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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen von Frequenzen
in einem Sender-Empfänger
eines Radiokommunikationssystems mit direkter Umwandlung, das in
zwei verschiedenen Frequenzbändern
betrieben wird, wobei ein erstes Frequenzband ein erstes Sendefrequenzband
und ein erstes Empfangsfrequenzband umfasst und ein zweites Frequenzband
ein zweites Sendefrequenzband und ein zweites Empfangsfrequenzband
umfasst. Die Erfindung betrifft auch einen Sender-Empfänger eines
Radiokommunikationssystems mit direkter Umwandlung, das in zwei
verschiedenen Frequenzbändern
betrieben wird. Außerdem
betrifft die Erfindung die Verwendung des Verfahrens und des Sender-Empfängers in
einer Mobilstation.
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Die
Patentschrift
EP 0653851 betrifft
einen Radio-Sender-Empfänger für ein erstes
und zweites Frequenzband mit Zwischenfrequenzumwandlung. mittels
einer Mischfrequenz. Für
Mehrfachbandradio-Sender-Empfänger,
die besonders für
Radiofrequenzen geeignet sein sollen, die verhältnismäßig weit auseinanderliegen,
schlägt
die Erfindung vor, dass ein gemeinsamer lokaler Oszillator für den Sende-
und Empfangsabschnitt bereitgestellt wird, und dass die Zwischenfrequenz
dieselbe für
den Sende- und Empfangsabschnitt ist.
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Die
in Frage stehende Erfindung betrifft einen Sender-Empfänger mit
direkter Umwandlung. Zwischenfrequenzen oder IF-Stufen werden in
einem Empfänger
mit direkter Umwandlung überhaupt
nicht verwendet, wodurch die lokalen Oszillatorfrequenz auf die
Empfangskanalfrequenz eingestellt wird und analog bei einem Sender
mit direkter Umwandlung die lokale Senderfrequenz auf die Sendekanalfrequenz
eingestellt wird. In dieser Art von Sender-Empfänger ist im Empfängerabschnitt
Mischen direkt von einer Empfangsfrequenz zu einem Basisbandsignal
angeordnet und entsprechend im Senderabschnitt direkt vom Basisbandsignal
zu einer Sendefrequenz.
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Die
Verwendung eines Referenzoszillators und einer oder mehrerer Frequenzsynthetisierer
ist ein bekanntes Verfahren zum Erzeugen von lokalen Oszillatorfrequenzen
für den
Sender und Empfänger.
Aus praktischen Gründen
ist die Frequenz des Referenzoszillators erheblich geringer als
die lokalen Oszillatorfrequenzen. Wie allgemein bekannt ist und
in 2 gezeigt wird, besteht der Frequenzsynthetisierer
aus einer Phasenverriegelten Schleife (PLL), durch die die Ausgabefrequenz
des VCO auf die Referenzfrequenz verriegelt ist. In dieser Schleife
werden die Referenzfrequenz und die Frequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO) geteilt zu einem Phasenkomparator genommen, dessen
gefilterte Ausgangsspannung die Steuerspannung des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO ist. Die Steuerspannung steuert den Oszillator auf
eine Weise, so dass seine Frequenz auf der von dem Referenzfrequenzzweig
zu dem Phasenkomparator kommenden Frequenz verriegelt ist.
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In
einem Empfänger
mit direkter Umwandlung wird die lokale Oszillatorfrequenz bei der
Empfangskanalfrequenz erzeugt, wodurch das empfangene Basisbandsignal
direkt als der Unterschied zwischen dem empfangenen Radiofrequenzkanal
und der lokalen Oszillatorfrequenz erhalten wird. Analog wird in
einem Sender mit direkter Umwandlung die lokale Oszillatorfrequenz
auf den Sendekanal abgestimmt, wodurch zusätzlich zu der lokalen Oszillatorfrequenz
das modulierende Signal auch an den Mischer gerichtet ist. Das Mischergebnis
enthält
ein moduliertes Signal in der Sendefrequenz, das durch die normalen
Filter- und Verstärkerstufen
an die Antenne gerichtet wird. Ein Sender-Empfänger mit direkter Umwandlung
hat einen einfachen Aufbau; insbesondere ist die Anzahl der Radiofrequenzblocks
geringer als in den gewöhnlichen
Sender-Empfängern,
welche Zwischenfrequenzstufen umfassen.
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In
einem Sender-Empfänger
mit direkter Umwandlung ist die Oszillatorfrequenz in der tatsächlichen Sende-
oder Empfangsfrequenz. Wenn in dem System kein Vollduplexbetrieb
erforderlich ist, ist es möglich, den
Sender-Empfänger
mit nur einem Frequenzsynthetisierer zu implementieren. Ein Problem
besteht jedoch darin, dass der Abstimmbereich des Frequenzsynthetisierers
sehr breit werden kann, weil er sowohl die Sende- als auch die Empfangskanalfrequenzen
abdecken muss. Außerdem
muss der Frequenzsynthetisierer in der Lage sein, die Duplexversatzfrequenz
zu entfernen, wenn er von Empfang auf Senden oder umgekehrt schaltet
(Duplextrennung). Die Implementierung eines Dualband-Sender-Empfängers mit
direkter Umwandlung, wie beispielsweise einer GSM/PCN-Mobilstation mit
den zur Zeit bekannten Praktiken erfordert fast immer die Verwendung
von mindestens zwei Frequenzsynthetisierern. In einigen Fällen werden
sogar vier getrennte Frequenzsynthetisierer benötigt, das heißt getrennte
Frequenzsynthetisierer sowohl für
den Empfänger
als auch für
den Sender und für
beide Frequenzbänder,
da der erforderliche Abstimmbereich möglicherweise zu breit wird,
wenn nur ein Frequenzsynthetisierer für jedes Frequenzband verwendet
wird.
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In
dem in 1 gezeigten Dualband-Sender-Empfänger werden
getrennte Frequenzsynthetisierer für jedes Frequenzband in dem
Radiofrequenzteil verwendet. In einer Mobilstation, wie beispielsweise
einem GSM/PCN, bedeutet dies, dass der in dem GSM-Betriebsmodus
verwendete Frequenzsynthetisierer in dem Frequenzband von 880 bis
960 MHz operiert, während
der in dem PCN-Betriebsmodus verwendete Synthetisierer in dem Frequenzband
von 1710 bis 1880 MHz operiert.
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Da
das PCN-Frequenzband etwa das Doppelte des GSM-Frequenzbands ist, kann es möglich sein, eine
Lösung
mit nur einem Frequenzsynthetisierer zu implementieren, wenn die
PCN-Frequenzen durch Multiplizieren der durch den Frequenzsynthetisierer
erzeugten Frequenzen mit zwei erzeugt wurden. In diesem Fall wäre der Abstimmbereich
des Frequenzsynthetisierers im PCN-Betriebsmodus von 855 bis 950
MHz. Somit sollte der Abstimmbereich des Frequenzsynthetisierers
von 855 bis 960 MHz sein, was immer noch verhältnismäßig hoch ist, etwa 11,6 %.
Der Frequenzversatz, zu dem der Frequenzsynthetisierer in der Lage
ist, ist mit 45 MHz (Duplextrennung) ebenfalls verhältnismäßig hoch.
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Eine
weitere mögliche
Implementierung der Lösungen
aus dem Stand der Technik ist das Mischen der Frequenzen des Frequenzsynthetisierers
entweder auf der Sende- oder Empfangsseite mit einer festen Frequenz,
45 MHz in einem GSM/PCN-Empfänger,
um den Frequenzversatz zwischen Übertragung
und Empfang zu entfernen. Somit kann der Abstimmbereich des Frequenzsynthetisierers
verringert werden. Um eine feste Frequenz zu erzeugen, muss der
Oszillator jedoch eine sehr stabile Frequenz haben und in der Lage
sein, auf eine exakte Frequenz verriegelt zu werden. Dieser Oszillator
kann beispielsweise mittels Frequenzsynthese implementiert werden.
Die praktischen Implementierungen greifen somit auf den Einsatz
von zwei Frequenzsynthetisierern zurück.
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In
der Praxis ist der maximale Abstimmbereich des Frequenzsynthetisierers
aufgrund der Anforderungen hinsichtlich Schnelligkeit, Rauschen
usw. 10 % der nominalen Frequenz. Die Anforderungen hinsichtlich Schnelligkeit
und Rauschen sind konträr,
d.h. je schneller der gewünschte
Frequenzwechsel, desto höher
das Rauschen des Frequenzsynthetisierers, und je weniger Rauschen
erwünscht
ist, desto langsamer ist der Frequenzwechsel. Die Schnelligkeitsanforderung,
d.h. die Zeit die für
das Bewegen von einer Frequenz des Frequenzsynthetisierers zu einer
anderen Frequenz erlaubt ist, variiert zwischen Radiosystemen und
liegt bei GSM und PCN zum Beispiel bei 600 bis 800 Mikrosekunden.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist der Erhalt eines Verfahrens
und einer Vorrichtung, durch die es möglich ist, einen Dualband-Sender-Empfänger mit
direkter Umwandlung zu implementieren, bei dem nur ein Frequenzsynthetisierer
verwendet wird, um die erforderlichen Übertragungs- und Empfangskanalfrequenzen
zu erzeugen.
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Es
wird auf jeden Fall ein präziser
Oszillator in der Mobilstation benötigt: als Verriegelungsbezug
der Frequenzsynthese und als das Zeitgebungssignal des Basisbandfrequenzteils.
In dieser Erfindung hat sich herausgestellt, dass derselbe Bezugsoszillator
zur Verringerung des Abstimmbereichs und des Frequenzversatzes der
Frequenzsynthese verwendet werden kann, indem er direkt oder multipliziert
als ein Versatzoszillator für
den Mischer verwendet wird. Somit fungiert der Bezugsoszillator
als ein präziser
Frequenzbezug für
die Frequenzsynthese, als präzise konstante
Frequenzquelle für
den Mischer und als Zeitgebungssignal für den Basisbandteil.
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Die
Erfindung beruht auf der Idee, das ein Frequenzsynthetisierer und
ein Bezugsoszillator, der eine im Wesentlichen konstante Frequenz
erzeugt, zur Erzeugung der erforderlichen Frequenzen verwendet wird. Die
Sende- und Empfangskanalfrequenzen
werden somit aus den Frequenzmischergebnissen des Frequenzsynthetisierers
und des Bezugsoszillators erzeugt.
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Außerdem werden
die Empfangskanalfrequenzen für
das erste Frequenzband mit einem Frequenzsynthetisierer erzeugt,
die Sendekanalfrequenzen des ersten Frequenzbandes werden durch
Mischen einer im Wesentlichen konstanten Mischfrequenz mit der durch
den Frequenzsynthetisierer erzeugten Frequenz erzeugt, die Empfangskanalfrequenzen
des zweiten Frequenzbandes werden durch Multiplizieren der durch
den Frequenzsynthetisierer erzeugten Frequenz mit einem konstanten
Koeffizienten erzeugt, und die Sendekanalfrequenzen des zweiten
Frequenzbands werden durch Mischen einer im Wesentlichen konstanten
Mischfrequenz mit der durch den Frequenzsynthetisierer erzeugten
Frequenz und durch Multiplizieren der als das Mischergebnis erzeugten
Frequenz mit einem konstanten Koeffizienten.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung werden die Sendekanalfrequenzen des ersten Frequenzbandes
durch den Frequenzsynthetisierer erzeugt, die Empfangskanalfrequenzen
des ersten Frequenzbandes werden durch Mischen einer im Wesentlichen
konstanten Mischfrequenz mit der durch den Frequenzsynthetisierer
erzeugten Frequenz erzeugt, die Sendekanalfrequenzen des zweiten
Frequenzbandes werden durch Multiplizieren der durch den Frequenzsynthetisierer
erzeugten Frequenzen mit einem konstanten Koeffizienten erzeugt
und die Empfangskanalfrequenzen des zweiten Frequenzbandes werden
durch Mischen einer im Wesentlichen konstanten Mischfrequenz mit
der durch den Frequenzsynthetisierer erzeugten Frequenz und durch
Multiplizieren der so als das Mischergebnis erzeugten Frequenz mit
einem konstanten Koeffizienten erzeugt.
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Gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der Erfindung werden zwei Mischergebnisse von der durch den Frequenzsynthetisierer
erzeugten Frequenz und der durch den Bezugsoszillator erzeugten
Frequenz erhalten, wodurch die Empfangskanalfrequenzen des ersten
Frequenzbandes aus dem ersten Mischergebnis erzeugt werden, die
Sendekanalfrequenzen des ersten Frequenzbandes aus dem zweiten Mischergebnis
erzeugt werden, die Empfangskanalfrequenzen des zweiten Frequenzbandes
durch Multiplizieren des ersten Mischergebnisses mit einem konstanten
Koeffizienten und die Sendekanalfrequenzen des zweiten Frequenzbandes
durch Multiplizieren des zweiten Mischergebnisses mit einem konstanten
Koeffizienten erhalten werden.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
wird durch den kennzeichnenden Teil des angehängten Anspruchs 1 gekennzeichnet.
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Die
erfindungsgemäße Vorrichtung
wird durch den kennzeichnenden Teil des angehängten Anspruchs 8 gekennzeichnet.
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Durch
die vorliegende Erfindung ist es möglich, einen Sender-Empfänger mit
direkter Umsetzung, der in zwei verschiedenen Frequenzbändern operiert,
unter Verwendung nur eines Frequenzsynthetisierers zu implementieren.
Der Abstimmbereich des Frequenzsynthetisierers kann auch im Vergleich
zur nominalen Frequenz verhältnismäßig klein
gehalten werden, wodurch ein Hochqualitätsfrequenzsynthetisierer der
Technologie aus dem Stand der Technik als der Frequenzsynthetisierer
in der Erfindung verwendet werden kann.
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Im
Folgenden wird die Erfindung eingehender mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, in denen
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1 Modulator-
und Demodulatorblocks eines Dualband-Sender-Empfängers mit direkter Umwandlung
aus dem Stand der Technik als vereinfachtes Blockdiagramm zeigt;
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2 einen
Radiofrequenzteil eines Sender-Empfängers mit
direkter Umwandlung gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung als vereinfachtes Blockdiagramm zeigt;
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3a einen
Radiofrequenzteil eines Dualband-Sender-Empfängers
mit direkter Umwandlung gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung als vereinfachtes Blockdiagramm zeigt;
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3b eine
Ausführungsform
des Frequenzsynthetisierers als vereinfachtes Blockdiagramm zeigt;
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4 den
Aufbau einer Mobilstation als vereinfachtes Blockdiagramm zeigt;
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5a eine
weitere bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung zum Erzeugen der lokalen Oszillatorfrequenzen zeigt;
und
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5b eine
dritte bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung zum Erzeugen lokaler Oszillatorfrequenzen zeigt.
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Einige
Frequenzwerte, die zum Erzeugen der in den GSM- und PCN-Systemen verwendeten Frequenzen
ausgewählt
sind, werden in Verbindung mit der Beschreibung beispielhaft erwähnt. Die
in diesen Systemen verwendeten Übertragungs- und Empfangsfrequenzbänder sind
wie folgt und die folgenden Frequenzen sind als die internen Frequenzen
der in den Systemen verwendeten Mobilstationen ausgewählt, um
die erste Ausführungsform
der Erfindung anzuwenden: GSM Empfang:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 925
bis 960 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 925
bis 960 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO1: | 925
bis 960 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 880
bis 915 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 932
bis 967 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (=LO3-LO4): | 880
bis 915 MHz |
PCN Empfang:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 1805
bis 1880 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 902,5
bis 950 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO1: | 1805
bis 1880 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Sendefrequenzband: | 1710
bis 1785 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 907
bis 944,5 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (= 2 × (LO3–LO4)): | 1710
bis 1785 MHz |
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Aus
dem Obenstehenden ist ersichtlich, dass die Frequenzsynthetisiererfrequenzen
LO3 von Empfang und Übertragung
in beiden System im Wesentlichen dieselben sind.
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3 zeigt ein Blockdiagramm der Radiofrequenzteile
einer erfindungsgemäßen Mobilstation,
die in zwei verschiedenen Frequenzbändern operiert. Die Blöcke 2 bis 5 zeigen
den Radiofrequenzteil des Empfängers,
Block 12 zeigt einen Frequenzsynthetisierer und die Blöcke 7 bis 11 zeigen
einen Sender. Block 14 zeigt einen Bezugsoszillator, der
eine im Wesentlichen konstante Frequenz erzeugt.
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In
der Ausführungsform
von 2 ist die durch den Bezugsoszillator 14 erzeugte
Frequenz 52 MHz. Dies kann beispielsweise durch einen 13-MHz-Kristalloszillator
implementiert werden, dessen Frequenz mit vier multipliziert wird
(nicht gezeigt). Block 12 zeigt einen Frequenzsynthetisierer,
der so ausgewählt
ist, dass er in beiden Systemen im 900-MHz-Band operiert.
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Vorteilhafterweise
umfasst der Frequenzsynthetisierer 12 einen spannungsgesteuerten
Oszillator VCO und eine phasenverriegelte Schleife PLL. Zusätzlich wird
ein Bezugsoszillator 14, wie ein Kristalloszillator, benötigt. Die
Frequenz des Bezugsoszillators muss so genau wie die allgemeine
Frequenzgenauigkeit sein, die das System erfordert. Im Allgemeinen
ist der Bezugsoszillator auf die Basisbandfrequenz (AFC) verriegelt.
Diese genaue Frequenz kann dann zum Verriegeln der lokalen Oszillatorfrequenzen
mittels phasenverriegelter Schleifen (PLL) verwendet werden. In
einer digitalen Mobilstation wird die lokale Oszillatorfrequenz durch
den Kanalabstand und die Bitrate bestimmt. In GSM ist der Kanalabstand
beispielsweise 200 kHz und die Bitrate 270,833 kbit/s = 270 5/6
kbits/s. Die Oszillatorfrequenz muss ein ganzzahliges Verhältnis zu
jeder dieser Frequenzen haben: die phasenverriegelte Schleife benötigt eine
Frequenz des Kanalabstands als ihre Phasenvergleichsfrequenz und
der logische Teil des Telefons benötigt eine Frequenz im Verhältnis zu
der Bitrate als sein Zeitgebungssignal. Die kleinste gemeinsame
Frequenz ist somit 13 MHz.
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Die
vierte Harmonische dieser Frequenz ist 52 MHz, was nur durch 7 MHz
von der Duplextrennung abweicht. Durch Verwendung der 52-MHz-Frequenz
kann somit der durch die Duplextrennung erforderliche Frequenzsprung
erheblich reduziert werden und der Abstimmungsbereich des spannungsgesteuerten
Oszillators VCO kann ebenfalls entsprechend verringert werden. Im
PCN-System beträgt
die Duplextrennung 95 MHz und es die geeignete Frequenz zum Verringern
des Frequenzsprungs des spannungsgesteuerten Oszillators VOO ist
104 MHz = 8 × 13
MHz. In dieser Erfindung beruht die Erzeugung von PCN-Frequenzen
jedoch auf die Multiplikation mit zwei und somit kann die Bezugsoszillatorfrequenz
52 MHz in beiden Systemen sein. Die Implementation eines spannungsgesteuerten
Oszillators VCO und einer phasenverriegelten PLL ist einem Fachmann
bekannt und daher werden sie hier nicht näher beschrieben.
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Das
empfangene Signal kommt von der Antenne ANT an den Sende/Empfangs-Schalter 1.
In der Empfangsstufe ist der Sende/Empfangs-Schalter in einer Position,
in der das empfangene Signal an die Empfangsblöcke gerichtet wird. Von dem
Sende/Empfangs-Signal wird das empfangene Signal in der Empfangsfrequenz
FRX durch einen ersten Passbandfilter 2, einen Vorverstärker 3 und
einen zweiten Passbandfilter 4 zu einem Demodulator 5 gebracht.
In dem Demodulator 5 wird das Empfangsfrequenzsignal FRX
mit der lokalen Oszillatorfrequenz LOI des Empfängers gemischt, die die Empfangskanalfrequenz
aufweist, wodurch das Mischergebnis ein Basisbandsignal ist, das
dem Ursprungssignal entspricht. Der Demodulator 5 ist vorteilhafterweise
ein I/Q-Demodulator, wodurch der Demodulator 5 sowohl die
I- als auch die Q-modulierten Signale erzeugt. Die demodulierten
Signale werden durch den ersten Niedrigpassfilter 6 geleitet.
Von dem Ausgang des ersten Niedrigpassfilters 6 werden
die Signale I-RX, Q-RX z den anderen (nicht gezeigten) Stufen des Empfängers für die Weiterverarbeitung
geleitet.
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Analog
wird in dem Sender das ausgehende Signal I-TX, Q-TX, das an den Modulator kommt, von dem
Modulator 7, vorzugsweise einem I/Q-Modulator zu einem
Pufferverstärker 8 gebracht.
Zusätzlich
zu dem ausgehenden Basisbandsignal wird die lokale Oszillatorfrequenz
LO2 des Senders, die die Sendekanalfrequenz aufweist, zu dem Modulator 7 als
das Trägersignal
des Modulators gebracht. In dem Pufferverstärker 8 wird das Sendefrequenzsignal
FTX verstärkt
und durch einen dritten Passbandfilter 9 zu einem Leistungsverstärker 10 gebracht.
Das verstärkte
Sendefrequenzsignal wird von dem Leistungsverstärker 10 durch den
Sendefrequenz-Niedrigpassfilter 11 zu dem Sende/Empfangsschalter 1 gebracht.
In der Sendestufe ist der Sende/Empfangsschalter 1 in der
Sendeposition, wodurch das an den Schalter 1 kommende Sendefrequenzsignal zu
der Antenne ANT geleitet wird. Wenn eine Anforderung des Systems,
wie die nach sofortiger Sendung, es erfordert, muss der Niedrigpassfilter 11 durch
einen Passbandfilter ersetzt werden. Der Passbandfilter kann mit dem
ersten Passbandfilter 2 auf der Empfangsseite kombiniert
werden, in welchem Fall der Filter in Wirklichkeit ein Duplexfilter
ist, wodurch der Sende/Empfangs-Schalter 1 nicht benötigt wird.
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In
einem Empfänger
mit direkter Umwandlung werden Zwischenfrequenzstufen überhaupt
nicht verwendet, wodurch die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Empfängers auf
die Empfangskanalfrequenz eingestellt wird. Analog wird in einem
Sender mit direkter Umwandlung die lokale Oszillatorfrequenz LO2
des Senders auf die Sendekanalfrequenz FTX eingestellt. In der in 2 gezeigten
Ausführungsform
wird die durch den Frequenzsynthetisierer 12 erzeugte Frequenz
LO3 als die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Empfängers verwendet.
Die lokale Oszillatorfrequenz LO2 des Senders wird so erzeugt, dass
die Frequenz LO4 des Bezugsoszillators 14 mit der Frequenz
des Frequenzsynthetisierers 12 in dem Mischer 13 gemischt
wird.
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In
dem GSM-System ist der Unterschied zwischen den Sende- und Empfangsfrequenzbändern 45 MHz,
wodurch der Unterschied zwischen der lokalen Oszillatorfrequenz
LO1 des Empfängers
und der lokalen Oszillatorfrequenz LO2 des Senders 45 MHz beträgt. Entsprechend
ist in dem PCN-System
der Unterschied zwischen der Sende- und der Empfangsfrequenzbänder 95
MHz, wodurch der Unterschied zwischen der lokalen Oszillatorfrequenz
LO1 des Empfängers
und der lokalen Oszillatorfrequenz LO2 des Senders 95 MHz beträgt.
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3a zeigt
ein Blockdiagramm der Radiofrequenzteile eines Dualband-Sender-Empfängers mit
direkter Umwandlung gemäß der Erfindung.
Für jedes
Frequenzband hat der Empfänger
ein eigenes Frontende, das einen ersten Passbandfilter 2, 15,
einen Vorverstärker 3, 16 und
einen zweiten Passbandfilter 4, 17 umfasst. Entsprechend
gibt es in der Senderseite einen Pufferverstärker 8, 18,
einen dritten Passbandfilter 9, 19, einen Leistungsverstärker 10, 20 und
einen zweiten Niedrigpassfilter für jedes Frequenzband.
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Um
die verschiedenen Teile beim Betrieb in verschiedenen Frequenzbändern zu
verwenden sind Zweiwegeschalter 22, 23 in dem
Sende/Empfang-Schalter 1 und der antennenseitigen Leitung
des Demodulators 5 vorgesehen. In der Sendeseite sind die
Zweiwegeschalter zum Auswählen
des Frequenzbandes der Sende/Empfangs-Schalter 1 und in
der modulatorseitigen Leitung des Pufferverstärkers 8. Beim Betrieb
in zwei unterschiedlichen Frequenzbändern werden die zwei ersten
Passbandfilter 2, 15, die zwei Vorverstärker 3, 16 und
die zwei zweiten Passbandfilter 4, 17 bei dem
Signalempfang verwendet. Entsprechend werden zwei Pufferverstärker 8, 18,
zwei dritte Passbandfilter 9, 19, zwei Leistungsverstärker 10, 20 und
zwei zweite Niedrigpassfilter 11, 21 bei der Signalübertragung
verwendet. Mittels der Zweiwegeschalter 22, 23 24, 25 kann
ein Block je zweier ähnlicher
Blöcke
immer für
den Gebrauch ausgewählt
sein. Um zwei verschiedene lokale Oszillatorfrequenzen LO1 des Empfängers zu
erzeugen, sind die Zweiwegeschalter 26, 27 und
ein erster Frequenzmultiplikator 28 zwischen dem Frequenzsynthetisierer 12 und
dem Demodulator 5 vorgesehen. Somit kann entweder die von
dem Frequenzsynthetisierer erzeugte Frequenz oder die mit N multiplizierte
Frequenz als die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Empfängers ausgewählt sein,
um auf den Demodulator 5 gerichtet zu werden. Auf der Sendeseite
werden Zweiwegeschalter 9, 30 und ein zweiter
Frequenzmultiplikator 31 zwischen dem Mischer 31 und
dem Modulator 7 zum Erzeugen zweier verschiedener lokaler
Oszillatorfrequenzen LO2 des Senders angeordnet.
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Die
durch den Frequenzsynthetisierer 12 erzeugte Frequenz wird
auch auf den Mischer 13 gerichtet, in dem eine durch den
Bezugsoszillator 14 erzeugte Frequenz mit dieser Frequenz
gemischt wird. Das Mischergebnis aus Mischer 13 ist eine
gemischte Zwischenfrequenz LO5. Mittels der Zweiwegeschalter 29 und 30 kann
entweder die gemischte Zwischenfrequenz LO5 oder LO5 multipliziert
mit der Konstante N als die lokale Oszillatorfrequenz des Empfängers ausgewählt und
auf den Modulator 7 gerichtet werden. Bei den hier dargestellten
Frequenzen ist die Antenne ANT eine kombinierte Antenne mit mehreren
Frequenzbändern.
Für die übrigen sind
die Radiofrequenzteile sowohl für
die Sende- als auch die Empfangsfrequenzbänder ähnlich.
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Die
Zweiwegeschalter 22–27, 29, 30 können beispielsweise
durch PIN-Dioden oder GaAsFET-Transistoren umgesetzt werden. Die
Zweiwegeschalter werden vorzugsweise durch ein Zweiebenensignal
SYSSEL gesteuert, wodurch die Zweiwegeschalter auf der ersten Ebene
des Steuersignals in einer Position sind, in der die Radiofrequenzschaltungen
des ersten Frequenzbandes verwendet werden, und auf der zweiten Ebene
des Steuersignals sind die Zweiwegeschalter in einer Position, in
der die Radiofrequenzschaltungen des zweiten Frequenzbandes verwendet
werden. Die der ersten und zweiten Ebene des Steuersignals SYSSEL
entsprechenden Werte hängen
unter anderem von der Implementierung der Zweiwegeschalter ab. Statt der
Zweiwegeschalter 22–27, 29, 30 kann
ein anderes bekanntes Verfahren eingesetzt werden, um den Weg des
Radiofrequenzsignals zu ändern.
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Die
Zweiwegeschalter 23, 25 können durch an sich bekannte
Anpassungsmittel ersetzt werden und wenn das erste Frequenzband
verwendet wird, haben die Radiofrequenzschaltungen des zweiten Frequenzbands
eine hohe Impedanz für
die Signale des ersten Frequenzbands. Entsprechend haben die Radiofrequenzschaltungen
des ersten Frequenzbands eine hohe Impedanz für die Signale des zweiten Frequenzbands,
wenn das zweite Frequenzband verwendet wird. Somit stören die
Radiofrequenzbänder
unterschiedlicher Frequenzbänder
einander nicht im Betrieb.
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In
der Ausführungsform
gemäß 2 wurde
die Auswahl der lokalen Oszillatorfrequenz LO1 mittels eines Frequenzmultiplikators 28 implementiert,
dessen Koeffizient N durch das Steuersignal SYSSEL eingestellt werden
kann. Somit ist der Koeffizient N auf der ersten Ebene des Steuersignals
SYSSEL beispielsweise eins und auf der zweiten Ebene des Steuersignals
SYSSEL ist der Koeffizient N zwei. In der Ausführungsform von 2 wurde
die Mischfrequenz LO2 der Sendeseite durch den zweiten Frequenzmultiplikator 31 erzeugt, in
dem der Koeffizient N entsprechend mittels des Steuersignals SYSSEL
geändert
werden kann. In dieser Ausführungsform
werden getrennte Zweiwegeschalter 26, 27, 29, 30 nicht
benötigt.
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Das
Signal SYSSEL, das die Zweiwegeschalter 22–27, 29, 30 steuert,
wird vorzugsweise in dem Steuerteil 32 der Mobilstation
(4) erzeugt, die vorzugsweise einen Mikroprozessor
umfasst. Der Steuerteil 32 erzeugt ein Signal entsprechend
dem Systemänderungsbefehl,
der durch den Nutzer über
die Tastatur 33 gegeben wird. Die Systemauswahl kann beispielsweise
menübasiert
sein, in welchem Fall das gewünschte
System aus einem auf der Anzeige 34 durch Drücken einer
Taste angezeigten Menü ausgewählt wird.
Somit erzeugt der Steuerteil 32 ein Steuersignal SYSSEL,
das dem ausgewählten
System entspricht. Der Systemänderungsbefehl
kann auch durch ein Mobilnetzsystem gegeben werden, wodurch die
Mobilstation die durch ein anderes System gesendeten Daten empfängt. Die
empfangenen Daten können
einen Systemänderungsbefehl enthalten,
auf dessen Basis der Steuerteil die Systemänderung durchführt. Ein
Steuerprogramm wurde in dem Speicher 35 des Steuerteils 32,
vorzugsweise EPROM oder EEPROM, gespeichert, welches Steuerprogramm die
empfangenen Daten überwacht,
und wenn es einen Systemänderungsbefehl
in den Daten detektiert, gibt es dem Steuerteil einen Befehl, das
Steuersignal SYSSEL in einen durch den Auswahlbefehl bestimmten
Zustand zu setzen.
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Der
Steuerteil 32 erzeugt ein TUNE-Signal, durch das eine Teilerzahl
für den
Teiler 38 des Frequenzsynthetisierers 12 gesetzt
wird, welche Zahl der ausgewählten
Kanalfrequenz entspricht. Der Teiler 38 des Frequenzsynthetisierers
formt dann eine Phasenvergleichsfrequenz mit dem Phasenkomparator 39 aus
der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO. In dem GSM-System
ist der Kanalabstand 200 kHz, wodurch die Phasenvergleichsfrequenz
200 kHz ist. Aufgrund der Verdopplung ist die Phasenvergleichsfrequenz 100
kHz in dem PCN-System. Dies kann vermieden werden, indem ein Frequenzmultiplikator
in die Phasenvergleichsschleife des Frequenzsynthetisierers 12 platziert
wird. Diese Alternative wird in 3b gezeigt,
in der nur die zur Darstellung der Implementierung des Frequenzsynthetisierers 12 notwendigen
Blöcke
gezeigt werden.
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Die
Schaltung funktioniert auf eine Art und Weise, dass die durch den
Bezugsoszillator 14 erzeugte Frequenz auf den Bezugsteiler
X des Frequenzsynthetisierers 12 gerichtet ist und der
Teiler X die erste Phasenvergleichsfrequenz an den Phasenkomparator
formt. Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO wird
an den Teiler 38 des Frequenzteilers entweder direkt oder
mit der Konstante N multipliziert gerichtet. Diese Auswahl wird
vorzugsweise durch die Schalter 26, 27 getroffen.
Der Teiler 38 bildet eine zweite Phasenvergleichsfrequenz
für den
Phasenkomparator 39 aus dieser Frequenz. Der Steuerteil 32 erzeugt
ein TUNE-Signal,
durch das eine Teilerzahl für
den Teiler 38 des Frequenzsynthetisierers 12 gemäß der ausgewählten Kanalfrequenz
eingestellt wird. Somit kann in einem Sender-Empfänger mit
direkter Umwandlung in einem GSM/PCN-System der Kanalabstand kHz
als die Phasenvergleichsfrequenz in jedem System verwendet werden,
wodurch Seitenbandprobleme vermieden werden können. Das Teilungsverhältnis des
Bezugsteilers X muss beim Wechsel zwischen den Systemen auch nicht
geändert
werden. Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO ist
auf den Demodulator 5 und den Mischer 13 entweder
direkt oder mit der Konstante N multipliziert gerichtet. Die durch
den Bezugsoszillator erzeugte Frequenz 4 ist auf Mischfrequenz
des Mischers 13 entweder direkt oder mit der Konstante
N multipliziert gerichtet. Diese Auswahl wird vorzugsweise durch
die Schalter 29, 30 getroffen.
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3a zeigt
einen erfindungsgemäßen Dualband-Sender-Empfänger mit
Direktumwandlung, bei dem das erste Frequenzband das Frequenzband
des GSM-Systems umfasst und das zweite Frequenzband das Frequenzband
des PCN-Systems umfasst. Somit ist die Passbandbreite des ersten
Passbandfilters 2 und des zweiten Passbandfilters 4 des
ersten Frequenzbands etwa 925 bis 960 MHz. Die Passbandbreite des
ersten Passbandfilters 15 und des zweiten Passbandfilters 17 des
zweiten Frequenzbands ist etwa 1805 bis 1880 MHz. Entsprechend ist
in dem Sender die Passbandbreite des dritten Passbandfilters 9 des
ersten Frequenzbands etwa 880 bis 910 MHz und die Passbandbreite
des dritten Passbandfilters 18 des zweiten Frequenzbands
ist etwa 1710 bis 1785 MHz. Das Frequenzband des zweiten Niedrigpassbandfilters 11 des
ersten Frequenzbands umfasst Frequenzen unter 915 MHz und das Frequenzband
des zweiten Niedrigpassbandfilters 21 des zweiten Frequenzbands
umfasst Frequenzen unter 1785 MHz. In der Ausführungsform von 3a wurde
der Frequenzsynthetisierer 12 so eingestellt, dass er in
dem Empfangsfrequenzband des ersten Frequenzbands operiert, das
heißt,
in dem Empfangsfrequenzband 925 bis 960 MHz des GSM-Systems. Wenn ein
Signal des GSM-Systems empfangen wird, wird der Frequenzsynthetisierer 12 auf
den Empfangskanal eingestellt, das heißt, auf eine der Empfangsfrequenzen
des GSM-Systems zwischen 925 und 960 MHz. Die Frequenz des dem Empfangskanal entsprechenden
Sendekanal ist 45 MHz geringer, somit muss die lokale Oszillatorfrequenz
LO2 des Senders 45 MHz geringer sein als die lokale Oszillatorfrequenz
LO1 des Empfängers. Die
Frequenz des Bezugsoszillators 14 wird vorzugsweise als
ein Vielfaches von 13 MHz erzeugt, wie in der Beschreibung der in 2 gezeigten
Ausführungsform
dargelegt, und somit wird 52 MHz als Bezugsoszillatorfrequenz in
der in 3a gezeigten Ausführungsform
ausgewählt.
In der Sendstufe wird die Frequenz des Frequenzsynthetisierers 12 dann
unabhängig
von dem Kanal, in dem der Vorgang stattfindet, um 7 MHz erhöht und das
Mischergebnis ist eine Zwischenmischfrequenz LO2, die 45 MHz (52–7) niedriger
ist als die beim Empfang verwendete Frequenz. Somit muss der Frequenzsynthetisierer 12 für das Senden
auf die Frequenzen (925+7) bis (960+7) MHz abstimmbar sein, d.h.
932 bis 967 MHz.
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Das
zweite Frequenzband in dem Beispiel von 3a umfasst
das Frequenzband des PCN-Systems oder die Empfangsfrequenzen 1805
bis 1880 MHz und die Sendefrequenzen 1710 bis 1785 MHz. Die Frequenzen
des PCN-Systems sind somit doppelt so hoch wie die Frequenzen des
GSM-Systems, wodurch der ausgewählte
Koeffizient des Multiplikators 28 der ersten Frequenz und
des Multiplikators 31 der zweiten Frequenz zwei ist. Wenn
ein Signal eines PCN-Systems empfangen wird, wird der Frequenzsynthetisierer 12 auf eine
Frequenz gesetzt, die halb so hoch ist wie die Frequenz des Empfangskanals.
Somit liegt die durch den Frequenzsynthetisierer erzeugte Frequenz
zwischen 902,5 und 940 MHz (1805/2 und 1880/2). Für den Sender ist
die Zwischenmischfrequenz LO5 die Hälfte der Frequenz des Sendekanals
des PCN-Systems oder 855 bis 892,5 MHz (1710/2 bis 1785/2). Da die
Frequenz des Bezugsoszillators 14 dieselbe ist, unabhängig von
dem System, in dem der Vorgang stattfindet, ist die durch den Frequenzsynthetisierer 12 erzeugte
Frequenz 907 bis 944,5 MHz bei PCN-Übertragung. Die Frequenz des
Frequenzsynthetisierers 12 muss daher beim Wechsel von
Empfang zum Senden um 4,5 MHz erhöht werden.
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5a zeigt
eine weitere Ausführungsform
zum Erzeugen der lokalen Oszillatorfrequenzen LO1, LO2. In dieser
Ausführungsform
ist der Bezugsoszillator
14 auf den Frequenzsynthetisierer
12,
den Aufwärtsumwandler
36 und
den Abwärtsumwandler
37 gerichtet.
Somit ist die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Empfängers die
Summe des durch den Bezugsoszillator
4 erzeugten Frequenz
und der durch den Frequenzsynthetisierer
12 erzeugten Frequenz,
multipliziert mit dem konstanten Koeffizienten N. Die lokale Oszillatorfrequenz LO2
des Senders ist der Unterschied zwischen der durch den Frequenzsynthetisierer
12 erzeugten
Frequenz und der durch den Bezugsoszillator
14 erzeugten
Frequenz, multipliziert mit dem konstanten Koeffizienten N. Wenn
die zweite Ausführungsform
der Erfindung in GSM/PCN-Systemen
angewendet wird, werden die in den Systemen verwendeten Frequenzen
wie folgt ausgewählt: GSM Empfang:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 26
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 925
bis 960 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 899
bis 934 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO1 (= LO3 + LO4): | 925
bis 960 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 26
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 880
bis 915 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 906
bis 941 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (= LO3–LO4): | 880
bis 915 MHz |
PCN Empfang:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 26
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 1805
bis 1880 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 876,5
bis 914 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO1 (= 2 × (LO3–LO4)): | 1805
bis 1880 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Sendefrequenzband: | 1710
bis 1785 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 881
bis 918,5 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (= 2 × (LO3–LO4)): | 1710
bis 1785 MHz |
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Wenn
diese Ausführungsform
in einem GSM-System angewendet wird, werden die konstanten Koeffizienten
der Frequenzmultiplikatoren auf eins gesetzt und in dm PCN-System werden die
Koeffizienten als zwei gesetzt. Die Frequenzmultiplikatoren können auch
wie in der Ausführungsform
von 3a durch Zweiwegeschalter und einen Frequenzmultiplikator 28, 31 implementiert
werden, in dem ein fester konstanter Koeffizient verwendet wird;
in diesem Fall ist der konstante Koeffizient zwei. Die Ausführungsform
von 5a kann auch durch einen Mischer umgesetzt werden,
in welchem Fall aus der Ausgabe des Mischers sowohl die Summe als
auch der Unterschied der Frequenz LO3 des Frequenzsynthetisierers 12 und
die Frequenz LO4 des Bezugsoszillators 14 erhältlich sind,
wodurch die Summe der Frequenzen Lo3, LO4 zweckmäßigerweise als die lokale Oszillatorfrequenz
LO1 des Empfängers
und der Unterschied der Frequenzen LO3, LO4 als die lokale Oszillatorfrequenz
LO2 des Senders ausgewählt
wird.
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5b zeigt
eine weitere Ausführungsform,
in der die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Empfängers und
die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Senders durch Mischen der
durch den Frequenzsynthetisierer
12 mit der durch den Bezugsoszillator
erzeugten Frequenz LO4 erzeugt werden. Der Unterschied im Vergleich
zu der Ausführungsform
von
5a ist hauptsächlich,
dass zusätzlich
zu der durch den Frequenzsynthetisierer
12 erzeugten Frequenz
die durch den Bezugsoszillator
14 erzeugte und mit zwei
multiplizierte Frequenz an den Mischer in der Sendestufe gerichtet
wird. An der Empfangsstufe werden die durch den Frequenzsynthetisierer
12 erzeugte
Frequenz LO3 und die durch den Bezugsoszillator
14 erzeugte
Frequenz an den Mischer gerichtet. Wenn die dritte Ausführungsform
der Erfindung in GSM- und PCN-Systemen angewendet wird, sind die
internen Frequenzen der Mobilstation wie folgt ausgewählt: GSM Empfang:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 925
bis 960 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 977
bis 1012 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO1 (= LO3–LO4): | 925
bis 960 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Sendefrequenzband: | 880
bis 915 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 984
bis 1019 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (LO3–LO4): | 880
bis 915 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 880
bis 915 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 932
bis 967 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (= LO3–LO4): | 880
bis 915 MHz |
PCN Empfang:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Empfangsfrequenzband: | 1805
bis 1880 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 954,5
bis 992 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO1 (= 2 × (LO3–LO4)): | 1805
bis 1880 MHz |
Übertragung:
| Bezugsoszillatorfrequenz
LO4 (konstant): | 52
MHz |
| Sendefrequenzband: | 1710
bis 1785 MHz |
| Frequenzsynthetisiererfrequenz
LO3: | 959
bis 996,5 MHz |
| lokale
Empfangsoszillatorfrequenz LO2 (= 2 × (LO3–LO4)): | 1710
bis 1785 MHz |
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In
den oben beschriebenen Ausführungsformen
der 5a und 5b sind
die durch den Frequenzsynthetisierer 12 erzeugten Frequenzen
LO3 beim Empfang und Senden in beiden Systemen im Wesentlichen dieselben,
wodurch der Frequenzversatz, der durch den Frequenzsynthetisierer 12 ausgeführt werden
muss, hinreichend klein ist, um in der Praxis implementiert zu werden.
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Auf
der Basis des Obengenannten kann als Zusammenfassung festgestellt
werden, dass in der Ausführungsform
von 3a der Abstimmungsbereich des Frequenzsynthetisierers 12 die
Frequenzen 902,5 bis 967 MHz umfasst. Die durchschnittliche Frequenz
des Abstimmbereichs ist ungefähr
934,75 MHz und seine Breite 64,5 MHz, wodurch die Breite des Abstimmungsbereichs
des Frequenzsynthetisierers in Bezug auf die durchschnittliche Frequenz
64,5/934,75 oder ungefähr
6,9 ist.
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Die
Erfindung kann auch auf eine Art angewendet werden, so dass die
Zwischenmischfrequenz LO5, die zum Senden benötigt wird, durch den Frequenzsynthetisierer 12 erzeugt
wird und die lokale Oszillatorfrequenz LO1 des Empfängers mittels
des Mischers 13 und des Bezugsoszillators 14 erzeugt
wird. In diesem Fall ist der Abstimmungsbereich von 850,5 bis 915
MHz und die durchschnittliche Frequenz des Abstimmungsbereichs ist
882,75 MHz, wodurch die Breite des Abstimmungsbereichs des Frequenzsynthetisierers
64,5/882,75 oder 7,3 % ist, was etwas höher als in den Ausführungsformen
von 2 und 3a ist. Außerdem kann die Erfindung auf
eine Art angewendet werden, so dass der Frequenzsynthetisierer 12 so
eingestellt ist, dass er in einem anderen Frequenzband operiert,
in diesem Fall das Frequenzband des PCN-Systems, wodurch die Konstante des ersten Frequenzmultiplikators 28 und
des zweiten Frequenzmultiplikators 31 0,5 ist. In diesem Fall
muss die Bezugsoszillatorfrequenz 104 MHz betragen.
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In
der Ausführungsform
von 5a umfasst der Abstimmungsbereich des Frequenzsynthetisierers 12 die
Frequenzen 876,5 bis 941 MHz. Die durchschnittliche Frequenz des
Abstimmungsbereichs ist 908,75 MHz und die Breite 64,5 MHz, wodurch
die Breite des Abstimmungsbereichs des Frequenzsynthetisierers in
Bezug auf die durchschnittliche Frequenz etwa 7,1 % ist. Entsprechend
ist in der Ausführungsform
von 5b der Abstimmungsbereich des Frequenzsynthetisierers 12 954,5
bis 1019 MHz, die durchschnittliche Frequenz des Abstimmungsbereichs
ist 986,75 MHz und die Breite ist 65,5 MHz. In diesem Fall ist die
Breite des Abstimmungsbereichs des Frequenzsynthetisierers in Bezug
auf die durchschnittliche Frequenz ungefähr 6,5 %.
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Beim
Wechsel zwischen Empfang und Übertragung
ist die Frequenzänderung
des Frequenzsynthetisierers unabhängig von dem zu dieser Zeit
verwendeten Empfangs- oder Sendekanal konstant. Ein konstanter Frequenzversatz
wie dieser kann einfach durch den Frequenzsynthetisierer erzeugt
werden. Die in einem erfindungsgemäßen Sender-Empfänger
mit direkter Umwandlung verwendeten Frequenzen hängen natürlich von den Systemen ab,
in denen der Sender-Empfänger
eingesetzt wird. Neben den erwähnten
GSM- und PCN-Systemen kann ein Sender-Empfänger mit direkter Umwandlung
auch in anderen Systemen verwendet werden, wie beispielsweise dem
DECT. Eine Möglichkeit
wäre dann
die Implementierung der Dualband-Mobilstation, die zum Betreiben
in den GSM- und DECT-Systemen bestimmt ist.
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Obwohl
die Radiofrequenzteile fest zugeordnete Blöcke für jedes Frequenzband in der
Ausführungsform
in 3a umfassen, kann das Radiofrequenzteil auch durch
eine andere Lösung
einer wohlbekannten Technologie umgesetzt werden. Beispielsweise
können
einige der Verstärker
vom Breitbandtyp sein, wodurch derselbe Verstärker in beiden Frequenzbändern betrieben
werden kann. Andererseits werden in dieser Lösung mehr Zweiwegeschalter
benötigt.
Die Filter können
auch einstellbar sein, in welchem Fall sie spezifisch für das zu
der Zeit verwendete Frequenzband eingestellt sind.
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Wenn
eine Mobilstation, die einen erfindungsgemäßen Dualband-Sender-Empfänger mit
direkter Umwandlung verkörpert,
eingeschaltet wird, kann sie beispielsweise alle in dem System verfügbaren Kanäle scannen.
Dies kann durch Einstellung der Zweiwegeschalter 22–27, 29, 30 in
eine Position, in der die Radiofrequenzschaltungen des ersten Frequenzbands
verwendet werden. Danach scannt die Mobilstation die Empfangskanäle des ersten
Frequenzbands und erstellt eine Liste der stärksten Kanäle. Als nächstes wird der Status der
Zweiwegekanäle
auf die Verwendung der Radiofrequenzschaltung des zweiten Frequenzbands
geändert.
Die Empfangskanäle
des zweiten Systems werden auch gescannt und eine Liste der stärksten Kanäle wird
erstellt. Danach wird ein Vergleich der gemessenen Stärken für verschiedene
Kanäle
durchgeführt
und ein Kanal mit dem stärksten
Kanal wird ausgewählt.
Die Zweiwegeschalter werden so eingestellt, dass sie die RF-Schaltungen
des Systems verwenden, in dem das stärkste Signal detektiert wurde.
Der Frequenzsynthetisierer wird auf eine Frequenz eingestellt, die
dem ausgewählten
Kanal entspricht.
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Die
Mobilstation kann die Signalebenen auch während der Verwendung messen
und wenn sie einen Änderungsbedarf
detektiert, führt
sie die für
das Ändern
des Kanals und/oder des Systems erforderlichen Operationen aus.
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Die
Erfindung ist nicht nur auf die oben beschriebenen Ausführungsformen
beschränkt,
sondern kann innerhalb des durch die angehängten Ansprüche definierten Schutzumfangs
modifiziert werden.