to be configured separately; for example, an IDT electrode connected to the input I terminal 211 and an input Q terminal 212 are connected to one surface wave propagation path.
  • the SAW phase shift circuits 21 and 22 may be configured as one, such as by arranging an IDT electrode connected to the output terminal 210 and an IDT electrode connected to the output terminal 210.
  • the receiving device 1 performs frequency conversion processing and phase conversion processing on a high frequency signal having a frequency FRF inputted from the antenna connection terminal 101, and outputs it to the low noise amplifier 2 and RFIC 3 with low loss.
  • a conventional receiving device in order to receive and process a multi-band high frequency signal, a plurality of reception filters corresponding to the frequencies of the high frequency signal are required.
  • the receiving device 1 according to the present embodiment converts a plurality of high frequency signals having different frequencies FRF into signals having a desired frequency, one receiving device corresponding to the desired frequency It becomes possible to perform reception processing using a filter.
  • a high frequency signal containing a desired signal D and an image signal IM is input to an input terminal 110 and distributed to mixers 11 and 12.
  • the desired signal DI and the image signal IM I input to the mixer 11 are modulated to frequencies (-F IF ) and (+F IF ), respectively, and the desired signal DI and the image signal IM I are in phase.
  • the desired signal D Q and the image signal IM Q input to the mixer 12 are modulated to frequencies ( -F IF ) and (+F IF ), respectively, and the desired signal D Q is 90° ( or ⁇ 90°), and the image signal IM Q is rotated by ⁇ 90° (90°) with respect to the image signal IM I. This will be explained below using formulas.
  • Equation 3 When the desired signal DI and the local signal LO I are multiplied by the mixer 11 and the high frequency component of (2 ⁇ LO + ⁇ IF ) is ignored, the desired signal DI LO I output from the mixer 11 is expressed by Equation 3.
  • the desired signal D I LO I and the image signal I M I LO I on the path PI are both converted into the IF band and output from the mixer 11 in phase.
  • Equation 5 the desired signal D Q LO Q output from the mixer 12 is expressed by Equation 5.
  • the desired signal D Q LO Q and the image signal IM Q LO Q on the path P Q are both converted into the IF band, and are output from the mixer 12 with opposite phases to each other.
  • the desired signal DI LO I and the image signal IM I LO I transmitting the path PI are input to the input I terminal 211, phase-converted by the SAW phase shift circuit 21, filtered as necessary, and output to the output terminal 210. Output to.
  • the phases of the desired signal DI LO I and the image signal IM I LO I output from the SAW phase shift circuit 21 are, for example, 0° (no phase rotation) and are in phase. Therefore, assuming that the conversion gain in the SAW phase shift circuit 21 is B SAW , the desired signal D I LO I output from the SAW phase shift circuit 21 is expressed by equation 7, and is output from the SAW phase shift circuit 21.
  • the image signal IM I LO I is expressed by Equation 8.
  • the desired signal D Q LO Q and the image signal IM Q LO Q transmitted through the path P Q are input to the input Q terminal 212, phase-converted by the SAW phase shift circuit 22, filtered as necessary, and output. It is output to terminal 210.
  • the phases of the desired signal D Q LO Q and the image signal IM Q LO Q output from the SAW phase shift circuit 22 are rotated by 90 degrees, and the phase of the desired signal D Q LO Q becomes 0 degrees, and the image signal IM The phase of Q LO Q is 180°.
  • the desired signal D Q LO Q becomes in phase with the desired signal DI LO I
  • the image signal IM Q LO Q becomes in phase with the image signal IMI LO I.
  • the desired signal D Q LO Q output from the SAW phase shift circuit 22 is expressed by equation 9, and is output from the SAW phase shift circuit 22.
  • the image signal IM Q LO Q is expressed by Equation 10.
  • the image signal IM I LO I and the image signal IM Q LO Q which are in opposite phases to each other, are suppressed, and the desired signal, which is in phase with each other, is suppressed.
  • the signal D I LO I and the desired signal D Q LO Q are taken out from the output terminal 210 .
  • the desired signal D OUT and the image signal IM OUT combined at the output terminal 210 are expressed by Equations 11 and 12, respectively.
  • the desired signal D OUT and image synthesized at the output terminal 210 The signal IM OUT is as shown in Equations 13 and 14, respectively.
  • Table 1 shows the relationship between the output signal output to the output terminal 210 and the phase of the local signal multiplied by the quadrature mixer 10 and the amount of phase rotation in the SAW device 20 for the desired signal D and the image signal IM.
  • the conversion gain B SAW is set to 1
  • the phase of the local signal LO I and the amount of phase rotation of the SAW phase shift circuit 21 are both set to 0°.
  • Table 2 shows conditions under which the desired signals DI LO I and D Q LO Q are in phase at the output terminal 210, and the image signals IM I LO I and IM Q LO Q are in opposite phases.
  • the frequency of the desired signal D is F LO +F IF
  • the frequency of the image signal IM is F LO -F IF
  • the phase of the local signal LO Q and the amount of phase rotation of the SAW phase shift circuit 22 are: If both are +90° or -90°, the desired signal DI LO I and the desired signal D Q LO Q are in phase, and the image signal IM I LO I and the desired signal IM Q LO Q are in opposite phase.
  • the frequency of the desired signal D is F LO ⁇ F IF
  • the frequency of the image signal IM is F LO +F IF
  • the phase of the local signal LO Q is +90°
  • the phase rotation of the SAW phase shift circuit 22 is (3)
  • the desired signal D I LO I and the desired It is in phase with the signal D Q LO Q
  • the image signal IM I LO I and the desired signal IM Q LO Q are out of phase.
  • the frequency of the desired signal D to be extracted can be varied.
  • Equation 15 the ratio between the power of the desired signal D (P D ) and the power of the image signal IM (P IM ) is expressed by Equation 15. Note that ⁇ is the amplitude error of the local signals LO I and LO Q , and ⁇ is the phase error.
  • Image Rejection Ratio (IRR) is P D /P IM A RF 2 /A I Since it is a value divided by M2 , it is expressed by Equation 16.
  • the required image suppression ratio IRR is 10 dB.
  • the amplitude gain can be adjusted using a circuit that combines a resistor, an inductor, and a capacitor, or the impedance of the mixers 11 and 12 can be adjusted.
  • I signal, and Q signal may be adjusted to make the amplitudes of the image signals IM I and IM Q output to the output terminal 210 equal to the extent that the required image suppression ratio can be satisfied.
  • the image signal IM generated by the orthogonal mixer 10 can be suppressed by the SAW device 20 with an image suppression ratio of 10 dB or more. Further, a SAW device 20 for phase conversion is arranged between the output end of the quadrature mixer 10 and the signal output terminal 102. Therefore, it is possible to provide a mixer-first type receiving device 1 that has low loss and is miniaturized.
  • the mixer 11 is driven at 0°
  • the mixer 12 is driven at +90°
  • the amount of phase rotation of the SAW phase shift circuit 21 is ⁇ °
  • the phase rotation of the SAW phase shift circuit 22 is
  • the amount is ( ⁇ +90)°
  • the SAW device 20 has characteristics of a bandpass filter that includes the frequency band (frequency F IF ) of the desired signal D as a passband and has an attenuation band other than the frequency band of the desired signal D. You can leave it there. According to this, the SAW device 20 has lower insertion loss, smaller size, lower nonlinear distortion, and steeper attenuation characteristics near the passband than polyphase filters or complex filters using resistors or semiconductors. Therefore, unnecessary signals outside the band of the desired signal D can be suppressed.
  • FIG. 2A is a diagram showing an example of the electrode configuration of a longitudinally coupled SAW filter.
  • FIG. 2B is a diagram showing an abbreviated notation of a vertically coupled SAW filter.
  • the longitudinally coupled SAW filter includes a plurality of IDT (InterDigital Transducer) electrodes and reflectors arranged on both sides of the electrodes.
  • IDT InterDigital Transducer
  • a longitudinally coupled SAW filter has a filtering function by exciting two or more resonance modes of surface waves by adjusting the logarithm of IDT electrodes, the distance between IDT electrodes, the distance between IDT electrodes and reflector, and the like.
  • the longitudinally coupled SAW filter can rotate the phase of the high frequency signal by adjusting the distance between the IDT electrode and the reflector, the IDT electrode configuration, and the connection configuration between the IDT electrodes.
  • the SAW device 20 can have both a phase rotation function and a filter function having low loss and steep attenuation characteristics.
  • FIG. 2A when explaining the configuration of the SAW device 20 using a longitudinally coupled SAW filter, the electrode configuration in FIG. 2A will be expressed by the abbreviation shown in FIG. 2B.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the circuit configuration of the SAW device 20 included in the receiving device 1 according to the embodiment.
  • the SAW phase shift circuit 21 includes a vertically coupled SAW filter F1 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on a piezoelectric substrate, and three IDT electrodes and two reflectors arranged on the substrate. It has a vertically coupled SAW filter F2 consisting of two reflectors.
  • the SAW phase shift circuit 22 also includes a vertically coupled SAW filter F5 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on a piezoelectric substrate, and three IDT electrodes arranged on the substrate. and a vertically coupled SAW filter F6 consisting of two reflectors.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F1 is connected to the input I terminal 211, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F1 are connected to the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F2.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F2 is connected to the output terminal 210.
  • the - terminals of SAW filters F1 and F2 are grounded.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F5 is connected to the input Q terminal 212, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F6.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F6 is connected to the output terminal 210.
  • the ⁇ terminal of the SAW filter F5, the ⁇ terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F6, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F6 are grounded.
  • the phase is rotated by 45° between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5, and the phase is rotated by 45° between the left and right IDT electrodes and the center IDT electrode of the SAW filter F6. Rotate. This is because the distance between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes in the SAW filters F5 and F6, and the distance between the left and right IDT electrodes and the reflector are made different from the distances in the SAW filters F1 and F2. It is.
  • phase is rotated by 180° between the SAW filter F5 and the SAW filter F6. This is because the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F6.
  • the amount of phase rotation in the I signal transmitted from the input I terminal 211 to the output terminal 210 is 0°
  • the amount of phase rotation in the Q signal transmitted from the input Q terminal 212 to the output terminal 210 is -90°. becomes.
  • the entire SAW phase shift circuit 21 or 22 can rotate the phase by 90°, making it possible to match the amplitude characteristics of the I signal and Q signal. It becomes easier.
  • the interval between electrode fingers close to an adjacent IDT electrode or the interval between electrode fingers close to a reflector is made smaller than the interval between electrode fingers of that one IDT electrode (narrow period electrode finger).
  • the amount of phase rotation of the SAW phase shift circuits 21 and 22 may be adjusted using .
  • a phase difference of 90° can be obtained by configuring the first phase shift circuit and the second phase shift circuit using surface acoustic wave filters. As a result, even if the distance between the IDT electrodes is changed by 0.25 x wavelength, the first phase shift circuit and the second phase shift circuit can have the same pass characteristics other than the phase, and the phase slope can be made straight. In order to maintain this, a circuit having a phase difference of 90° could be easily constructed.
  • transversal surface acoustic wave filters and surface acoustic wave filters using unidirectional IDT electrodes have the disadvantage of large insertion loss, making them unusable for circuits that handle radio frequencies.
  • a longitudinally coupled surface acoustic wave filter has a lower loss than a transversal filter that does not use a surface wave resonance mode or a surface acoustic wave filter that uses a unidirectional IDT electrode.
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram of a receiving device 1A according to Modification 1 of the embodiment.
  • FIG. 4B is a timing chart showing the drive signal of the orthogonal mixer 10A according to the first modification.
  • the receiving device 1A includes a quadrature mixer 10A, a SAW device 20A, an antenna connection terminal 101, and a signal output terminal 102.
  • the receiving device 1A may include a balun connected between the antenna connection terminal 101 and the orthogonal mixer 10A.
  • the quadrature mixer 10A includes mixer circuits 11A and 12A, an input terminal 110a (first differential input terminal), an input terminal 110b (second differential input terminal), and an output I terminal 111a (first differential output I terminal). and an output I terminal 111b (second differential output I terminal), an output Q terminal 112a (first differential output Q terminal), and an output Q terminal 112b (second differential output Q terminal).
  • the orthogonal mixer 10A employs a Gilbert cell mixer, which is a double-balanced mixer.
  • Mixer circuit 11A is an example of a first mixer, and is connected between input terminals 110a and 110b and output I terminals 111a and 111b.
  • the mixer circuit 11A converts the high frequency differential signals input from the input terminals 110a and 110b, which are in opposite phases to each other, into an IP signal and an IN signal, which are opposite in phase to each other. They are output from output I terminals 111a and 111b, respectively.
  • Mixer circuit 12A is an example of a second mixer, and is connected between input terminals 110a and 110b and output Q terminals 112a and 112b.
  • the mixer circuit 12A frequency-converts the high-frequency differential signals of mutually opposite phases inputted from the input terminals 110a and 110b, and generates a QP signal of mutually opposite phases having a phase difference of 90 degrees from the IP signal and the IN signal.
  • Q P signal and Q N signal are outputted from output Q terminals 112a and 112b, respectively .
  • the mixer circuit 11A has switches SW1 and SW3, and the mixer circuit 12A has switches SW2 and SW4.
  • the first end of the switch SW1 is connected to the input terminal 110a, the second end is connected to the input terminal 110b, the third end is connected to the output I terminal 111a, and the fourth end is connected to the output I terminal 111b.
  • the switch SW1 synchronously switches between connecting and disconnecting the first end and the third end, and connecting and disconnecting the second end and the fourth end.
  • the first end of the switch SW3 is connected to the input terminal 110a, the second end is connected to the input terminal 110b, the third end is connected to the output I terminal 111b, and the fourth end is connected to the output I terminal 111a.
  • the switch SW3 synchronously switches between connecting and disconnecting the first end and the third end, and connecting and disconnecting the second end and the fourth end.
  • the first end of the switch SW2 is connected to the input terminal 110a, the second end is connected to the input terminal 110b, the third end is connected to the output Q terminal 112b, and the fourth end is connected to the output Q terminal 112a.
  • the switch SW2 synchronously switches between connecting and disconnecting the first end and the third end, and connecting and disconnecting the second end and the fourth end.
  • the first end of the switch SW4 is connected to the input terminal 110a, the second end is connected to the input terminal 110b, the third end is connected to the output Q terminal 112a, and the fourth end is connected to the output Q terminal 112b.
  • the switch SW4 synchronously switches between connecting and disconnecting the first end and the third end, and connecting and disconnecting the second end and the fourth end.
  • switch SW1 is driven by a local signal with a phase of 0°
  • switch SW2 is driven with a local signal with a phase of -90°
  • switch SW3 is driven with a local signal with a phase of 180°
  • switch SW4 is driven with a local signal with a phase of 180°. Driven by a local signal with a phase of 90° (-270°). If the period of each local signal is T, the on period of each switch is T/4.
  • the SAW device 20A is an example of an elastic wave device, and includes SAW phase shift circuits 21A and 22A, an input I terminal 211a (third differential input I terminal) and an input I terminal 211b (fourth differential input I terminal). , an input Q terminal 212a (third differential input Q terminal), an input Q terminal 212b (fourth differential input Q terminal), and an output terminal 210 (fifth non-differential output terminal).
  • Input I terminal 211a is connected to output I terminal 111a
  • input I terminal 211b is connected to output I terminal 111b
  • input Q terminal 212a is connected to output Q terminal 112a
  • input Q terminal 212b is connected to output Q terminal 112b. has been done.
  • the SAW phase shift circuit 21A converts the phase of the IP signal that transmits the path P IP connecting the mixer circuit 11A and the SAW phase shift circuit 21A, and transmits the path PIN connecting the mixer circuit 11A and the SAW phase shift circuit 21A.
  • the phase of the I N signal is converted.
  • the SAW phase shift circuit 22A converts the phase of the QP signal that transmits the path PQP connecting the mixer circuit 12A and the SAW phase shift circuit 22A, and transmits the path PQN that connects the mixer circuit 12A and the SAW phase shift circuit 22A. Convert the phase of the QN signal.
  • the SAW phase shift circuit 21 may constitute a filter circuit whose pass band is the frequency of the I P signal and the I N signal
  • the SAW phase shift circuit 22 may constitute a filter circuit whose pass band is the frequency of the I P signal and the I N signal.
  • a filter circuit with a pass band may be configured.
  • the receiving device 1A performs frequency conversion processing and phase conversion processing on high frequency differential signals having a frequency F RF and opposite phases to each other, and outputs the signals to the low noise amplifier 2 and RFIC 3 with low loss.
  • a high frequency signal containing the desired signal D P and the image signal IMP is input to the input terminal 110a
  • a high frequency signal containing the desired signal D N and the image signal IM N is input to the input terminal 110b
  • the mixer circuit 11A and 12A are modulated to frequencies (-F IF ) and (+F IF ), and the desired signal D IP and the image signal IM It is in phase with IP , and the desired signal D IN and image signal IM IN are in phase.
  • the desired signal D QP and the image signal IM QP input to the mixer circuit 12A are modulated at frequencies (-F IF ) and (+F IF ), and the desired signal D QP is 90° with respect to the desired signal D IP . (or -90°), the desired signal D QN is rotated by 90° (or -90°) with respect to the desired signal D IN , and the image signal IM QP is rotated -90° (90°) with respect to the image signal IM IP . ), and the image signal IM QN is rotated by ⁇ 90° (90°) with respect to the image signal IM IN .
  • Tables 3 and 4 show the output terminal 210 for the desired signal D and the image signal IM with respect to the phase of the local signal multiplied by the quadrature mixer 10A and the phase rotation amount (two-stage filter phase rotation amount) in the SAW device 20A. The relationship between output signals is shown.
  • Table 3 shows that the desired signals D I LO I and D Q LO Q are in phase at the output terminal 210 when the frequency of the desired signal D is F LO +F IF and the frequency of the image signal IM is F LO -F IF .
  • Table 3 when the phase rotation amount of the local signal LO Q with respect to the local signal LO I is +90°, in the SAW phase shift circuit 22A, the phase rotation amount of the desired signal D QP with respect to the desired signal D IP is rotated +90°. , the amount of phase rotation of the desired signal D QN with respect to the desired signal D IN is rotated by -90°.
  • phase rotation amount of the local signal LO Q with respect to the local signal LO I is -90°
  • the phase rotation amount of the desired signal D QP with respect to the desired signal D IP is rotated by -90°.
  • amount of phase rotation of the desired signal DQN with respect to the desired signal DIN is rotated by +90°.
  • Table 4 shows that the desired signals D I LO I and D Q LO Q are in phase at the output terminal 210 when the frequency of the desired signal D is F LO ⁇ F IF and the frequency of the image signal IM is F LO +F IF .
  • Table 4 when the phase rotation amount of the local signal LO Q with respect to the local signal LO I is +90°, in the SAW phase shift circuit 22A, the phase rotation amount of the desired signal D QP with respect to the desired signal D IP is rotated by ⁇ 90°. However, the amount of phase rotation of the desired signal D QN with respect to the desired signal D IN is rotated by +90°.
  • phase rotation amount of the local signal LO Q with respect to the local signal LO I is ⁇ 90°
  • the phase rotation amount of the desired signal D QP with respect to the desired signal D IP is rotated by +90°
  • the amount of phase rotation of the desired signal D QN with respect to the desired signal D IN is -90°.
  • the required image suppression ratio IRR is set to 10 dB.
  • the input I terminal 211a and the input I terminal 211b Let ⁇ ° be the amount of phase rotation of the I signal transmitted from the output terminal 210 to the output terminal 210.
  • the amount of phase rotation of the IP signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210 is set to be at least ( ⁇ +n ⁇ 360-35.1)° and at most ( ⁇ +n ⁇ 360+35.1)°, and the input I terminal 211b
  • the amount of phase rotation of the I N signal transmitted from the output terminal 210 to the output terminal 210 is set to be greater than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360 ⁇ 35.1)° and less than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°.
  • the signal is transmitted from the input Q terminal 212a to the output terminal 210.
  • the amount of phase rotation of the Q P signal to be transmitted is ⁇ 1° and the amount of phase rotation of the Q N signal transmitted from the input Q terminal 212b to the output terminal 210 is ⁇ 2°, the relational expression 20 is satisfied.
  • the image signal IM generated by the orthogonal mixer 10A can be suppressed by the SAW device 20A with an image suppression ratio of 10 dB or more. Furthermore, instead of circuit elements such as baluns and transformers being arranged between the output end of the quadrature mixer 10A and the signal output terminal 102, a SAW device 20A for phase conversion is arranged. Therefore, it is possible to provide a mixer-first type receiving device 1A that has low loss and is miniaturized.
  • the frequency F LO of the local signal can be varied.
  • the quadrature mixer 10A made up of a double-balanced mixer that has excellent performance as a semiconductor circuit can be used.
  • the input I terminal 211a and the input I terminal 211b Let ⁇ ° be the amount of phase rotation of the I signal transmitted to the output terminal 210.
  • the amount of phase rotation of the IP signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210 is set to be at least ( ⁇ +n ⁇ 360-35.1)° and at most ( ⁇ +n ⁇ 360+35.1)°, and the input I terminal 211b
  • the amount of phase rotation of the I N signal transmitted from the output terminal 210 to the output terminal 210 is set to be greater than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360 ⁇ 35.1)° and less than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°.
  • the signal is transmitted from the input Q terminal 212a to the output terminal 210.
  • the amount of phase rotation of the Q P signal to be transmitted is ⁇ 1° and the amount of phase rotation of the Q N signal transmitted from the input Q terminal 212b to the output terminal 210 is ⁇ 2°, the relational expression 21 is satisfied.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a SAW device 20A included in a receiving device 1A according to Modification 1.
  • the SAW phase shift circuit 21A includes a vertically coupled SAW filter F1 consisting of three IDT electrodes and two reflectors disposed on a piezoelectric substrate, and three IDT electrodes and two reflectors disposed on the substrate.
  • a vertically coupled SAW filter F2 consisting of two reflectors, a vertically coupled SAW filter F3 consisting of three IDT electrodes and two reflectors disposed on the substrate, and a vertically coupled SAW filter F3 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on the substrate, It has a vertically coupled SAW filter F4 consisting of an IDT electrode and two reflectors.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F1 is connected to the input I terminal 211a, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F1 are connected to the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F2.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F2 is connected to the output terminal 210.
  • the - terminals of SAW filters F1 and F2 are grounded.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F3 is connected to the input I terminal 211b, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F3 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F4.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F4 is connected to the output terminal 210.
  • the minus terminal of the SAW filter F3, the minus terminal of the center IDT electrode, and the plus terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F4 are grounded.
  • the SAW phase shift circuit 21A there is no phase rotation between the IDT electrodes of the SAW filters F1 and F2.
  • the phase is rotated by 180° between the SAW filter F3 and the SAW filter F4. This is because the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F3 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F4.
  • the SAW phase shift circuit 22A includes a vertically coupled SAW filter F5 consisting of three IDT electrodes and two reflectors arranged on a piezoelectric substrate, and three IDT electrodes arranged on the substrate. and a vertically coupled SAW filter F6 consisting of two reflectors, a vertically coupled SAW filter F7 consisting of three IDT electrodes and two reflectors disposed on the substrate, and a vertically coupled SAW filter F7 consisting of three IDT electrodes and two reflectors disposed on the substrate. It has a vertically coupled SAW filter F8 consisting of three IDT electrodes and two reflectors.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F5 is connected to the input Q terminal 212a, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F6.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F6 is connected to the output terminal 210.
  • the minus terminal of the SAW filter F5, the minus terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F6, and the plus terminals of the left and right IDT electrodes are grounded.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F7 is connected to the input Q terminal 212b, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F7 are connected to the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F8.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F8 is connected to the output terminal 210.
  • the ⁇ terminal of SAW filter F7 and the ⁇ terminal of SAW filter F8 are grounded.
  • the phase is rotated by 45° between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5, and the phase is rotated by 45 degrees between the center IDT electrode and the center IDT electrode of the SAW filter F6.
  • the phase is rotated by 45°. This is because the distance between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes in the SAW filters F5 and F6, and the distance between the left and right IDT electrodes and the reflector are made different from the distances in the SAW filters F1 and F2. It is. Further, the phase is rotated by 180° between the SAW filter F5 and the SAW filter F6.
  • the phase is rotated by 45 degrees between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes of the SAW filter F7, and the phase is rotated by 45 degrees between the left and right IDT electrodes and the center IDT electrode of the SAW filter F8.
  • the distance between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes in the SAW filters F7 and F8, and the distance between the left and right IDT electrodes and the reflector are made different from the distances in the SAW filters F1 and F2. It is.
  • the phase rotation amount of the IP signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210 is 0°
  • the phase rotation amount of the I N signal transmitted from the input I terminal 211b to the output terminal 210 is 0°.
  • the amount of rotation is 180°.
  • the amount of phase rotation in the Q P signal transmitted from the input Q terminal 212a to the output terminal 210 is -90°
  • the amount of phase rotation in the Q N signal transmitted from the input Q terminal 212b to the output terminal 210 is -90°. It becomes +90°.
  • the entire SAW phase shift circuit 22A can perform a 90° phase rotation with respect to the SAW phase shift circuit 21A. It becomes easy to match the amplitude characteristics.
  • the phase of the SAW device 20A can be reversed by 180°.
  • the output of the SAW device 20A in the receiving device 1A according to the first modification may be a differential output.
  • the receiving device 1B includes a quadrature mixer 10A, a SAW device 20B, an antenna connection terminal 101, and a signal output terminal 102.
  • the SAW device 20B is an example of an elastic wave device, and includes SAW phase shift circuits 21B and 22B, input I terminals 211a and 211b, input Q terminals 212a and 212b, an output terminal 210a, and an output terminal 210b. .
  • a receiving device 1B according to this modification differs from a receiving device 1A according to modification 1 only in the configuration of the output terminals of SAW phase shift circuits 21B and 22B.
  • the output terminal 210 is replaced with an output terminal 210a (fifth differential output terminal) of the SAW phase shift circuit 21B and an output terminal 210b (sixth differential output terminal) of the SAW phase shift circuit 22B. terminal) is provided.
  • a high frequency signal containing the desired signal DP and the image signal IM P is input to the input terminal 110a
  • a high frequency signal containing the desired signal DN and the image signal IM N is input to the input terminal 110b
  • the mixer It is distributed to circuits 11A and 12A.
  • the desired signals D IP and D IN and the image signals IM IP and IM IN input to the mixer circuit 11A are modulated to frequencies (-F IF ) and (+F IF ), and the desired signal D IP and the image signal IM It is in phase with IP , and the desired signal D IN and image signal IM IN are in phase.
  • the desired signal D QP and the image signal IM QP input to the mixer circuit 12A are modulated at frequencies (-F IF ) and (+F IF ), and the desired signal D QP is 90° with respect to the desired signal D IP . (or -90°), the desired signal D QN is rotated by 90° (or -90°) with respect to the desired signal D IN , and the image signal IM QP is rotated -90° (90°) with respect to the image signal IM IP . ), and the image signal IM QN is rotated by ⁇ 90° (90°) with respect to the image signal IM IN .
  • Tables 5 and 6 show the phase of the local signal multiplied by the quadrature mixer 10A and the phase rotation amount (two-stage filter phase rotation amount) in the SAW device 20A (SAW device 20B) for the desired signal D and the image signal IM. , shows the relationship between output signals output to output terminals 210a and 210b.
  • Table 5 shows the desired signal D I LO I at the output terminal 210a and the desired signal at the output terminal 210b when the frequency of the desired signal D is F LO + F IF and the frequency of the image signal IM is F LO -F IF .
  • Conditions are shown in which the image signal IM I LO I at the output terminal 210a and the image signal IM Q LO Q at the output terminal 210b are in phase , while the image signal IM I LO I at the output terminal 210a is in phase.
  • the amount of phase rotation of the phase of the local signal LO Q with respect to the local signal LO I is -90°
  • the SAW phase shift circuit 22B the amount of phase rotation of the desired signal D QP with respect to the desired signal D IP is rotated by +90°
  • the amount of phase rotation of the desired signal D QN with respect to the desired signal D IN is -90°.
  • Table 6 shows the desired signal D I LO I at the output terminal 210a and the desired signal at the output terminal 210b when the frequency of the desired signal D is F LO ⁇ F IF and the frequency of the image signal IM is F LO +F IF .
  • Conditions are shown in which the image signal IM I LO I at the output terminal 210a and the image signal IM Q LO Q at the output terminal 210b are in phase , while the image signal IM I LO I at the output terminal 210a is in phase.
  • the required image suppression ratio IRR is set to 10 dB.
  • the amount of phase rotation of the IP signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210a is set to be at least ( ⁇ +n ⁇ 360-35.1)° and at most ( ⁇ +n ⁇ 360+35.1)°
  • the input I terminal 211b The amount of phase rotation of the I N signal transmitted from the output terminal 210a to the output terminal 210a is set to be greater than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360 ⁇ 35.1)° and less than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°.
  • the signal is transmitted from the input Q terminal 212a to the output terminal 210b.
  • the amount of phase rotation of the Q P signal to be transmitted is ⁇ 3° and the amount of phase rotation of the Q N signal transmitted from the input Q terminal 212b to the output terminal 210b is ⁇ 4°, the relational expression 22 is satisfied.
  • the image signal IM generated by the orthogonal mixer 10A can be suppressed by the SAW device 20B with an image suppression ratio of 10 dB or more.
  • a SAW device 20B for phase conversion is placed instead of a circuit element such as a balun or a transformer being placed between the output end of the quadrature mixer 10A and the signal output terminal 102. Therefore, it is possible to provide a mixer-first type receiving device that has low loss and is miniaturized.
  • the frequency F LO of the local signal can be varied.
  • the quadrature mixer 10A made up of a double-balanced mixer that has excellent performance as a semiconductor circuit can be used.
  • the amount of phase rotation of the IP signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210a is set to be at least ( ⁇ +n ⁇ 360-35.1)° and at most ( ⁇ +n ⁇ 360+35.1)°
  • the input I terminal 211b The amount of phase rotation of the I N signal transmitted from the output terminal 210a to the output terminal 210a is set to be greater than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360 ⁇ 35.1)° and less than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°.
  • the signal is transmitted from the input Q terminal 212a to the output terminal 210b.
  • the amount of phase rotation of the Q P signal to be transmitted is ⁇ 3° and the amount of phase rotation of the Q N signal transmitted from the input Q terminal 212b to the output terminal 210b is ⁇ 4°, the relational expression 23 is satisfied.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a SAW device included in the receiving device 1B according to Modification 2.
  • the SAW phase shift circuit 21B includes vertically coupled SAW filters F1, F2, F3, and F4.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F1 is connected to the input I terminal 211a, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F1 are connected to the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F2.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F2 is connected to the output terminal 210a.
  • the - terminals of SAW filters F1 and F2 are grounded.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F3 is connected to the input I terminal 211b, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F3 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F4.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F4 is connected to the output terminal 210a.
  • the minus terminal of the SAW filter F3, the minus terminal of the center IDT electrode, and the plus terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F4 are grounded.
  • the SAW phase shift circuit 21B there is no phase rotation between the IDT electrodes of the SAW filters F1 and F2. On the other hand, the phase is rotated by 180° between the SAW filter F3 and the SAW filter F4.
  • the SAW phase shift circuit 22B includes vertically coupled SAW filters F5, F6, F7, and F8.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F5 is connected to the input Q terminal 212a, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5 are connected to the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F6.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F6 is connected to the output terminal 210b. -terminals of SAW filters F5 and F6 are grounded.
  • the + terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F7 is connected to the input Q terminal 212b, and the + terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F7 are connected to the - terminals of the left and right IDT electrodes of the SAW filter F8.
  • the + terminal of the central IDT electrode of the SAW filter F8 is connected to the output terminal 210b.
  • the ⁇ terminal of the SAW filter F7, the ⁇ terminal of the center IDT electrode of the SAW filter F8, and the + terminals of the left and right IDT electrodes are grounded.
  • the phase is rotated by 45° between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes of the SAW filter F5, and the phase is rotated by 45° between the center IDT electrode and the center IDT electrode of the SAW filter F6.
  • the phase is rotated by 45°.
  • the phase is rotated by 45 degrees between the center IDT electrode and the left and right IDT electrodes of the SAW filter F7, and the phase is rotated by 45 degrees between the left and right IDT electrodes and the center IDT electrode of the SAW filter F8.
  • the phase is rotated by 180° between the SAW filter F7 and the SAW filter F8.
  • the phase rotation amount is 0° for the IP signal transmitted from the input I terminal 211a to the output terminal 210a, and the phase rotation amount for the I N signal transmitted from the input I terminal 211b to the output terminal 210a.
  • the amount of rotation is 180°.
  • the amount of phase rotation in the Q P signal transmitted from the input Q terminal 212a to the output terminal 210b is +90°
  • the amount of phase rotation in the Q N signal transmitted from the input Q terminal 212b to the output terminal 210b is - It becomes 90°.
  • the phases of the IP signal at the output terminal 210a and the IN signal at the output terminal 210a are both 0°
  • the phases of the QP signal at the output terminal 210b and the QN signal at the output terminal 210b are as follows. Both angles are 180°.
  • the entire SAW phase shift circuit 22B can rotate the phase of the SAW phase shift circuit 21B by 90 degrees, so that the I and Q signals can be rotated by 90 degrees. It becomes easy to match the amplitude characteristics.
  • the phase of the SAW phase shift circuit 21B can be reversed by 180°.
  • the SAW devices 20, 20A, and 20B according to the above embodiments and modifications are not limited to devices that utilize surface acoustic waves.
  • the SAW devices 20, 20A, and 20B according to the above embodiments and modifications may be devices that utilize elastic waves, and the elastic waves are not limited to surface acoustic waves and can be excited using IDT electrodes. It may be any one of a pseudo-surface acoustic wave, a boundary acoustic wave, and an elastic plate wave.
  • the above-mentioned device using elastic waves can constitute the longitudinally coupled elastic wave filter and elastic wave phase shift circuit shown in the embodiments in the same manner as surface waves.
  • matching elements such as inductors and capacitors, and switch circuits may be connected between each component.
  • ⁇ 1> a quadrature mixer that frequency-converts a high-frequency signal into an I signal and a Q signal having a phase difference of 90 degrees; an elastic wave device that converts the phase of each of the I signal and the Q signal output from the orthogonal mixer, In the elastic wave device, When the phase rotation amount of the I signal is ⁇ °, the phase rotation amount of the Q signal is ⁇ °, and n is an integer, ( ⁇ +90+n ⁇ 360-35.1) ⁇ ( ⁇ +90+n ⁇ 360+35.1) or ( ⁇ -90+n ⁇ 360-35.1) ⁇ ( ⁇ -90+n ⁇ 360+35.1) A receiving device that satisfies the following relational expression.
  • the I signal is composed of an IP signal and an IN signal that are in opposite phases to each other
  • the Q signal is composed of a Q P signal and a Q N signal that are in opposite phases to each other
  • the orthogonal mixer is a first differential input terminal and a second differential input terminal to which signals having mutually opposite phases are input; a first differential output I terminal that outputs the I P signal, and a second differential output I terminal that outputs the I N signal; a first differential output Q terminal that outputs the QP signal, and a second differential output Q terminal that outputs the QN signal; a first mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output I terminal and the second differential output I terminal; a second mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output Q terminal and the second differential output Q terminal,
  • the elastic wave device includes: a third differential input I terminal and a fourth differential input I terminal; a third differential input Q terminal and a fourth differential input Q terminal; a fifth non-differential
  • the amount of phase rotation of the IN signal transmitted from the fourth differential input I terminal to the fifth non-differential output terminal is set to be at least ( ⁇ +180+n ⁇ 360-35.1)° and not more than ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°. year, When the value obtained by subtracting the phase of the local signal that drives the first mixer from the phase of the local signal that drives the second mixer is (+90+n ⁇ 360)°, The amount of phase rotation of the QP signal transmitted from the third differential input Q terminal to the fifth non-differential output terminal is ⁇ 1°, and from the fourth differential input Q terminal to the fifth non-differential output terminal.
  • the I signal is composed of an IP signal and an IN signal that are in opposite phases to each other
  • the Q signal is composed of a Q P signal and a Q N signal that are in opposite phases to each other
  • the orthogonal mixer is a first differential input terminal and a second differential input terminal to which signals having mutually opposite phases are input; a first differential output I terminal that outputs the I P signal, and a second differential output I terminal that outputs the I N signal; a first differential output Q terminal that outputs the QP signal, and a second differential output Q terminal that outputs the QN signal; a first mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output I terminal and the second differential output I terminal; a second mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output Q terminal and the second differential output Q terminal,
  • the elastic wave device includes: a third differential input I terminal and a fourth differential input I terminal; a third differential input Q terminal and a fourth differential input Q terminal; a fifth non-differential
  • the amount of phase rotation of the IN signal transmitted from the fourth differential input I terminal to the fifth non-differential output terminal is set to be at least ( ⁇ +180+n ⁇ 360-35.1)° and not more than ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°. year, When the value obtained by subtracting the phase of the local signal that drives the first mixer from the phase of the local signal that drives the second mixer is (+90+n ⁇ 360)°, The amount of phase rotation of the QP signal transmitted from the third differential input Q terminal to the fifth non-differential output terminal is ⁇ 1°, and from the fourth differential input Q terminal to the fifth non-differential output terminal.
  • the I signal is composed of an IP signal and an IN signal that are in opposite phases to each other
  • the Q signal is composed of a Q P signal and a Q N signal that are in opposite phases to each other
  • the orthogonal mixer is a first differential input terminal and a second differential input terminal to which signals having mutually opposite phases are input; a first differential output I terminal that outputs the I P signal, and a second differential output I terminal that outputs the I N signal; a first differential output Q terminal that outputs the QP signal, and a second differential output Q terminal that outputs the QN signal; a first mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output I terminal and the second differential output I terminal; a second mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output Q terminal and the second differential output Q terminal,
  • the elastic wave device includes: a third differential input I terminal and a fourth differential input I terminal; a third differential input Q terminal and a fourth differential input Q terminal; having a fifth differential output terminal and
  • the amount of phase rotation of the IN signal transmitted from the fourth differential input I terminal to the fifth differential output terminal is set to be greater than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360-35.1)° and less than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°.
  • the value obtained by subtracting the phase of the local signal that drives the first mixer from the phase of the local signal that drives the second mixer is (+90+n ⁇ 360)°
  • the amount of phase rotation of the QP signal transmitted from the third differential input Q terminal to the sixth differential output terminal is ⁇ 3°
  • the amount of phase rotation is ⁇ 3°
  • the amount of phase rotation is transmitted from the fourth differential input Q terminal to the sixth differential output terminal.
  • the I signal is composed of an IP signal and an IN signal that are in opposite phases to each other
  • the Q signal is composed of a Q P signal and a Q N signal that are in opposite phases to each other
  • the orthogonal mixer is a first differential input terminal and a second differential input terminal to which signals having mutually opposite phases are input; a first differential output I terminal that outputs the I P signal, and a second differential output I terminal that outputs the I N signal; a first differential output Q terminal that outputs the QP signal, and a second differential output Q terminal that outputs the QN signal; a first mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output I terminal and the second differential output I terminal; a second mixer connected between the first differential input terminal and the second differential input terminal and the first differential output Q terminal and the second differential output Q terminal,
  • the elastic wave device includes: a third differential input I terminal and a fourth differential input I terminal; a third differential input Q terminal and a fourth differential input Q terminal; having a fifth differential output terminal and
  • the amount of phase rotation of the IN signal transmitted from the fourth differential input I terminal to the fifth differential output terminal is set to be greater than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360-35.1)° and less than or equal to ( ⁇ +180+n ⁇ 360+35.1)°.
  • the value obtained by subtracting the phase of the local signal that drives the first mixer from the phase of the local signal that drives the second mixer is (+90+n ⁇ 360)°
  • the amount of phase rotation of the QP signal transmitted from the third differential input Q terminal to the sixth differential output terminal is ⁇ 3°
  • the amount of phase rotation is ⁇ 3°
  • the amount of phase rotation is transmitted from the fourth differential input Q terminal to the sixth differential output terminal.
  • ⁇ 6> The receiving apparatus according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 5>, wherein the elastic wave device includes an elastic wave filter whose passband is the frequency of the I signal and the Q signal.
  • ⁇ 7> The receiving apparatus according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 5>, wherein the elastic wave device includes a longitudinally coupled elastic wave filter.
  • the elastic wave device includes: It has a plurality of phase shift circuits connected in cascade with each other, The receiving device according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 7>, wherein the amount of phase rotation of the output signal with respect to the input signal of each of the plurality of phase shift circuits is smaller than 90°.
  • the elastic wave device includes: Has multiple phase shift circuits, Each of the plurality of phase shift circuits has a plurality of IDT electrodes arranged in a surface acoustic wave propagation direction, The receiving device according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 8>, wherein in at least one of the plurality of phase shift circuits, a phase of a signal is inverted between adjacent IDT electrodes.
  • the elastic wave is one of a surface acoustic wave, a pseudo surface acoustic wave, a boundary acoustic wave, and an elastic plate wave.
  • a communication device comprising: the receiving device according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 10>, which transmits the high frequency signal between the signal processing circuit and an antenna.
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as mobile phones as a low-loss, wideband receiving device that can be applied to multi-band and multi-mode frequency standards.
  • RFIC radio frequency identification circuit
  • RFIC Low noise amplifier
  • Antenna connection terminal 102 Signal output terminals 110, 110a, 110b Input terminals 111, 111a, 111b Output I terminals 112, 112a, 112b Output Q terminals 210, 210a, 210b Output terminals 211, 211a, 211b Input I terminals 212, 212a, 212b Input Q terminals F1 , F2, F3, F4, F5, F6, F7, F8 SAW filter SW1, SW2, SW3, SW4 Switch

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Abstract

受信装置（１）は、高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサ（１０）と、直交ミキサ（１０）から出力されたＩ信号およびＱ信号のそれぞれを位相変換するＳＡＷデバイス（２０）と、を備え、ＳＡＷデバイスにおいて、Ｉ信号の位相回転量をα°とし、Ｑ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、または、（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）なる関係式を満たす。

Description

受信装置および通信装置
　本発明は、受信装置および通信装置に関する。
　非特許文献１には、アンテナの後段に配置されたミキサ（N-Path Switched-LC Mixer）と、ミキサの後段に配置された弾性波フィルタ（Acoutstic Filter）とを備えるミキサファースト型の音響フィルタリングフロントエンド回路（受信装置）が開示されている。具体的には、非特許文献１の図５には、信号入力端子（RF Input）の後段に差動入力－差動出力のギルバートセルミキサで構成された直交ミキサ、当該直交ミキサのＱパスの後段に配置された９０°移相器およびバラン、ならびに当該バランの後段に配置された弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoutstic Wave）バンドパスフィルタを有する受信装置が開示されている。
　信号入力端子から入力された差動信号がＩパスおよびＱパスに分岐され、直交ミキサに入力される。直交ミキサでは、ＩパスおよびＱパスにそれぞれ配置されたミキサにより、ＩパスとＱパスとで９０°の位相差を有する中間周波数の信号（ＩＦ信号）に変調している。さらに、直交ミキサ後段のバランとＱパスに配置された９０°移相器により位相回転することで、Ｉパスに対してＱパスの所望信号を逆相とし、イメージ信号を同相としている。この所望信号およびイメージ信号をバランで合成することで、同相のイメージ信号を打ち消し、逆相の所望信号を取り出し、かつ、非差動に変換して出力する。これによれば、異なる周波数帯域を有する複数の高周波信号を、直交ミキサの後段に配置された１つの弾性表面波バンドパスフィルタを通過させることで、高周波信号を低損失で受信処理することが可能となる。
　しかしながら、非特許文献１の受信装置では、ミキサ出力端から弾性表面波バンドパスフィルタの入力端までの間に、位相変換および平衡／非平衡変換のために、複数のバランおよびＬＣ回路が必要となり、回路が大型化する。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る受信装置は、高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサと、直交ミキサから出力されたＩ信号およびＱ信号のそれぞれを位相変換する弾性波デバイスと、を備え、弾性波デバイスにおいて、Ｉ信号の位相回転量をα°とし、Ｑ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、または、（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）なる関係式を満たす。
　本発明によれば、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置および通信装置を提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係る受信装置および通信装置の回路構成図である。 図２Ａは、縦結合型ＳＡＷフィルタの電極構成の一例を示す図である。 図２Ｂは、縦結合型ＳＡＷフィルタの省略表記を表す図である。 図３は、実施の形態に係る受信装置が備えるＳＡＷデバイスの回路構成の一例を示す図である。 図４Ａは、変形例１に係る受信装置の回路構成図である。 図４Ｂは、変形例１に係る直交ミキサの駆動信号を示すタイミングチャートである。 図５は、変形例１に係る受信装置が備えるＳＡＷデバイスの回路構成の一例を示す図である。 図６は、変形例２に係る受信装置が備えるＳＡＷデバイスの回路構成の一例を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　また、以下の実施の形態において、「信号経路」とは、高周波信号が伝搬する配線、当該配線に直接接続された回路素子および電極、ならびに当該配線または当該電極に直接接続された端子等で構成された伝送線路であることを意味する。
　また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、接続端子および／または配線導体で直接接続される場合だけでなく、他の回路素子を介して電気的に接続される場合も含むことを意味する。また、「ＡとＢとの間に接続される」とは、ＡおよびＢを結ぶ経路上でＡおよびＢと接続されることを意味する。
　また、以下において、２つの信号の位相が同相とは、２つの信号の位相が実質的に同等な範囲であり、例えば数％の位相差を含むことを意味する。また、２つの信号の位相が逆相とは、２つの信号の位相差が実質的に１８０°であることであり、例えば位相差が１８０°±数％である場合を含むことを意味する。
　（実施の形態）
　［１．受信装置１および通信装置５の回路構成］
　本実施の形態に係る受信装置１および通信装置５の回路構成について、図１を参照しながら説明する。図１は、実施の形態に係る受信装置１および通信装置５の回路構成図である。
　［１．１　通信装置５の回路構成］
　まず、通信装置５の回路構成について説明する。図１に示すように、本実施の形態に係る通信装置５は、受信装置１と、低雑音増幅器２と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、アンテナ４と、を備える。
　受信装置１は、アンテナ４とＲＦＩＣ３との間で高周波信号を伝送する。受信装置１の詳細な回路構成については後述する。
　低雑音増幅器２は、受信装置１の信号出力端子１０２から出力された高周波信号を増幅する。低雑音増幅器２の入力端は信号出力端子１０２に接続され、低雑音増幅器２の出力端はＲＦＩＣ３に接続されている。
　アンテナ４は、受信装置１のアンテナ接続端子１０１に接続されている。アンテナ４は、外部から高周波信号を受信して受信装置１へ出力する。
　ＲＦＩＣ３は、高周波信号を処理する信号処理回路の一例である。具体的には、ＲＦＩＣ３は、受信装置１の受信経路を介して入力された受信信号を信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ、図示せず）などへ出力する。また、ＲＦＩＣ３は、受信装置１を伝送する高周波信号のバンド（周波数帯域）情報などに基づいて、受信装置１が有するスイッチ等を制御する制御部を有する。なお、ＲＦＩＣ３の制御部としての機能の一部または全部は、ＲＦＩＣ３の外部に実装されてもよく、例えば、ＢＢＩＣまたは受信装置１に実装されてもよい。
　なお、本実施の形態に係る通信装置５において、アンテナ４は、必須の構成要素ではない。
　また、通信装置５は、ＲＦＩＣ３にて信号処理された高周波信号を、アンテナ４に出力する送信装置を備えていてもよい。この場合、ＲＦＩＣ３は、ＢＢＩＣから入力された送信信号をアップコンバート等により信号処理し、当該信号処理して生成された送信信号を、送信装置に出力する。
　［１．２　受信装置１の回路構成］
　次に、受信装置１の回路構成について説明する。図１に示すように、受信装置１は、直交ミキサ１０と、ＳＡＷデバイス２０と、アンテナ接続端子１０１と、信号出力端子１０２と、を備える。
　直交ミキサ１０は、ミキサ１１および１２と、局部発振回路１５と、入力端子１１０と、出力Ｉ端子１１１および出力Ｑ端子１１２と、を備える。
　ミキサ１１は、第１ミキサの一例であり、入力端子１１０から入力された高周波信号を周波数変換してＩ信号に変換し、当該Ｉ信号を出力Ｉ端子１１１から出力する。ミキサ１２は、第２ミキサの一例であり、入力端子１１０から入力された高周波信号を周波数変換してＩ信号と９０°の位相差を有するＱ信号に変換し、当該Ｑ信号を出力Ｑ端子１１２から出力する。つまり、直交ミキサ１０は、高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する。
　ＳＡＷデバイス２０は、弾性波デバイスの一例であり、ＳＡＷ移相回路２１および２２と、入力Ｉ端子２１１および入力Ｑ端子２１２と、出力端子２１０と、を備える。入力Ｉ端子２１１は出力Ｉ端子１１１に接続され、入力Ｑ端子２１２は出力Ｑ端子１１２に接続されている。ＳＡＷ移相回路２１は、ミキサ１１とＳＡＷ移相回路２１とを結ぶ経路ＰＩを伝送するＩ信号を位相変換する。ＳＡＷ移相回路２２は、ミキサ１２とＳＡＷ移相回路２２とを結ぶ経路ＰＱを伝送するＱ信号を位相変換する。なお、ＳＡＷ移相回路２１は、Ｉ信号の周波数を通過帯域とするフィルタ回路を構成していてもよく、ＳＡＷ移相回路２２は、Ｑ信号の周波数を通過帯域とするフィルタ回路を構成していてもよい。なお、ＳＡＷ移相回路２１とＳＡＷ移相回路２２とは、必ずしも分割して構成する必要はなく、例えば一つの表面波伝搬路に、入力Ｉ端子２１１と接続されたＩＤＴ電極および入力Ｑ端子２１２と接続されたＩＤＴ電極および出力端子２１０と接続されたＩＤＴ電極を配置するなど、ＳＡＷ移相回路２１および２２を一体として構成してもよい。
　ここで、本実施の形態に係る受信装置１の動作原理について説明する。
　受信装置１は、アンテナ接続端子１０１から入力された、周波数ＦＲＦを有する高周波信号に対して周波数変換処理および位相変換処理を行い、低損失で低雑音増幅器２およびＲＦＩＣ３へと出力する。従来の受信装置では、マルチバンドに対応した高周波信号を受信処理するためには、高周波信号の周波数に対応した複数の受信フィルタが必要となる。これに対して、本実施の形態に係る受信装置１は、異なる周波数ＦＲＦを有する複数の高周波信号を所望の周波数を有する信号に変換しているため、当該所望の周波数に対応した１つの受信フィルタで受信処理することが可能となる。
　所望信号Ｄとイメージ信号ＩＭが含まれた高周波信号が入力端子１１０に入力され、ミキサ１１および１２に分配される。このとき、ミキサ１１に入力される所望信号ＤＩおよびイメージ信号ＩＭＩは、それぞれ周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＩとイメージ信号ＩＭＩは同相となる。一方、ミキサ１２に入力される所望信号ＤＱおよびイメージ信号ＩＭＱは、それぞれ周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＱは所望信号ＤＩに対して９０°（または－９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱはイメージ信号ＩＭＩに対して－９０°（９０°）回転する。以下、数式を用いて説明する。
　局部発振回路１５からミキサ１１へ出力されるローカル信号をＬＯＩとし、局部発振回路１５からミキサ１２へ出力されるローカル信号をＬＯＱとした場合、所望信号ＤＩおよびＤＱ、イメージ信号ＩＭＩおよびＩＭＱ、ローカル信号ＬＯＩおよびＬＯＱは、それぞれ、式１および式２で表される。
　　Ｄ＝ＤＩ＋ＤＱ
　　ＩＭ＝ＩＭＩ＋ＩＭＱ
　　ωＲＦ＝ωＬＯ＋ωＩＦ、ＦＲＦ＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ
　　ωＩＭ＝ωＬＯ－ωＩＦ、ＦＩＭ＝ＦＬＯ－ＦＩＦ　　　　　　　　　　（式１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 （式２）
　所望信号ＤＩとローカル信号ＬＯＩとをミキサ１１で乗算し、（２ωＬＯ＋ωＩＦ）の高周波成分を無視すると、ミキサ１１から出力される所望信号ＤＩＬＯＩは式３で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 （式３）
　同様に、イメージ信号ＩＭＩとローカル信号ＬＯＩとをミキサ１１で乗算し、高周波成分を無視すると、ミキサ１１から出力されるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩは式４で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 （式４）
　式３および式４より、経路ＰＩの所望信号ＤＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＩＬＯＩとは、ともにＩＦ帯に変換され、同相となってミキサ１１から出力される。
　また、所望信号ＤＱとローカル信号ＬＯＱとをミキサ１２で乗算し、高周波成分を無視すると、ミキサ１２から出力される所望信号ＤＱＬＯＱは式５で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 （式５）
　同様に、イメージ信号ＩＭＱとローカル信号ＬＯＱとをミキサ１２で乗算し、高周波成分を無視すると、ミキサ１２から出力されるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱは式６で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 （式６）
　式５および式６より、経路ＰＱの所望信号ＤＱＬＯＱとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは、ともにＩＦ帯に変換され、互いに逆相となってミキサ１２から出力される。
　経路ＰＩを伝送する所望信号ＤＩＬＯＩおよびイメージ信号ＩＭＩＬＯＩは、入力Ｉ端子２１１に入力され、ＳＡＷ移相回路２１で位相変換され、また必要に応じてフィルタリングされ、出力端子２１０へ出力される。ＳＡＷ移相回路２１から出力される所望信号ＤＩＬＯＩおよびイメージ信号ＩＭＩＬＯＩの位相は、例えば、ともに０°（位相回転なし）であり同相である。よって、ＳＡＷ移相回路２１での変換利得がＢＳＡＷであるとすると、ＳＡＷ移相回路２１から出力される所望信号ＤＩＬＯＩは式７で表され、ＳＡＷ移相回路２１から出力されるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩは式８で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 （式７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 （式８）
　一方、経路ＰＱを伝送する所望信号ＤＱＬＯＱおよびイメージ信号ＩＭＱＬＯＱは、入力Ｑ端子２１２に入力され、ＳＡＷ移相回路２２で位相変換され、また必要に応じてフィルタリングされ、出力端子２１０へ出力される。ＳＡＷ移相回路２２から出力される所望信号ＤＱＬＯＱおよびイメージ信号ＩＭＱＬＯＱの位相は、例えば、ともに９０°回転し、所望信号ＤＱＬＯＱの位相は０°となり、イメージ信号ＩＭＱＬＯＱの位相は１８０°となる。これにより、所望信号ＤＱＬＯＱは所望信号ＤＩＬＯＩと同相となり、イメージ信号ＩＭＱＬＯＱはイメージ信号ＩＭＩＬＯＩと逆相となる。よって、ＳＡＷ移相回路２２での変換利得がＢＳＡＷであるとすると、ＳＡＷ移相回路２２から出力される所望信号ＤＱＬＯＱは式９で表され、ＳＡＷ移相回路２２から出力されるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱは式１０で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 （式９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 （式１０）
　よって、出力端子２１０で上記のＩ信号とＱ信号とが合成されると、互いに逆相となっているイメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは抑圧され、互いに同相である所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは、出力端子２１０から取り出される。出力端子２１０で合成された所望信号ＤＯＵＴおよびイメージ信号ＩＭＯＵＴは、それぞれ、式１１および１２のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 （式１１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 （式１２）
　なお、ＳＡＷ移相回路２１の位相回転量がα°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が（α＋９０）°である場合には、出力端子２１０で合成された所望信号ＤＯＵＴおよびイメージ信号ＩＭＯＵＴは、それぞれ、式１３および１４のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 （式１３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 （式１４）
　表１に、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭについて、直交ミキサ１０で乗算するローカル信号の位相およびＳＡＷデバイス２０における位相回転量に対して、出力端子２１０に出力される出力信号の関係を示す。なお、表１では、変換利得ＢＳＡＷを１とし、ローカル信号ＬＯＩの位相およびＳＡＷ移相回路２１の位相回転量は、いずれも０°としている。
　表１より、ローカル信号ＬＯＱの位相およびＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が、いずれも＋９０°または－９０°の場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩとイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとは逆相となることが解る。
　また、表１より、ローカル信号ＬＯＱの位相が＋９０°でありＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が－９０°である場合、および、ローカル信号ＬＯＱの位相が－９０°でありＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が＋９０°である場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは逆相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩと所望信号ＩＭＱＬＯＱとは同相となることが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000014
　表２には、出力端子２１０において所望信号ＤＩＬＯＩおよびＤＱＬＯＱが同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩおよびＩＭＱＬＯＱが逆相となる条件が示されている。
　表２より、（１）所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、ローカル信号ＬＯＱの位相およびＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が、いずれも＋９０°または－９０°の場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩと所望信号ＩＭＱＬＯＱとは逆相となる。一方、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、（２）ローカル信号ＬＯＱの位相が＋９０°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が－９０°である場合、および（３）ローカル信号ＬＯＱの位相が－９０°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が＋９０°である場合、所望信号ＤＩＬＯＩと所望信号ＤＱＬＯＱとは同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩと所望信号ＩＭＱＬＯＱとは逆相となる。
　つまり、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、取り出したい所望信号Ｄの周波数を可変できることが解る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000015
　なお、表１に示すように、ローカル信号ＬＯＱおよびＬＯＩの位相差が所定の位相差であれば、イメージ抑圧比として∞が得られる。
　ここで、所望信号Ｄのパワー（ＰＤ）およびイメージ信号ＩＭのパワー（ＰＩＭ）との比は、式１５で表される。なお、δはローカル信号ＬＯＩおよびＬＯＱの振幅誤差であり、φは位相誤差である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 （式１５）
　イメージ抑圧比ＩＲＲ（Image Rejection Ratio）は、ＰＤ／ＰＩＭをＡＲＦ ２／ＡＩ
Ｍ ２で割った値であるので、式１６で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 （式１６）
　さらに、イメージ抑圧比ＩＲＲをｄＢ表示すると式１７のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 （式１７）
　式１７において、δ＝０、φ＝１．１５°とした場合、ＩＲＲは４０ｄＢとなる。また、δ＝０、φ＝１１．４２°とした場合、ＩＲＲは２０ｄＢとなる。また、δ＝０、φ＝３５．１°とした場合、ＩＲＲは１０ｄＢとなる。
　本実施の形態に係る受信装置１において、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲは１０ｄＢである。イメージ抑圧比ＩＲＲを少なくとも１０ｄＢ確保し、直交ミキサ１０およびＳＡＷデバイス２０の位相回転量を最適化することで、移動体通信器として受信装置１に必要な受信感度を確保できる。
　なお、ＳＡＷ移相回路２１および２２の変換利得に差がある場合は、抵抗およびインダクタとキャパシタとを組み合わせた回路で振幅利得を調整したり、ミキサ１１および１２のインピーダンスを調整したりすることで、Ｉ信号およびＱ信号の分配比を調整し、出力端子２１０に出力されるイメージ信号ＩＭＩおよびＩＭＱの振幅を、必要なイメージ抑圧比を満たせる程度に等しくしてもよい。
　つまり、本実施の形態に係る受信装置１において、経路ＰＩにおけるＩ信号の位相回転量をα°とし、経路ＰＱにおけるＱ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、式１８または式１９なる関係を満たす。
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式１８）
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式１９）
　これによれば、直交ミキサ１０で発生したイメージ信号ＩＭをＳＡＷデバイス２０にてイメージ抑圧比１０ｄＢ以上で抑制することができる。また、直交ミキサ１０の出力端から信号出力端子１０２までの間に、位相変換のためのＳＡＷデバイス２０が配置されている。よって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置１を提供できる。
　より具体的には、（１）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が＋９０°で駆動され、ＳＡＷ移相回路２１の位相回転量がα°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が（α＋９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。
　（２）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が＋９０°で駆動され、ＳＡＷ移相回路２１の位相回転量がα°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が（α－９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　（３）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が－９０°で駆動され、ＳＡＷ移相回路２１の位相回転量がα°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が（α＋９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　（４）ミキサ１１が０°で駆動され、ミキサ１２が－９０°で駆動され、ＳＡＷ移相回路２１の位相回転量がα°であり、ＳＡＷ移相回路２２の位相回転量が（α－９０）°である場合、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。
　なお、本実施の形態に係るＳＡＷデバイス２０は、通過帯域として所望信号Ｄの周波数帯域（周波数ＦＩＦ）を含み、所望信号Ｄの周波数帯域以外を減衰帯域とするバンドパスフィルタの特性を有していてもよい。これによれば、ＳＡＷデバイス２０において、抵抗や半導体を用いたポリフェーズフィルタや複素フィルタに比べ、挿入損失が小さく、サイズが小さく、非線形歪を小さくでき、通過帯域近傍の急峻な減衰特性が得られ、所望信号Ｄの帯域外の不要信号を抑圧できる。
　次に、ＳＡＷデバイス２０の回路構成例を示す。
　図２Ａは、縦結合型ＳＡＷフィルタの電極構成の一例を示す図である。また、図２Ｂは、縦結合型ＳＡＷフィルタの省略表記を表す図である。図２Ａに示すように、縦結合型ＳＡＷフィルタは、複数のＩＤＴ（InterDigital Transducer）電極と、それらの両側に配置された反射器と、を備える。縦結合型ＳＡＷフィルタは、ＩＤＴ電極の対数、ＩＤＴ電極間距離、およびＩＤＴ電極－反射器間距離などが調整されることで２以上の表面波の共振モードが励起されてフィルタリング機能を有する。また、縦結合型ＳＡＷフィルタは、ＩＤＴ電極－反射器間距離、ＩＤＴ電極構成、およびＩＤＴ電極間の接続構成を調整することで、高周波信号の位相を回転させることが可能となる。ＳＡＷデバイス２０として縦結合型ＳＡＷフィルタを用いることにより、ＳＡＷデバイス２０は、位相回転機能と、低損失かつ急峻な減衰特性を有するフィルタ機能との双方を有することが可能となる。
　以降では、縦結合型ＳＡＷフィルタを用いたＳＡＷデバイス２０の構成を説明するにあたり、図２Ａの電極構成を、図２Ｂに示された省略表記で表すこととする。
　図３は、実施の形態に係る受信装置１が備えるＳＡＷデバイス２０の回路構成の一例を示す図である。ＳＡＷ移相回路２１は、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ１と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ２とを有している。また、ＳＡＷ移相回路２２は、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ５と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ６とを有している。
　ＳＡＷフィルタＦ１の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１に接続され、ＳＡＷフィルタＦ１の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ２の左右ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ２の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２の－端子は接地されている。
　ＳＡＷフィルタＦ５の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２に接続され、ＳＡＷフィルタＦ５の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極の－端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ６の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ５の－端子、ＳＡＷフィルタＦ６の中央ＩＤＴ電極の－端子、およびＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極の＋端子は接地されている。
　上記構成によれば、ＳＡＷ移相回路２１では、ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２が有するＩＤＴ電極間で位相回転はない。一方、ＳＡＷ移相回路２２では、ＳＡＷフィルタＦ５の中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転し、ＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極と中央ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転する。これは、ＳＡＷフィルタＦ５およびＦ６において中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間の距離、および左右ＩＤＴ電極と反射器との距離を、ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２における各距離と異ならせていることによるものである。さらに、ＳＡＷフィルタＦ５とＳＡＷフィルタＦ６との間で、位相が１８０°回転する。これは、ＳＡＷフィルタＦ５の左右ＩＤＴ電極の＋端子と、ＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極の－端子とを接続していることによるものである。
　つまり、入力Ｉ端子２１１から出力端子２１０へと伝送されるＩ信号では位相回転量は０°であり、入力Ｑ端子２１２から出力端子２１０へと伝送されるＱ信号では位相回転量は－９０°となる。
　上記構成によれば、複数のＳＡＷフィルタを縦続接続することで、１つのＳＡＷフィルタと比較して急峻な減衰特性および大きな減衰量を得ることができる。また、ＳＡＷフィルタ１段あたりの位相回転量を９０°より小さくすることで、ＳＡＷ移相回路２１または２２全体で９０°の位相回転ができるので、Ｉ信号およびＱ信号の振幅特性を合わせることが容易となる。
　また、ＳＡＷフィルタのＩＤＴ電極の極性を正負反転したり、ＩＤＴ電極距離を１／２波長ずらしたりすることで、ＳＡＷ移相回路２２の位相を１８０°反転することが可能となる。これによれば、直交ミキサ１０で乗算するローカル信号の位相およびＳＡＷデバイス２０における位相回転量に対して、出力端子２１０に出力されるＩ信号およびＱ信号の関係、ならびに、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭの関係を任意に設定できる。
　なお、１つのＩＤＴ電極において、隣接するＩＤＴ電極に近い電極指の間隔、または、反射器に近い電極指の間隔を、当該１つのＩＤＴ電極の電極指間隔より小さくする（狭周期電極指）手法を用いて、ＳＡＷ移相回路２１および２２の位相回転量を調整してもよい。
　従来のトランスバーサル型弾性表面波フィルタや一方向性ＩＤＴ電極を用いた弾性表面波フィルタは、周波数に対する位相の傾きが直線であるため、トランスバーサル型弾性表面波フィルタや一方向性ＩＤＴ電極を用いた弾性表面波フィルタを用いて第１移相回路と第２移相回路とを構成することで位相差９０°を得ることができる。これにより、ＩＤＴ電極－ＩＤＴ電極間距離を、互いに０．２５×波長分変えても、第１移相回路および第２移相回路で位相以外の通過特性は等しくでき、位相の傾きを直線に保つため、容易に９０°の位相差を有する回路を構成できた。
　しかし、トランスバーサル型弾性表面波フィルタや一方向性ＩＤＴ電極を用いた弾性表面波フィルタは、挿入損失が大きい欠点を有しており、無線周波数を扱う回路には使えない欠点を有していた。一方、縦結合型弾性表面波フィルタは、表面波の共振モードを使わないトランスバーサル型フィルタや一方向性ＩＤＴ電極を用いた弾性表面波フィルタに比べて低損失である。これにより、ＳＡＷ移相回路２１および２２として、縦結合型ＳＡＷフィルタを用いることにより、広い通過帯域と一方向性ＩＤＴ電極を用いたトランスバーサル型をベースにした表面波移相器と比較して、低損失および急峻な減衰特性を有するバンドパス特性が得られる。
　［１．３　変形例１に係る受信装置１Ａの回路構成］
　次に、受信装置１Ａの回路構成について説明する。
　図４Ａは、実施の形態の変形例１に係る受信装置１Ａの回路構成図である。また、図４Ｂは、変形例１に係る直交ミキサ１０Ａの駆動信号を示すタイミングチャートである。図４Ａに示すように、受信装置１Ａは、直交ミキサ１０Ａと、ＳＡＷデバイス２０Ａと、アンテナ接続端子１０１と、信号出力端子１０２と、を備える。
　なお、受信装置１Ａは、アンテナ接続端子１０１と直交ミキサ１０Ａとの間に接続されたバランを備えてもよい。
　直交ミキサ１０Ａは、ミキサ回路１１Ａおよび１２Ａと、入力端子１１０ａ（第１差動入力端子）および入力端子１１０ｂ（第２差動入力端子）と、出力Ｉ端子１１１ａ（第１差動出力Ｉ端子）および出力Ｉ端子１１１ｂ（第２差動出力Ｉ端子）と、出力Ｑ端子１１２ａ（第１差動出力Ｑ端子）および出力Ｑ端子１１２ｂ（第２差動出力Ｑ端子）と、を備える。直交ミキサ１０Ａは、ダブルバランスドミキサであるギルバートセルミキサを適用している。
　ミキサ回路１１Ａは、第１ミキサの一例であり、入力端子１１０ａおよび１１０ｂと出力Ｉ端子１１１ａおよび１１１ｂとの間に接続されている。ミキサ回路１１Ａは、入力端子１１０ａおよび１１０ｂから入力された互いに逆相の高周波差動信号を周波数変換して互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号に変換し、ＩＰ信号およびＩＮ信号をそれぞれ出力Ｉ端子１１１ａおよび１１１ｂから出力する。ミキサ回路１２Ａは、第２ミキサの一例であり、入力端子１１０ａおよび１１０ｂと出力Ｑ端子１１２ａおよび１１２ｂとの間に接続されている。ミキサ回路１２Ａは、入力端子１１０ａおよび１１０ｂから入力された互いに逆相の高周波差動信号を周波数変換してＩＰ信号およびＩＮ信号と９０°の位相差を有する互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号に変換し、ＱＰ信号およびＱＮ信号をそれぞれ出力Ｑ端子１１２ａおよび１１２ｂから出力する。
　ミキサ回路１１ＡはスイッチＳＷ１およびＳＷ３を有し、ミキサ回路１２ＡはスイッチＳＷ２およびＳＷ４を有する。スイッチＳＷ１の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｉ端子１１１ａに接続され、第４端は出力Ｉ端子１１１ｂに接続されている。スイッチＳＷ１は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。スイッチＳＷ３の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｉ端子１１１ｂに接続され、第４端は出力Ｉ端子１１１ａに接続されている。スイッチＳＷ３は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。スイッチＳＷ２の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｑ端子１１２ｂに接続され、第４端は出力Ｑ端子１１２ａに接続されている。スイッチＳＷ２は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。スイッチＳＷ４の第１端は入力端子１１０ａに接続され、第２端は入力端子１１０ｂに接続され、第３端は出力Ｑ端子１１２ａに接続され、第４端は出力Ｑ端子１１２ｂに接続されている。スイッチＳＷ４は、第１端と第３端との接続および非接続と、第２端と第４端との接続および非接続とを同期して切り替える。
　図４Ｂに示すように、スイッチＳＷ１は位相０°のローカル信号で駆動し、スイッチＳＷ２は位相－９０°のローカル信号で駆動し、スイッチＳＷ３は位相１８０°のローカル信号で駆動し、スイッチＳＷ４は位相９０°（－２７０°）のローカル信号で駆動する。ローカル信号のそれぞれの周期をＴとすると、各スイッチのオン期間はＴ／４である。
　ＳＡＷデバイス２０Ａは、弾性波デバイスの一例であり、ＳＡＷ移相回路２１Ａおよび２２Ａと、入力Ｉ端子２１１ａ（第３差動入力Ｉ端子）および入力Ｉ端子２１１ｂ（第４差動入力Ｉ端子）と、入力Ｑ端子２１２ａ（第３差動入力Ｑ端子）および入力Ｑ端子２１２ｂ（第４差動入力Ｑ端子）と、出力端子２１０（第５非差動出力端子）と、を備える。入力Ｉ端子２１１ａは出力Ｉ端子１１１ａに接続され、入力Ｉ端子２１１ｂは出力Ｉ端子１１１ｂに接続され、入力Ｑ端子２１２ａは出力Ｑ端子１１２ａに接続され、入力Ｑ端子２１２ｂは出力Ｑ端子１１２ｂに接続されている。ＳＡＷ移相回路２１Ａは、ミキサ回路１１ＡとＳＡＷ移相回路２１Ａとを結ぶ経路ＰＩＰを伝送するＩＰ信号を位相変換し、ミキサ回路１１ＡとＳＡＷ移相回路２１Ａとを結ぶ経路ＰＩＮを伝送するＩＮ信号を位相変換する。ＳＡＷ移相回路２２Ａは、ミキサ回路１２ＡとＳＡＷ移相回路２２Ａとを結ぶ経路ＰＱＰを伝送するＱＰ信号を位相変換し、ミキサ回路１２ＡとＳＡＷ移相回路２２Ａとを結ぶ経路ＰＱＮを伝送するＱＮ信号を位相変換する。なお、ＳＡＷ移相回路２１は、ＩＰ信号およびＩＮ信号の周波数を通過帯域とするフィルタ回路を構成していてもよく、ＳＡＷ移相回路２２は、ＱＰ信号およびＱＮ信号の周波数を通過帯域とするフィルタ回路を構成していてもよい。
　ここで、本変形例に係る受信装置１Ａの動作原理について説明する。
　受信装置１Ａは、周波数ＦＲＦを有し、互いに逆相である高周波差動信号を周波数変換処理および位相変換処理を行い、低損失で低雑音増幅器２およびＲＦＩＣ３へと出力する。
　所望信号ＤＰおよびイメージ信号ＩＭＰが含まれた高周波信号が入力端子１１０ａに入力され、所望信号ＤＮおよびイメージ信号ＩＭＮが含まれた高周波信号が入力端子１１０ｂに入力され、ミキサ回路１１Ａおよび１２Ａに分配される。このとき、ミキサ回路１１Ａに入力される所望信号ＤＩＰおよびＤＩＮならびにイメージ信号ＩＭＩＰおよびＩＭＩＮは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＩＰとイメージ信号ＩＭＩＰとは同相となり、所望信号ＤＩＮとイメージ信号ＩＭＩＮは同相となる。一方、ミキサ回路１２Ａに入力される所望信号ＤＱＰとイメージ信号ＩＭＱＰとは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＱＰは所望信号ＤＩＰに対して９０°（または－９０°）回転し、所望信号ＤＱＮは所望信号ＤＩＮに対して９０°（または－９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＰはイメージ信号ＩＭＩＰに対して－９０°（９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＮはイメージ信号ＩＭＩＮに対して－９０°（９０°）回転する。
　表３および表４に、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭについて、直交ミキサ１０Ａで乗算するローカル信号の位相およびＳＡＷデバイス２０Ａにおける位相回転量（２段フィルタ位相回転量）に対して、出力端子２１０に出力される出力信号の関係を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000019
　表３には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０において所望信号ＤＩＬＯＩおよびＤＱＬＯＱが同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩおよびＩＭＱＬＯＱが逆相となる条件が示されている。表３において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000020
　表４には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０において所望信号ＤＩＬＯＩおよびＤＱＬＯＱが同相となり、イメージ信号ＩＭＩＬＯＩおよびＩＭＱＬＯＱが逆相となる条件が示されている。表４において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ａにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。
　なお、表３および表４に示すように、ローカル信号ＬＯＱおよびＬＯＩの位相差が所定の位相差であれば、イメージ抑圧比として∞が得られる。ここで、実施の形態に係る受信装置１と同様に、本変形例に係る受信装置１Ａにおいても、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲを１０ｄＢとする。
　このとき、本変形例に係る受信装置１Ａにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０へ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０へ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０へ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、式２０なる関係式を満たす。
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２０）
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２１なる関係式を満たす。
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２１）
　これによれば、直交ミキサ１０Ａで発生したイメージ信号ＩＭをＳＡＷデバイス２０Ａにてイメージ抑圧比１０ｄＢ以上で抑制することができる。また、直交ミキサ１０Ａの出力端から信号出力端子１０２までの間に、バランやトランスなどの回路素子が配置される代わりに、位相変換のためのＳＡＷデバイス２０Ａが配置されている。よって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置１Ａを提供できる。
　また、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。また、半導体回路として優れた性能をもつダブルバランスドミキサで構成した直交ミキサ１０Ａを利用できる。
　また、本変形例に係る受信装置１Ａにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０へ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０へ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０へ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、式２１なる関係式を満たす。
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２０なる関係式を満たす。
　これによれば、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　図５は、変形例１に係る受信装置１Ａが備えるＳＡＷデバイス２０Ａの回路構成の一例を示す図である。ＳＡＷ移相回路２１Ａは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ１と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ２と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ３と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ４と、を有している。
　ＳＡＷフィルタＦ１の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタＦ１の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ２の左右ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ２の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２の－端子は接地されている。
　ＳＡＷフィルタＦ３の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続され、ＳＡＷフィルタＦ３の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ４の左右ＩＤＴ電極の－端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ４の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ３の－端子、ＳＡＷフィルタＦ４の中央ＩＤＴ電極の－端子および左右ＩＤＴ電極の＋端子は接地されている。
　上記構成によれば、ＳＡＷ移相回路２１Ａでは、ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２が有するＩＤＴ電極間で位相回転はない。一方、ＳＡＷフィルタＦ３とＳＡＷフィルタＦ４との間で、位相が１８０°回転する。これは、ＳＡＷフィルタＦ３の左右ＩＤＴ電極の＋端子と、ＳＡＷフィルタＦ４の左右ＩＤＴ電極の－端子とを接続していることによるものである。
　また、ＳＡＷ移相回路２２Ａは、圧電性を有する基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ５と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ６と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ７と、当該基板上に配置された３つのＩＤＴ電極および２つの反射器からなる縦結合型のＳＡＷフィルタＦ８と、を有している。
　ＳＡＷフィルタＦ５の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ａに接続され、ＳＡＷフィルタＦ５の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極の－端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ６の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ５の－端子、ＳＡＷフィルタＦ６の中央ＩＤＴ電極の－端子および左右ＩＤＴ電極の＋端子は接地されている。
　ＳＡＷフィルタＦ７の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ｂに接続され、ＳＡＷフィルタＦ７の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ８の左右ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ８の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ７の－端子およびＳＡＷフィルタＦ８の－端子は接地されている。
　上記構成によれば、ＳＡＷ移相回路２２Ａでは、ＳＡＷフィルタＦ５の中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転し、ＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極と中央ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転する。これは、ＳＡＷフィルタＦ５およびＦ６において中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間の距離、および左右ＩＤＴ電極と反射器との距離を、ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２における各距離と異ならせていることによるものである。また、ＳＡＷフィルタＦ５とＳＡＷフィルタＦ６との間で、位相が１８０°回転する。これは、ＳＡＷフィルタＦ５の左右ＩＤＴ電極の＋端子と、ＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極の－端子とを接続していることによるものである。一方、ＳＡＷフィルタＦ７の中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転し、ＳＡＷフィルタＦ８の左右ＩＤＴ電極と中央ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転する。これは、ＳＡＷフィルタＦ７およびＦ８において中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間の距離、および左右ＩＤＴ電極と反射器との距離を、ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２における各距離と異ならせていることによるものである。
　上記構成によれば、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０へと伝送されるＩＰ信号では位相回転量は０°であり、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０へと伝送されるＩＮ信号では位相回転量は１８０°である。また、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０へと伝送されるＱＰ信号では位相回転量は－９０°であり、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０へと伝送されるＱＮ信号では位相回転量は＋９０°となる。
　上記構成によれば、複数のＳＡＷフィルタを縦続接続することで、１つのＳＡＷフィルタと比較して急峻な減衰特性および大きな減衰量を得ることができる。また、ＳＡＷフィルタ１段あたりの位相回転量を９０°より小さくすることで、ＳＡＷ移相回路２２Ａ全体でＳＡＷ移相回路２１Ａに対して９０°の位相回転ができるので、Ｉ信号およびＱ信号の振幅特性を合わせることが容易となる。
　また、ＳＡＷフィルタのＩＤＴ電極の極性を正負反転したり、ＩＤＴ電極距離を１／２波長ずらしたりすることで、ＳＡＷデバイス２０Ａの位相を１８０°反転することができる。
　なお、変形例２に係る受信装置１Ｂとして、変形例１に係る受信装置１ＡにおけるＳＡＷデバイス２０Ａの出力を差動出力としてもよい。受信装置１Ｂは、直交ミキサ１０Ａと、ＳＡＷデバイス２０Ｂと、アンテナ接続端子１０１と、信号出力端子１０２と、を備える。ＳＡＷデバイス２０Ｂは、弾性波デバイスの一例であり、ＳＡＷ移相回路２１Ｂおよび２２Ｂと、入力Ｉ端子２１１ａおよび２１１ｂと、入力Ｑ端子２１２ａおよび２１２ｂと、出力端子２１０ａと、出力端子２１０ｂと、を備える。
　本変形例に係る受信装置１Ｂは、変形例１に係る受信装置１Ａと比較して、ＳＡＷ移相回路２１Ｂおよび２２Ｂの出力端子の構成のみが異なる。以下、本変形例に係る受信装置１Ｂについて、変形例１に係る受信装置１Ａと同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。本変形例に係る受信装置１Ｂでは、出力端子２１０に代えて、ＳＡＷ移相回路２１Ｂの出力端子２１０ａ（第５差動出力端子）およびＳＡＷ移相回路２２Ｂの出力端子２１０ｂ（第６差動出力端子）が設けられている。
　この場合、所望信号ＤＰおよびイメージ信号ＩＭＰが含まれた高周波信号が入力端子１１０ａに入力され、所望信号ＤＮおよびイメージ信号ＩＭＮが含まれた高周波信号が入力端子１１０ｂに入力され、ミキサ回路１１Ａおよび１２Ａに分配される。このとき、ミキサ回路１１Ａに入力される所望信号ＤＩＰおよびＤＩＮならびにイメージ信号ＩＭＩＰおよびＩＭＩＮは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＩＰとイメージ信号ＩＭＩＰとは同相となり、所望信号ＤＩＮとイメージ信号ＩＭＩＮは同相となる。一方、ミキサ回路１２Ａに入力される所望信号ＤＱＰとイメージ信号ＩＭＱＰとは、周波数（－ＦＩＦ）および（＋ＦＩＦ）に変調され、所望信号ＤＱＰは所望信号ＤＩＰに対して９０°（または－９０°）回転し、所望信号ＤＱＮは所望信号ＤＩＮに対して９０°（または－９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＰはイメージ信号ＩＭＩＰに対して－９０°（９０°）回転し、イメージ信号ＩＭＱＮはイメージ信号ＩＭＩＮに対して－９０°（９０°）回転する。
　表５および表６に、所望信号Ｄおよびイメージ信号ＩＭについて、直交ミキサ１０Ａで乗算するローカル信号の位相およびＳＡＷデバイス２０Ａ（ＳＡＷデバイス２０Ｂ）における位相回転量（２段フィルタ位相回転量）に対して、出力端子２１０ａおよび２１０ｂに出力される出力信号の関係を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000021
　表５には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０ａにおける所望信号ＤＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおける所望信号ＤＱＬＯＱとが逆相となり、出力端子２１０ａにおけるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおけるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとが同相となる条件が示されている。表５において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ｂにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ｂにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000022
　表６には、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合の、出力端子２１０ａにおける所望信号ＤＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおける所望信号ＤＱＬＯＱとが逆相となり、出力端子２１０ａにおけるイメージ信号ＩＭＩＬＯＩと出力端子２１０ｂにおけるイメージ信号ＩＭＱＬＯＱとが同相となる条件が示されている。表６において、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が＋９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ｂにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は＋９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は－９０°回転する。また、ローカル信号ＬＯＩに対するローカル信号ＬＯＱの位相の位相回転量が－９０°の場合、ＳＡＷ移相回路２２Ｂにおいて、所望信号ＤＩＰに対する所望信号ＤＱＰの位相回転量は－９０°回転し、所望信号ＤＩＮに対する所望信号ＤＱＮの位相回転量は＋９０°回転する。
　なお、表５および表６に示すように、ローカル信号ＬＯＱおよびＬＯＩの位相差が所定の位相差であれば、イメージ抑圧比として∞が得られる。ここで、実施の形態に係る受信装置１と同様に、本変形例に係る受信装置１Ｂにおいても、必要なイメージ抑圧比ＩＲＲを１０ｄＢとする。
　このとき、本変形例に係る受信装置において、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０ａへ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、式２２なる関係式を満たす。
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２２）
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２３なる関係式を満たす。
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（式２３）
　これによれば、直交ミキサ１０Ａで発生したイメージ信号ＩＭをＳＡＷデバイス２０Ｂにてイメージ抑圧比１０ｄＢ以上で抑制することができる。また、直交ミキサ１０Ａの出力端から信号出力端子１０２までの間に、バランやトランスなどの回路素子が配置される代わりに、位相変換のためのＳＡＷデバイス２０Ｂが配置されている。よって、低損失かつ小型化されたミキサファースト型の受信装置を提供できる。
　また、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ＋ＦＩＦ）を可変できる。また、半導体回路として優れた性能をもつダブルバランスドミキサで構成した直交ミキサ１０Ａを利用できる。
　また、本変形例に係る受信装置１Ｂにおいて、所望信号Ｄの周波数をＦＬＯ－ＦＩＦとし、イメージ信号ＩＭの周波数をＦＬＯ＋ＦＩＦとした場合において、入力Ｉ端子２１１ａおよび入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とする。また、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０ａへ伝送するＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへ伝送するＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上、かつ、（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とする。このとき、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０ｂへ伝送するＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、式２３なる関係式を満たす。
　また、ミキサ回路１２Ａを駆動するローカル信号の位相からミキサ回路１１Ａを駆動するローカル信号の位相を引いた値が（－９０＋ｎ×３６０）°である場合、式２２なる関係式を満たす。
　これによれば、ローカル信号の周波数ＦＬＯを可変することで、高周波信号の周波数ＦＲＦ（＝ＦＬＯ－ＦＩＦ）を可変できる。
　図６は、変形例２に係る受信装置１Ｂが備えるＳＡＷデバイスの回路構成の一例を示す図である。ＳＡＷ移相回路２１Ｂは、縦結合型のＳＡＷフィルタＦ１、Ｆ２、Ｆ３およびＦ４を有している。
　ＳＡＷフィルタＦ１の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ａに接続され、ＳＡＷフィルタＦ１の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ２の左右ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ２の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０ａに接続されている。ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２の－端子は接地されている。
　ＳＡＷフィルタＦ３の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｉ端子２１１ｂに接続され、ＳＡＷフィルタＦ３の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ４の左右ＩＤＴ電極の－端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ４の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０ａに接続されている。ＳＡＷフィルタＦ３の－端子、ＳＡＷフィルタＦ４の中央ＩＤＴ電極の－端子および左右ＩＤＴ電極の＋端子は接地されている。
　上記構成によれば、ＳＡＷ移相回路２１Ｂでは、ＳＡＷフィルタＦ１およびＦ２が有するＩＤＴ電極間で位相回転はない。一方、ＳＡＷフィルタＦ３とＳＡＷフィルタＦ４との間で、位相が１８０°回転する。
　また、ＳＡＷ移相回路２２Ｂは、縦結合型のＳＡＷフィルタＦ５、Ｆ６、Ｆ７およびＦ８を有している。
　ＳＡＷフィルタＦ５の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ａに接続され、ＳＡＷフィルタＦ５の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極の＋端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ６の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０ｂに接続されている。ＳＡＷフィルタＦ５およびＦ６の－端子は接地されている。
　ＳＡＷフィルタＦ７の中央ＩＤＴ電極の＋端子は入力Ｑ端子２１２ｂに接続され、ＳＡＷフィルタＦ７の左右ＩＤＴ電極の＋端子はＳＡＷフィルタＦ８の左右ＩＤＴ電極の－端子に接続されている。ＳＡＷフィルタＦ８の中央ＩＤＴ電極の＋端子は出力端子２１０ｂに接続されている。ＳＡＷフィルタＦ７の－端子、ＳＡＷフィルタＦ８の中央ＩＤＴ電極の－端子および左右ＩＤＴ電極の＋端子は接地されている。
　上記構成によれば、ＳＡＷ移相回路２２Ｂでは、ＳＡＷフィルタＦ５の中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転し、ＳＡＷフィルタＦ６の左右ＩＤＴ電極と中央ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転する。一方、ＳＡＷフィルタＦ７の中央ＩＤＴ電極と左右ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転し、ＳＡＷフィルタＦ８の左右ＩＤＴ電極と中央ＩＤＴ電極との間で位相が４５°回転する。さらに、ＳＡＷフィルタＦ７とＳＡＷフィルタＦ８との間で、位相が１８０°回転する。
　上記構成によれば、入力Ｉ端子２１１ａから出力端子２１０ａへと伝送されるＩＰ信号では位相回転量は０°であり、入力Ｉ端子２１１ｂから出力端子２１０ａへと伝送されるＩＮ信号では位相回転量は１８０°である。また、入力Ｑ端子２１２ａから出力端子２１０ｂへと伝送されるＱＰ信号では位相回転量は＋９０°であり、入力Ｑ端子２１２ｂから出力端子２１０ｂへと伝送されるＱＮ信号では位相回転量は－９０°となる。これにより、出力端子２１０ａでのＩＰ信号と出力端子２１０ａでのＩＮ信号の位相は、ともに０°となり、出力端子２１０ｂでのＱＰ信号と出力端子２１０ｂでのＱＮ信号の位相は、ともに１８０°となる。
　上記構成によれば、複数のＳＡＷフィルタを縦続接続することで、１つのＳＡＷフィルタと比較して急峻な減衰特性および大きな減衰量を得ることができる。また、ＳＡＷフィルタ１段あたりの位相回転量を９０°より小さくすることで、ＳＡＷ移相回路２２Ｂ全体でＳＡＷ移相回路２１Ｂに対して９０°の位相回転ができるので、Ｉ信号およびＱ信号の振幅特性を合わせることが容易となる。
　また、ＳＡＷフィルタのＩＤＴ電極の極性を正負反転したり、ＩＤＴ電極距離を１／２波長ずらしたりすることで、ＳＡＷ移相回路２１Ｂの位相を１８０°反転することができる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明に係る受信装置および通信装置について、実施の形態および変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態および変形例に限定されるものではない。上記実施の形態および変形例に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る受信装置および通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　例えば、上記実施の形態および変形例に係るＳＡＷデバイス２０、２０Ａおよび２０Ｂは、弾性表面波を利用するデバイスに限定されない。上記実施の形態および変形例に係るＳＡＷデバイス２０、２０Ａおよび２０Ｂは、弾性波を利用するデバイスであればよく、上記弾性波は、弾性表面波に限定されず、ＩＤＴ電極を用いて励振が可能な弾性波、つまり、疑似弾性表面波、弾性境界波、および弾性板波のいずれかであってもよい。上記弾性波を利用するデバイスは、表面波と同様に実施例で示した縦結合型の弾性波フィルタおよび弾性波移相回路を構成できる。
　また、例えば、上記実施の形態および変形例に係る受信装置および通信装置において、各構成要素の間に、インダクタおよびキャパシタなどの整合素子、ならびにスイッチ回路が接続されていてもよい。
　以下に、上記各実施の形態に基づいて説明した受信装置および通信装置の特徴を示す。
　＜１＞
　高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサと、
　前記直交ミキサから出力された前記Ｉ信号および前記Ｑ信号のそれぞれを位相変換する弾性波デバイスと、を備え、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記Ｉ信号の位相回転量をα°とし、前記Ｑ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　または、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、受信装置。
　＜２＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
　第５非差動出力端子と、を有し、
　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１＞に記載の受信装置。
　＜３＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
　第５非差動出力端子と、を有し、
　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１＞に記載の受信装置。
　＜４＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
　第５差動出力端子および第６差動出力端子と、を有し、
　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１＞に記載の受信装置。
　＜５＞
　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
　前記直交ミキサは、
　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
　前記弾性波デバイスは、
　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
　第５差動出力端子および第６差動出力端子と、を有し、
　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
　前記弾性波デバイスにおいて、
　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たし、
　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
　なる関係式を満たす、＜１＞に記載の受信装置。
　＜６＞
　前記弾性波デバイスは、前記Ｉ信号および前記Ｑ信号の周波数を通過帯域とする弾性波フィルタを含む、＜１＞～＜５＞のいずれかに記載の受信装置。
　＜７＞
　前記弾性波デバイスは、縦結合型弾性波フィルタを含む、＜１＞～＜５＞のいずれかに記載の受信装置。
　＜８＞
　前記弾性波デバイスは、
　互いに縦続接続された複数の移相回路を有し、
　前記複数の移相回路のそれぞれの、入力信号に対する出力信号の位相回転量は９０°よりも小さい、＜１＞～＜７＞のいずれかに記載の受信装置。
　＜９＞
　前記弾性波デバイスは、
　複数の移相回路を有し、
　前記複数の移相回路のそれぞれは、弾性表面波伝搬方向に配置された複数のＩＤＴ電極を有し、
　前記複数の移相回路の少なくとの１つにおいて、隣り合う前記ＩＤＴ電極間で信号の位相が反転する、＜１＞～＜８＞のいずれかに記載の受信装置。
　＜１０＞
　前記弾性波は、弾性表面波、疑似弾性表面波、弾性境界波、および弾性板波のいずれかである、＜１＞～＜９＞のいずれかに記載の受信装置。
　＜１１＞
　高周波信号を処理する信号処理回路と、
　前記信号処理回路とアンテナとの間で前記高周波信号を伝送する、＜１＞～＜１０＞のいずれかに記載の受信装置と、を備える、通信装置。
　本発明は、マルチバンド化およびマルチモード化された周波数規格に適用できる低損失かつ広帯域の受信装置として、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１、１Ａ、１Ｂ　　受信装置
　２　　低雑音増幅器
　３　　ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）
　４　　アンテナ
　５　　通信装置
　１０、１０Ａ　　直交ミキサ
　１１、１２　　ミキサ
　１１Ａ、１２Ａ　　ミキサ回路
　１５　　局部発振回路
　２０、２０Ａ、２０Ｂ　　ＳＡＷデバイス
　２１、２１Ａ、２１Ｂ、２２、２２Ａ、２２Ｂ　　ＳＡＷ移相回路
　１０１　　アンテナ接続端子
　１０２　　信号出力端子
　１１０、１１０ａ、１１０ｂ　　入力端子
　１１１、１１１ａ、１１１ｂ　　出力Ｉ端子
　１１２、１１２ａ、１１２ｂ　　出力Ｑ端子
　２１０、２１０ａ、２１０ｂ　　出力端子
　２１１、２１１ａ、２１１ｂ　　入力Ｉ端子
　２１２、２１２ａ、２１２ｂ　　入力Ｑ端子
　Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４、Ｆ５、Ｆ６、Ｆ７、Ｆ８　　ＳＡＷフィルタ
　ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４　　スイッチ

Claims (11)

  1. 　高周波信号を周波数変換して互いに９０°の位相差を有するＩ信号およびＱ信号に変換する直交ミキサと、
    　前記直交ミキサから出力された前記Ｉ信号および前記Ｑ信号のそれぞれを位相変換する弾性波デバイスと、を備え、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記Ｉ信号の位相回転量をα°とし、前記Ｑ信号の位相回転量をβ°とし、ｎを整数とした場合、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　または、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　受信装置。
  2. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
    　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
    　第５非差動出力端子と、を有し、
    　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
    　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
    　第５非差動出力端子と、を有し、
    　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ１°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第５非差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ２°とした場合、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β１≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β２≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１に記載の受信装置。
  4. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
    　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
    　第５差動出力端子および第６差動出力端子と、を有し、
    　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１に記載の受信装置。
  5. 　前記Ｉ信号は、互いに逆相のＩＰ信号およびＩＮ信号で構成され、
    　前記Ｑ信号は、互いに逆相のＱＰ信号およびＱＮ信号で構成され、
    　前記直交ミキサは、
    　互いに逆相の信号が入力される第１差動入力端子および第２差動入力端子と、
    　前記ＩＰ信号を出力する第１差動出力Ｉ端子、および、前記ＩＮ信号を出力する第２差動出力Ｉ端子と、
    　前記ＱＰ信号を出力する第１差動出力Ｑ端子、および、前記ＱＮ信号を出力する第２差動出力Ｑ端子と、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｉ端子および第２差動出力Ｉ端子との間に接続された第１ミキサと、
    　前記第１差動入力端子および前記第２差動入力端子と第１差動出力Ｑ端子および第２差動出力Ｑ端子との間に接続された第２ミキサと、を有し、
    　前記弾性波デバイスは、
    　第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子と、
    　第３差動入力Ｑ端子および第４差動入力Ｑ端子と、
    　第５差動出力端子および第６差動出力端子と、を有し、
    　前記第３差動入力Ｉ端子は前記第１差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｉ端子は前記第２差動出力Ｉ端子に接続され、
    　前記第３差動入力Ｑ端子は前記第１差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記第４差動入力Ｑ端子は前記第２差動出力Ｑ端子に接続され、
    　前記弾性波デバイスにおいて、
    　前記第３差動入力Ｉ端子および第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送するＩ信号の位相回転量をα°とし、
    　前記第３差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＰ信号の位相回転量を（α＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第４差動入力Ｉ端子から前記第５差動出力端子へ伝送する前記ＩＮ信号の位相回転量を（α＋１８０＋ｎ×３６０－３５．１）°以上かつ（α＋１８０＋ｎ×３６０＋３５．１）°以下とし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（＋９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　前記第３差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＰ信号の位相回転量をβ３°とし、前記第４差動入力Ｑ端子から前記第６差動出力端子へ伝送する前記ＱＮ信号の位相回転量をβ４°とした場合、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たし、
    　前記第２ミキサを駆動するローカル信号の位相から前記第１ミキサを駆動するローカル信号の位相を減じた値が、（－９０＋ｎ×３６０）°であるとき、
    　（α－９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β３≦（α－９０＋ｎ×３６０＋３５．１）、
    　（α＋９０＋ｎ×３６０－３５．１）≦β４≦（α＋９０＋ｎ×３６０＋３５．１）
    　なる関係式を満たす、
    　請求項１に記載の受信装置。
  6. 　前記弾性波デバイスは、前記Ｉ信号および前記Ｑ信号の周波数を通過帯域とする弾性表面波フィルタを含む、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の受信装置。
  7. 　前記弾性波デバイスは、縦結合型弾性表面波フィルタを含む、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の受信装置。
  8. 　前記弾性波デバイスは、
    　互いに縦続接続された複数の移相回路を有し、
    　前記複数の移相回路のそれぞれの、入力信号に対する出力信号の位相回転量は９０°よりも小さい、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の受信装置。
  9. 　前記弾性波デバイスは、
    　複数の移相回路を有し、
    　前記複数の移相回路のそれぞれは、弾性表面波伝搬方向に配置された複数のＩＤＴ電極を有し、
    　前記複数の移相回路の少なくとの１つにおいて、隣り合う前記ＩＤＴ電極間で信号の位相が反転する、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の受信装置。
  10. 　前記弾性波は、弾性表面波、疑似弾性表面波、弾性境界波、および弾性板波のいずれかである、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の受信装置。
  11. 　高周波信号を処理する信号処理回路と、
    　前記信号処理回路とアンテナとの間で前記高周波信号を伝送する、請求項１～１０のいずれか１項に記載の受信装置と、を備える、
    　通信装置。
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