JPH09298477A - 短波受信機およびローパスフィルタ - Google Patents

短波受信機およびローパスフィルタ

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JPH09298477A
JPH09298477A JP8096069A JP9606996A JPH09298477A JP H09298477 A JPH09298477 A JP H09298477A JP 8096069 A JP8096069 A JP 8096069A JP 9606996 A JP9606996 A JP 9606996A JP H09298477 A JPH09298477 A JP H09298477A
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frequency
pass filter
circuit
low
capacitor
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JP8096069A
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Hiroshi Shirakawa
浩 白川
Koji Tomita
孝司 冨田
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Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
    • H03J5/242—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection used exclusively for band selection
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 短波受信機において、安価な構成で、イメー
ジ妨害などの特性を改善する。 【解決手段】 受信回路をダブルスーパーヘテロダイン
形式に構成する。高周波入力回路１１に、高周波増幅用
の増幅素子Ｑ11と、ローパスフィルタ２と、ハイパスフ
ィルタ４とを設ける。高周波入力回路１１に、ローパス
フィルタ２のカットオフ周波数を変更するためのスイッ
チング素子Ｑ12を設ける。ローパスフィルタ２およびハ
イパスフィルタ４により、受信帯域に対するバンドパス
特性を得る。スイッチング素子Ｑ12を、受信周波数に対
応してオン・オフ制御して通過帯域を切り換える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、短波受信機およ
びローパスフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば3ＭHz〜26.1ＭHzを受信帯域とす
るスーパーヘテロダイン方式の短波受信機において、高
周波入力回路に、その受信帯域を通過帯域とするバンド
パスフィルタを設け、その高周波入力回路を非同調方式
に構成することが考えられる。
【０００３】このように、高周波入力回路を非同調方式
に構成すると、同調方式に比べ、構成が簡単になる。ま
た、高周波入力回路と局部発振回路との間のトラッキン
グを取る必要がなくなるので、そのトラッキング調整が
不要になるとともに、トラッキングエラーによる感度偏
差を生じなくなる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、高周波入力
回路を非同調方式にすると、受信回路をダブルスーパー
ヘテロダイン方式（デュアルコンバージョン方式）に構
成した場合でも、その第１中間周波数を10.7ＭHzにする
と、第１中間周波回路を安価に構成することができる
が、イメージ妨害特性が悪くなってしまう。
【０００５】すなわち、周波数変換がアッパーヘテロダ
イン方式とすれば、受信周波数が例えば最低周波数３Ｍ
Hzの場合、そのイメージ周波数は、 ３ＭHz＋10.7ＭHz＋10.7ＭHz＝24.4ＭHz となり、これは受信帯域に含まれてしまうので、イメー
ジ妨害特性が悪くなってしまう。
【０００６】そこで、第１中間周波数を高くすることが
考えられるが、第１中間周波数を高くすると、第１局部
発振周波数を高くしなければならず、この結果、シンセ
サイザ方式の場合、その第１局部発振回路を構成するＰ
ＬＬのＶＣＯのＣ／Ｎが悪くなってしまう。また、第１
中間周波数を高くすると、第１中間周波フィルタ用のフ
ィルタ素子が特別なものとなり、高価になってしまう。
【０００７】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、アンテナからの放送波信号の供給される高周波
入力回路と、第１局部発振信号を形成する第１局部発振
回路と、上記高周波入力回路の出力信号を、上記第１局
部発振信号により第１中間周波信号に周波数変換する第
１ミキサ回路と、上記第１中間周波信号を、第２局部発
振信号により第２中間周波信号に周波数変換する第２ミ
キサ回路と、上記第２中間周波信号からもとの音声信号
を復調する復調回路とを有し、上記高周波入力回路は、
上記放送波信号の信号ラインに設けられた高周波増幅用
の増幅素子と、上記放送波信号の信号ラインに設けられ
たローパスフィルタと、上記放送波信号の信号ラインに
設けられたハイパスフィルタと、上記ローパスフィルタ
のカットオフ周波数を変更するためのスイッチング素子
とを有し、上記ローパスフィルタおよび上記ハイパスフ
ィルタにより、受信帯域に対するバンドパス特性を得る
とともに、上記スイッチング素子を、受信周波数に対応
してオン・オフ制御して上記バンドパス特性の通過帯域
を切り換えるようにした短波受信機とするものである。
【０００９】また、第１のコイルおよび第１のコンデン
サが並列接続された第１の並列回路と、第２のコイルお
よび第２のコンデンサが並列接続された第２の並列回路
とが、高周波信号ラインに直列接続され、上記第１およ
び第２の並列回路の接続点と、接地との間に、第３のコ
ンデンサが接続され、上記第２の並列回路の出力端と、
接地との間に、第４のコンデンサと、第３のコイルおよ
び第５のコンデンサの直列回路とが直列接続され、上記
第１および第２の並列回路と、上記第４のコンデンサお
よび上記直列回路の接続点との間に、スイッチング素子
が接続され、このスイッチング素子をオン・オフ制御す
ることにより、カットオフ周波数を切り換えるようにし
たローパスフィルタとするものである。
【００１０】したがって、受信周波数に対応して高周波
入力回路の通過帯域が切り換えられ、イメージ信号が阻
止される。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１において、例えばロッドアン
テナ１が、直流カット用のコンデンサＣ11を通じ、さら
に、コイルＬ11を通じてＦＥＴ（Ｑ11）のゲートに接続
されるとともに、コイルＬ11およびＦＥＴ（Ｑ11）のゲ
ートと、接地との間に、コンデンサＣ12と、スイッチン
グ用のトランジスタＱ12のコレクタ・エミッタ間が直列
接続される。
【００１２】この場合、トランジスタＱ12がオフのとき
には、コイルＬ11と、このコイルＬ11からＦＥＴ（Ｑ1
1）側を見たときの浮遊容量Ｃs（ＦＥＴ（Ｑ11）の入力
容量も含む）とにより、ローパスフィルタ２が構成され
るが、このローパスフィルタ２のカットオフ周波数が、
例えば26.1ＭHzとなるようにされる。
【００１３】また、トランジスタＱ12がオンのときに
は、コンデンサＣ12もローパスフィルタ２の一部として
作用し、そのカットオフ周波数は低くなるが、このとき
のカットオフ周波数は、例えば９ＭHzとなるようにされ
る。
【００１４】さらに、ＦＥＴ（Ｑ11）は、高周波アンプ
３を構成するものであり、このため、ＦＥＴ（Ｑ11）は
ソース接地とされるとともに、そのドレインと電源端子
Ｔ11との間に、コイルＬ12およびＬ13の直列回路と、コ
ンデンサＣ13との並列回路が接続される。また、コイル
Ｌ12に、スイッチング用のトランジスタＱ13のエミッタ
・コレクタが並列接続される。
【００１５】この場合、トランジスタＱ13がオンのとき
には、コイルＬ13およびコンデンサＣ13が共振回路を構
成してバンドパス特性を示し、トランジスタＱ13がオフ
のときには、コイルＬ12、Ｌ13およびコンデンサＣ13が
共振回路を構成してバンドパス特性を示すが、ここで
は、その高域側のカットオフ周波数が受信帯域に影響し
ないように設定され、ハイパスフィルタ４として作用す
るようにされる。
【００１６】そして、トランジスタＱ13がオンのときに
は、コイルＬ13およびコンデンサＣ13によるハイパスフ
ィルタ４のカットオフ周波数が、例えば９ＭHzとなるよ
うにされる。また、トランジスタＱ13がオフのときに
は、コイルＬ12、Ｌ13およびコンデンサＣ13によるハイ
パスフィルタ４のカットオフ周波数が、例えば３ＭHzと
なるようにされる。
【００１７】したがって、ローパスフィルタ２と、アン
プ３と、ハイパスフィルタ４とによりバンドパスアンプ
形式の高周波入力回路１１が構成されることになる。そ
して、アンテナ１により受信された放送波信号のうち、
受信帯域の信号だけが、ＦＥＴ（Ｑ11）により増幅され
てハイパスフィルタ４から取り出される。
【００１８】そして、この取り出された放送波信号が、
第１ミキサ回路１２に供給されるとともに、第１局部発
振回路１３から、目的とする受信周波数よりも所定の周
波数だけ高い周波数の第１局部発振信号、例えば10.7Ｍ
Hzだけ高い周波数の第１局部発振信号が取り出され、こ
の第１局部発振信号がミキサ回路１２に供給され、高周
波入力回路１１からの出力信号のうち、目的とする周波
数の放送波信号が、周波数が例えば10.7ＭHzの第１中間
周波信号に周波数変換される。
【００１９】そして、この第１中間周波信号が、中間周
波フィルタおよびアンプを有する第１中間周波回路１４
を通じて第２ミキサ回路１５に供給されるとともに、第
２局部発振回路１６から、所定の周波数だけ高い周波数
の第２局部発振信号、例えば第１中間周波数よりも450
ｋHzだけ高い周波数の第２局部発振信号が取り出され、
この第２局部発振信号が第２ミキサ回路１５に供給さ
れ、第１中間周波信号は、周波数が例えば450ｋHzの第
２中間周波信号に周波数変換される。
【００２０】さらに、この第２中間周波信号が、中間周
波フィルタおよびアンプを有する第２中間周波回路１７
を通じてＡＭ復調回路１８に供給されてもとの音声信号
が復調され、この音声信号が端子１９に取り出される。
【００２１】そして、この場合、この受信機において
は、その選局方式が周波数シンセサイザ方式とされてい
るもので、このため、第１局部発振回路１３がＰＬＬに
より構成されるとともに、マイクロコンピュータ２０が
設けられる。そして、操作キー２１を操作すると、マイ
クロコンピュータ２０により、そのＰＬＬ（第１局部発
振回路）１３の可変分周回路の分周比が制御されて第１
局部発振信号の周波数が制御され、この結果、受信周波
数がそのキー操作に対応して変更される。
【００２２】さらに、このとき、マイクロコンピュータ
２０から制御信号ＳLHが取り出され、この信号ＳLHがト
ランジスタＱ12、Ｑ13のベースに供給される。この場
合、制御信号ＳLHは、第１局部発振信号の周波数に対応
して、すなわち、受信周波数に対応して変化するもので
あり、受信周波数が、例えば、 ３ＭHz〜９ＭHzのとき、ＳLH＝“１” ９ＭHz〜26.1ＭHzのとき、ＳLH＝“０” となるものである。
【００２３】このような構成によれば、ＳLH＝“１”の
場合には、トランジスタＱ12はオンであり、コンデンサ
Ｃ12が有効となるので、ローパスフィルタ２のカットオ
フ周波数は９ＭHzとなる。また、ＳLH＝“１”なので、
トランジスタＱ13はオフであり、コイルＬ12が有効とな
って、ハイパスフィルタ４のカットオフ周波数は３ＭHz
となる。
【００２４】したがって、高周波入力回路１１は、バン
ドパスアンプとして動作するとともに、図２Ａに示すよ
うに、その通過帯域は３ＭHz〜９ＭHzとなり、この通過
帯域の放送波信号だけが増幅されて第２ミキサ回路１２
に供給される。
【００２５】したがって、ＳLH＝“１”の場合には、３
ＭHz〜９ＭHzの放送波信号を受信することができる。
【００２６】一方、ＳLH＝“０”の場合には、トランジ
スタＱ12はオフであり、コンデンサＣ12が無効となるの
で、ローパスフィルタ２のカットオフ周波数は26.1ＭHz
となる。また、ＳLH＝“０”なので、トランジスタＱ13
はオンであり、コイルＬ12が無効となって、ハイパスフ
ィルタ４のカットオフ周波数は９ＭHzとなる。
【００２７】したがって、高周波入力回路１１は、バン
ドパスアンプとして動作するとともに、図２Ｂに示すよ
うに、その通過帯域は９ＭHz〜26.1ＭHzとなり、この通
過帯域の放送波信号だけが増幅されて第２ミキサ回路１
２に供給される。
【００２８】したがって、ＳLH＝“０”の場合には、９
ＭHz〜26.1ＭHzの放送波信号を受信することができる。
【００２９】こうして、上述の高周波入力回路１１によ
れば、３ＭHz〜26.1ＭHzの放送波信号を受信することが
できるが、最も低い周波数である３ＭHzの放送波信号を
受信するとき、その第１局部発振周波数は13.7ＭHz（＝
３ＭHz＋10.7ＭHz）となり、このときのイメージ信号の
周波数は24.4ＭHz（＝13.7ＭHz＋10.7ＭHz）となる。
【００３０】しかし、このイメージ信号の周波数は、３
ＭHzの放送波信号を受信しているときの高周波入力回路
１１の通過帯域（図２Ａ）に含まれない。また、他の周
波数についても同様であり、イメージ信号の周波数が、
高周波入力回路１１の通過帯域に含まれない。したがっ
て、第１中間周波数が、10.7ＭHzという低い周波数であ
ってもイメージ妨害特性を改善することができる。ま
た、スプリアス妨害特性も改善することができる。
【００３１】しかも、その場合、第１中間周波数を例え
ば10.7ＭHzとすることができるので、第１中間周波回路
１４を安価に構成することができる。
【００３２】また、第１中間周波数を例えば10.7ＭHzと
低くすることができるので、第１局部発振周波数を低く
することができ、この結果、シンセサイザ方式の場合、
その第１局部発振回路を構成するＰＬＬのＶＣＯのＣ／
Ｎを改善することができる。さらに、トラッキング調整
の必要がない。
【００３３】図３に示す高周波入力回路１１において
は、トランジスタＱ12、Ｑ13の代わりに、スイッチング
素子としてダイオードＤ12、Ｄ13が接続された場合であ
る。なお、コンデンサＣ14は直流カット用である。
【００３４】したがって、この回路においても、ＳLH＝
“１”の場合には、ダイオードＤ12がオン、ダイオード
Ｄ13がオフとなって３ＭHz〜９ＭHzが通過帯域となる。
また、ＳLH＝“０”の場合には、ダイオードＤ12がオ
フ、ダイオードＤ13がオンとなって９ＭHz〜26.1ＭHzが
通過帯域となる。
【００３５】そして、この高周波入力回路１１において
も、第１中間周波数が、10.7ＭHzという低い周波数であ
ってもイメージ妨害特性を改善することができる。ま
た、スプリアス妨害特性も改善することができる。さら
に、第１中間周波回路１４を安価に構成することができ
る。また、第１局部発振周波数を低くすることができ、
この結果、シンセサイザ方式の場合、その第１局部発振
回路を構成するＰＬＬのＶＣＯのＣ／Ｎを改善すること
ができる。さらに、トラッキング調整の必要がない。
【００３６】図４に示す高周波入力回路１１において
は、通過帯域の低域側のカットオフ特性を、ＦＥＴ（Ｑ
11）の入力側で得るようにした場合である。
【００３７】すなわち、コンデンサＣ11およびコイルＬ
11の接続中点と、接地との間に、コイルＬ14と、スイッ
チング用のトランジスタＱ14のコレクタ・エミッタ間と
が直列接続され、そのベースにインバータＱ15を通じて
信号ＳLHが供給される。
【００３８】この場合、トランジスタＱ14がオンになる
と、コンデンサＣ11およびコイルＬ14によりハイパスフ
ィルタ５が構成されるが、そのカットオフ周波数は例え
ば９ＭHzとされる。
【００３９】また、ハイパスフィルタ４は、コンデンサ
Ｃ13およびコイルＬ15の共振回路により構成されるとと
もに、そのカットオフ周波数は例えば３ＭHzとされる。
【００４０】このような構成によれば、ＳLH＝“１”の
場合には、トランジスタＱ12はオンであり、コンデンサ
Ｃ12が有効となるので、ローパスフィルタ２のカットオ
フ周波数は９ＭHzとなる。また、ＳLH＝“１”なので、
トランジスタＱ14はオフであり、ハイパスフィルタ５は
作用しない。さらに、ハイパスフィルタ４のカットオフ
周波数は３ＭHzとなっている。
【００４１】したがって、高周波入力回路１１は、バン
ドパスアンプとして動作するとともに、図２Ａに示すよ
うに、その通過帯域は３ＭHz〜９ＭHzとなり、この通過
帯域の放送波信号だけが増幅されて第２ミキサ回路１２
に供給される。
【００４２】したがって、ＳLH＝“１”の場合には、３
ＭHz〜９ＭHzの放送波信号を受信することができる。
【００４３】一方、ＳLH＝“０”の場合には、トランジ
スタＱ12はオフであり、コンデンサＣ12が無効となるの
で、ローパスフィルタ２のカットオフ周波数は26.1ＭHz
となる。また、ＳLH＝“０”なので、トランジスタＱ14
はオンであり、ハイパスフィルタ５が有効となるととも
に、そのカットオフ周波数は９ＭHzである。
【００４４】したがって、高周波入力回路１１は、バン
ドパスアンプとして動作するとともに、図２Ｂに示すよ
うに、その通過帯域は９ＭHz〜26.1ＭHzとなり、この通
過帯域の放送波信号だけが増幅されて第２ミキサ回路１
２に供給される。
【００４５】したがって、ＳLH＝“０”の場合には、９
ＭHz〜26.1ＭHzの放送波信号を受信することができる。
【００４６】図５に示す高周波入力回路１１は、図４に
示す高周波入力回路１１におけるトランジスタＱ12に代
えて、スイッチング用のダイオードＤ14を使用するよう
にした場合である。なお、コンデンサＣ15、Ｃ16は直流
カット用である。また、 ３ＭHz〜９ＭHzのとき、ＱLH＝“０” ９ＭHz〜26.1ＭHzのとき、ＱLH＝“１” となるようにされる。
【００４７】そして、ＱLH＝“０”の場合には、トラン
ジスタＱ14がオフなので、ダイオードＤ14もオフであ
る。したがって、コイルＬ16、Ｌ11および浮遊容量Ｃs
によりローパスフィルタ２が構成されるとともに、あら
かじめコイルＬ16、Ｌ11の値を選択しておくことによ
り、そのローパスフィルタ２のカットオフ周波数は例え
ば９ＭHzとされる。また、このとき、ハイパスフィルタ
４のカットオフ周波数は３ＭHzとなっている。
【００４８】したがって、ＱLH＝“０”の場合には、通
過帯域が３ＭHz〜９ＭHzとなる。
【００４９】一方、ＱLH＝“１”の場合には、トランジ
スタＱ14がオンなので、コンデンサＣ11およびコイル14
によりハイパスフィルタ５が構成されるとともに、あら
かじめコンデンサＣ11およびコイルＬ14の値を選択して
おくことにより、そのハイパスフィルタ５のカットオフ
周波数は例えば９ＭHzとされる。
【００５０】また、トランジスタＱ14がオンとなるの
で、ダイオードＤ14もオンとなり、コイルＬ16はシャン
トされて無効となる。したがって、コイルＬ11および浮
遊容量Ｃsにより、ローパスフィルタ２が構成されると
ともに、そのカットオフ周波数は例えば26.1ＭHzとされ
る。
【００５１】したがって、ＱLH＝“１”の場合には、通
過帯域が９ＭHz〜26.1ＭHzとなる。
【００５２】ところで、上述の高周波入力回路１１にお
いて、マイクロコンピュータ２０の出力ポートに余裕が
ない場合には、制御信号ＳLHをマイクロコンピュータ２
０から得ることができないことがある。
【００５３】そこで、図６に示す回路は、第１局部発振
回路１３がＰＬＬにより構成されている場合、マイクロ
コンピュータ２０の出力ポートを使用しないで、制御信
号ＳLHを得るようにした場合である。
【００５４】すなわち、ＰＬＬ（第１局部発振回路）１
３として、ＶＣＯ３１〜ローパスフィルタ３５が設けら
れ、ＶＣＯ３１の発振信号が、第１ミキサ回路１２に第
１局部発振信号として供給されるとともに、可変分周回
路３２に供給されて１／Ｎの周波数に分周され、その分
周信号が位相比較回路３３に供給される。また、発振回
路３４から基準となる所定の周波数の発振信号が取り出
され、この発振信号が比較回路３３に基準信号として供
給される。
【００５５】そして、比較回路３３の比較出力がローパ
スフィルタ３５に供給され、発振回路３４からの発振信
号に対して、分周回路３２からの分周信号の位相ないし
周波数の誤差に対応してレベルの変化する直流電圧Ｖ35
が取り出され、この直流電圧Ｖ35が、ＶＣＯ３１の共振
回路を構成する可変容量ダイオードＤ31にその制御電圧
として供給される。また、マイクロコンピュータ２０に
より分周回路３２の分周比Ｎが設定される。
【００５６】したがって、定常時には、分周回路３２か
らの分周信号と、発振回路３４からの発振信号とは周波
数が等しいので、ＶＣＯ３１の発振信号、すなわち、第
１局部発振信号は、分周比Ｎに対応した周波数となり、
この分周Ｎを変更することにより受信周波数を変更する
ことができる。
【００５７】そして、このとき、直流電圧Ｖ35は、ＶＣ
Ｏ３１の発振周波数に対応して変化するので、受信周波
数に対応して変化する。そこで、この直流電圧Ｖ35が電
圧比較回路４１に比較入力として供給されるとともに、
ポテンショメータVRから、受信周波数が例えば９ＭHzの
ときの直流電圧Ｖ35のレベルに等しいレベルの電圧ＶLH
が取り出され、この電圧ＶLHが比較回路４１に基準電圧
として供給される。
【００５８】したがって、比較回路４１からは、例え
ば、受信周波数が３ＭHz〜９ＭHzのときには“１”とな
り、９ＭHz〜26.1ＭHzのときには“０”となる制御信号
ＳLHを得ることができる。
【００５９】図１などにおいては、高周波入力回路１１
が、ローパスフィルタ２→高周波アンプ３→ハイパスフ
ィルタ４の信号ラインにより構成されている場合である
が、図７においては、逆に、高周波入力回路１１が、ハ
イパスフィルタ５→高周波アンプ３→ローパスフィルタ
６の信号ラインにより構成されている場合である。
【００６０】すなわち、図７の受信機においては、アン
テナ１により受信された放送波信号が、ハイパスフィル
タ５を通じてＦＥＴ（Ｑ11）のゲートに供給される。こ
の場合、ハイパスフィルタ５は、受信帯域以上、すなわ
ち、３ＭHz以上を通過帯域とするとともに、その周波数
特性は固定とされている。また、ＦＥＴ（Ｑ11）は高周
波アンプ３を構成するものであり、そのソースが接地さ
れ、そのドレインが抵抗器Ｒ11を通じて電源端子Ｔ11に
接続されてソース接地とされている。
【００６１】さらに、このＦＥＴ（Ｑ11）のドレイン
に、ローパスフィルタ６が接続される。すなわち、ＦＥ
Ｔ（Ｑ11）のドレインが、コイルＬ61およびコンデンサ
Ｃ61の並列回路→コイルＬ62およびコンデンサＣ62の並
列回路→直流カット用のコンデンサＣ21の信号ラインを
通じてＦＥＴ（Ｑ21）のゲートに接続され、素子Ｌ61、
Ｃ61、Ｌ62、Ｃ62の接続点と、接地との間に、コンデン
サＣ63が接続される。さらに、素子Ｌ62、Ｃ62、Ｃ21の
接続点と、接地との間に、コンデンサＣ64と、コイルＬ
63と、コンデンサＣ65とが直列接続される。
【００６２】また、素子Ｌ61〜Ｃ62、Ｃ63の接続点が、
スイッチング用のダイオードＤ61を通じて、素子Ｃ64、
Ｌ63の接続点に接続されるとともに、この接続点と、接
地との間に、バッファ用の抵抗器Ｒ61と、スイッチング
用のトランジスタＱ61のコレクタ・エミッタ間が直列接
続される。
【００６３】なお、上記の仕様の場合、一例として、 Ｌ61＝3.3μＨ Ｌ62＝4.7μＨ Ｌ63＝１μＨ Ｃ61＝３ｐＦ Ｃ62＝２ｐＦ Ｃ63＝13ｐＦ Ｃ64＝６ｐＦ Ｃ65＝24ｐＦ である。
【００６４】さらに、ＦＥＴ（Ｑ21）は第１ミキサ回路
１２を構成するものであり、ソース接地とされるととも
に、そのソースにＰＬＬ１３から第１局部発振信号が供
給され、そのドレインに第１中間周波回路１４の初段の
中間周波トランスＭ41が接続される。
【００６５】さらに、マイクロコンピュータ２０から第
１局部発振回路を構成するＰＬＬ１３の可変分周回路
に、その分周比のデータが供給されて第１局部発振信号
の周波数が制御される。こうして、ＦＥＴ（Ｑ21）にお
いて、第１局部周波数よりも第１中間周波数だけ周波数
の低い周波数の放送波信号が、第１中間周波信号に周波
数変換され、この信号が第１中間周波トランスＭ41から
取り出される。
【００６６】そして、図示はしないが、以後、図１にお
いて説明したように、第１中間周波トランスＭ41から取
り出された第１中間周波信号は、第２中間周波信号（第
２中間周波数は、例えば450ｋHz）に周波数変換され、
その第２中間周波信号から音声信号が復調される。
【００６７】また、このとき、マイクロコンピュータ２
０から受信周波数に対応してレベルの変化する制御信号
ＳLH、すなわち、受信周波数が、例えば、 ３ＭHz〜17ＭHzのとき、ＳLH＝“１” 17ＭHz〜26.1ＭHzのとき、ＳLH＝“０” となる制御信号ＳLHが取り出され、この信号ＳLHがトラ
ンジスタＱ61のベースに供給される。
【００６８】このような構成によれば、受信周波数が17
ＭHzよりも高い場合には、ＳLH＝“０”なので、トラン
ジスタＱ61はオフであり、これによりダイオードＤ61も
オフである。
【００６９】したがって、ローパスフィルタ６は、等価
的に図８Ａに示すような接続となり、このときの周波数
特性は図８Ｃに曲線６Ａで示す特性、すなわち、カット
オフ周波数が例えば26.1ＭHzの特性となる。なお、この
とき、素子Ｃ64、Ｌ63、Ｃ65は、ローパスフィルタ６の
本来の動作から見れば不要であるとともに、共振回路を
構成しているが、その共振周波数は、このときのカット
オフ周波数よりも十分に高いので、素子Ｃ64、Ｌ63、Ｃ
65が接続されていても、問題はない。
【００７０】したがって、この曲線６Ａの特性により、
受信周波数が高い場合のイメージ信号を除去することが
できる。
【００７１】一方、受信周波数が17ＭHzよりも低い場合
には、ＳLH＝“１”なので、トランジスタＱ61はオンで
あり、これによりダイオードＤ61もオンである。
【００７２】したがって、ローパスフィルタ６は、等価
的に図８Ｂに示すような接続となり、コイルＬ63および
コンデンサＣ65がコンデンサＣ63に並列接続されるとと
もに、コンデンサＣ64がコイルＬ62およびコンデンサＣ
62に並列接続されるので、共振周波数が低くなり、この
ときの周波数特性は図８Ｃに曲線６Ｂで示す特性、すな
わち、カットオフ周波数が例えば17ＭHzの特性となる。
なお、このとき、コイルＬ61およびコンデンサＣ61によ
る共振は、カットオフ周波数に無関係である。
【００７３】したがって、この曲線６Ｂの特性により、
受信周波数が低い場合のイメージ信号を除去することが
できる。
【００７４】こうして、図７の受信機においても、イメ
ージ周波数が受信帯域外となる場合はもちろんのこと、
受信帯域内となるような受信周波数であっても、そのイ
メージ信号を除去することができる。しかも、そのため
の構成は、図７にも示すように、部品点数が少なく、コ
ストの低減をはかることができる。
【００７５】図９は、ダイオードＤ61のオン・オフ制御
の他の方法を示すもので、ローパスフィルタ６のカット
オフ周波数を決定する素子は、高周波信号的には、図７
のローパスフィルタ６と同様に接続される。
【００７６】そして、ダイオードＤ61のカソードが抵抗
器Ｒ62を通じてプルダウンされ、アノードが抵抗器Ｒ6
3、Ｒ64を通じてプルアップされるとともに、このプル
アップがトランジスタＱ61により制御される。なお、制
御信号ＳLHのレベルと受信周波数との関係は、図７の場
合と逆にされる。
【００７７】したがって、この図９のローパスフィルタ
６においても、図７のローパスフィルタ６と同様にイメ
ージ信号を除去することができる。
【００７８】なお、図１および図３の回路において、コ
イルＬ12、Ｌ13を、コイルＬ15のように１つのコイルと
し、そのタップにトランジスタＱ13のエミッタあるいは
ダイオードＤ13を接続することもできる。
【００７９】また、上述においては、第１局部発振回路
１３をＰＬＬにより構成して周波数シンセサイザ方式と
したが、可変コンデンサ、すなわち、いわゆるバリコン
とコイルとにより共振回路を構成する発振回路とするこ
ともでき、その場合には、バリコンに連動してスイッチ
をオン・オフさせることにより、制御信号ＳLHを形成す
ればよい。
【００８０】
【発明の効果】この発明によれば、第１中間周波数が低
い周波数であってもイメージ妨害特性を改善することが
できる。また、スプリアス妨害特性も改善することがで
きる。さらに、第１中間周波回路を安価に構成すること
ができる。また、第１局部発振周波数を低くすることが
でき、第１局部発振回路を構成するＰＬＬのＶＣＯのＣ
／Ｎを改善することができる。さらに、トラッキング調
整の必要がない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す接続図である。
【図２】この発明の一形態の特性を示す図である。
【図３】この発明の他の形態の要部を示す接続図であ
る。
【図４】この発明の他の形態の要部を示す接続図であ
る。
【図５】この発明の他の形態の要部を示す接続図であ
る。
【図６】この発明の他の形態の一部を示す接続図であ
る。
【図７】この発明の他の形態の要部を示す接続図であ
る。
【図８】この発明を説明するための図である。
【図９】この発明の他の形態の要部を示す接続図であ
る。
【符号の説明】 １…アンテナ、２…ローパスフィルタ、３…高周波アン
プ、４…ハイパスフィルタ、５…ハイパスフィルタ、６
…ローパスフィルタ、１１…高周波入力回路、１２…第
１ミキサ回路、１３…第１局部発振回路、１４…第１中
間周波回路、１５…第２ミキサ回路、１６…第２局部発
振回路、１７…第２中間周波回路、１８…ＡＭ復調回
路、２０…マイクロコンピュータ、２１…操作キー

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】アンテナからの放送波信号の供給される高
    周波入力回路と、 第１局部発振信号を形成する第１局部発振回路と、 上記高周波入力回路の出力信号を、上記第１局部発振信
    号により第１中間周波信号に周波数変換する第１ミキサ
    回路と、 上記第１中間周波信号を、第２局部発振信号により第２
    中間周波信号に周波数変換する第２ミキサ回路と、 上記第２中間周波信号からもとの音声信号を復調する復
    調回路とを有し、 上記高周波入力回路は、 上記放送波信号の信号ラインに設けられた高周波増幅用
    の増幅素子と、 上記放送波信号の信号ラインに設けられたローパスフィ
    ルタと、 上記放送波信号の信号ラインに設けられたハイパスフィ
    ルタと、 上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を変更するた
    めのスイッチング素子とを有し、 上記ローパスフィルタおよび上記ハイパスフィルタによ
    り、受信帯域に対するバンドパス特性を得るとともに、 上記スイッチング素子を、受信周波数に対応してオン・
    オフ制御して上記バンドパス特性の通過帯域を切り換え
    るようにした短波受信機。
  2. 【請求項２】請求項１に記載の短波受信機において、 上記ローパスフィルタは、上記高周波増幅用の増幅素子
    の前段に設けられ、 上記ハイパスフィルタは、上記高周波増幅用の増幅素子
    の次段に設けられ、 上記高周波入力回路は、 上記ハイパスフィルタのカットオフ周波数を変更するた
    めの別のスイッチング素子を有し、 上記ローパスフィルタおよび上記ハイパスフィルタの各
    スイッチング素子を、受信周波数に対応してオン・オフ
    制御して上記バンドパス特性の通過帯域を切り換えるよ
    うにした短波受信機。
  3. 【請求項３】請求項２に記載の短波受信機において、 上記ローパスフィルタは、上記アンテナと、上記増幅素
    子の入力端子との間の信号ラインに接続されたコイルお
    よびコンデンサにより構成され、 上記ハイパスフィルタは、上記増幅素子の出力端子に接
    続されたコイルおよびコンデンサにより構成されるよう
    にした短波受信機。
  4. 【請求項４】請求項２に記載の短波受信機において、 上記第１局部発振回路がＰＬＬにより構成され、 このＰＬＬにおける発振周波数の制御電圧と、基準電圧
    とを電圧比較する電圧比較回路を有し、 この電圧比較回路の比較出力により、上記各スイッチン
    グ素子を制御するようにした短波受信機。
  5. 【請求項５】請求項１に記載の短波受信機において、 上記ローパスフィルタは、上記高周波増幅用の増幅素子
    の次段に設けられ、 上記ハイパスフィルタは、上記高周波増幅用の増幅素子
    の前段に設けられるようにした短波受信機。
  6. 【請求項６】請求項５に記載の短波受信機において、 上記ローパスフィルタは、 第１のコイルおよび第１のコンデンサが並列接続された
    第１の並列回路と、第２のコイルおよび第２のコンデン
    サが並列接続された第２の並列回路とが、放送波の信号
    ラインに直列接続され、 上記第１および第２の並列回路の接続点と、接地との間
    に、第３のコンデンサが接続され、 上記第２の並列回路の出力端と、接地との間に、第４の
    コンデンサと、第３のコイルおよび第５のコンデンサの
    直列回路とが直列接続され、 上記第１および第２の並列回路と、上記第４のコンデン
    サおよび上記直列回路の接続点との間に、上記スイッチ
    ング素子が接続されて構成され、 このスイッチング素子をオン・オフ制御することによ
    り、上記ローパスフィルタのカットオフ周波数を切り換
    えるようにした短波受信機。
  7. 【請求項７】請求項６に記載の短波受信機において、 受信周波数が低い場合に、上記スイッチング素子がオン
    となり、上記受信周波数が高い場合に、上記スイッチン
    グ素子がオフとなるように、上記受信周波数に連動し
    て、上記スイッチング素子のオン・オフを制御するよう
    にした短波受信機。
  8. 【請求項８】第１のコイルおよび第１のコンデンサが並
    列接続された第１の並列回路と、第２のコイルおよび第
    ２のコンデンサが並列接続された第２の並列回路とが、
    高周波信号ラインに直列接続され、 上記第１および第２の並列回路の接続点と、接地との間
    に、第３のコンデンサが接続され、 上記第２の並列回路の出力端と、接地との間に、第４の
    コンデンサと、第３のコイルおよび第５のコンデンサの
    直列回路とが直列接続され、 上記第１および第２の並列回路と、上記第４のコンデン
    サおよび上記直列回路の接続点との間に、スイッチング
    素子が接続され、 このスイッチング素子をオン・オフ制御することによ
    り、カットオフ周波数を切り換えるようにしたローパス
    フィルタ。
  9. 【請求項９】請求項８に記載のローパスフィルタにおい
    て、 上記高周波信号ラインが、スーパーヘテロダイン方式の
    受信機のアンテナ入力回路と、ミキサ回路との間の高周
    波信号ラインであるようにしたローパスフィルタ。
  10. 【請求項１０】請求項９に記載のローパスフィルタにお
    いて、 受信周波数が低い場合に、上記スイッチング素子がオン
    となり、上記受信周波数が高い場合に、上記スイッチン
    グ素子がオフとなるように、上記受信周波数に連動し
    て、上記スイッチング素子のオン・オフを制御するよう
    にしたローパスフィルタ。
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