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Diese
Erfindung betrifft im allgemeinen eine personenbezogene Kommunikationsvorrichtung
mit Global-Positioning-System-Empfängereinrichtungen, die über ein
Taktsignal getaktet werden, das von einer Taktquelle erhalten wird,
die mit CMDA-basiertem Funk gemeinsam genutzt wird. Insbesondere schafft
die Erfindung einen Fractional-N-Synthesizer, der
ein Rückkopplungssignal
zum Steuern einer Oszillatorsignalausgangsfrequenz bereitstellt.
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Personenbezogene
Kommunikationsvorrichtungen mit Global-Positioning(GPS)-Tauglichkeit werden
immer beliebter. Bei diesen Vorrichtungen müssen Schaltungen und Bauteile,
die für
die Bereitstellung der Global-Positioning-Tauglichkeit erforderlich
sind, das gleiche Gehäuse
und den gleichen Platinenumfang mit den Schaltungen und Bauteilen
gemeinsam nutzen, die dafür
angefertigt worden sind, um beispielsweise Mobiltelephontauglichkeit
bereitstellen zu können.
Ferner werden Schaltungen und Bauteile für sowohl GPS-Tauglichkeit als
auch für Mobiltelephontauglichkeit
von der gleichen Stromquelle mit Strom versorgt, normalerweise über eine Platinenbatterie.
Obwohl die Batterietechnologie verbessert wird, ist es typisch,
dass mit zunehmendem Stromverbrauch einer Vorrichtung die physische
Größe der Batterie,
die für
die Bereitstellung einer bestimmten Betriebszeit erforderlich ist,
größer wird.
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Die
Nachfrage nach kleineren, kompakteren personenbezogenen Kommunikationsvorrichtungen nimmt
zu. Gleichzeitig mit dieser zunehmenden Nachfrage nach Kompaktheit
erfolgt die Nachfrage nach Vorrichtungen, die eine verbesserte Funktionalität und Tauglichkeit
bieten. Mit Zunahme von Funktionalität und Tauglichkeit steigt normalerweise
auch der Bedarf an Strom und am Schaltungsumfang innerhalb der personenbezogenen
Kommunikationsvorrichtung.
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Bei
personenbezogenen Kommunikationsvorrichtungen wie bei der im Blockdiagramm
in 1 gezeigten, bei der eine personenbezogene Kommunikationsvorrichtung
gegeben ist, die einen Global-Positioning(GPS)-Empfänger 100 und
eine CDMA-basierte (code division multiple access) Telekommunikationsvorrichtung 200 enthält, werden
separate Taktquellen (Oszillatoren) normalerweise dem GPS-Empfänger 100 und
der CDMA-Vorrichtung 200 zugeordnet. Insbesondere enthält der GPS-Empfänger 100 einen
zugeordneten Oszillator 101, während die CDMA-Vorrichtung 200 einen
zugeord neten Oszillator 201 enthält. Jeder der Oszillatoren 101 und 201 liefert
dem jeweiligen Schaltkreis, dem er zugeordnet ist, ein Taktsignal.
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2 zeigt
einen GPS-Empfänger 100,
der einen Oszillator 101 enthält. Der Oszillator 101 liefert dem
Phasenkomparator 146 ein Signal einer speziellen Frequenz.
Der Phasenkomparator 146 erhält auch einen Eingang vom Frequenzteiler 136 und
gibt ein Signal an den Schleifenfilter 145 aus. Der Schleifenfilter 145 liefert
ein Signal an den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 115,
der ein Ausgangssignal erzeugt, dessen Frequenz durch den Signaleingang
vom Schleifenfilter 145 bedingt ist. Das Signal vom spannungsgesteuerten
Oszillator VCO 115 wird dem Mischer 110 zugeführt, wo
es mit einem Funkfrequenzsignal (RF) vom Verstärker mit niedrigem Eigenrauschen
(LNA) 105 kombiniert wird, um ein erstes Zwischenfrequenzsignal
(IF) S1 zu erzeugen. Dieses erste Zwischenfrequenzsignal S1 wird
an den variablen Verstärker 112 und
dann den Mischer 120 und den Mischer 121 geliefert.
Im Mischer 120 wird das Signal S1 mit einem Signal S2 vom
Frequenzteiler 130 kombiniert, um ein phasengleiches zweites Zwischenfrequenz-Ausgangssignal
S3 zu erzeugen. Im Mischer 121 wird das Signal S1 mit einem
Signal S4 vom Frequenzteiler 130 kombiniert, um ein vierphasiges
zweites Zwischenfrequenz-Ausgangssignal S5 zu erzeugen. Das Signal
S3 wird an den Komparator und A/D-Prozessor 125 geliefert,
um ein digitalisiertes Signal I für die Ausgabe an den GPS-Basisbandabschnitt 150 zu
erzeugen. Das Signal S5 wird an den Komparator und A/D-Prozessor 126 geliefert,
um ein digitalisiertes Signal Q für die Ausgabe an den GPS-Basisbandabschnitt 150 zu
erzeugen. Der Frequenzteiler 130 liefert sein Ausgangssignal S4
auch an den Frequenzteiler 135 und den Frequenzteiler 136.
Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 115 wird
ebenfalls an den Frequenzteiler 130 geliefert. Der Frequenzteiler 130 gibt
ein Signal S5 aus, das vom Mischer 121 mit einem Signal
S1 gemischt wird, um ein Signal S4 zu erzeugen.
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Da
zwei separate Oszillatoren innerhalb der gleichen personenbezogenen
Kommunikationsvorrichtung 10 vorgesehen sind, wird ein
Umfang für
gedruckte und/oder integrierte Schaltungen bereitgestellt, um jeden
der Oszillatoren unterzubringen, und der Stromverbrauch von zwei
Oszillatoren ist höher als
der von einem Oszillator. Folglich besteht in der Industrie ein
unausgesprochenes Bedürfnis,
sich den vorstehend genannten Nachteilen und Unzulänglichkeiten
zuzuwenden.
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Die
US 5,841,396 und
US 6,041,222 offenbaren
jeweils eine personenbezogene Kommunikationsvorrichtung, mit einer
Telekommunikationseinheit, einem Global-Positioning-System(GPS)-Empfänger und
einer Taktquelle zum Liefern eines gemeinsamen Taktsignals an den
GPS-Empfänger
und die Telekommunikationseinheit. Die
US 5,481,396 offenbart in
6B und der entsprechenden Beschreibung
in Spalte 14, beginnend mit Zeile 10, dass ein gemeinsames Taktsignal
von der Taktquelle als eine Referenzfrequenz an einen Frequenz-Synthesizer
in einem GPS-Abwärtswandler
im GPS-Empfänger geschickt
wird. Der Frequenz-Synthesizer erzeugt Eingänge für zwei lokale Oszillatoren
im GPS-System. Der Ausgang des einen dieser beiden lokalen Oszillatoren
wird in die erste Stufe einer Funk-/Zwischenfrequenz-Abwärtswandlung
eingegeben und wird in einer Rückkopplungsschleife
auch dem Frequenz-Synthesizer geliefert.
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte personenbezogene
Telekommunikationsvorrichtung zu schaffen, die sowohl Global-Positioning-System(GPS)-
als auch Telekommunikationseinrichtungen aufweist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Vorrichtung und ein Verfahren jeweils nach
den Ansprüchen
1 und 8 erreicht.
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Weitere
Entwicklungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gegeben.
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Weitere
Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile der Erfindung sind oder
werden dem Fachmann nach Prüfung
der nachfolgenden Figuren und der detaillierten Beschreibung ersichtlich.
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Die
Erfindung ist mit Bezug auf die nachfolgenden Figuren besser verständlich.
Die Bauteile in den Figuren sind nicht unbedingt maßstabsgerecht, sondern
es ist stattdessen Wert darauf gelegt worden, die Prinzipien der
Erfindung klar darzustellen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugsziffern
der verschiedenen Ansichten entsprechende Teile.
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1 ist
ein Blockdiagramm einer typischen personenbezogenen Kommunikationsvorrichtung;
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2 ist
ein schematisches Diagramm eines GPS-Empfängers;
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3 ist
ein Blockdiagramm der Erfindung;
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4 ist
ein schematisches Diagramm einer erfindungsgemäßen personenbezogenen Kommunikationsvorrichtung;
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5 ist
ein schematisches Diagramm eines Fractional-N-Synthesizers;
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6 ist
eine detaillierte Beschreibung einer Ausführungsform einer Phasenkompensationsschaltung
und einer On-Chip-Tuning-Schaltung;
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7 ist
ein Taktdiagramm, das das Verhältnis
zwischen Signalen des Frequenz-Synthesizers in Relation zu den Signalen
der Kompensationsschaltung darstellt; und
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8 ist
ein Diagramm, das eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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Die
Erfindung soll eine personenbezogene Kommunikationsvorrichtung 10 mit
Global-Positioning-System(GPS)-Tauglichkeit
schaffen. Die Erfindung soll eine personenbezogene Kommunikationsvorrichtung 10 schaffen,
bei der ein einzelner Oszillator 201 als Taktquelle sowohl
für eine
Mobiltelephonschaltung 200 als auch eine Global-Positioning-System(GPS)-Schaltung 100 wirkt.
Die GPS-Schaltung 100 enthält Fractional-Synthesizereinrichtungen
zum Steuern der Erzeugung der Frequenz von Signalen auf Basis des
Oszillators 201.
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3 zeigt
ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen personenbezogenen Kommunikationsvorrichtung 10.
Es ist ein Global-Positioning-System(GPS)-Empfänger 100 und eine
CDMA-basierte Telekommunikationseinheit 200 vorgesehen.
Der GPS-Empfänger 100 enthält einen
GPS-Funkempfänger 102 und
eine GPS-Basisbandeinheit 103. Der GPS-Funkempfänger 102 empfängt und
verarbeitet GPS-Signale und liefert sie zur Basisbandeinheit 103,
um weitere Daten aus einem empfangenen GPS-Signal extrahieren zu
können.
Es ist auch eine CDMA-Funkeinheit 202 zum Empfangen, Verarbeiten
und Übertragen
von CDMA-basierten Funksignalen und eine CDMA- Basisbandeinheit 203 zum weiteren
Verarbeiten von empfangenen oder weiter zu leitenden CDMA-Funksignalen
gegeben. Die CDMA-Telekommunikationseinheit 200 enthält einen Oszillator 201 zum
Liefern eines Taktsignals an die Schaltung der CDMA-Telekommunikationseinheit 200 und
an den GPS-Empfänger 100.
Genauer gesagt, der CDMA-Oszillator 201 liefert ein Taktsignal an
die CDMA-Funkeinheit 202, die CDMA-Basisbandeinheit 203 und an
den GPS-Empfänger 102 und
die GPS-Basisbandeinheit 103.
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4 zeigt
ein Diagramm des GPS-Empfängers 100 im
Detail. Es ist ein spannungsgesteuerter Oszillator (VOC) 115 gegeben,
der ein GPS-System-Taktsignal Z erzeugt, dessen Frequenz durch die Spannungseingabe
vom Schleifenfilter 145 bedingt ist. Der Ausgang vom VOC 115 wird
an den Mischer 110 geliefert, wo er mit einem empfangenen
Funkfrequenz(RF)-Eingangssignal vom Verstärker mit niedrigem Eigenrauschen
(LNA) 105 kombiniert wird, um ein erstes Zwischenfrequenzsignal
(IF) S1 zu erzeugen. Dieses erste Zwischenfrequenzsignal S1 wird an
den Verstärker 112 und
dann an den Mischer 120 und den Mischer 121 geliefert.
Im Mischer 120 wird es mit einem Signal S2 vom Frequenzteiler 130 kombiniert,
um ein zweites Zwischenfrequenz-Ausgangssignal (IF) S3 zu erzeugen.
Im Mischer 121 wird das zweite Zwischenfrequenz-Ausgangssignal S1
mit einem Signal S4 kombiniert, das auch vom Frequenzteiler 130 kommt,
um ein weiteres Zwischenfrequenz-Ausgangssignal (IF) S5 zu erzeugen.
Das Signal S4 wird auch an den Frequenzteiler 135 geliefert,
wo es in ein Signal mit alternativer Frequenz S6 umgewandelt und
an die GPS-Basisbandeinheit 150 ausgegeben wird.
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Das
Signal S3 wird in den Komparator und A/D-Prozessor 125 eingegeben,
wo es verarbeitet und in ein digitales Ausgangssignal I für die Eingabe in
die GPS-Basisbandeinheit 150 umgewandelt
wird. Auf gleiche Weise wird das Signal S5 in den Komparator und
A/D-Prozessor 126 eingegeben, wo es verarbeitet und in
ein digitales Ausgangssignal Q umgewandelt wird, das an die GPS-Basisbandeinheit 150 geliefert
wird.
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Der
Ausgang des GPS-System-Taktsignals Z vom VOC 115 wird auch
an den Frequenzteiler 130 und einem Frequenz-Synthesizer 116 geliefert.
Der Frequenzteiler 116 wandelt das Signal Z vom VCO 115 in
ein Rückkopplungssignal
S7 um, das an einen Phasenkomparator 146 geliefert wird,
der ein Steuersignal S9 an den Schleifenfilter 145 in Reaktion
auf den Eingang des Rückkopplungssignals
S7 und des Taktsignals S8 vom Oszillator 201 ausgibt. Das
Steuersignal S9 wird dann an den VCO 115 geliefert, der die
Frequenz des Ausgangssignals Z gemäß dem Steuersignal S9 anpasst.
Bei dieser Darstellung ist zu erkennen, dass eine Rückkopplungsschleife
gebildet ist, die aus dem Frequenz-Synthesizer 116, dem Phasenkomparator 146 und
dem Schleifenfilter 145 zusammengesetzt ist.
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5 ist
ein Blockdiagramm des phaseninterpolierten Fractional-N-Frequenz-Synthesizers 116.
Der Synthesizer 116 kann unter Verwendung bekannter CMOS-Herstellungsverfahren
oder anderer kompatibler Halbleiterchip-Technologien als eine integrierte
Schaltung implementiert werden. In 5 wird ein
Referenzsignal Z vom VCO 115 an einen Eingang des Phasendetektors 322 geliefert.
Der Ausgang des Phasendetektors 322 wird zu einem Schleifenfilter 324 geliefert.
Der Ausgang des Schleifenfilters 324 wird an einen gesteuerten
Oszillator 326, wie einen VCO, geliefert, der einen Ausgang
S7 (Rückkopplungssignal
S7) aufweist, welcher der Ausgang des Synthesizers 116 ist.
Das Signal S7 wird einem Fractional-N-Teiler 328 zugeführt. Ein Steuerwort
K wird dem Fractional-N-Teiler 328 geliefert, um den Wert
des Teilers N einzustellen.
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Der
Ausgang des Fractional-N-Teilers 328 wird an eine Phasenkompensationsschaltung 330 und
an eine Chip-Tuning-Schaltung 332 geliefert, die in Kombination
als ein Phasenkompensator bezeichnet werden. Der Ausgang (fcomp)
der Phasenkompensationsschaltung 330 wird als zweiter Eingang
an den Phasendetektor 322 geliefert. Ein Akkumulator 334 empfängt ebenfalls
das Steuerwort K und das Signal Z. Die Ausgang für den Übertrag (das Übertragssignal
S10) vom Akkumulator 334 dient auch als ein Eingang zum
Fractional-N-Teiler 328. Das Signal Z dient als Taktsignal
für den
Akkumulator 334. Das Signal S10 vom Ausgang für den Übertrag
des Akkumulators 334 löst
die Teilung um die N-1-Funktion des Fractional-N-Teilers aus.
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Der
Phasendetektor 322, der Schleifenfilter 324 und
der VCO 326 können
von jeder geeigneten Art sein, die denjenigen mit durchschnittlichem
Fachwissen bekannt sind. Die bei Fractional-N-Synthesizern gewöhnlich verwendeten
Arten von Phasendetektoren, Schleifenfiltern, VCOs und Fractional-N-Teilern
können
als Synthesizer 320 ver wendet werden, wie spannungs- oder
stromgesteuerte Oszillatoren, Phasen- oder Phasen-/Frequenzdetektoren, aktive
oder passive Schleifenfilter und Schleifenfilter mit Ladepumpen.
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6 zeigt
eine detailliertere Beschreibung einer Ausführungsform einer Phasenkompensationsschaltung 330 und
On-Chip-Tuning-Schaltung 332. Phasenkompensationsschaltung 330 und On-Chip-Tuning-Schaltung 332 können unter
Verwendung einer Anordnung von spannungsgesteuerten Verzögerungselementen
(D) implementiert werden, wobei die Menge der Verzögerungselemente
D eine Signalverzögerung
von Tvco/4 schafft, wobei Tvco der Periode der Frequenz des Ausgangs
S10 des VCO 326 gleicht.
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Der
Ausgang des Fractional-N-Teilers 328 wird an die Reihe
der Verzögerungsleitungen
angelegt, deren Ausgänge
als ϕ1–ϕ4
identifiziert sind. Festzustellen ist, dass ϕ1 keine Verzögerungselemente
aufweist, wohingegen ϕ2 ein einziges Verzögerungselement
aufweist, ϕ3 zwei Verzögerungselemente
aufweist und ϕ4 drei Verzögerungselemente aufweist. Die
Signale ϕ1–ϕ4
werden an die Steuerschaltung 339 geliefert, die ein Ausgangssignal fcomp
aufweist, das an einen Eingang des Phasendetektors 322 angelegt
wird, wie in 5 gezeigt. Der Ausgang fcomp
der Steuerschaltung 339 wird selektiv bei den Eingängen ϕ1–ϕ4
gemäß dem Ausgang
des Akkumulators 334 geschaltet und an die Steuerschaltung 339 geliefert.
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Die
On-Chip-Tuning-Schaltung 332 enthält vier spannungsgesteuerte
Verzögerungselemente
D, einen Phasendetektor 336 und einen Schleifenfilter 338.
In die On-Chip-Tuning-Schaltung 332 ist
eine Verzögerungsregelschleife
implementiert. Das Signal S10 vom VCO 326 passiert die
vier Verzögerungselemente
(D) der On-Chip-Tuning-Schaltung 332 und wird
dann an den Phasendetektor 336 geliefert. Der Phasendetektor 336 gibt
ein Signal proportional zu der Phasendifferenz zwischen den beiden
Eingangssignalen aus. Der Ausgang des Phasendetektors 336 passiert
dann einen Schleifenfilter 338. Der Ausgang Vc des Schleifenfilters 338 wird
als eine Steuerspannung für
jedes der Verzögerungselemente
D der On-Chip-Tuning-Schaltung 332 verwendet. Die Steuerspannung
Vc wird auch an jedes der Verzögerungselemente
(D) der Tuning-Schaltung 332 angelegt
mit ¼ der
Frequenzperiode des Eingangssignals zur Verzögerungsregelschleife. Die Tuning-Schaltung 332 bestimmt
oder passt den Wert der Verzögerungselemente
gemäß der Eingangsfrequenz
an.
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7 zeigt
ein Taktdiagramm, das das Verhältnis
zwischen verschiedenen Signalen des Synthesizers 116 in
Relation zu den Signalen der Kompensationsschaltung 330 und
der On-Chip-Tuning-Schaltung 332 darstellt. Genauer gesagt, 7 zeigt
ein Beispiel, bei dem S10 = 4,25(Z). Bei diesem Beispiel ist der
Teiler 328 auf N = 4 (über
das Steuerwort K) programmiert. Der Akkumulator 334 ist
(über das
Steuerwort K) programmiert, um ein Übertragssignal bei jedem vierten
Zyklus des Signals Z zu erzeugen. Jeder der Zeitintervalle T gleicht
einem Zyklus von Z. Während
des Zeitintervalls T1–T4
weist S10 17 Zyklen und Z 4 Zyklen auf. Während des Zeitintervalls T1
teilt der Fractional-N-Teiler 328 das Signal S10 durch
4. In der zweiten Zeitperiode T2 und der dritten Zeitperiode T3
teilt der Teiler 328 das Signal S10 wiederum durch 4. Zu
Beginn der vierten Zeitperiode, T4, erzeugt der Akkumulator 334 das Übertragssignal,
das bewirkt, dass der Teiler durch N + 1 teilt, bei diesem Beispiel
N + 1 = 5. Daher wird das Signal Z während T4 durch fünf geteilt.
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Während der
Zeitperiode T1 liefert die Phasenkompensationsschaltung 330,
genauer gesagt die Steuerschaltung 339, das Signal ϕ1
an den Phasendetektor 322. Zu Beginn der Zeitperiode T1
ist das Signal ϕ1 mit dem Signal Z phasengleich. Zu Beginn
der Zeitperiode T2 schaltet der Ausgang der Phasenkompensationsschaltung 330 auf ϕ2.
Das Schalten des Ausgangs der Steuerschaltung 339 wird
durch den Ausgang des Akkumulators 334 gesteuert, der durch
das Signal Z getaktet wird. Festzustellen ist, dass ϕ2
am Ausgang der Phasenkompensationsschaltung 330 mit Z phasengleich
ist. Gleichermaßen
schaltet zu Beginn der Zeitperiode T3 der Ausgang der Phasenkompensationsschaltung 330 auf ϕ3,
und dann schaltet zu Beginn der Zeitperiode T4 der Ausgang der Phasenkompensationsschaltung 330 auf ϕ4.
Dann wiederholt sich das Muster. Auf diese Weise wird die Kompensation
der Phasennacheilung des Teilers 328 erreicht.
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8 zeigt
eine alternative Ausführungsform,
bei der Einrichtungen für
eine selektive Rückkopplung
zum Phasenkomparator 146 über den Fractional-N-Synthesizers 116 oder
einen Frequenzteiler 136 bereitgestellt worden sind. Bei
dieser Ausführungsform
ist ein Schalter 250 zum Schalten zwischen dem Ausgang
des Fractional-N-Synthesizers 116 oder
Frequenzteilers 136 für
die Eingabe in den Phasenkomparator 146 vorgesehen. Der
Schalter 250 kann ein Multiplexer oder ein anderes logisches Gat ter
sein. Ferner kann der Schalter 250 permanent auf eine gewünschte Position
während
der Herstellung eingestellt sein oder könnte durch Anlegen eines geeigneten
Schaltsignals selektiv schaltbar und steuerbar sein.
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WEITERE AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
vorliegende Erfindung kann in die in den Vereinigten Staaten in
den
US-Patenten Nr. 5,874,914 für „GPS Receiver
Utilizing a Communication Link" und
US-Patent Nr. 5,841,396 ebenfalls
für „GPS Receiver
Utilizing a Communication Link" implementiert
werden. Hier ist ein Empfänger
eines globalen Positionierungssystems (GPS) offenbart, der eine
erste Antenne zum Empfangen eines GPS-Signals und einen mit der
ersten Antenne gekoppelten Abwärtswandler
umfasst. Die erste Antenne liefert das GPS-Signal an den Abwärtswandler. Ein lokaler Oszillator
ist mit dem Abwärtswandler
gekoppelt und liefert ein Referenzsignal an den Abwärtswandler,
um die GPS-Signale von einer ersten Frequenz zu einer zweiten Frequenz
umzuwandeln. Eine zweite Antenne ist zum Empfangen eines Präzisionsträgerfrequenzsignals
von einer Quelle des Präzisionsträgerfrequenzsignals
vorgesehen. Eine automatische Frequenzsteuerschaltung (AFC) ist
mit der zweiten Antenne gekoppelt. Die AFC-Schaltung liefert ein
zweites Referenzsignal an den lokalen Oszillator, um das erste Referenzsignal
vom lokalen Oszillator zu kalibrieren. Der lokale Oszillator wird
zum Erfassen der GPS-Signale verwendet.
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Ebenfalls
beschrieben ist ein mobiler GPS-Empfänger, mit einer ersten Antenne
zum Empfangen von GPS-Signalen und einem mit der ersten Antenne
gekoppelten Abwärtswandler.
Die erste Antenne liefert die GPS-Signale an den Abwärtswandler.
Der Abwärtswandler
hat einen Eingang zum Empfangen eines Signals des lokalen Oszillators,
um die GPS-Signale von einer ersten Frequenz zu einer zweiten Frequenz
umzuwandeln. Die zweite Antenne ist vorgesehen, um ein Präzisionsträgerfrequenzsignal
von einer Quelle, die das Präzisionsträgerfrequenzsignal
liefert, zu empfangen. Eine automatische Frequenzsteuerschaltung
(AFC) ist mit der zweiten Antenne gekoppelt. Die AFC-Schaltung ist ebenfalls
mit dem Abwärtswandler
gekoppelt, um das Signal des lokalen Oszillators bereitzustellen, der
zum Sammeln der GPS-Signale verwendet wird.
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Ferner
kann die vorliegende Erfindung in die im
US-Patent Nr. 6,002,363 für „Combined
GPS Positioning Systems and Communication System Utilizing Shard
Circuitry" implementiert
werden. Das
US-Patent Nr. 6,002,363 offenbart
unter anderem einen GPS-Empfänger, der
eine GPS-Antenne zum Empfangen von Daten enthält, die GPS-Signale von wenigstens einem Satelliten
repräsentieren;
einein digitalen Prozessor, der mit der GPS-Antenne gekoppelt ist,
wobei der digitale Prozessor die Daten verarbeitet, welche die GPS-Signale
von wenigstens einem Satelliten repräsentieren, einschließlich der Durchführung eines
angepassten Filtervorgangs zur Bestimmung eines Pseudobereichs basierend
auf den die GPS-Signale repräsentierenden
Daten. Der digitale Prozessor verarbeitet auch Kommunikationssignale,
die durch eine Kommunikationsverbindung empfangen werden, wobei
die Verarbeitung von Kommunikationssignalen die Demodulation von Kommunikationssignalen
umfasst, die an den GPS-Empfänger
geschickt worden sind.
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Ferner
kann die vorliegende Erfindung in das im
US-Patent Nr. 5,734,966 für „Wireless
Communications System For Adapting to Frequency Drift" implementiert werden.
Das
US-Patent 5,734,966 offenbart
unter anderem einen frequenztoleranten drahtlosen Transceiver zum
Empfangen und Weiterleiten der drahtlosen Signalenergie auf der
gleichen Frequenz und zum automatischen Anpassen an diese Frequenz,
wobei der Transceiver umfasst: eine Antenne zum Empfangen eines
drahtlosen Datensignals, einschließlich der Anwendung von Daten
von einem oder mehreren Fern-Transceivern bei einer tatsächlichen
Frequenz, und Ausgeben dieses Signals als ein geliefertes Funkfrequenz(RF)-Datensignal
und zum Weiterleiten eines drahtlosen Rückkehrsignals bei der tatsächlichen
Frequenz zum Fern-Transceiver in Reaktion auf das gelieferte RF-Rückkehrsignals; einen Synthesizer
zum sequentiellen Erzeugen eines Signals eines lokalen Oszillators
(LO) in Reaktion auf ein erstes und ein zweites Frequenzsteuersignal,
und zum Erzeugen des RF-Rückkehrsignals
bei der tatsächlichen
Frequenz in Reaktion auf das zweite Frequenzsteuersignal und mit
einer Modulation in Reaktion auf ein digitales Rückkehrsignal; einen Direktumwandlungsempfänger zum
Empfangen des LO-Signals, um das RF-Datensignal auf ein Basisbanddatensignal
abwärts
zu wandeln; einen Frequen-Diskriminator zum Empfangen des Basisbanddatensignals,
um ein Frequenzdifferenzsignal für
die momentane Frequenzdifferenz zwischen der erwarteten Frequenz
und der tatsächlichen
Frequenz bereitzustellen, und um das Basisbanddatensignal zu demodulieren,
und um ein demoduliertes Datensignal auszugeben; und ein Mikro-Controllersystem
mit einem Empfangs-Einstellmodus, um das erste Frequenzsteuersignal
bereitzustellen, das eine erwartete Frequenz vorhersagt, und um das
Frequenzdifferenzsignal zu empfangen, mit einem Empfangsdatenmodus,
um das Frequenzdifferenzsignal zu verarbeiten, um das zweite Frequenzsteuersignal,
das die tatsächliche
Frequenz vorhersagt, zu liefern, und um das demodulierte Datensignal
zu empfangen, einschließlich
der Anwendungsdaten, und um das digitale Rückkehrsignal bereitzustellen.
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Ferner
offenbart ist ein frequenztoleranter Transceiver zur automatischen
Anpassung, um ein Funkfrequenz(RF)-Datensignal auf einer tatsächlichen
Frequenz zu empfangen und um ein RF-Rückkehrsignal auf der gleichen
Frequenz weiterzuleiten, wobei der Transceiver enthält:
einen
Synthesizer zum sequentiellen Erzeugen eines Signals eines lokalen
Oszillators (LO) und des RF-Rückkehrsignals,
wobei das LO-Signal sequentiell eine erste Frequenz, die einer erwarteten
Frequenz des RF-Datensignals entspricht, und eine zweite Frequenz
aufweist, die der tatsächlichen
Frequenz des RF-Datensignals in Reaktion auf ein erstes und ein
zweites Frequenzsteuersignal jeweils entspricht, wobei das RF-Rückkehrsignal die zweite Frequenz
in Reaktion auf das zweite Frequenzsteuersignal aufweist; und ein
Mikro-Controllersystem mit einem Empfangseinstellungsmodus zum Bereitstellen
des ersten Frequenzsteuersignals, das die erwartete Frequenz vorhersagt,
und zum Bereitstellen des zweiten Frequenzsteuersignals für die tatsächliche Frequenz,
die auf einer Frequenzdifferenz zwischen der tatsächlichen
Frequenz und der erwarteten Frequenz basiert.
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Die
personenbezogene Kommunikationsvorrichtung der Erfindung kann in
Hardware, Software, Firmware oder eine Kombination daraus implementiert
werden. Bei der/den bevorzugten Ausführungsform/en ist die personenbezogene
Kommunikationsvorrichtung in Software oder Firmware implementiert, die
in einem Speicher gespeichert ist und durch ein geeignetes Befehlsausführungssystem
ausgeliefert wird. Bei Implementierung in Hardware kann, wie bei einer
alternativen Ausführungsform,
die personenbezogene Kommunikationsvorrichtung der Erfindung mit
jeder oder einer Kombination der folgenden Technologien implementiert
werden, die alle im Fachgebiet gut bekannt sind: diskrete Logik-Schaltung/en mit
logischen Gattern zum Implementieren logischer Funktionen auf Grund
von Datensignalen, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung mit
geeigneten logischen Gattern, ein PGA (programmierbares Gatterfeld/programmierbare
Gatterfelder), ein FPGA (völlig
programmierbares Gatterfeld/programmierbare Gatterfelder), u.dgl.
mehr.
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Es
ist hervorzuheben, dass die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen
der Erfindung, insbesondere jede „bevorzugte" Ausführungsform, nur
mögliche
Implementierungsbeispiele darstellen, die nur für ein klares Verständnis der
Prinzipien der Erfindung aufgezeigt worden sind. Es sind viele Variationen
und Modifikationen der vorstehend beschriebenen Ausführungsform/en
der Erfindung möglich, ohne
wesentlich vom Umfang der Erfindung, wie er in den folgenden Ansprüchen definiert
ist, abzuweichen.