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HINTERGRUND
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Gebiet
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Diese
Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf drahtlose Kommunikationen.
Im Speziellen bezieht sich diese Erfindung auf Systeme und Verfahren
für Direkt-Konversions-Transceiver.
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Hintergrund und verwandte
Technik
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Das
Gebiet von Kommunikationen hat ein dramatisches Wachstum aufgrund
größtenteils
der verbesserten Fähigkeiten
von drahtlosen Einrichtungen erfahren. Drahtlose Einrichtungen wenden
Funkwellen an um ferne Kommunikationen ohne die physikalischen Einschränkungen
von draht-basierten Systemen zu ermöglichen. Information, wie beispielsweise
Sprache, Daten oder Paging- bzw.
Rufinformation wird durch Funkwellen über vorherbestimmte Frequenzbänder gesendet
bzw. übertragen.
Die Zuweisung von verfügbaren
Frequenzspektren ist reguliert, um Sicherzustellen, dass zahlreiche
Nutzer ohne ungebührliche
Interferenz Kommunizieren können.
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Information,
die von einer Quelle zu einem Ziel zu übertragen ist, wird selten
in einem Format erlangt, das für
Funkübertragung
bereit ist. Typischerweise nimmt ein Sender ein Eingangssignal und
formatiert es zur Übertragung
in einem vorherbestimmten Frequenzband. Das Eingangssignal, auch
bezeichnet als ein Basisbandsignal, moduliert einen Träger in dem
gewünschten
Frequenzband. Beispielsweise moduliert ein Funksender, der ein Audioeingangssignal
empfängt,
eine Trägerfrequenz
mit dem Eingangssignal.
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Ein
entsprechender ferner Empfänger,
der auf die gleiche Trägerfrequenz
wie der Sender eingestellt ist, muss das gesendete Signal empfangen
und demodulieren. D. h. der ferne Empfänger muss das Basisbandsignal
von dem modulierten Träger
wiedergewinnen. Das Basisbandsignal kann direkt einem Nutzer präsentiert
werden, oder es kann weiter verarbeitet werden, bevor es dem Nutzer
präsentiert
wird. Viele drahtlose Einrichtungen von Verbrauchern, wie z. B.
Radios, Fernseher und Pager sind ausschließlich Empfänger.
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Transceiver
sind drahtlose Einrichtungen, die einen Sender und einen Empfänger in
einer einzelnen Packung integrieren. Transceiver ermöglichen
nahezu gleichzeitige Zwei-Wege-Kommunikationen. Beispiele von Transceiver
beinhalten Zwei-Weg-Radios bzw. Funkgeräte, Walkie-Talkies, Zwei-Weg-Pager und drahtlose
Telefone.
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Verschiedene
Bewertungskriterien sind wichtig beim Beurteilen der Effektivität von einer
Empfängerauslegung.
Empfindlichkeit bestimmt die Fähigkeit
von einem Empfänger
ein schwaches Signal zu detektieren. Die Empfängerempfindlichkeit muss derart
sein, dass der Empfänger
das minimal wahrnehmbare Signal (minimal discernible signal, MDS)
vom Hintergrundrauschen detektieren kann. Rauschen repräsentiert
zufällige
Fluktuationen bei Spannung und Strom. Das MDS ist ein empfängerspezifisches
Maß der
Sensitivität
bzw. Empfindlichkeit, das die Bandbreite von einem bestimmten System
einbezieht. Die Empfängerselektivität zeigt andererseits
den Schutz an, der von einem Empfänger von außerkanaliger Interferenz geboten
wird. Je größer die
Selektivität
ist, umso besser kann der Empfänger
unerwünschte
Signale zurückweisen.
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Empfindlichkeitsreduktion
bzw. Desense ist eine Reduktion der Gesamtsensitivität eines
Empfängers aufgrund
von künstlicher
oder natürlicher
hochfrequenter Interferenz bzw. Störung (radio frequency interference,
RFI). Empfindlichkeitsverringerung findet statt, wenn ein sehr starkes
interferierendes bzw. störendes Signal
den Empfänger überlastet
und die Detektion von schwächeren
Signalen schwieriger macht. Die Empfindlichkeitsreduzierungscharakteristik
von dem Empfänger
bestimmt seine Fähigkeit
erfolgreich bei starken Störern
wie z. B. Jammern betrieben zu werden.
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Die
Rauschzahl ist ein anderes Schlüsselmaß der Leistungsfähigkeit
eines Empfängers.
Die Rauschzahl degradiert, d. h. erhöht sich mit jeder nachfolgenden
Stufe in dem Empfangspfad. Verstärkungs-
oder Dämpfungstechniken
können
innerhalb eines Empfängers
angewendet werden um eine akzeptable Rauschzahl zu erreichen. Rauschen
bestimmt zusammen mit Verzerrung das Signal-zu-Rauschen-und-Verzerrung (signal
to noise and distortion, SINAD) ein Verhältnis in Dezibel, welches die
Performance eines Empfängers bei
der Präsenz
von Rauschen beschreibt.
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Verzerrung
ist die Präsenz
von unerwünschten
Signalen an der Ausgabe von Einrichtungen in dem HF Pfad von einem
Empfänger.
Die Verzerrung kann harmonische Verzerrung, Intermodulationsverzerrung
und Kreuzmodulationsverzerrung beinhalten. Die harmonische Verzerrung
tritt auf, wenn das gewünschte
Eingangssignal groß genug
ist, um den Empfänger
zu komprimieren, und es wird typischerweise an der Basisbandausgabe
als eine Funktion des Frequenzversatzes von dem gewünschten
Signal und als eine Funktion von der gewünschten Signalleistung gemessen.
Kreuzverzerrung tritt auf, wenn die amplituden-modulierte Komponente
von dem Sender (z. B. einem drahtlosen CDMA Telefon) zu einem anderen
Träger
(Jammer) an der Ausgabe von der Einrichtung (LNA Ausgabe) transferiert
wird. Die häufigste
Form von Verzerrung ist Intermodulationsverzerrung (intermodulation
distortion, IMD).
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Die
Intermodulationsverzerrung ist das Ergebnis von zwei oder mehr Signalen
die sich zusammenmischen, um zusätzliche
unerwünschte
Verzerrung innerhalb der Signalbandbreite zu erzeugen. Für zwei Eingaben
treten die Intermodulationsprodukte bei der Summe und Differenz
von ganzzahligen Vielfachen von den originalen Frequenzen auf. D.
h. für
zwei Eingangssignale, die die Frequenzen f1 und
f2 besitzen, können die ausgegebenen Frequenzkomponenten
ausgedrückt
werden als mf1 ± nf2,
wobei m und n ganze Zahlen bzw. integer ≥ 1 sind. Die Größe bzw.
Ordnung von dem Intermodulationsprodukt ist die Summe von m und
n. „Zwei-Ton"-Komponenten dritter
Ordnung (2f1 – f2 und
2f2 – f1) können
bei Frequenzen nahe der gewünschten oder
störenden Signale
auftreten und können
deshalb nicht einfach gefiltert werden. Intermodulationsprodukte höherer Ordnung
besitzen eine niedrigere Amplitude; dergestalt sind sie weniger
problematisch. Intermodulations-Jamming-Produkte zweiter Ordnung
können
bei Basisbandfrequenzen erzeugt werden, falls der Tonabstand innerhalb
der Hälfte
von der Signalbandbreite ist.
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1 ist
ein Diagramm, das die Pegel von fundamentalen IMD Komponenten, IMD
Komponenten zweiter Ordnung und dritter Ordnung gegenüber dem
Eingangspegel aufträgt.
Theoretische Punkte, bei denen Pegel zweiter Ordnung und dritter
Ordnung das fundamentale Unterbrechen bzw. Schneiden sind bekannt
als der Schnittpunkt zweiter Ordnung (IP2 oder SOI) und Schnittpunkt
dritter Ordnung (IP3 oder TOI). Der IIP2 von einem Empfänger ist
der Schnittpunkt zweiter Ordnung des Eingangspegels. Der IIP3 ist
der Schnittpunkt dritter Ordnung des Eingangspegels.
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Der
Schnittpunkt dritter Ordnung und die Rauschzahl von einem Empfänger sind
direkt bezogen auf den Dynamikbereich des Empfängers. Der Dynamikbereich definiert
den Bereich von Signalen, die der Empfänger innerhalb der spezifizierten
Leistungsfähigkeit
von dem Empfänger
handhaben kann, d. h. den Bereich über den der Empfänger eine
genaue Ausgabe mit akzeptabler SINAD erzeugen kann. Im Speziellen
kann der Dynamikbereich für
einen Basisbandempfänger
wie z. B. einem Analog-zu-Digital-Konverter als störungsfreier Dynamikbereich
(spurious free dynamic range, SFDR) repräsentiert sein, welcher von
dem Grundrauschen bzw. Rauschboden der Einrichtung bis zu dem maximalen
Signal, bevor Abschneiden bzw. Clipping auftritt, reicht.
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Lokaloszialltor-(LO)-Lecken
bzw. -Einstrahlen tritt auf, wenn ein LO Signal zu dem Empfängereingang leckt
bzw. einstrahlt. Derartige Leckage bzw. derartiges Einstrahlen kann
durch die Transceiver-Antenne gesendet werden als Störübertragungen,
welche mit anderen Einrichtungen interferieren kann. Zusätzlich kann die
LO Leckage zurück
in den Empfänger
selbst reflektiert werden, und kann den Empfänger weniger empfindlich machen,
falls sie nicht vor der Demodulation entfernt wird.
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Jammer
bzw. Störer-Leckage
tritt auf, wenn ein Jammer-Signal zu einem LO-Eingang oder einer Ausgabe von einer
Einrichtung innerhalb eines Empfängers
leckt. Derartige Leckage kann sich mit dem Jammer-Signal mischen,
um unerwünschte
Signale zu erzeugen, wie z. B. Gleichstromsignalpegel, die proportional
zu der Amplitudenmodulations-(amplitude modulation, AM)-Komponente von dem
Jammer-Signal sind. AM Jammer-Signale können bei jeder Frequenz innerhalb
eines Empfangsfrequenzbandes lokalisiert sein.
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Rauschen
mit niedrigem Frequenzflicker bzw. -Flimmern (1/f) wird durch defekte
in dem Emitter-Basisübergang
von Bi-polar-Übergangstransistoren
verursacht. Obwohl er typischerweise klein ist, kann es erforderlich
sein, dass Flimmerrauschen und anderes derartiges Rauschen in einem
Empfänger
entfernt wird, um maximale Signalintegrität beim Basisband beizubehalten.
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Isolation
ist das Verhältnis
(in dB) von dem Leistungspegel, der an einem Port bzw. Anschluss
von einer Einrichtung angelegt wird im Verhältnis zu dem resultierenden
Leistungspegel bei der gleichen Frequenz, der an einem anderen Port
erscheint. Rückwärtsisolation,
welche das Inverse (reziproke) von Isolation ist, ist ein Bewertungskriterium
bzw. ein Gütefaktor
für Empfängerkomponenten.
Rückwärtsisolation
ist ein Maß dafür wie viel
Energie die in einen Ausgabe-Port initiiert wird, es zurück zu der
Eingangsquelle schafft. Um niedrige LO- und Jammer-Leckage zu erreichen,
ist eine hohe Rückwärtsisolation
wünschenswert.
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Der
1 dB Kompressionspunkt von einem Verstärker ist ein Maß von dem
Ausgangsleistungspegel, wenn die Verstärkerverstärkung 1 dB niedriger ist als
der kleine Signalgewinn. Der Sättigungspunkt
von einem Verstärker
ist ein Maß von
der maximalen Ausgangsleistungsfähigkeit
von dem Verstärker.
Diese Bewertungskriterien sind in 1 dargestellt.
Die obigen Bewertungskriterien und Signalphänomene sollten berücksichtigt werden,
wenn drahtlose Kommunikationseinrichtungen entworfen werden. Allgemeiner,
ist die drahtlose Kommunikationslandschaft durch Code-Multiplex-Vielfach-Zugriff
(code division multiple access, CDMA) dominiert worden, einer Form
von Spreizspektrum oder Breitband, Kommunikationen in denen Funksignale über eine sehr
große
Bandbreite gespreizt werden. CDMA Technologien sind die Basis für viele
Modulationsstandards gewesen, wie z. B. CDMA (IS-95 und CDMA2000)
und WCDMA (IMT2000). Jede von diesen Modulations- oder Luftschnittstellenstandards
sind in vielen Hochfrequenzbändern
betreibbar, einschließlich
von zellularen (japanische zellulare und US zellulare) Bänder, PCS
(Personal Communications System in US amerikanischen und koreanischen
Bändern)
und IMT (International Telecommunications Union). Andere Modulationsstandards beinhalten
FM (frequency modulation, IS-19), GSM (Global System for Mobile
Communications), US-TDMA (IS-136), GPS (Global Positioning System),
drahtloses LAN (802.11) und Bluetooth.
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Frequenzbänder sind
verschiedenen Kommunikationsmodi zugewiesen worden. Für drahtlose
Empfänger
ist das US PCS Empfangs-(RX)-Frequenzband 1930–1990 MHz und das assoziierte
Sende-(transmit, TX)-Frequenzband ist 1850–1910 MHz. Das US Zellular-Empfangsfrequenzband
ist 869–894
MHz und das assoziierte Sendefrequenzband ist 824–849 MHz.
In ähnlicher
Weise sind Empfangs- und Sendefrequenzbänder japanischen Zellularen,
IMT und koreanischen PCS zugewiesen.
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Kommunikationsstandards
setzen Spezifikationen fest, die drahtlose Kommunikationseinrichtungen erfüllen müssen. Beispielsweise
müssen
störende
Emissionen, Empfindlichkeit, Störungen
bzw. Jamming (Zwei-Ton-Intermodulation
und Einzel-Ton-Empfindlichkeitsverringerung) und Restseitenbandspezifikationen erfüllt werden.
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Drahtlose
Kommunikationen sind bislang noch nicht auf einer internationalen
oder selbst zwischennationalen Grundlage standardisiert worden.
Existierende Technologien haben erkannt, dass ein Transceiver, der in
mehr als einen Band oder in mehr als einem Modus betrieben werden
kann, eine erhöhte
Portabilität
besitzt. Im Speziellen werden Dual-Band-Handapparate auf zwei Frequenzbändern betrieben.
Beispielsweise kann ein Dual-Band-CDMA- Handapparat sowohl auf den 800 MHz (US
Zellular) als auch auf den 1,9 GHz (US PCS) Frequenzbändern betrieben
werden. Falls Basisstationen die auf diesen zwei Frequenzbänder arbeiten,
den CDMA Standard nutzen, dann kann eine Mobileinheit, die einen
Dualband-CDMA-Handapparat bzw. ein entsprechendes Hand-Set besitzen
den Dienst von einer oder von beiden dieser Basisstationen erlangen.
Ferner kann ein Dual-Mode-CDMA/FM Handapparat sowohl in CDMA als
auch FM Modi betrieben werden. Unter Berücksichtigung der aktuellen
Vielfalt von Modulationsstandards und assoziierten Frequenzbändern bieten
jedoch Dual-Mode- und Dual-Band-Telefone Teilnehmern höchstens
eine limitierte Kompatibilität
mit Kommunikationssystemen der Welt.
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2 ist
ein Blockdiagramm auf hoher Ebene von einem konventionellen Dual-Herabkonversionsempfänger. Ein
Empfänger 101 beinhaltet
die Super-Überlagerungs-Architektur
bzw. Super-Heterodyne-Architektur. Im Speziellen wird ein empfangenes
HF Signal 11 entlang eines HF Signalpfades geleitet und
vorverarbeitet (Stufe 1). Das vorverarbeitete HF Signal 13 wird
zuerst umgesetzt oder herabkonvertiert in ein Signal 15 das
eine Zwischenfrequenz (ZF) besitzt (Stufe 2). Das ZF Signal 15 wird
dann wiederum in ein Basisbandsignal 17 herabkonvertiert,
welches eine „in-phasige" (I) und „quadraturphasige" (Q) Komponente beinhaltet (Stufe
3). Die I und Q Basisbandsignalkomponenten variieren in der Phase
um 90°.
Die I und Q Komponenten werden dann zu anderen Teilen von dem Empfänger 101 gesendet
wie z. B. einem Basisbandprozessor (Stufe 4) um weiter verarbeitet
zu werden. In ähnlicher
Weise werden in einem Dual-Hochkonversionssender analoge I und Q
Basisbandsignale zuerst zu einem ZF Signal hochkonvertiert und das
ZF Signal wird dann zu einem gesendeten HF Signal hochkonvertiert.
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3 illustriert
den Empfänger 101 detaillierter.
Der Empfänger 101 besitzt
eine Anzahl von inhärenten
Vorteilen. Zum Beispiel bietet das Design exzellente Empfindlichkeit
und Selektivität
einen erweiterten Signaldynamikbereich, flexible Frequenzplanung
und einen niedrigeren Dynamikbereich und Stromverbrauch für Elemente
in dem Empfänger 101 nach
den ZF Filtern 70. Zu sätzlich
kann eine Phasen- und Amplitudenanpassung zwischen den I und Q Kanälen 106, 107 leichter
erreicht werden, weil das ZF Signal bei einem niedrigeren Frequenzbereich
ist. Im Angesicht dieser Vorteile ist der Empfänger 101 für Multi-Mode-
und Multibandanwendungen gut geeignet, wobei empfangene HF Signale – in mehreren
Modi moduliert und in mehreren Frequenzbändern befördert – verarbeitet werden können.
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Um
mehrere Bänder
und Betriebsmodi zu unterstützen,
muss der Empfänger 101 einige
modus-spezifische Komponenten beinhalten. Z. B. ist in einem Multibandempfänger typischerweise
ein individueller HF Signalpfad für jedes Frequenzband erforderlich.
In einem Multi-Modus-Empfänger
können
individuelle Basisbandpfade für
jeden Modus erforderlich sein und zwar abhängig von Störer- bzw. Jammer-Dynamikbereichsanforderungen.
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In
konventionellen Empfängern,
wie dem Empfänger 101,
beinhaltet der ZF Signalpfad typischerweise Verstärker, Filterungsschaltungen
und Schaltungen mit automatischer Verstärkungssteuerung (automatic
gain control, AGC). Dementsprechend kann der Empfänger 101 Rauschen
und Jammer außerhalb
des Signalbandes eliminieren und kann variierende Signalleistung
und Empfängerverstärkungsänderungen
kompensieren. In einem Multi-Modus-Empfänger
ist die Filterung der ZF Signale modus-spezifisch. Deshalb besitzt
der Empfänger 101 ein
ZF Filter 70 pro Modus. Beispielsweise beinhaltet ein Empfänger in
einem Dual-Modus-Telefon zwei ZF SAWs (surface acoustic wave filter
bzw. akustisches Oberflächenwellenfilter).
Für einen
Empfänger der
die Modi CDMA IX, CDMA 3×,
WCDMA, GSM, FM, Bluetooth und GPS unterstützt, können vier bis sechs SAWs und
1 diskretes IC Filter in dem ZF Signalpfad erforderlich sein.
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Der
Bedarf für
ein ZF Filter für
jeden Modus ist ein signifikanter Nachteil des Empfängers 101.
Jedes ZF Filter erhöht
die Kosten von dem Empfänger,
die Anzahl, von kritischen Teilen und die Leiterplattenfläche von
dem Empfänger.
Weil jedes ZF Filter einen hohen Verlust besitzen kann, könnte auch
ein ZF Vorverstärker oder
eine AGC erforderlich sein. Ein spannungsgesteuerter Os zillator
(voltage controlled oscillator, VCO) der ZF und eine Phasenregelschleife
(phase-locked loop, PLL) 65 sind auch erforderlich zum
Erzeugen einer Lokaloszillator-(LO)-Frequenz, die in einem ZF Mischer 60 eingegeben
wird. Zusätzliche
Nachteile des Empfängers 101 umfassen
den Bedarf nach einer Schaltmatrix oder mehreren ZF Verstärkern und
AGC Modulen, den Bedarf nach einem HF Bandpassfilter (BPF) mit niedrigem
Verlust zum Reduzieren unerwünschten
Seitenbandrauschens und den Bedarf nach zusätzlichen ZF Mischern. Somit
erhöht
die ZF Stufe von einem Dual-Herabkonversionsempfänger die
Kosten, die Designkomplexität
und die Schaltkreisleiterplattenfläche von derartigen Empfängern.
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4 zeigt
ein Blockdiagramm eines Empfängers 200 mit
direkter Herabkonversion oder Null bzw. ohne ZF. Bei direkt Herabkonversionsempfängern wird
ein empfangenes HF Signal 201 direkt in ein Basisbandsignal 225 herabkonvertiert.
In ähnlicher
Weise wird bei einem Sender mit direkter Hochkonversion oder Null
ZF ein Basisbandsignal direkt zu einem gesendeten HF Signal hochkonvertiert.
In dem Empfänger 200 wird
das empfangene HF Signal mit einer Lokaloszillator-(LO)-Frequenz
zum Erzeugen eines Basisbandsignals gemischt. Weil er einen ZF Signalpfad
nicht beinhaltet, eliminiert der Empfänger 200 Kosten, Leiterplattenfläche und
Leistungsverbrauch, die bzw. der mit ZF Komponenten assoziiert ist,
welche ZF SAWs, LC Anpassungsfilter und diskrete Filter, ein Vorverstärker, AGC,
ZF Mischer und die ZF VCO und PLL umfasst. Ferner treten weniger
Variationen von Teil zu Teil und weniger Temperaturvariationen auf.
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WO 00/52840 beschreibt
einen Multiband-Transceiver der einen Direkt-Konversions-Empfänger verwendet. Der Direkt-Konversions-Empfänger erzeugt
ein Lokaloszillatorsignal durch Filtern eines Signals eines spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO) unter Verwendung eines Tiefpassfilters oder durch
Verdoppeln eines VCO Signals bezüglich
der Frequenz und durch Leiten des Ergebnisses durch ein Tiefpassfilter.
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Das
Design bzw. die Auslegung des Empfängers 200 erlaubt
weitere Signalverarbeitung wie beispielsweise Kanalselektivitätsfilterung
um in dem analogen oder digitalem Bereich des Basisbands über integrierte Schaltungen
stattzufinden, somit es zu ermöglichen,
das HF und Analogteile von dem Empfänger 200 von der Art
her generischer sind. Da die AGC digital ist, kann eine vereinfachte
Kalibrierung oder sogar keine Kalibrierung erforderlich sein. Für bestimmte
Betriebsmodi, wie z. B. GPS, Bluetooth und GSM könnte der Empfänger 200 kein
HF Filter benötigen,
weil ein primärer
Zweck von jenem Filter es ist, die Kreuzmodulation in zellularen CDMA
und PCS Modi zu reduzieren. Der GPS Modus kann jedoch ein HF Filter
erfordern, falls GPS modulierte Signale gleichzeitig mit anderen
modulierten Signalen empfangen werden.
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Trotz
der obigen Vorteile ist direkte Herabkonversion in drahtlosen Telefonen
nicht weiterhin eingesetzt worden. Der Grund dafür ist, dass es sehr schwierig
ist, wesentliche bzw. Schlüsselentwurfsziele
des Empfängers
zu erreichen, während
der richtige Dynamikbereich für
den Empfänger
erreicht wird. Auslegungs- bzw. Entwurfsziele für Empfänger wie beispielsweise den
Empfänger 200 umfassen
das Erreichen von hoher Verstärkung
und einer niedrigen Rauschzahl, hoher IIP3 und IIP2 Werte und eines
niedrigen Leistungsverbrauchs. Ein Multimodus- und Multibandempfänger kann
einen sehr großen
Dynamikbereich erfordern. Entsprechend ist es noch schwieriger diese
Designziele für
einen derartigen Empfänger
zu erreichen.
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Spezieller
verursacht die Lokaloszillator-(LO)-Leckage und die Jammer-Leckage in die I
und Q Mischer LO Anschlüsse
bzw. -Ports signifikante Probleme bei Direktkonversionsempfängern. Bei
Zellular und PCS können
die Anforderungen an Störemissionen
besonders streng sein. Dementsprechend ist eine höhere Rückwärtsisolation
erforderlich. Zusätzlich
kann bei einem Direktkonversionsempfänger LO Leckage, die zurück in den
Empfänger
selbst reflektiert wird, sowie auch Jammer-Leckage in den LO Port
von den I und Q Mischern durch die Direktkonversionsschaltungen
verarbeitet werden. Als solches kann eine unerwünschte DC bzw. Gleichstromversatzspannung
an dem Ausgang von dem Mischer zusammen mit dem gewünschten Basisbandsignal erscheinen,
welches auch Basisbandspektralkomponenten enthalten kann. Entsprechend muss
der DC Versatz entfernt werden, um sicherzustellen, dass das Signal-zu-Rausch-Verhältnis ausreichend hoch
ist.
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Bei
CDMA wird die Empfindlichkeit mit einem Signal getestet das auf
einen Pegel so gesetzt wird, dass eine bestimmte Rahmenfehlerrate
(frame error rate, FER) erfüllt
wird. IS-98 spezifiziert, dass die zu testende Einrichtung einen
Empfindlichkeitspegel von –104
dBm (Signalleistung) mit weniger als 0,5% FER erfüllen muss.
Der Intermodulationstest wird mit einem Signalpegel durchgeführt, der
auf –101
dBm (3 dB oberhalb des Empfindlichkeitstests) eingestellt wird,
und zwar mit zwei Tönen
bzw. Signalen an einem Versatz, der relativ zu dem HF Signal ist
(–43 dBm/Ton
bei Versätzen,
die ein inbandiges Verzerrungsprodukt erzeugen oder typischerweise
bei ±900
und ±1700
kHz) und zwar mit weniger als 1% FER. Abhängig von dem Frequenzband kann
es Unterschiede in den getesteten Leistungspegeln und Frequenzversätzen für die Jammer
bzw. Störer geben.
Für den
Einzeltonempfindlichkeitsreduktionstest (desense test) ist der Jammer-
bzw. Störerpegel
an dem HF Port bzw. -Anschluss von den I und Q Mischern größer als
der Signalpegel bei 71 dB bei >=
900 kHz Versatz.
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Die
Jammer-Leistung kann zu dem LO Port von jedem Mischer lecken bzw.
streuen und sich mit dem Jammer-Pegel an dem HF Mischer-Port mischen
um einen Gleichstrom- bzw. DC Pegel zu erzeugen der proportional
zu der Amplitude von dem HF Jammer ist. Typischerweise wird der
Jammer durch die Vorwärtsverbindung
von einer Basisstation in einem konkurrierenden drahtlosen System
erzeugt. Die Jammer-Leistung bzw. Störsenderleistung kann sich als
eine Funktion von der genutzten Modulation oder von Fading bzw. Schwund ändern. Der
schlimmste Jammer kann eine Amplitudenmodulation besitzen, die vergleichbar
mit der gewünschten
Signalbandbreite ist. Als solche fällt die AM Komponente auf jede
Signalenergie beim Basisband nach der Herabkonversion und kann mit
Basisbandfilterung nicht entfernt werden. Dieses Problem wird verschlimmert,
wenn das störende
HF Signal zunimmt. Falls das störende
HF Signal um 10 dB zunimmt erhöht sich,
beispielsweise, die Basisbandverzerrung um 20 dB. Diese Basisbandverzerrung
kann tatsächlich
größer als
eine Zwei-für-Eins-Steigung
sein, falls sowohl die HF zu LO Isolierung der HF Mischer, welche
das Selbstmischen von Jammern bzw. Störsendern beeinflusst als auch
die IIP2 von den HF Mischern, welche die Verzerrungseffekte zweiter
Ordnung repräsentiert,
schlecht sind.
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Ferner
sind die Störsender
bzw. Jammer und LO Leckage bzw. Streuungsanforderungen für Mischer in
einem Direktherabkonversionsempfänger
sehr anspruchsvoll. Weil einem derartigen Empfänger die ZF Filterung fehlt,
kann es erforderlich sind, dass der Dynamikbereich von den Basisbandelementen
des Empfängers
um 30 dB oder mehr erhöht
werden muss, abhängig
von dem Grad an analoger Basisbandfilterung und Teil-zu-Teil-Frequenz-
und Temperaturvariationen der Verstärkung. Restseitenbandspezifikationen
für verschiedene
Modulationsstandards müssen
auch erfüllt
werden. Da ein derartiger Empfänger
weniger Verstärkung
vor seiner Basisbandstufe besitzt, hat ein Flicker- bzw. Flimmerrauschen
beim Basisband einen größeren Effekt
auf die Fähigkeit
von dem Empfänger
FM modulierte Signale zu verarbeiten. Deshalb ist ein Direktkonversions-Transceiver
erforderlich, der HF Signale in mehreren Bändern und mehreren Modi modulieren
kann.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
zeigen neuartige und verbesserte Systeme und Verfahren zum Erzeugen
einer Lokaloszillator-(LO)-Frequenz in einer Kommunikationseinrichtung
mit Direktkonversion. In einem Ausführungsbeispiel umfasst das
System einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled
oscillator, VCO), einen Dividierer bzw. einen Teiler und einen Mischer.
Der Teiler besitzt einen Eingang und einen Ausgang, wobei die Ausgabe
erzeugt wird durch Dividieren eines Eingangssignals. Der Dividierereingang
ist betriebsmäßig mit
dem VCO gekoppelt. Der Mischer besitzt einen ersten Mischereingang
der betriebsmäßig mit
dem VCO gekoppelt ist, einen zweiten Mischereingang der betriebsmäßig mit
den Dividiererausgang gekop gelt ist, und einen Ausgang. Der Mischerausgang
sieht die LO Frequenz parallel für
einen Phasenschieber und einen zweiten Dividierer vor.
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In
anderen Ausführungsbeispielen
umfasst das System einen VCO, einen ersten Dividierer, einen zweiten
Dividierer und einen Mischer. Der erste Dividierer besitzt einen
Eingang und einen Ausgang der erzeugt wird durch Dividieren eines
Eingangssignals. Der Eingang von dem ersten Dividierer ist betriebsmäßig mit
dem VCO gekoppelt. Der zweite Dividierer besitzt einen Eingang und
einen Ausgang der erzeugt wird durch Dividieren eines Eingangssignals.
Der Eingang von dem zweiten Dividierer ist betriebsmäßig mit
dem Ausgang von dem ersten Dividierer gekoppelt. Der Mischer besitzt
einen ersten Mischereingang der betriebsmäßig mit dem Ausgang von dem
ersten Dividierer gekoppelt ist, einen zweiten Mischereingang der
betriebsmäßig mit
dem Ausgang des zweiten Dividierers gekoppelt ist und einen Ausgang.
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In
einem anderen Ausführungsbeispiel
umfasst das System einen LO Generator, einen Frequenzbandselektionsmechanismus
und einen Konfigurationsselektionsmechanismus. Der LO Generator
besitzt eine oder mehrere Konfigurationen und umfasst einen Mischer
der konfiguriert ist zum Mischen einer VCO Frequenz mit einer herabdividierten
bzw. herabgeteilten Version von der VCO Frequenz. Jede Konfiguration
ist assoziiert mit einem Frequenzband von HF Signalen und erzeugt
ein Ausgangssignal dessen Frequenz mit dem Frequenzband von HF Signalen
assoziiert ist. Der Frequenzbandselektionsmechanismus ist konfiguriert um
ein Frequenzband von HF Signalen zu wählen. Der Konfigurationsselektionsmechanismus
ist angeordnet um eine Konfiguration auszuwählen, die mit dem gewählten Frequenzband
von HF Signalen assoziiert ist.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
Merkmale, Ziele und Vorteile der offenbarten Ausführungsbeispiele
werden klarer werden, wenn man die unten angegebene detaillierte
Beschreibung zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in denen gleiche
Bezugszeichen durchgehend entsprechendes Identifizieren und wobei
die Figuren Folgendes zeigen:
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1 ist
ein Diagramm das die Sättigungs-
und Kompressionspunkte und die Schnittpunkte zweiter und dritter
Ordnung darstellt.
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2 ist
ein Blockdiagramm auf hoher Ebene von einem herkömmlichen Dualkonversionsempfänger.
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3 ist
ein Blockdiagramm von einem herkömmlichen
Dualkonversionsempfänger.
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4 ist
ein Blockdiagramm auf hoher Ebene von einem Direktkonversionsempfänger.
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5 ist
ein Blockdiagramm von einem Direktkonversionsempfänger.
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6 ist
ein Blockdiagramm von einem System zum Erzeugen einer Lokaloszillatorfrequenz
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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7 ist
ein Blockdiagramm von einem System zum Erzeugen von einer Lokaloszillatorfrequenz
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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8 stellt
ein Ausführungsbeispiel
von einem Null-ZF-Sender bzw. einem Sender ohne ZF dar.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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4 ist
ein Blockdiagramm auf hoher Ebene von einem Direktkonversionsempfänger 200 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 200 weist einen
HF Signalpfad 210, einen direkt Herabkonvertierer 220 und
einen Basisbandprozessor 230 auf.
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Der
HF Signalpfad 210 empfängt
HF Signale 201. Die HF Signale 201 können Signale
aufweisen, die in mehreren Modi moduliert sind, und in mehreren
Frequenzbändern
befördert
werden. Der HF Signalpfad 210 kann Selektions- bzw. Auswahlmechanismen
beinhalten um zwischen verschiedenen Modi und verschiedenen Bändern auszuwählen. Zusätzlich kann
der HF Signalpfad 210 Verstärker oder Filter beinhalten
zum Vorbereiten von den HF Signalen 201 zur weiteren Verarbeitung.
Derartige vorbereitete Signale werden in 4 als vorverarbeitete
HF Signale 215 bezeichnet. Der Direkt-Herabkonvertierer 220 empfängt die
vorverarbeiteten HF Signale 215 von dem HF Signalpfad 210 und
konvertiert derartige Signale zu Basisbandsignalen 225 herab.
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Ein
Basisbandprozessor 230 kann nachfolgende Verarbeitung auf
den Basisbandsignalen 225 ausführen, wie beispielsweise DC
bzw. Gleichstromunterdrückung
bzw. -löschung,
signalangepasste bzw. matched und Jammer- bzw. Störsenderfilterung,
Abtastdezimation, automatische Verstärkungssteuerung, Signalleistungsmessung
(empfangener Signalstärkeindikator
bzw. received signal strength indicator, RSSI), Entspreizen, Deinterleaving,
Fehlerkorrektur und Decodierung in digitale Daten oder Audioströme. Die
verarbeitete Information kann dann an ein entsprechendes Ziel geleitet
werden, wie beispielsweise einem Ausgabemechanismus in einer drahtlosen
Einrichtung welche eine Anzeige, Lautsprecher oder einen Daten-Port
bzw. -Anschluß beinhalten
kann. Es soll bemerkt werden, dass der Basisbandprozessor 230 auch
durch einen Sender bzw. Übertrager
genutzt werden kann, der zum Empfänger 200 komplementär ist.
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5 stellt
den Empfänger 200 detaillierter
dar. Eine Antenne 301 bildet eine Schnittstelle für den Empfänger 200 zu
ankommenden HF Signalen. Die Antenne 301 kann auch HF Signale
von einem Sender, der mit der Antenne 301 gekoppelt ist,
abstrahlen. Mehrere Antennen können
genutzt werden für
separate Betriebsbänder
oder um gleichzeitige Betriebsmodi voneinander zu isolieren. Ein
Interface bzw. eine Schnittstelle 305 kann empfangene HF
Signale von gesendeten HF Signalen isolieren, so dass der Empfänger 200 und
ein Sender beide die Antenne 301 nutzen können.
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Das
Interface 305 kann einen oder mehrere Duplexer bzw. Weichen 312 aufweisen.
Der Duplexer 312 filtert Signale in dem eingehenden Empfangsband.
Zusätzlich
separiert der Duplexer 312 Signale in dem eingehenden Empfangsband
von Signalen in dem abgehenden Sendeband. Mehrere Duplexer 312 können eingesetzt
werden, falls mehrere Betriebsbänder
durch eine be stimmte Sender- oder Transceiveranwendung erforderlich
sind. Wie in 5 gezeigt ist, kann ein Duplexer 312 Signale
verarbeiten, die in den CDMA, FM und IMT Modi moduliert sind, angenommen,
dass die assoziierten Betriebsbänder
alle innerhalb eines Bandes des Duplexers 312 passen.
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Das
Interface 305 kann auch einen oder mehrere Schalter 314 und
Bandpassfilter 316 aufweisen. Der Schalter 314 wählt zwischen
Empfangs- und Sendebetrieb. Z. B. kann der Schalter 314 den
GSM oder Bluetooth Modi entsprechen, in denen Signale nicht gleichzeitig
empfangen und gesendet werden. Das Bandpassfilter 316 filtert
GPS Signale in dem eingehenden Empfangsband. Weil GPS Signale empfangen
und nicht gesendet werden, muss ein Duplexer nicht eingesetzt werden.
Andere Bandpassfilter 316 können in dem Empfänger 200 für andere
analoge Nur-Empfangsmodi enthalten sein.
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Ein
rauscharmer Verstärker
(low noise amplifier, LNA) 320 ist mit dem Interface 305 gekoppelt
und verstärkt
empfangene HF Signale. Der LNA 320 kann so gewählt werden,
dass er eine minimale Rauschzahl in dem Empfangsband vorsieht, aber
eine ausreichend hohe Verstärkung
zum Minimieren von Rauschzahlbeiträgen von nachfolgenden Stufen
in dem Empfänger 200 vorsieht.
Die Verstärkung
von dem LNA 320 kann über
eine LNA Verstärkungssteuerung 324 gesteuert
werden. Sendeleistung kann in den Empfänger 200 von dem Interface 305 lecken
bzw. einstreuen. Zum Beispiel könnte
der Duplexer 312 nicht die Sendeleistung vollständig filtern.
Somit kann der LNA 320 einen hohen Kompressions- und Schnittpunkt
dritter Ordnung erfordern.
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Der
LNA 320 ist mit einem RX Bandbassfilter bzw. Empfangsbandpassfilter
(BPF) 330 gekoppelt. Das BPF 330 weißt ferner
Sendersignale zurück,
die außerhalb
des Empfangsbandes fallen. Es ist zu bemerken, dass das BPF 330 in
einigen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung nicht notwendig sein könnte. Z.
B. wie vorher bemerkt, können
in dem GSM Modus modulierte Signale nicht gleichzeitig gesendet
und empfangen werden, falls maximale Datenraten in GPRS (General
Packet Radio Service) nicht unterstützt werden.
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5 bildet
einen HF Signalpfad ab, der einen Duplexer 312, einen LNA 320 und
ein BPF 330 beinhaltet. Mehrere HF Signalpfade können jedoch
in dem Empfänger 200 enthalten
sein. Jeder Signalpfad kann einem oder mehreren bestimmten Betriebsfrequenzbändern des
Empfängers 200 entsprechen.
Beispielsweise kann der Empfänger 200 entsprechende
zellulare, PCS, IMT und GSM Signalpfade beinhalten. Jeder HF Pfad
kann je nach Bedarf einen Duplexer, Schalter und/oder Bandpassfilter,
einen LNA, ein BPF und I und Q Mischer beinhalten. Zusätzlich kann
gleichzeitiger GPS Empfang während
er mit anderen Modi betrieben wird eine separate LO Erzeugung, Basisbandverstärker, analoge
Tiefpassfilter, Analog-zu-Digital-Konverter, I/Q Digitalverarbeitung
und Demodulation erfordern.
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Der
Auswahl- bzw. Selektionsmechanismus 310 schaltet zwischen
verschiedenen HF Signalpfaden um, und zwar abhängig von den Betriebsfrequenzbändern, die
zu einer bestimmten Zeit aktiv sind. Der Auswahlmechanismus 310 kann
eine Bandauswahleinrichtung aufweisen, die beispielsweise mit verschiedenen Duplexern
und BPFs gekoppelt ist. Der Auswahlmechanismus 310 kann
auch mit I und Q Kanalmischern 340A, 340B gekoppelt
sein. Beispielsweise kann der Auswahlmechanismus 310 für empfangene
Signale in dem US Zellularband zu einem Duplexer 312, einem
LNA 320 und einem BPF 330 schalten, die zusammen entsprechend
die empfangenen Signale filtern und verstärken.
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Die
Ausgabe von dem BPF 330 ist mit einem Eingang von den I
und Q Kanalmischern 340A, 340B gekoppelt. In einer
exemplarischen Implementierung kann der BPF 330 einen differentiellen
Ausgang (nicht gezeigt) besitzen zur Verbindung mit differentiellen
Eingängen
(nicht gezeigt) der Mischer 340A, 340B. Entsprechend
können
die positiven und negativen Ausgangsanschlüsse vom BPF 330 mit
den positiven und negativen Eingangsanschlüssen vom Mischer 340A und
mit den positiven und negativen Eingangsanschlüssen vom Mischer 340B gekoppelt
sein. Eine derartige differentielle Signalpfadanordnung reduziert
LO und Sende- bzw. TX-Kopplung in den HF Signalpfad und erhöht die Gleichtaktzurückweisung
von amplitudenmodulierten Störsendern
bzw. Jammern (höhere
Eingangsschnittpegel zweiter Ordnung an den Mischereingängen). Somit wird
die Isolation- und Störsenderzurückweisung
im Empfänger 200 verbessert.
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Alternativ
kann ein Umformer mit einem unsymmetrischen (single-ended) Ausgang
des BPF 330 gekoppelt sein. Der Umformer kann das unsymmetrische
Signal zu einem differentiellen Signal konvertieren, welches mit
differentiellen Eingängen
der Mischer 340A, 340B gekoppelt sein kann.
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Wie
in 5 gezeigt, ist ein Lokaloszillator (LO) 350 mit
Pufferverstärkern 351A, 351B gekoppelt.
Die Pufferverstärker 351A, 351B sind
mit einem zweiten Eingang 342A vom Mischer 340A bzw.
einem zweiten Eingang 342B vom Mischer 340B gekoppelt.
Die Pufferverstärker 351A, 351B können differentielle
Ausgänge besitzen,
falls die I und Q Mischer 340A, 340B differentielle
Eingänge
besitzen. In einigen Ausführungsbeispielen
müssen
die Pufferverstärker
nicht in das Design vom Empfänger 200 einbezogen
sein.
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Ein
LO 350 kann einen Frequenzgenerator aufweisen, der Ausgangssignale
bei verschiedenen Frequenzen erzeugen kann. Zum Beispiel kann der
LO 350 ein erstes Signal und ein zweites Signal ausgeben, das
von dem ersten Signal um 90° phasenverschoben
ist. Der LO 350 kann eine Phasenregelschleife (phase locked
loop, PLL) einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled
oscillator, VCO), einen Frequenzmischmechanismus und einen Phasenverschiebungsmechanismus
beinhalten. Der LO 350 kann eine Bandauswahl 354 beinhalten,
die den LO 350 abhängig
von einer Betriebsfrequenz von empfangenen HF Signalen, steuert.
In einem exemplarischen Ausführungsbeispiel
nutzt der LO 350 differentielle Pfade zum Unterdrücken von
LO Leckage bzw. Streuung und Rauschkopplung zu und von den Signalpfaden
bei den HF Anschlüssen der
I und Q Mischer.
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Jeder
Mischer 340A, 340B mischt ein empfangenes HF Signal
von dem BPF 330 mit einem Signal das von dem LO 350 an
dem zweiten Eingang 342A, 342B der Mischer 340A, 340B empfangen
wird. Der Mischprozess multipliziert die Signale zusammen. Somit
konvertieren die Mischer 340A, 340B empfangene
HF Signale direkt herab zu I und Q Basisbandsignalen. In einer exemplarischen
Implementierung besitzen die Mischer 340A, 340B eine
assoziierte Verstärkung,
die über
eine Mischerverstärkungssteuerung 341A, 341B angepasst
bzw. eingestellt werden kann.
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Nach
der Herabkonversion werden die I und Q Signale entlang der entsprechenden
Signalpfade 365A, 365B verarbeitet. Der I Signalpfad 365A ist
für beide
Signalpfade repräsentativ
und kann einen Verstärker 360A,
ein Anti-Aliasing-Filter 370A und
einen I Kanal-Analog-zu-Digital-Konverter (ADC) 380A beinhalten.
Der Verstärker 360A ist
mit dem Ausgang vom Mischer 340A gekoppelt. Nach der Verarbeitung
und Analog-zu-Digital-Konversion entlang der entsprechenden Signalpfade
können
die digitalen I Kanaldaten 382 und Q Kanaldaten 385 weiter
verarbeitet werden. In einigen Ausführungsbeispielen können die
I und Q Signale entlang betriebsmodusspezifizischer Pfade verarbeitet
werden. In anderen Ausführungsbeispielen
können
die I und Q Signalpfade zwischen Modi geteilt bzw. gemeinsam genutzt
werden.
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Der
Empfänger 200 kann
Bluetooth-spezifische Module enthalten. Ein Bluetooth-direkt-Herabkonvertierer 390 und
ein Bluethooth-Basisbandprozessor 395 wie in 5 gezeigt,
können
funktional und strukturell ähnlich
zu den oben beschriebenen Strukturen sein. Weil Bluetooth jedoch
gleichzeitig mit anderen Betriebsmodi, wie beispielsweise CDMA,
betrieben werden kann, können
der Bluetooth-Direktherabkonvertierer 390 und der Basisbandprozessor 395 als
Bluetooth-Dedizierte-Module implementiert werden. In ähnlicher
Weise kann GPS gleichzeitig betrieben werden und kann einen separaten
Basisbandsignalpfad und LO Erzeugungsschaltungen erfordern.
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6 stellt
ein System 400 zum Erzeugen einer Lokaloszillatorfrequenz
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung dar. Es ist zu bemerken, dass das System 400 in
drahtlose Empfänger, Sender
oder Trans ceiver einbezogen werden kann. Zum Beispiel kann das System 400 in
den Empfänger 200 als
LO 350 in 5 einbezogen werden. Das System 400 weist
eine Phasenregelschleife (phase-locked loop, PLL) 410,
ein Schleifenfilter 401, einen Mischer 450, einen
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 420 und einen Schalter 440 auf.
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Der
Schalter 440 kann so konfiguriert sein, dass er mehrere
Positionen besitzt. In 6 ist der Schalter 440 ein
Kreuzpunktschalter, welcher drei Positionen besitzt. In einer ersten
Position (1–2)
hierin als „vorwärtsleitend" (Feedforward") koppelt der Schalter 440 den
VCO 420 an den Eingang eines Dividierers bzw. Teilers 430.
In einer zweiten Position (2–3), „Rückkopplung" („Feedback") koppelt der Schalter 440 den
Ausgang des Mischers 450 mit dem Eingang des Teilers 430.
In einer dritten Position (1–3) „Umgehung" („Bypass”) koppelt
der Schalter 440 den VCO 420 mit dem Ausgang des
Mischers 450 und der Ausgang des Mischers 450 ist
deaktiviert bzw. abgeschaltet. Obwohl das System 400 so
gezeigt ist, dass es einen Schalter beinhaltet muss das System 400 in
anderen Ausführungsbeispielen
einen Schalter nicht enthalten. Z. B. kann der VCO 420 direkt
mit dem Teiler 430 gekoppelt sein. Die Position mit dem
Schalter 440 kann durch einen Steuermechanismus (nicht
gezeigt) gesteuert werden, wie z. B. einer Bandauswahl, abhängig von
dem Frequenzband von empfangenen HF Signalen.
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Der
VCO 420 kann einen unsymmetrischen Ausgangs-VCO aufweisen,
der extern gegenüber
einem Chip ist, der den assoziierten Empfänger, Sender oder Transceiver
beinhaltet. Ein externer VCO kann ein besseres Phasenrauschen als
ein VCO besitzen, der innerhalb eines ASIC (application specific
integrated circuit bzw. anwendungsspezifische integrierte Schaltung)
integriert ist. Ein integrierter VCO kann jedoch ausreichend sein,
abhängig
von den Jamming-Anforderungen, die in einem bestimmten Betriebsband
inhärent
sind. Für
einen externen VCO 420 kann die PLL 410 direkt
mit dem VCO 420 gekoppelt sein. Zusätzlich kann die PLL 410 mit
dem Ausgang vom Mischer 450 gekoppelt sein, falls die PLL 410 innerhalb
des Systems 400 integriert ist. Die PLL 410 empfängt ein
Signal bei einer Referenzfrequenz 405 zum Erzeugen diskreter
Kanalabstände
innerhalb jedes Betriebsbandes.
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Das
in 6 gezeigte Ausführungsbeispiel beinhaltet einen
PLL Eingangsschalter 445. Der Eingangsschalter 445 kann
die PLL 410 mit dem VCO 420, mit dem Ausgang des
Mischers 450 oder mit dem Ausgang des Teilers 430 koppeln.
Wie in der Technik wohl bekannt ist, können die PLL 410,
das Schleifenfilter 401 und der VCO 420 zusammen
kooperieren zum Ausgeben eines Signals, das eine VCO Frequenz besitzt.
Die VCO Frequenz kann oberhalb oder unterhalb der Frequenz von empfangenen
oder gesendeten Signalen sein. Der Teiler 430 kann einen
Frequenzteiler aufweisen, der ein Signal ausgibt, dessen Frequenz
eine herabgeteilte Version von einem Eingangssignal ist. Zum Beispiel
kann der Teiler 430 durch eine ganze Zahl N teilen bzw. dividieren
wobei der Wert von N durch ein Steuersignal eingestellt werden kann.
-
Der
VCO 420 ist mit einem ersten Eingang vom Mischer 450 gekoppelt.
Basierend auf der Position vom Schalter 440 wie oben beschrieben,
kann ein zweiter Eingang vom Mischer 450 durch den Teiler 430 mit dem
VCO 420 (vorwärtsleitend
bzw. vorwärts),
der Ausgabe des Mischers 450 (Rückkopplung) oder einer offenen
Schaltung (Umleitung bzw. Bypass) gekoppelt sein. Der Mischer 450 kann
einen Ein-Seitenband-(Single Side Band, SSB)-Mischer oder einen
Spiegelfrequenz- bzw. Bildzurückweisungsmischer
aufweisen, der nur ein primäres
Mischerprodukt ausgibt. Ein SSB Mischer minimiert unerwünschte Mischerprodukte
an dem Ausgang des Mischers. Im Speziellen sieht ein SSB Mischer
eine Frequenzausgabe vor, die entweder die Summe von den zwei Eingangsfrequenzen
(das obere Seitenband oder USB bzw. upper side band) oder die Differenz von
den zwei Eingangsfrequenzen (das untere Seitenband oder LSB bzw.
lower side band) ist. Ein oberer SSB Mischer behält das obere Seitenband bei
und löscht
bzw. unterdrückt
das untere SSB. Umgekehrt behält
ein unterer SSB Mischer das untere Seitenband bei und unterdrückt das
obere Seitenband. Der Mischer 450 kann konfiguriert sein
um zwischen USB und LSB Modi betrieben zu werden, abhängig von
einem Steuersignal, das mit dem Mischer 450 gekoppelt ist.
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Das
System 400 kann auch einen zweiten Teiler 470 beinhalten,
zum Erzeugen von Quadratur-LO-Signalen 490. Der zweite
Dividierer 470 kann eine Eingangsfrequenz um eine ganze
Zahl M herabteilen und kann aus Flip-Flops bestehen. Wenn der Dividierer 470 aus
zwei Flip-Flops besteht, kann das erste Flip-Flop die steigende
Flanke von dem Eingangssignal abtakten (clock off) während das
zweite Flip-Flop die fallende Flanke abtaktet. Die entsprechenden
Ausgaben der Flip-Flops können
um 90° phasenverschoben
sein. Somit kann jedes Flip-Flop differentiell einen von den I und
Q Mischern 340A, 340B treiben. In anderen Ausführungsbeispielen
können
Pufferverstärker 351A, 351B zwischen
den zweiten Dividierern 470 und die I und Q Mischer 340A, 340B platziert
sein. Wenn M = 2 ist, d. h. der zweite Dividierer 470 durch
2 teilt, funktioniert der zweite Dividierer 470 als ein
breitbandiger Phasenschieber, der eine Verwendung für einen
weiten Bereich an Frequenzen besitzt, wenn er zusammen mit dem Dividierer 430 genutzt
wird. Der zweite Teiler bzw. Dividierer 470 kann I und
Q Mischer LO Signale für
US und japanische zellulare Bänder
erzeugen.
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Der
Phasenschieber 460 kann in dem System 400 parallel
mit dem zweiten Dividierer 470 enthalten sein. Alternativ
kann das System 400 nur den Phasenschieber 460 beinhalten.
Der Phasenschieber 460, welcher ein LCR Netzwerk oder aktive
Elemente aufweisen kann, kann mit dem Ausgang des Mischers 450 gekoppelt
sein. Der Phasenschieber 460 kann ein Eingangssignal empfangen
und Quadratur-LO-Ausgabesignale 480 erzeugen. In dem Fall
eines Empfängers
kann jedes Quadratur-Signal mit empfangenen HF Signalen gemischt
werden, um die HF Signale zu I und Q Basisbandkomponenten herabzukonvertieren.
In einem exemplarischen Ausführungsbeispiel
wird der Phasenschieber 460 für die höheren Betriebsbänder von
PCS (US oder koreanisch) und IMT betrieben.
-
Gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann der Wert von N für den Dividierer 430,
die Position von dem Schalter 440 und der Modus von dem
Mischer 450 variiert werden zum Erzeugen eines weiten Bereiches
von LO Frequenzen. Zusätzlich
kann der Wert von M für
den zweiten Dividierer 470 variiert werden. Obwohl ein
weiter Bereich von LO Frequenzen erzeugt werden kann, muss der VCO 420 nur in
einem relativ engen Abstimmungs- bzw. Einstellungsbereich betrieben
werden. Entsprechend kann das System 400 in einem drahtlosen
Multiband- und Multimodusempfänger,
Sender oder Transceiver implementiert werden.
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In
exemplarischen Implementierungen beinhaltet das System 400 differentielle
Signalpfade. Beispielsweise kann der Ausgang von dem VCO 420 und
die Eingänge
und Ausgänge
vom Mischer 450 und Dividierer 430 differentiell
sein. Somit können
abgestrahlte I und Q LO Energie und durchgeführte Koppelung von dem HF Signalpfad
in der drahtlosen Einrichtung, die das System 400 einbezieht
minimiert werden.
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Ein
Mikroprozessor (nicht gezeigt) in einer drahtlosen Einrichtung,
die das System 400 beinhaltet kann ein anwendbares Frequenzband
für HF
Signale bestimmen. Basierend auf dem gewählten Band kann ein Konfigurationsselektionsmechanismus
wie z. B. die Bandauswahl 354 in 5 eine Konfiguration
im System 400 auswählen,
die mit dem gewählten
Frequenzband assoziiert ist. Also solches können entsprechende Steuersignale
zum Setzen des Wertes von N für
den Dividierer 430, der Position des Schalters 440,
des Modus des Mischers 450 und des Werts von M für den zweiten
Dividierer 470 in dem System 400 erzeugt werden.
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Eine
Tabelle 1 legt exemplarische Konfigurationen für das System
400 fest,
wenn es in einem Zusammenhang mit einem Empfänger implementiert wird. Der
VCO
420 wird gesteuert um von ungefähr 1600 bis 1788 MHz betrieben
zu werden. Der VCO
420 kann eine primäre Quelle von abgestrahlten
und geleiteten Rauschen in einer drahtlosen Einrichtung sein. Wie
Tabelle 1 darstellt, sind die VCO Frequenzbereiche unterschiedlich
von den entsprechen den HF Empfangsfrequenzbereichen. Somit minimieren
die Konfigurationen unten die Effekte von VCO Rauschen in einer
drahtlosen Einrichtung.
| HF
Frequenzband | HF
Empfangsfrequenzbereich (MHz) | Dividiererwert N | SSB
Mischer | Schalterposition/zweiter
Dividiererwert M | RX
VCO Frequenzbereich (MHz) |
| US
PCS | 1930
bis 1990 | 8 | USB | Vorwärtsleitend | 1716
bis 1769 |
| US
Zellular | 869
bis 894 | Deaktiviert | Deaktiviert | Bypass & durch 2 dividieren | 1738
bis 1788 |
| Japan
Zellular | 832
bis 870 | Deaktiviert | Deaktiviert | Bypass & durch 2 dividieren | 1664
bis 1740 |
| IMT | 2110
bis 2170 | 4 | USB | Vorwärtsleitend | 1688
bis 1736 |
| Korea
PCS | 1840
bis 1875 | 8 | USB | Vorwärtsleitend | 1635
bis 1651 |
Tabelle
1. LO Steuerungskonfigurationen für einen Multibanddirektkonversionsempfänger
-
In Übereinstimmung
mit der vorliegenden Erfindung können
andere Konfigurationen vorbereitet werden zum Optimieren des Einstellbereichs
und der Mittenfrequenz von dem VCO 420 für unterschiedliche
Empfangsfrequenzbereiche und für
unterschiedliche Desgintechniken, wie z. B. Implementierungen mit
externem VO oder integriertem VCO. Zusätzliche Dividierer können im
System 400 beinhaltet sein, um derartige Konfigurationen
vorzusehen.
-
Der
Dividierer 430 und der Mischer 450 können unerwünschte LO
Störungen
erzeugen, die außerhalb eines
gewünschten
Empfangsbandes fallen. Der Ausgang von dem Mischer 450 wird
jedoch derartige Störungen
unterdrücken.
Ferner können
die Ports 342A, 342B von den I und Q Mischern 340A, 340B (siehe 5) Resonatoren
beinhalten, welche derartige Störungen
auch unterdrücken
können.
Die HF Signalpfade könnten auch
mehrere HF BPF Antworten besitzen, welche Jamming- bzw. Störprodukte
bei den gleichen Frequenzen wie die LO Störungen zurückweisen können.
-
Wie
erörtert,
kann der zweite Dividierer 470 Quadratur-LO-Signale 480 erzeugen.
Die I und Q Mischer 340A, 340B empfangen die Quadratur-LO-Signale 480 welche
durch die Puffer 351A, 351B als Eingänge geleitet
werden können.
Als solche können
die Phasenvariationen in dem Lastwiderstand und der Kapazität von den
I und Q Mischern 340A, 340B systematische Fehler
zur Folge haben. Phasenanpassungsanforderungen können jedoch durch Implementieren
von den I und Q Mischern 340A, 340B auf dem gleichen
Chip erfüllt
werden. Somit können
Restseitenbandspezifikationen für
einen Empfänger
erfüllt
werden. Amplitudenanpassung zwischen den I und Q Kanälen kann
notwendig sein. Exemplarische Amplitudenanpassungsansätze beinhalten
das Kalibrieren der I und Q Kanalverstärkung mittels analoger oder
digitaler Verstärkungskompensation. Um
analoge Verstärkungskompensation
(nicht gezeigt) zu erreichen kann ein unabhängiger oder schaltbarer Leistungsdetektionsmechanismus
mit jedem der I und Q Kanäle
gekoppelt werden, um den empfangenen Signalstärkeindikator (RSSI) von den
Kanälen
zu messen und die Verstärkung
entsprechend zu versetzen. Ein ASIC kann Kalibrierungswerte für die I
und Q Kanäle
speichern. Über
ein digitales Bus-Interface zwischen dem ASIC und dem Leistungsdetektionsmechanismus
können
Kalibrierungswerte nachgeschlagen werden und die Verstärkung kann
kompensiert werden. Um digitale Verstärkungskompensation (nicht gezeigt)
zu erreichen, kann der Basisbandpfad einen digitalen Multiplizierer
nach dem ADC beinhalten, welcher die I und Q Signale zusammen multipliziert.
Somit können
in einem ASIC gespeicherte Kalibrierungswerte nachgeschlagen werden
und die I und Q Kanalverstärkung
kann entsprechend kompensiert werden.
-
In
einem anderen Ausführungsbeispiel
(nicht gezeigt) kann ein GPS spezifischer Signalpfad in einem drahtlosen
Empfänger
oder Transceiver beinhaltet sein. GPS modulierte Signale werden
nur in einer Frequenz empfangen. Deshalb muss ein Empfänger nur
auf eine GPS Frequenz einschwingen. Im Speziellen kann der GPS spezifische
Pfad eine PLL und einen VCO exklusiv für GPS Signale besitzen. Der
VCO, welcher auf dem Chip (on-chip) oder außerhalb des Chips (off-chip)
sein kann, kann bei 3150,84 MHz oder dem Doppelten der GPS Frequenz
betrieben werden. Der GPS VCO kann dann gekoppelt sein, mit und
herabdividiert werden durch einen Dividierer (Dividieren durch 2)
um eine LO Frequenz zur direkten Herabkonversion von GPS HF Signalen
zu erzeugen. Obwohl ein separater GPS HF Signalpfad in einem Empfänger vorgesehen
werden kann, kann der GPS Basisbandpfad separat sein, oder geteilt
bzw. gemeinsam genutzt werden, mit Signalen, die gemäß anderen
Modulationsstandards moduliert sind. Wenn er separat ist, kann die
Basisbandverarbeitung von GPS Signalen gleichzeitig mit der Basisbandverarbeitung
von anderen modulierten Signalen stattfinden. Wenn sie gemeinsam
genutzt werden, können
Einsparungen beim Strom und der Leiterplattenfläche erreicht werden.
-
Weil
Bluethooth gleichzeitig mit anderen Betriebsmodi, wie beispielsweise
CDMA betrieben werden kann, kann ein separater VCO und LO Generator
in einem Empfänger
oder Transceiver beinhaltet sein zum Unterstützen einer LO Frequenz zur
direkten Herabkonversion von Bluethooth-Signalen.
-
7 stellt
ein alternatives System 500 zum Erzeugen einer Lokaloszillatorfrequenz
dar. Das System 500 weist eine PLL 570, ein Schleifenfilter 560,
einen Multiband-VCO 501, einen VCO-Dividierer 520,
einen SSB Mischer 540, einen SSB Dividierer 530 und
einen RX Dividierer 550 auf. Der Multiband VCO 501,
die PLL 570 und das Schleifenfilter 560 kooperieren
zusammen zum Ausgeben einer VCO Frequenz in variablen Frequenzbereichen.
Eine Bandauswahl 510 bestimmt einen anwendbaren Frequenzbereich
für den
Multiband-VCO 501.
-
Der
VCO Dividierer 520 ist mit dem Multiband-VCO 501 gekoppelt.
Der VCO Dividierer 520 kann die VCO Frequenz um eine ganze
Zahl P wie zum Beispiel 2 herabdividieren. Der herabdividierte Ausgang
vom VCO Dividierer 520 ist mit dem Eingang vom SSB Dividierer 530 gekoppelt.
Der SSB Dividierer 530 kann die Ausgangsfrequenz des VCO
Dividierers 520 um eine ganze Zahl wie beispielsweise 2,
herabdividieren. Der Ausgang des SSB Dividierers 530 und
der Ausgang des VCO Dividierers 520 sind mit entsprechenden
Eingängen
des SSB Mischers 540 gekoppelt. Der SSB Mischer 540 mischt
die Signale zusammen. Abhängig
davon ob der SSB Mischer 540 als ein USB Mischer oder ein
LSB Mischer betrieben wird, wird die Summe oder Differenz von den
eingegebenen Signalen durch den Mischer 540 ausgegeben.
Deshalb arbeiten der VCO Dividierer 520, der SSB Dividierer 530 und
der SSB Mischer 540 zusammen als ein fraktaler bzw. Bruchteils-Frequenzmultiplizierer.
Der Ausgang des Mischers 540 ist mit dem Eingang eines
RX bzw. Empfangsdividierers 550 gekoppelt. Der RX Dividierer 550 kann
das eingegebene Signal durch eine ganze Zahl beispielsweise 1 oder
2 teilen.
-
Durch
Variieren des Frequenzbandes vom Multiband-VCO
501 sowie
auch dem Modus vom SSB Mischer
540 und der Dividiererwerte
vom VCO-Dividierer
520,
vom SSB Dividierer
530 und vom RX Dividierer
550 kann
durch das System
500 ein großer Bereich an LO Frequenzen
erzeugt werden. Tabelle 2 stellt exemplarische Konfigurationen für das System
500 dar,
welche das System
500 geeignet zur Implementierung in einem
drahtlosen Multibandempfänger
machen.
| HF
Frequenzband | HF
EmpfangsFrequenzbereich (MHz) | VCO
Dividiererwert | SSB
Dividiererwert | SSB Mischer | RX
Dividiererwert | RX
VCO Frequenzbereich (MHz) |
| US
PCS | 1930
bis 1990 | 2 | 2 | USB | 1 | 2573
bis 2653 |
| US
Zellular | 869
bis 894 | 2 | 2 | USB | 2 | 2317
bis 2384 |
| Japan
Zellular | 832
bis 870 | 2 | 2 | USB | 2 | 2219
bis 2320 |
| IMT | 2110
bis 2170 | 2 | 2 | USB | 1 | 2813
bis 2893 |
| Korea | 1840
bis | 2 | 2 | USB | 1 | 2453
bis 2500 |
| PCS | 1875 | | | | | |
Tabelle
2, LO Steuerkonfigurationen für
einen Multibanddirektherabkonversionsempfänger
-
Andere
Konfigurationen sind im System 500 möglich. Beispielsweise kann
das System 500 einen Multiplizierer-Bypass-Schalter 580 beinhalten,
der gekoppelt ist mit dem Multiband-VCO 501 und dem RX
Dividierer 550. Wenn der Schalter geschlossen ist, kann
der Multiband-VCO 501 mit dem zweifachen oder vierfachen der
Betriebsfrequenz von empfangenen Signalen laufen gelassen werden.
Der RX Dividierer 550 kann dann entsprechend die VCO Ausgangsfrequenz
durch 2 oder 4 dividieren, um die gewünschte LO Frequenz zu erzeugen.
Im Speziellen um zellulare I und Q Mischer LO Signale zu erzeugen,
kann der VCO 501 mit dem vierfachen der Empfangsfrequenz
laufen gelassen werden und der RX Dividierer 550 kann durch
4 dividieren. Das Ab stimmen kann jedoch problematischer sein, aufgrund
des großen
Betriebsbereichs des Multiband-VCOs 501. Es ist zu bemerken,
dass das System 500 den Multiband-VCO 501 direkt
mit dem RX Dividierer 550 koppeln kann und das der Multiplizierer-Bypass-Schalter 580,
der SSB Dividierer 530, der SSB Mischer 540 und der
VCO Dividierer 520 von dem System 500 eliminiert
werden können.
-
Zusätzlich kann
das System 500 einen Schalter (nicht gezeigt) beinhalten,
der mit dem Multiband-VCO 501 und dem Eingang 545 des
SSB Mischers 540 gekoppelt ist. Wenn der Schalter geschlossen
ist, kann der SSB Mischer 540 die VCO Frequenz mit einer
herabdividierten Version der VCO Frequenz mischen. Als solches kann
das System 500 I und Q Mischer LO Signale auf eine ähnliche
Art und Weise erzeugen, wie jener die oben im System 400 eingesetzt
ist.
-
8 stellt
ein Ausführungsbeispiel
von einem Sender 600 mit direkter Hochkonversion oder Null
ZF bzw. ohne ZF dar. Der Sender 600 beinhaltet ein System 602,
welches eine Lokaloszillatorfrequenz erzeugt. Das System 602 ist ähnlich zum
obigen System 400, aber es ist speziell konstruiert und
ist betreibbar in einem drahtlosen Direkthochkonversionssender.
Das System 602 weist eine PLL 610, ein Schleifenfilter 601,
erste und zweite SSB Mischer 645, 650, einen VCO 620,
einen PLL Eingangsschalter 641, LO Schalter 640A, 640B und
einen zweiten Dividierer 670 auf.
-
Die
Phasenrauschanforderungen für
einen Sender sind weniger anspruchsvoll als jene für einen
Empfänger,
welcher Jamming-Anforderungen erfüllen muss. Deshalb kann der
VCO 620 einfacher auf einem Sender oder Transceiver ASIC
integriert werden. In anderen Ausführungsbeispielen kann der VCO 620 jedoch
außerhalb
des Chips implementiert werden. Der VCO 620, das Schleifenfilter 601,
die PLL 610 und der Referenzoszillator 605 kooperieren
zusammen um eine VCO Ausgangsfrequenz zu erzeugen. Der PLL Eingangsschalter 641 kann
selektiv die PLL 610 an den VCO 620 oder an einen
Ausgang vom Dividierer 630 oder an den Ausgang von dem
ersten SSB Mischer 645 kop peln. Als solches kann die Eingangsquelle
für die
PLL 610 vom VCO 620 entweder zu einem Signal an
dem Ausgang vom Dividierer 630 oder zu einem Signal am
Ausgang von dem ersten SSB Mischer 645 geschaltet werden.
Wenn eine gewünschte
HF Frequenz erzeugt wird, kann somit das Einrasten auf jene Frequenz
stattfinden.
-
Die
Schalter 640A, 640B besitzen jeweils zwei Positionen.
Zusätzliche
Positionen sind in anderen Ausführungsbeispielen
möglich.
In anderen Implementierungen müssen
die Schalter 640A, 640B nicht enthalten sein.
In der Vorwärtsposition
des Schalters 640A koppelt der Schalter 640A den
VCO 620 an einen Eingang von dem ersten SSB Mischer 645.
In der Rückkopplungsposition
koppelt der Schalter 640A den Ausgang von dem SSB Mischer 645 mit
dem LO Port von dem SSB Mischer 645. In der Vorwärtsposition
von dem Schalter 640B koppelt der Schalter 640B den
VCO 620 zu einem Eingang vom zweiten SSB Mischer 650.
In der Rückkopplungsposition
koppelt der Schalter 640B den Ausgang vom SSB Mischer 650 mit
dem LO Port vom SSB Mischer 650.
-
Der
VCO 620 ist mit einem Eingang von dem Dividierer 630 gekoppelt.
Der Dividierer 630 dividiert die VCO Ausgangsfrequenz um
eine ganze Zahl N herab. Der Dividierer 630 erzeugt ein
erstes und ein zweites Ausgangssignal. Der erste Ausgang von dem
Dividierer 630 ist mit einem ersten SSB Mischer 645 gekoppelt. Der
zweite Ausgang von dem Dividierer 630 ist mit dem zweiten
SSB Mischer 650 gekoppelt. Die Signale bei den ersten und
zweiten Dividiererausgängen
sind beide herunterdividierte Versionen von der Eingangsfrequenz,
unterscheiden sich jedoch in der Phase um 90°.
-
Wenn
der Schalter 640A in der Vorwärtsposition ist, mischt der
erste SSB Mischer 645 die VCO Ausgangsfrequenz mit der
herabgeteilten Version, die durch den Dividierer 630 herausgegeben
wird. In ähnlicher Weise
mischt der zweite SSB Mischer 650 die VCO Ausgangsfrequenz
mit der herabdividierten Version die durch den Dividierer 630 ausgegeben
wird. Die Ausgänge
von den ersten und zweiten SSB Mischern 645, 650 sind
bezüglich
der Frequenz iden tisch, und unterscheiden sich in der Phase um 90°. Die Ausgänge von
den ersten und zweiten SSB Mischern 645, 650 sind
die Sender-LO-Frequenzen von dem System 602.
-
Der
Ausgang von dem zweiten SSB Mischer 650 ist mit dem zweiten
Dividierer 670 gekoppelt. Der zweite Dividierer 670 kann
eine Eingangsfrequenz um eine ganze Zahl bzw. einen Integer M herabdividieren. Der
zweite Dividierer 670 erzeugt ein erstes und ein zweites
Ausgangssignal. Die ersten und zweiten Ausgangssignale sind in Quadratur.
Die Ausgänge
von dem zweiten Dividierer 670 sind Sender-LO-Frequenzen von
dem System 602.
-
Durch
Variieren der Werte von N und M, des Modus der SSB Mischer
645,
650 und
der Positionen der Schalter
640A,
640B kann das
System
602 einen weiten Bereich von Sender-LO-Frequenzen
erzeugen. Somit ist das System
602 geeignet zur Implementierung
in Direkt-Hochkonversions-Sendern wie z. B. dem Sender
600.
Tabelle 3 listet exemplarische Konfigurationen auf, die mit Sender-Betriebsbändern assoziiert
sind. Zusätzliche
Konfigurationen können
vorbereitet werden, die in Übereinstimmung
mit den Lehren der vorliegenden Erfindung sind. Wie oben beschrieben
kann ein gewünschtes
Frequenzband mittels eines Frequenzbandselektionsmechanismus gewählt werden
und eine assoziierte Konfiguration kann mittels eines Konfigurationsselektionsmechanismus
ausgewählt
werden.
| HF
Frequenzband | HF
Sendefrequenzbereich (MHz) | Dividierwert
N | SSB
Mischer | Schalterposition/
Zweiter Dividiererwert M | Sende
bzw. TX VCO Frequenzbereich (MHz) |
| US
PCS | 1850
bis 1910 | 4 | USB | vorwärtsleitend | 1480
bis 1528 |
| US
Zellular | 824
bis 849 | 8 | USB | vorwärtslei– tend & durch 2 Dividieren | 1465
bis 1509 |
| Japan
Zellular | 887
bis 925 | 4 | USB | vorwärtsleitend & durch 2 Dividieren | 1419
bis 1480 |
| IMT | 1920
bis 1980 | 4 | USB | vorwärtsleitend | 1536
bis 1584 |
| Korea
PCS | 1750
bis 1775 | 4 | USB | vorwärtsleitend | 1400
bis 1424 |
Tabelle
3. LO Steuerkonfigurationen für
Multibanddirekthochkonversionssender
-
In
einem anderen Ausführungsbeispiel
(nicht gezeigt) kann das System
602 eine Sende-LO-Frequenz erzeugen
durch Mischen der Empfangs-LO-Frequenz
für einen
Empfänger
mit einer LO-Frequenz mit festem Versatz. Dieser Ansatz berücksichtigt,
dass die folgenden Modulationsstandards einen festen Frequenzversatz
zwischen Sende-(TX) und Empfangs-(RX)-Kanälen besitzen, wie in Tabelle
4 gezeigt ist.
| Modus | Sende-(TX)-Versatz
(MHz) |
| GSM | –45 |
| IMT | –190 |
| Japan
Zellular | +55 |
| Korea
PCS | –90 |
| US
PCS | –80 |
| US
Zellular | –45 |
Tabelle
4. Sende-(TX)-Versatz relativ zur Empfangs-(RX)-Kanalfrequenz
-
Im
Speziellen können
die LO Erzeugungsschaltungen vom System 602 (die PLL 610,
das Schleifenfilter 601, die ersten und zweiten SSB Mischer 645, 650,
der VCO 620 und die Schalter 640A, 640B),
eine Empfangs-LO-Frequenz
erzeugen. Ein zweiter Oszillator, welcher ein LO mit festem Versatz
ist, kann mit einem Eingang von jedem von den ersten und zweiten
SSB Mischern 645, 650 gekoppelt sein. Entsprechend können der
erste SSB Mischer 645 und der zweite SSB Mischer 650 die
Empfangs-LO-Frequenz mit der Versatz-LG mischen, um die Sende-LO-Frequenz
zu erzeugen. Es ist jedoch zu würdigen,
dass die Empfangs-LO störende
Ausgaben erzeugen kann. Somit kann eine neben dem Chip gelegene
Filterung (off chip) innerhalb eines Senders oder Transceivers erforderlich
sein, um die ausgeführte
Störstrahlungspezifikation
für das
Empfangsband zu erfüllen.
Eine derartige Filterung kann das Störprodukt bei der Empfangsfrequenz
zurückweisen.
-
Der
Sender 600 kann die durch das System 602 erzeugte
LO Frequenz zum Senden von HF Signalen einsetzen. Ein Basisbandprozessor 608 kann
extern bzw. außerhalb
von dem Sender 600 sein, wie in 8 gezeigt
ist, oder er kann innerhalb eines Transceivers der den Sender 600 aufweist
integriert sein. Der Basisbandprozessor 608 sieht ein paar
von Ausgangssignalen vor. Jedes Ausgangssignal kann als ein symmetrisches
oder unsymmetrisches bzw. differentielles Paar implementiert sein.
Die zwei Ausgaben repräsentieren die
I und Q Basisband-analog-Signale für jeden Modus und sind vorgese hen
als separate Signalpfade, so dass Quadratur-Modulation von den Signalen
in späteren
Stufen von dem Sender 600 durchgeführt werden kann.
-
In
einer exemplarischen Implementierung beinhaltet der Sender 600 drei
HF Ausgänge.
Zwei der Ausgänge
können
PCS oder IMT Signalbändern
entsprechen und der andere kann zellularen Bändern entsprechen. Für die PCS
HF Ausgänge
wird ein erster HF Mischer 651 mit dem SSB Mischer 645 und
einem ersten Basisbandausgang von dem Basisbandprozessor 608 gekoppelt.
Der erste HF Mischer 651 konvertiert das Basisbandsignal
direkt hoch auf die gewünschte
HF Frequenz. Ein zweiter HF Mischer 653 ist mit dem SSB Mischer 650 und
einem zweiten Basisbandausgang von dem Basisbandprozessor 608 gekoppelt.
Der zweite HF Mischer 653 konvertiert das Basisbandsignal
direkt hoch auf die gleiche HF Frequenz wie bei dem Ausgang von
dem ersten HF Mischer 651. Die Ausgänge von den ersten und zweiten
HF Mischern 651, 653 sind in Quadratur aufgrund
der relativen Phasendifferenz von den LO Signalen, die zum Hochkonvertieren
der Basisbandsignale genutzt wurden.
-
Die
Quadratur-HF-Signale werden dann mit einem Signal-Summierer 660 gekoppelt,
der die zwei Quadratur-Signale in ein einzelnes Signal kombiniert.
Die Eingänge
von dem Signal-Summierer 620 können symmetrisch sein, um den
symmetrischen Ausgängen
von jedem von den ersten und zweiten HF Mischern 651, 653 zu
entsprechen. Die Ausgabe von dem Signal-Summierer 660 kann
auch ein symmetrisches Signal sein, um Signalinterferenz von Gleichtaktrausch-Quellen
bzw. Rauschquellen mit gemeinsamen Modus zu minimieren.
-
Der
Ausgang von dem Signal-Summierer 620 kann gleichzeitig
mit zwei Verstärkerketten
gekoppelt sein. Beide Verstärkerketten
können
konfiguriert sein um in dem PCS Sendeband betrieben zu werden. Wie in 8 gezeigt
ist, kann eine erste Verstärkerkette
AGC Verstärker 662 und 664 beinhalten.
Eine zweite Verstärkerkette 670 kann
AGC Verstärker 662 und 666 beinhalten.
-
Für den zellularen
HF Ausgang ist ein dritter HF Mischer 652 mit dem ersten
Ausgang von dem zweiten Dividierer 670 und einem ersten
Basisbandausgang von dem Basisbandprozessor 608 gekoppelt.
Der dritte HF Mischer 652 konvertiert das Basisbandsignal
direkt auf die gewünschte
HF Frequenz hoch. Ein vierter HF Mischer 654 ist mit dem
zweiten Ausgang von dem zweiten Dividierer 670 und einem
zweiten Basisbandausgang von dem Basisbandprozessor 608 gekoppelt.
Der vierte HF Mischer 654 konvertiert das Basisbandsignal
direkt auf die gleiche HF Frequenz hoch wie bei dem Ausgang von
dem dritten HF Mischer 652. Die Ausgänge von den dritten und dem
vierten HF Mischer 652, 654 sind in Quadratur
aufgrund der relativen Phasendifferenz von den LO Signalen, die
zum Hochkonvertieren der Basisbandsignale genutzt wurden.
-
Die
Quadratur-HF-Signale werden dann mit einem Signal-Summierer 670 gekoppelt,
der die zwei Quadratur-Signale in ein einzelnes Signal kombiniert.
Die Eingänge
von dem Signal-Summierer 670 können symmetrisch sein, um den
symmetrischen Ausgängen
von jedem von den dritten und vierten HF Mischern 652, 654 zu
entsprechen. Der Ausgang von dem Signal-Summierer kann auch ein
symmetrisches Signal sein, um die Signalinterferenz von Gleichtaktrauschquellen
zu minimieren.
-
Der
Ausgang von dem Signal-Summierer 670 kann mit einer dritten
Verstärkerkette
gekoppelt sein. Die dritte Verstärkerkette
kann konfiguriert sein, um in den zellularen Sendeband betrieben
zu werden. Wie in 8 gezeigt ist, kann die dritte
Verstärkerkette
AGC Verstärker 672 und 674 beinhalten.
-
Der
Sender 600 kann derart konfiguriert sein, dass nur eine
Verstärkerkette
zu irgendeiner Zeit betrieben wird. Wie z. B. wenn der Sender 600 so
konfiguriert ist, dass er in einem bestimmte Frequenzband sendet, könnte nur
die Verstärkerkette,
die jenes Frequenzband unterstützt
betrieben werden. Die in Ruhe bzw. im Leerlauf befindliche Verstärkerkette
kann durch Steuerschaltungen (nicht gezeigt) abgeschaltet bzw. leistungsreduziert
werden, um Leistung zu sparen. Es ist zu würdigen, dass die drei in 3 gezeigten
Verstär kerketten und
andere derartige Verstärkerketten
auch Sendefilter, Isolatoren und Diplexer bzw. Weichen gemäß in der Technik
wohlbekannten Verfahren beinhalten, oder damit gekoppelt sein können.
-
Die
vorhergehende detaillierte Beschreibung bezieht sich auf die begleitenden
Zeichnungen, die exemplarische Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindungen illustrieren. Andere Ausführungsbeispiele sind möglich und
Modifikationen können
an den Ausführungsbeispielen
ausgeführt
werden, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel
können
viele der obigen Einrichtungen indirekt miteinander gekoppelt sein,
so dass diese Einrichtungen durch dazwischenliegende Einrichtungen
wie z. B. Filter oder Verstärker separiert
sind. Desweiteren können
die Lehren der vorliegenden Erfindung auch auf zukünftig zu
entwickelnde Modulationsstandards und Betriebsbänder angewendet werden. Deshalb
ist nicht beabsichtigt, dass die detaillierte Beschreibung die Erfindung
limitiert. Stattdessen ist der Umfang der Erfindung durch die anhängenden
Ansprüche
definiert.