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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft Frequenzaufbereitungsschaltungen
(Frequenzsynthesizer) und wurde unter spezieller Beachtung der möglichen Anwendung
in Systemen entwickelt, die mit sehr hohen Frequenzen betrieben
werden, wie etwa Millimeterwellen- (MMW-) Übertragungssysteme.
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Solche
Systeme arbeiten gegenwärtig
auf der Basis des Zeitgetrenntlageverfahrens (Time Division Duplexing,
TDD) und ermöglichen
somit, dass eine einzige Funkfrequenz wahlweise für das Senden
und für
den Empfang verwendet wird. Eine solche Frequenz wird erzeugt durch „Überlagern" (d. h. Mischen)
eines Tons von einem lokalen Synthesizer mit den Zwischenfrequenz(ZF-)
Signalen, die gesendet und empfangen werden.
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Da
die Modulation digital erfolgt und gewöhnlich vom Typ PSK oder FSK
TFM ist, muss der Synthesizer, um eine akzeptable Bitfehlerrate
(Bit Error Rate, BER) zu erreichen, ein niedriges Phasenrauschen
aufweisen. Insbesondere im Fall einer Winkelmodulation wird das
Phasenrauschen des Synthesizers zu dem Rauschen addiert, das in
jedem Fall während
des Prozesses der Frequenzumwandlung in dem System vorhanden ist.
Dies kann zur Folge haben, dass auf das Phasenrauschen des Synthesizers
möglicherweise
ein wesentlicher Anteil des Gesamt-Phasenrauschens am Systemausgang entfällt.
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Die
Frequenzen der zwei ZF-Signale können identisch
oder unterschiedlich sein, was Auswirkungen auf die Architektur
des Systems und in erheblichem Umfang auch auf die Leistungsfähigkeit
desselben hat.
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Wenn
eine einzige ZF-Frequenz verwendet wird, sind keine Änderungen
in der Frequenz des Tons erforderlich, der von dem Synthesizer zwischen Senden
und Empfang erzeugt wird. Demzufolge muss das Verhalten des Synthesizers
nur im Hinblick auf das Phasenrauschen optimiert werden.
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Bei
einer Anwendung auf Millimeterwellen (z. B. elektromagnetische Wellen
mit einer Frequenz, die höher
als 20 GHz ist) weist eine solche Anordnung wesentliche Nachteile
auf. Diese Nachteile hängen
vor allem mit der Schwierigkeit zusammen, eine ordnungsgemäße Entkopplung
zwischen den zwei ZF-Signalen sicherzustellen, was eigentlich an Unmöglichkeit
grenzt.
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Speziell
existieren zwei Kopplungspfade, wobei der erste auf direkte Kopplung
zwischen den zwei ZF-Signalen vor der Umwandlung zurückzuführen ist,
während
der zweite darauf zurückzuführen ist, dass
von den HF-Umschaltern eine ungenügende Entkopplung gewährleistet
wird.
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Im
Mikrowellenbereich ist dieser zweite Nachteil insofern von besonderer
Bedeutung, als verlustarme Millimeterwellen-Antennenumschalter nicht in der Lage
sind, eine Entkopplung von mehr als 15 dB zu gewährleisten. Diese Tatsache hat
in Verbindung damit, dass derselbe Pfad auch die Endverstärkerstufe
und den geräuscharmen
Verstärker
enthält, zur
Folge, dass dieser letztere Pfad eine Entkopplung aufweist, die
normalerweise nicht mehr als 65 dB beträgt. Infolgedessen liegt der
Rest der ZF bei ungefähr –75 dBm,
womit er dieselbe Größenordnung
wie das empfangene Signal hat, wenn das Letztere einen niedrigen
Pegel aufweist.
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Ein
weiterer Nachteil dieser Anordnung ist das Vorhandensein von Lokaloszillator-
und Bild-Resten in dem gesendeten Signal. Der Grad, in dem diese
Reste wirklich unterdrückt
werden, hängt mit
der Qualität
des Antennenfilters und -mischers zusammen. Dadurch, dass der Betrieb
bei Hochfrequenz und normalerweise bei sehr hohen Frequenzen erfolgt,
ist das Verhalten solcher Komponenten sehr entscheidend.
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Ferner
erfordert die besagte Anordnung wenigstens fünf Schalter. Drei von ihnen
sind Hochfrequenzschalter, die sich recht schwer synchronisieren lassen,
insbesondere in Systemen mittlerer Kapazität, die eine hohe Schalthäufigkeit
aufweisen.
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Falls,
umgekehrt, der Lokaloszillator zwischen zwei Frequenzen umgeschaltet
wird, können die
mit der wechselseitigen Kopplung/Entkopplung zusammenhängenden
Probleme gelöst
werden, indem zwei verschiedene Werte für die Frequenzen der ZF-Signale
gewählt
werden. Außerdem
ist die Architektur des Gesamtsystems flexibler, da z. B. die Möglichkeit
besteht, Frequenzvervielfacher und subharmonische Mischer zu verwenden,
die bei niedrigeren Frequenzen arbeiten und somit ermöglichen, das
Verhalten in Bezug auf die Unterdrückung von Bildern und Lokaloszillatoren
zu verbessern.
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In
einer solchen Anordnung ist es erforderlich, dass der Synthesizer
wahlweise zwei Frequenzen erzeugt und die Fähigkeit besitzt, zwischen diesen
zwei Frequenzen innerhalb eines sehr kurzen Zeitintervalls (in der
Größenordnung
von wenigen -zig Mikrosekunden) immer dann umzuschalten, wenn ein
Umschalten zwischen Senden und Empfang erfolgt.
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Stand der
Technik
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Bei
den gegenwärtigen
Synthesizern, die auf einer Anordnung mit phasenstarrer Regelschleife (Phase
Locked Loop, PPL) beruhen, hängen
die zwei Hauptparameter, nämlich
die Umschaltfrequenz und das Phasenrauschen, mit der Bandbreite und
der Teilungsfolge in der Rückkopplungsschleife
zusammen, neben der Qualität
des spannungsgesteuerten Oszillators (Voltage Controlled Oscillator,
VCO). Große Bandbreiten
ermöglichen
ein schnelles Umschalten. Das Wählen
einer übermäßig großen Bandbreite
in der Rückkopplungsschleife
hat jedoch zur Folge, dass das Phasenrauschen des Ausgangs dem Phasenrauschen
der Frequenzreferenz (gewöhnlich
ein Quarzoszillator), verstärkt
um 6 dB für
jede Teilung in der Rückkopplungsschleife,
entspricht.
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Die
Frequenz der Referenzquelle liegt gewöhnlich in der Größenordnung
von 10 MHz, während
die Ausgangsfrequenz am Ausgang des Synthesizers im Bereich von
10 GHz liegt; die Anzahl der Teilungen und die resultierende Verschlechterung des
Werts des Phasenrauschens sind somit für die verwendete Art von Modulation
inakzeptabel.
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Bei
den gegenwärtigen
einschleifigen PLLs können
eine schnelle Verriegelung und ein niedriges Phasenrauschen nicht
gleichzeitig erreicht werden. Dies gilt insbesondere im Millimeterwellenbereich, wo
das Verhältnis
der direkten Quelle zur Referenzfrequenz sehr hoch ist. Infolgedessen
können
zwei unterschiedliche MMW-Synthesizer verwendet werden, von denen
jeder so optimiert ist, dass er ein niedriges Phasenrauschen aufweist,
während
er die zwei Ausgänge
mittels eines Zweiwegeschalters umschaltet. Dieser Schalter ist
notwendigerweise ein Schalter, der im MMW-Bereich funktionieren
muss, das heißt,
unter recht kritischen Bedingungen.
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Eine
andere Lösung,
die nach dem bisherigen Stand der Technik angewendet wird, sieht
die Verwendung eines einzigen Synthesizers vor, um wahlweise den
Sender (durch Anwenden der erforderlichen Modulation) und das Lokaloszillator-Gate des Empfängermischers
(mit einem unmodulierten Signal) anzusteuern. Auf diese Weise besteht
keine Notwendigkeit, die Synthesizerfrequenz zu verschieben. Jedoch
ist es komplizierter, die richtige Modulation (sowohl in Phase I
als auch in der Quadratur Q) sicherzustellen, wobei dies auch mit
den Nichtlinearitäten
zusammenhängt,
die dem Antwortverhalten des spannungsgesteuerten Oszillators (Voltage
Controlled Oscillator, VCO), der in der PLL enthalten ist, innewohnen.
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Genauer,
die Erfindung betrifft eine Übertragungsvorrichtung
gemäß dem Oberbegriff
von Anspruch 1, welche z. B. aus EP-A-0 691 747 bekannt ist. Ein
anderes Dokument, das für
die Erfindung von Interesse ist, ist WO-A-98/08300.
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Aufgabe und
Zusammenfassung der Erfindung
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es somit, eine Übertragungsvorrichtung
bereitzustellen, welche die im Vorstehenden aufgezeigten Nachteile
des bisherigen Stands der Technik überwindet.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird diese Aufgabe mittels einer Übertragungsvorrichtung gelöst, welche
die weiter unten im Patentanspruch 1 dargelegten Merkmale aufweist.
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Bei
der gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung erfolgt eine Frequenzaufbereitung in zwei Schritten.
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Als
erster Schritt oder erste Stufe wird, ausgehend von der Ausgangsfrequenz
von einer Referenzquelle (normalerweise ein Quarzoszillator, der eine
langfristige Frequenzstabilität
sicherstellt), wenigstens ein Ton und werden vorzugsweise zwei Töne im UHF-Band
(normalerweise einige Hundert MHz) durch Verwendung einer PLL-Anordnung
synthetisiert, die einen VCO enthält, der so optimiert ist, dass
er ein niedriges Phasenrauschen aufweist.
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In
einem zweiten Schritt oder einer zweiten Stufe wird (werden) das
(die) so erzeugte(n) UHF-Frequenzsignal(e) als eine Referenz verwendet,
um einen zweiten VCO bei der erforderlichen Ausgangsfrequenz zu
verriegeln, bei gleichzeitiger Optimierung des Verhaltens hinsichtlich
der Vorhaltezeit.
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Vorzugsweise
umfassen die VCOs des UHF-Bands koaxiale Keramikresonatoren, die
einen hohen Wert für
Q aufweisen, sowie bipolare Sperrschichttransistoren (Bipolar Junction
Transistor, BJT), die einen sehr niedrigen Wert des Funkelrauschens
aufweisen.
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Somit
kann ein sehr kleiner Wert des Phasenrauschens in der Größenordnung
von –130 dBc/Hz
bei 100 kHz vom Träger
erzielt werden.
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Um
ein solchen Merkmal vollständig
zu nutzen, muss die PLL, die einen solchen VCO enthält, vom
Schmalband-Typ sein, was relativ lange Verriegelungszeiten mit sich
bringt.
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Wenn
zwei Frequenzen aufbereitet werden müssen, sind vorzugsweise zwei
solche VCOs implementiert, wobei jeder bei einer Frequenz schwingt, die
ein ganzzahliger Teiler der am Ausgang des Synthesizers benötigten Frequenzen
ist. Auf diese Weise kann jeder der zwei VCOs mit einer festen Frequenz schwingen.
Je nach Erfordernis kann die korrekte Frequenz mittels eines Schalters
zu dem nachfolgenden phasenstarren Oszillator gesendet werden. Dieser
letztere Oszillator ist unter spezieller Beachtung der Vorhaltezeit
optimiert.
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Was
das Phasenrauschen anbelangt, so wird die Verschlechterung aufgrund
des endgültigen Multiplikationsverhältnisses
in Kauf genommen. Tatsächlich
ist die Anfangsfrequenz bereits relativ hoch (im UHF-Bereich), so
dass die Anzahl der Multiplikationen und die sich daraus ergebende
Verschlechterung hinsichtlich des Phasenrauschverhaltens akzeptabel
sind.
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Außerdem sind
die zwei UHF-Oszillatoren vorzugsweise sowohl voneinander als auch
bezüglich
des VCO mit Hilfe von Entkopplungs-Hohlräumen getrennt, die aus einer
Verstärker-Dämpfungsglied-Kaskade bestehen,
um Effekte des Frequenzziehens zu vermeiden.
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Die
Anordnung der Erfindung hat ein ausgezeichnetes Verhalten zur Folge,
obwohl sie auf einer sehr einfachen und kostengünstigen Konstruktion beruht.
Da nur ein Hochfrequenzoszillator verwendet wird, ist das Ausgangsspektrum
sehr „rein", während die
Probleme der gegenseitigen Entkopplung entfallen, die der Verwendung
von zwei getrennten Synthesizern anhaften, die jeweilige Ausgänge erzeugen, die
umgeschaltet werden müssen.
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Zusammengefasst
beruht die gegenwärtig bevorzugte
Ausführungsform
der Erfindung auf der Grundidee des Wechselns der Ausgangsfrequenz des
Synthesizers durch Umschalten zwischen zwei Frequenzen (die ihrerseits
aufbereitet werden, damit sie ein niedriges Phasenrauschen aufweisen)
anstelle einer Einwirkung auf die Anzahl der Teilungen in der Schleife,
wie sie bei einer herkömmlichen
Lösung erfolgt.
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Ausführliche
Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
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Die
Erfindung wird nun, lediglich als Beispiel, unter Bezugnahme auf
die beigefügte
Abbildung in der Zeichnung beschrieben, die das Blockschaltbild eines
Transceivers zeigt, der einen Synthesizer gemäß der Erfindung verkörpert.
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In
dem Blockschaltbild der beigefügten Zeichnung
ist eine Anzahl von Umschaltern (die mit 20, 26, 30, 42 bezeichnet
sind und im Folgenden ausführlich
beschrieben werden) in einer ersten gemeinsamen Position (als durchgehende
Linie) und einer zweiten gemeinsamen Position (als punktierte Linie) dargestellt.
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Die
mit durchgehenden Linien dargestellten Positionen beziehen sich
auf die Konfiguration, die während
eines Sendevorgangs verwendet wird (Tx ein – Rx aus), während die
mit punktierten Linien dargestellten Positionen einem Betrieb des
Transceivers als Empfänger
entsprechen (Tx aus – Rx
ein).
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Speziell
bezieht sich die Zeichnung auf eine beispielhafte Ausführungsform
(die als eine solche zu betrachten ist, ohne dass eine Einschränkung des Schutzbereichs
der Erfindung beabsichtigt ist, der durch die beigefügten Patentansprüche definiert
ist) eines Synthesizers zur Verwendung in einem Transceiver (als
Ganzes mit 1 bezeichnet), der dazu vorgesehen ist, das Band 14,25-14,75
GHz im Sendebetrieb (Tx) und das Band 13,705-14,205 GHz im Empfangsbetrieb
(Rx) abzudecken.
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Ein
Tx moduliertes Signal, das von einem Modulator 10 erzeugt
wird (z. B. ein moduliertes Signal, das bei einer Frequenz von 1.690
MHz zentriert ist), wird dem HF-Träger in dem Sendefrequenzbereich
mittels eines Sendemischers 12 überlagert. Der Mischer 12 ist
vorzugsweise vom subharmonischen Typ, wobei er mit einer Eingangs-
und einer Ausgangsstufe 12a und 12b gekoppelt
ist, die Verstärker- und/oder Filterstufen
zum Unterdrücken
von Resten von Lokaloszillatoren einschließlich der zweiten Harmonischen
davon enthalten.
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Im
Rx-Modus wird die Frequenz, die zum Abwärtsmischen des empfangenen
HF-Signals benötigt wird,
mittels eines Multiplizierglieds zur Multiplikation mit zwei erhalten,
das mit 14 bezeichnet ist. Vorzugsweise besteht das Multiplizierglied 14 aus
einer FET-Stufe, die zur Abschnürung
(Pinch-off) hin vorgespannt ist, und einem Filter zum Beseitigen
höherer
Harmonischer.
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Der
Mischer 12 und das Multiplizierglied 14 werden
somit mit einer „lokalen" Frequenz im 6,28- bis
6,53-GHz-Band (im Tx-Modus) oder im 6,8525- bis 7,1025-GHz-Band
(im Rx-Modus) gespeist, die von einem mit 16 bezeichneten
spannungsgesteuerten Oszillator (Voltage Controlled Oscillator,
VCO) erzeugt wird, der im HF-Bereich arbeitet.
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Der
VCO 16 entspricht der Ausgangsstufe einer Frequenzaufbereitungskette,
die als Ganzes mit der Bezugszahl 18 bezeichnet ist. Das
Ausgangssignal vom VCO 16 wird in den Mischer 12 (im
Tx-Modus) oder in das Multiplizierglied 14 (im Rx-Modus) mittels
eines Umschalters 20 eingespeist. Dieser ist vorzugsweise
vom Typ SPDT (Single Pole Double Throw, einpoliger Umschalter).
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Die
Ausgänge
dieser Ketten sind mittels eines Zweigverbinders 22 verbunden,
der eine weitere Multiplizierstufe 24 enthält (wobei
diese vorzugsweise eine Multiplizierstufe zur Multiplikation mit
4 ist), um danach zu einem Ausgangsumschalter 26 übertragen
zu werden (der ebenfalls vorzugsweise vom Typ SPDT ist), um wahlweise
eingespeist zu werden:
- – im Tx-Modus in einen Hochleistungsverstärker 28 zum
Zuführen
des HF-Sendesignals über
einen Antennenumschalter 30 zu einer Antenne A, oder
- – im
Rx-Modus in einen Bildunterdrückungs-Empfangsmischer 32,
wo das aufbereitete HF-Signal mit dem empfangenen HF-Signal gemischt wird, das
von der Antenne A über
den Umschalter 30 und einen rauscharmen Verstärker 34 abgeleitet wird.
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Das
aus dem Mischen im Mischer 32 erhaltene Rx-Signal wird
danach zu einem Demodulator 36 gesendet.
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Der
Verstärker 28 ist
vorzugsweise ein Hochleistungsverstärker (High Power Amplifier,
HPA) vom symmetrischen Typ, der die erforderliche Ausgangsleistung
(+10 dBm) sicherstellt.
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Der
spannungsgesteuerte Oszillator 16 arbeitet normalerweise
im Bereich von 7 GHz und beruht auf einem FET-Oszillator, der mittels diskreter Verstärker gepuffert
ist. Diese erhöhen
den Leistungspegel bei ungefähr
+10 dBm, um den (die) zugehörigen
Teiler 38 in der PLL-Schleife ordnungsgemäß anzusteuern.
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Ein
schneller Operationsverstärker
(nicht dargestellt) steuert den VCO 16 durch Filtern des
Signals vom Phasen-/Frequenzkomparator 40.
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Der
Komparator 40 wirkt als ein Frequenzdiskriminator, wenn
die vom VCO 16 erzeugte Frequenz und die Referenzfrequenz
weit voneinander entfernt sind, womit er bewirkt, dass sich der
VCO 16 der Referenz annähert.
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Anschließend (wenn
die Frequenzdifferenz klein ist) wirkt der Komparator 40 im
Wesentlichen als ein Phasenkomparator. Dies ermöglicht es, auf ein „Verfolgungs"-System im eigentlichen
Sinne zu verzichten, und ermöglicht
außerdem
durch eine überlegte
Dimensionierung des Schleifenfilters, Verriegelungszeiten in der
Größenordnung
von wenigen Mikrosekunden zu erreichen.
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In
den Komparator 40 wird über
einen weiteren Umschalter 42, der vorzugsweise ebenfalls
vom Typ SPDT ist, eines der beiden Ausgangssignale eingespeist,
die von zwei mit 44 bzw. 46 bezeichneten UHF-Oszillatoren
für den
Tx-Modus bzw. den Rx-Modus
erzeugt werden.
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Die
Oszillatoren 44 und 46 sind im Wesentlichen vom
Typ PLL, wobei jeder von ihnen einen Phasenkomparator 44a bzw. 46a und
einen VCO 44b bzw. 46b umfasst sowie eine Rückkopplungsschleife, die
einen Teiler 44c (Divisionsfaktor = M) bzw. 46c (Divisionsfaktor
= N) enthält.
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In
die beiden Oszillatoren 44 und 46 wird ein gemeinsames
Referenzsignal (z. B. im Bereich von 10 MHz) eingespeist, das von
einem Referenzoszillator wie etwa einem Quarzoszillator 48 erzeugt
wird.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
decken die Oszillatoren 44 und 46 die Bänder 392,500–408,125
MHz (Tx-Oszillator 44)
und 428,28125–443,90625
MHz (Rx-Oszillator 46) ab, mit einer Teilung oder Schrittweite
der Synthese von 7,8125 kHz.
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Dies
entspricht einer Teilung oder Schrittweite von 250 kHz bei 14 GHz.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
multipliziert der HF-Oszillator, der den VCO 16 enthält, jede
ankommende Frequenz vom Umschalter 42 mit einem Faktor 16.
Dies entspricht einer theoretischen Verschlechterung des Werts des
Phasenrauschens um ungefähr
24 dB.
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Die
Schleifenbandbreite der beiden PLL-Oszillatoren 44 und 46 ist
sehr schmal (tatsächlich
müssen
diese Oszillatoren einfach bei einer festen Frequenz verriegeln,
die vom Oszillator 48 erzeugt wird), wodurch das Phasenrauschen
im Wesentlichen das der jeweiligen VCOs 44b und 46b ist.
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Diese
VCOs können
durch Verwendung koaxialer dielektrischer Resonatoren implementiert
werden, die somit ein sehr geringes Phasenrauschen von ungefähr –125 dBc/Hz
bei einem Versatz von 100 kHz aufweisen. Dieses Phasenrauschen wird durch
die Multiplikation auf der HF-Ebene (7 GHz) und die abschließende Multiplikation
mit zwei (Block 14) erhöht.
Dies ergibt jedoch noch immer einen sehr niedrigen endgültigen Pegel
des Phasenrauschens von ungefähr –95 dBc/Hz
bei 100 kHz Versatz bei einer Frequenz von 14 GHz.
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In ähnlicher
Weise sind die Umschaltzeiten zwischen Tx- und Rx-Modus sehr kurz, in der Größenordnung
von 5 Mikrosekunden.
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Natürlich können, während die
zugrunde liegenden Prinzipien der Erfindung dieselben bleiben, die
Einzelheiten der Konstruktion und die Ausführungsformen bezüglich dessen,
was hier lediglich als Beispiel beschrieben und dargestellt wurde,
erheblich variieren, ohne den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung
zu verlassen, der durch die beigefügten Patentansprüche definiert
ist. Zum Beispiel ist sofort einzusehen, dass die Anordnung, die
in der Zeichnung unter Bezugnahme auf zwei verschiedene Frequenzen
dargestellt ist, die für
den Tx- und den Rx-Modus erzeugt werden, leicht auf das Erzeugen einer
größeren Anzahl
verschiedener Frequenzen verallgemeinert werden kann.