KR100818382B1 - 직접 변환 처리시 국부 발진기 누설 제어 - Google Patents

직접 변환 처리시 국부 발진기 누설 제어 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따르면 제로 중간 주파수(IF) 수신기 또는 송신기에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 시스템 및 방법이 제공된다. 신호는 전압 제어 발진기(VCO)로부터 수신된다. 신호는 VCO 주파수를 포함한다. VCO 주파수는 디바이드-다운된 주파수를 가지는 신호를 발생시키도록 수 N에 의해 나누어진다. 그 다음에 VCO 주파수를 가지는 신호는 출력 주파수를 가지는 출력 신호를 발생시키도록 디바이드-다운된 주파수를 가지는 신호와 혼합된다. 국부 발진기 누설이 감소된다. 따라서, 수신기 또는 송신기는 다중 무선 통신 대역 및 모드에서 동작하며 관련 규격을 만족한다.

Description

직접 변환 처리시 국부 발진기 누설 제어 {LOCAL OSCILLATOR LEAKAGE CONTROL IN DIRECT CONVERSION PROCESSES}
본 발명은 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 직접 변환 송수신기를 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
통신 분야에 있어서 많은 부분에서 개선된 능력의 무선 장치로 인해 상당한 성장을 경험했다. 무선 장치는 무선-기반 시스템의 물리적 제약없이 원격 통신을 가능케 할 수 있는 전파를 사용한다. 음성, 데이터 또는 전파 정보와 같은 정보는 사전설정 주파수 대역으로 전송된 전파에 의해 전달된다. 가용 주파수 스펙트럼의 할당은 많은 사용자가 과도한 간섭없이 통신할 수 있도록 조정된다.
소스로부터 수신지로 전송될 정보는 무선 전송에 대해 준비된 포맷으로는 거의 획득되지 않는다. 전형적으로, 송신기는 사전설정 주파수 대역내 전송을 위해 입력 신호를 취하여 이를 포매팅한다. 기저대역 신호라고도 불리는 입력 신호는 원하는 주파수 대역 내에서 캐리어를 변조한다. 예를 들어, 오디오 입력 신호를 수신하는 무선 송신기는 입력 신호로 캐리어 주파수를 변조한다.
송신기와 동일한 캐리어 주파수로 동조된 해당 원격 수신기는 전송된 신호를 수신하여 복조해야만 한다. 즉, 원력 수신기는 복조된 캐리어로부터 기저대역 신 호를 복구해야만 한다. 기저대역 신호는 사용자에게 직접 제공되거나 사용자에게 제공되기 이전에 추가로 처리된다. 라디오, 텔레비전 및 페이저와 같은 많은 소비자 무선 장치는 단순히 수신기일 뿐이다.
송수신기는 송신기와 수신기를 단일 패키지로 통합한 무선 장치이다. 송수신기는 거의 동시적인 쌍방향 통신을 가능케 한다. 송수신기의 예는 쌍방향 라디오, 워키-토키, 쌍방향 페이저 및 무선 전화를 포함한다.
여러 감도 지수가 수신기 설계의 효율성을 평가하는데 중요하다. 감도는 수신기의 약한 신호 검출 능력을 결정한다. 수신기 감도는 수신기가 배경 잡음으로부터 최소 식별 신호(MDS)를 검출할 수 있도록 해야한다. 잡음은 전압과 전류내 불규칙 섭동을 나타낸다. MDS는 주어진 시스템의 대역폭을 통합하는 감도의 수신기-특정 측정치이다. 한편, 수신기 감도는 오프-채널 간섭으로부터 수신기에 제공된 보호를 나타낸다. 감도가 커질수록 수신기는 원하지 않는 신호를 더 잘 거부하게 된다.
감도억압(desense)은 인공 또는 자연 무선 주파수 간섭(RFI)으로 인한 수신기의 전체 감도 내 감소이다. 감도억압은 매우 강한 간섭성 신호가 수신기에 과부하되어 약한 신호의 검출이 더욱 어려워지게 할 때 발생한다. 수신기의 감도억압 특성은 재머(jammer)와 같은 강한 간섭자들 하에서 성공적으로 동작할 수 있는 능력을 결정한다.
잡음 지수는 수신기의 성능의 다른 중요 측정치이다. 잡음 지수는 수신기 경로내 각각의 연속 스테이지에서 감쇠 즉 증가된다. 증폭 또는 감쇠 기술이 허용 잡음 지수를 달성하기 위해 수신기 내에 적용된다. 잡음은 왜곡과 함께 데시벨 단위의 신호대잡음 및 왜곡(SINAD) 비를 결정하고, 이러한 비는 잡음의 존재하에서 수신기의 성능을 판별한다.
왜곡은 수신기의 RF 경로 내 장치의 출력에서 원하지 않는 신호의 존재이다. 왜곡은 고조파 왜곡, 상호변조(intermodulation) 왜곡 및 혼변조(cross-modulation) 왜곡을 포함한다. 고조파 왜곡은 원하지 않는 입력 신호가 수신기를 압착하기에 충분하고 전형적으로 원하는 신호로부터 주파수 오프셋의 함수로서 그리고 원하는 신호의 전력 함수로서 기저대역 출력에서 측정될 때 발생한다. 교차(crossover) 왜곡은 송수신기로부터의 진폭-변조된 성분이 장치의 출력(LNA 출력)에서 다른 캐리어(재머)로 전달될 때 발생한다. 가장 일반적인 형태의 왜곡은 상호변조 왜곡(IMD)이다.
상호변조 왜곡은 신호 대역폭 내에서 추가의 원하지 않는 왜곡을 발생시키기 되는 둘 이상의 신호를 혼합한 결과이다. 두 개의 입력에 대해, 상호변조 기생신호(intermodulation product)는 최초 주파수의 정수 배수의 합과 차에서 발생한다. 즉, 주파수 f1과 f2를 가진 두 개의 입력 신호에 대해, 출력 주파수 성분은 mf1±nf2로 표현될 수 있으며, 여기서 m과 n은 ≥1인 정수이다. 상호변조 파의 차수는 m과 n의 합이다. "두 가지 톤(tone)"의 3차 성분(2f1-f2 및 2f2-f1)이 원하는 또는 간섭성 신호의 근방 주파수에서 발생할 수 있고 이에 따라 쉽게 필터링될 수 없다. 고차 상호변조 기생신호는 낮은 진폭; 문제가 덜 될 수 있는 만큼의 진폭을 가진다. 2차 상호변조 재밍(jamming) 기생신호는 톤 간격(spacing)이 신호 대역폭의 1/2 이내일 때 기저대역 주파수에서 발생된다.
도 1은 입력 레벨에 대한 1차, 2차 및 3차 IMD 성분의 레벨을 도시하는 그래프이다. 2차 및 3차 레벨이 1차 레벨을 인터셉트하는 이론상의 포인트는 2차 인터셉트 포인트(IP2 또는 SOI) 및 3차 인터셉트 포인트(IP3 또는 TOI)로 공지되어 있다. 수신기의 IIP2는 입력 레벨 2차 인터셉트 포인트이다. IIP3은 입력 레벨 3차 인터셉트 포인트이다.
수신기의 3차 인터셉트 포인트 및 잡음 지수는 수신기의 동적 범위에 직접 관련된다. 동적 범위는 수신기가 수신기의 특정 성능 내에서 다룰 수 있는 신호 범위 즉, 수신기가 허용 SINAD를 가진 정확한 출력을 생성할 수 있는 범위를 한정한다. 특히, 아날로그-디지털 컨버터와 같은 기저대역 수신기에 대해, 동적 범위는 스퓨리어스 프리 동적 범위(spurious free dynamic range: SFDR)로서 표현되며, 이는 장치의 잡음 플로어(floor)로부터 클립핑이 발생하기 전 최대 신호까지의 범위이다.
국부 발진기(LO) 누설은 LO 신호가 수신기 입력으로 누설될 때 발생한다. 이러한 누설은 스퓨리어스 방사로서 송수신기에 의해 전송되며, 다른 장치와 간섭한다. 추가로, LO 누설은 수신기 그 자체로 다시 반사되며 복조 이전에 제거되지 않는다면 수신기를 감도 억압한다.
재머 누설은 수신 기내 장치의 LO 입력 또는 출력으로 재머 신호가 누설될 때 발생한다. 이러한 누설은 재머 신호의 진폭 변조(AM)에 비례하는 dc 신호 레벨과 같은 원하는 신호를 생성하기 위해 재머 신호와 혼합된다. AM 재머 신호는 수신 주파수 대역 내에서 임의의 주파수에 위치한다.
저주파수 플리커(flicker)(1/f) 잡음은 쌍극 접한 트랜지스터의 에미터-베이스 접합내 결함에 의한 것이다. 비록 전형적으로 작지만, 플리커 잡음 및 다른 이러한 잡음은 기저대역에서 신호 무결성(integrity)을 유지하기 위해 수신기에서 제거되어야 할 필요가 있다.
분리(isolation)는 장치의 하나의 포트에 인가된 전력 레벨 대 다른 포트에서 나타나는 동일한 주파수의 결과로서의 전력 레벨의 비(데시벨 단위)이다. 분리의 반대(상반)하는 역분리(reverse isolation)는 수신기 컴포넌트에 대한 성능 지수이다. 역분리는 출력 포트로 주입된 에너지중 얼마나 많은 에너지가 입력 소스로 다시 들어가게 되는지에 대한 측정치이다. 낮은 LO 및 재머 누설을 달성하기 위해, 높은 역분리가 필요하다.
증폭기의 1dB 압축 포인트는 증폭기 게인이 작은 신호 게인보다 1dB 낮을 때 출력 전력 레벨의 측정치이다. 증폭기의 포화 포인트는 증폭기의 최대 출력 전력 능력의 측정치이다. 이러한 성능 지수가 도 1에 도시되어 있다.
상기 성능 지수 및 신호 현상은 무선 통신 장치를 설계할 때 고려되어야 한다. 더욱 일반적으로, 무선 통신 영역은 무선 신호가 매우 넓은 대역폭에 대해 확산되는 코드분할 다중접속(CDMA), 확산 스펙트럼 형태 또는 광대역 통신에 의해 좌우된다. CDMA 기술은 CDMA(IS-95 및 CDMA2000) 및 WCDMA(IMT2000)과 같은 많은 변조 표준을 기반으로 한다. 각각의 이러한 변조 또는 공중-인터페이스 표준은 셀룰 러(일본 셀룰러 및 미국 셀룰러), PCS(미국 및 한국 대역의 개인용 통신 시스템) 및 IMT(국제 통신 연맹)을 포함한 많은 무선 주파수 대역에서 동작한다. 다른 변조 표준은 FM(주파수 변조, IS-19), GSM(이동 통신용 글로벌 시스템), US-TDMA(IS-136), GPS(위성 위치확인 시스템), 무선 LAN(892.11) 및 블루투스를 포함한다.
주파수 대역은 여러 통신 모드에 할당된다. 무선 송수신기에 대해, US PCS 수신(RX) 주파수 대역은 1930-1990MHz이고, 할당된 송신(TX) 주파수 대역은 1850-1910MHz이다. US 셀룰러 수신 주파수 대역은 869-894MHz이고, 할당된 송신 주파수 대역은 824-849MHz이다. 유사하게, 수신 및 송신 주파수 대역은 일본 셀룰러, IMT 및 한국 PCS에 할당된다.
통신 표준은 무선 통신 장치가 충족하여야 할 규격들을 개시한다. 예를 들면, 스퓨리어스 방사, 감도, 재밍(두 가지-톤 상호변조 및 단일-톤 감도억압) 및 잉여 측파대 구격들이 반드시 충족되어야 한다.
무선 통신은 국제 간에 또는 심지어 국내간 기반에 대해 표준화되어 있지 않다. 현존 기술에 따르면 하나 이상의 대역 또는 하나 이상의 모드로 동작하는 송수신기가 증가된 휴대성을 가진다. 특히, 이중 대역 핸드세트는 두 개의 주파수 대역에서 동작한다. 예를 들면, 이중 대역 CDMA 핸드세트는 800MHz(US 셀룰러) 및 1.9GHz(US PCS) 주파수 대역 모두에서 동작할 수 있다. 만일 이러한 두 개의 대역에서 동작하는 기지국이 CDMA 표준을 사용한다면, 이중 대역 CDMA 핸드세트를 가진 이동 유니트가 이들 기지국중 하나 또는 둘 다로부터 서비스를 받는다. 더욱이, 이중 모드 CDMA/FM 핸드세트는 CDMA 및 FM 모드 모두로 동작한다. 또한, 변조 핸드세트의 현재의 다양성 및 해당 주파수 대역이 주어질 때, 이중 모드와 이중대역 전화는 가입자에게 기껏해야 전세계 통신 시스템에 대해 한정된 호환성을 제공한다.
도 2는 통상적인 이중 다운컨버터 수신기의 고레벨 블럭도이다. 수신기(101)는 수퍼헤테로다인 아키텍처를 통합한다. 특히, 수신된 RF 신호(11)는 RF 신호 경로를 따라 전달되고 처리된다(스테이지 1). 처리된 RF 신호(13)가 중간 주파수(IF)를 가진 신호(15)로 가장 먼저 변환되거나 또는 다운컨버팅된다(스테이지 2). IF 신호(15)는 다시 기저대역 신호(17)로 다운컨버팅되고, "동상"(I) 및 "4위상"(Q) 성분을 포함한다(스테이지 3). I 및 Q 기저대역 신호 성분은 90°씩 위상이 변한다. I 및 Q 성분은 기저대역 프로세서와 같은 추가 처리될 수신기(101)의 다른 부분으로 송신된다(스테이지 4). 유사하게, 이중 업컨버전 송신기에서 I 및 Q 기저대역 신호를 따라 IF 신호로 가장 먼저 업컨버팅되고 IF 신호는 송신된 RF 신호로 업컨버팅된다.
도 3은 수신기(101)를 더욱 상세히 도시한다. 수신기(101)는 다수의 고유한 장점을 가진다. 예를 들면, IF 필터(70)이후 수신기(101)내 엘리먼트에 대해 우수한 감도와 선택성, 확장된 신호 동적 범위, 융통성 있는 주파수 계획 및 낮은 동적 범위와 전류 소비를 제공한다. 추가로, IF 신호가 낮은 주파수 범위이기 때문에 I 및 Q 채널(106, 108) 사이의 위상 및 진폭 정합이 쉽게 달성된다. 이러한 장점으로, 수신기(101)는 다중-모드 및 다중-대역 애플리케이션에 적합하며, 여기서 수신된 RF 신호 - 다중 모드에서 변조되어 다중 주파수 대역으로 전달되는 - 가 처리된다.
동작의 다중 대역과 모드를 지지하기 위해, 수신기(101)는 몇몇 모드-특정 컴포넌트를 포함한다. 예를 들어, 다중-대역 수신기에서, 개별 RF 신호 경로는 전형적으로 각각의 주파수 대역에 대해 필요하다. 다중-모드 수신기에서, 개별 기저대역 경로는 재밍 동적 범위 요구조건에 따라 각각의 모드에 대해 요구된다.
수신기(101)와 같은 통상적인 수신기에서, IF 신호 경로는 전형적으로 증폭기, 필터링 및 자동 게인 제어(AGC) 회로를 포함한다. 이와 같이, 수신기(101)는 신호대역외(out-of-signal-band) 잡음 및 재머를 제거할 수 있고, 가변하는 신호 전력 및 수신기 게인 변화를 보상할 수 있다. 다중-모드 수신기에서, IF 신호의 필터링은 모드-특정이다. 그러므로, 수신기(101)는 모드당 하나의 IF 필터(70)를 가진다. 예를 들어, 이중 모드 전화기내 수신기는 두 개의 IF SAW(음향 표면파 필터)를 포함한다. CDMA 1X, CDMA 3X, WCDMA, GSM, FM, 블루투스와 GPS 모드를 지원하는 수신기에 대해, 4 내지 6개의 SAW와 1개의 불연속 LC 필터가 IF 신호 경로 내에서 요구된다.
각각의 모드에 대해 IF 필터에 대한 필요는 수신기(10)의 중요한 단점이다. 각각의 IF 필터는 수신기의 가격, 중요 부품의 수 및 수신기의 보드 영역을 증가시킨다. 각각의 IF 필터가 매우 높은 손실을 가지기 때문에, IF 전치 증폭 또는 AGC가 필요하다. IF 전압 제어 발진기(VCO)와 위상-동기 루프(PLL)(65)가 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는데 필요하고, 이는 IF 믹서(60)에 입력된다. 수신기(101)의 추가의 단점은 스위치 행렬 또는 다수의 IF 증폭기와 AGC 모듈에 대한 필요성, 원하지 않는 측파대 잡음을 감소시키기 위한 저손실 RF 대역통과 필터(BPF)에 대한 필요성 및 추가의 IF 믹서에 대한 필요성을 가진다. 따라서, 이중 다운컨버전 수신기의 IF 스테이지는 비용, 설계의 복잡성 및 이러한 수신기의 회로 보드 영역을 증가시킨다.
도 4는 직접 다운컨버전 또는 제로 IF 수신기(200)의 블럭도이다. 직접 다운컨버전 수신기에서, 수신된 RF 신호(201)는 기저대역 신호(225)로 직접 다운컨버팅된다. 유사하게, 직접 다운컨버전 또는 제로 IF 송신기에서, 기저대역 신호는 송신된 RF 신호로 직접 업컨버팅된다. 수신기(200)에서, 수신된 RF 신호는 국부 발진기(LO) 주파수와 혼합되어 기저대역 신호를 발생시킨다. IF 신호 경로와 통합되지 않기 때문에, 수신기(200)는 IF SAW를 포함하는 IF 컴포넌트, LC 정합과 불연속 필터, 전치 증폭, AGC, IF 믹서 및 IF VCO 및 PLL과 관련된 비용, 보드 영역 및 전력 소비를 제거한다. 추가로, 적은 부품별 온도 변동이 발생한다.
수신기(200)의 설계는 채널 선택 필터링과 같은 많은 신호 처리에 대해 집적회로를 통해 기저대역 아날로그 또는 디지털 도메인 내에서 발생하도록 하고, 이에 따라 수신기(200)의 RF 및 아날로그 부분이 사실상 더욱 일반적이 되도록 한다. AGC가 디지털이기 때문에 간단한 검정이 요구되거나 또는 심지어 전혀 검정이 요구되지 않는다. GPS, 블루투스 및 GSM과 같은 특정 모드의 동작에 대해, 수신기(200)는 필터의 주목적이 CDMA 셀룰러 및 PCS 모드에서 혼변조를 감소시키는 것이 때문에 RF 필터를 필요로 하지 않는다. 하지만, GPS 모드는 GPS-변조 신호가 다른 변조 신호와 동시에 수신된다면 RF 필터를 필요로 한다.
상기한 장점에도 불구하고, 직접 다운컨버전은 무선 전화에 널리 사용되지 않는다. 그 이유는 핵심적인 수신기 설계 목표를 달성하면서 수신기의 적정 동적 범위를 달성한다는 것이 어렵기 때문이다. 수신기(200)와 같은 수신기에 대한 설계 목표는 높은 게인과 저잡음 지수, 높은 IIP3과 IIP2 값 및 저전력 소비를 달성하는 것을 포함한다. 다중-모드와 다중-대역 수신기는 광범위한 동적 범위를 필요로 한다. 따라서, 이러한 수신기에 대해 이러한 설계 목표를 달성하는 것은 매우 어렵다.
특히, I 및 Q 믹서 LO 포트로의 국부 발진기(LO) 누설과 재머 누설은 직접 다운컨버전 수신기 내에서 상당한 문제점을 야기한다. 셀룰러와 PCS에 대해, 스퓨리어스 방사 조건은 특히 엄격하다. 이와 같이, 높은 역분리가 필요하다. 추가로, 직접 다운컨버전 수신기에서, 수신기로 다시 반사된 LO 누설 및 I 및 Q 믹서의 LO 포트로의 재머 누설은 직접 다운컨버전 회로에 의해 처리된다. 이와 같이, 원하지 않는 DC 오프셋 전압이 원하는 기저대역 신호와 함께 믹서의 출력에 나타나고, 이는 기저대역 스펙트럼 성분을 포함한다. 따라서, DC 오프셋은 신호대잡음비가 상당히 높을 수 있도록 하기 위해 제거되어야 한다.
CDMA에서, 감도는 특정 프레임 에러율(FER)이 충족되도록 하는 레벨로 설정된 신호로 테스트된다. IS-95는 테스트하의 장치가 0.5% 이하의 FER을 가진 -104dBm(신호 전력)의 감도 레벨을 충족할 것을 규정한다. 상호변조 테스트는 1% 이하의 FER을 가진 RF 신호에 대한 오프셋에서 두 가지 톤(대역내 왜곡 기생신호를 발생시키는 오프셋에서 -43 dBm/톤 또는 전형적으로 ±900 및 ±1700kHz)을 가진 - 101dBm(감도 테스트보다 3dB 높은)로 설정된 신호 레벨에서 수행된다. 주파수 대역에 따라, 테스트된 전력 레벨과 재머에 대한 주파수 오프셋에 차이가 존재한다. 단일-톤 감도억압 테스트에 대해, I 및 Q 믹서의 RF 포트에서 재머 레벨은 ≥900kHz 오프셋에서 71dB만큼 신호 레벨보다 크다.
재머 전력은 각각의 믹서의 LO 포트로 누설되고 RF 재머의 진폭에 비례하는 DC 레벨을 생성하기 위해 믹서 RF 포트에서 재머 레벨과 혼합된다. 전형적으로, 재머는 경쟁하는 무선 시스템내 기지국의 순방향 링크에 의해 발생된다. 재머 전력은 사용된 변조 또는 페이딩의 함수로서 변화한다. 최악의 재머는 원하는 신호 대역폭과 비교될 만한 진폭 변조를 가진다. 이와 같이, AM 컴포넌트는 다운컨버전 이후 기저대역에서 임의의 신호 에너지의 최상에 해당하고, 기저대역 필터링으로 제거될 수 없다. 이러한 문제는 재밍 RF 신호가 증가됨에 따라 심화된다. 만일 재밍 RF 신호가 예를 들어 10dB만큼 증가된다면, 기저대역 왜곡은 20dB만큼 감소된다. 이러한 기저대역 왜곡은 재머의 자가-혼합에 영향을 주는 RF 믹서의 RF 및 LO 분리 및 2차 왜곡 효과를 나타내는 RF 믹서의 IIP2 모두가 열악할 때 2대1 기울기보다 실제로 클 수 있다.
더욱이, 직접 다운컨버전 수신기내 믹서에 대한 재머 및 LO 누설 조건은 매우 과도하다. 이러한 수신기가 IF 필터링을 누설하기 때문에, 수신기 기저대역 엘리먼트의 동적 범위는 기저대역 아날로그 필터링 및 부분적으로 주파수와 게인내 온도 변화에 따라 30dB 이상 증가될 필요가 있다. 여러 변조 표준에 대한 잉여 측파대 규격은 반드시 충족되어야 한다. 이러한 수신기가 자신의 기저대역 스테이지 이전에 적은 게인을 가지기 때문에, 기저대역에서의 플리커(flicker) 잡음은 FM-변조 신호를 처리하기 위한 수신기의 능력에 상당한 영향을 준다.
그러므로, 필요한 것은 다중 대역과 다중 모드에서 RF 신호를 변조할 수 있는 직접 변환 송수신기이다.
개시된 실시예들은 직접 변환 무선 통신 장치내 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 새롭고 개선된 방법 및 장치에 관해 예시하고 있다. 일 실시예에서, 시스템은 전압 제어 발진기(VCO), 디바이더(divider) 및 믹서(mixer)를 통합한다. 디바이더는 입력 및 입력 신호를 나눔으로써 생성된 출력을 가진다. 디바이더 입력은 VCO에 동작적으로 결합된다. 믹서는 VCO에 동작적으로 결합된 제 1 믹서 입력, 디바이더 출력에 동작적으로 결합된 제 2 믹서 및 출력을 가진다. 믹서 출력은 병렬로 접속된 위상 시프터와 제 2 디바이더에 LO 주파수를 제공한다.
다른 실시예에서, 시스템은 VCO, 제 1 디바이더, 제 2 디바이더 및 믹서를 통합한다. 제 1 디바이더는 입력 및 입력 신호를 나눔으로써 생성된 출력을 가진다. 제 1 디바이더의 입력은 VCO에 동작적으로 결합된다. 제 2 디바이더는 입력 및 입력 신호를 나눔으로써 생성된 출력을 가진다. 제 2 디바이더의 입력은 제 1 디바이더의 출력에 동작적으로 결합된다. 믹서는 제 1 디바이더의 출력에 동작적으로 결합된 제1 믹서 입력, 제 2 디바이더의 출력에 동작적으로 결합된 제 2 믹서 입력 및 출력을 가진다.
다른 실시예에서, 시스템은 LO 발생기, 주파수 대역 선택 메커니즘 및 구성 선택 메커니즘을 통합한다. LO 발생기는 하나 이상의 구성을 가지며, VCO 주파수를 VCO 주파수의 디바이드-다운(divided-down) 버전으로 혼합하도록 구성된 믹서를 포함한다. 각각의 구성은 RF 신호의 주파수 대역과 관련되며 RF 신호의 주파수 대역과 관련된 주파수를 가진 출력 신호를 생성한다. 주파수 대역 선택 메커니즘은 RF 신호의 주파수 대역을 선택하도록 구성된다. 구성 선택 메커니즘은 RF 신호의 선택된 주파수 대역과 관련된 구성을 선택하도록 배치된다.
전체적으로 유사 참조부호가 상응하게 식별되는 도면과 관련하여 이하에 개시된 상세한 설명으로부터 개시된 실시예들의 특징, 목적 및 장점이 명확해질 것이다.
도 1은 포화 및 압축 포인트와 2차 및 3차 인터셉트 포인트를 도시하는 그래프.
도 2는 통상적인 이중 변환 수신기의 고레벨 블럭도.
도 3은 통상적인 이중 변환 수신기의 블럭도.
도 4는 직접 변환 수신기의 고레벨 블럭도.
도 5는 직접 변환 수신기의 블럭도.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 국부 발진기 주파수를 발생시키기 위한 시스템의 블럭도.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 국부 발진기 주파수를 발생시키기 위한 시스템의 블럭도.
도 8은 제로 IF 송신기의 일시예의 도면.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 직접 다운컨버전 수신기(200)의 고레벨 블럭도이다. 수신기(200)는 RF 신호 경로(210), 직접 다운컨버터(220) 및 기저대역 프로세서(230)를 포함한다.
RF 신호 경로(210)는 RF 신호(201)를 수신한다. RF 신호(201)는 다중 모드로 변조되고 다중 주파수 대역으로 전달된 신호를 포함한다. RF 신호 경로(210)는 여러 모드 및 여러 대역중에서 선택하는 선택 메커니즘을 포함한다. 추가로, RF 신호 경로(210)는 추가 처리를 위한 RF 신호(201)를 준비하기 위한 증폭기 또는 필터를 포함한다. 이러한 준비된 신호는 도 4의 사전처리된 RF 신호(215)로서 설계된다. 직접 다운컨버터(220)는 RF 신호 경로(210)로부터 사전처리된 RF 신호(215)를 수신하여 이러한 신호를 기저대역 신호(225)로 다운컨버팅한다.
기저대역 프로세서(230)는 예를 들면, DC 삭제, 정합 및 재머 필터링, 샘플 데시메이션, 자동 게인 제어, 신호 전력 측정(수신된 신호 강도 지시자, RSSI), 디스프레딩, 디인터리빙, 에러 수정 및 디지털 데이터 혹은 오디오 스트림으로 디코딩과 같은 기저대역 신호(225)에 대한 연속하는 처리를 수행한다. 처리된 정보는 디스플레이, 확성기 또는 데이터 포트를 포함하는 무선 장치내 출력 메커니즘과 같은 적정 수신지로 라우팅된다. 기저대역 프로세서(230)가 수신기(200)와 상보적인 송수신기에 의해 사용될 수 있음을 알 수 있을 것이다.
도 5는 수신기(200)를 상세히 도시한다. 안테나(301)는 입력 RF 신호에 대 해 수신기(200)를 인터페이싱한다. 안테나(301)는 또한 안테나(301)에 결합된 송신기로부터의 RF 신호를 방출한다. 다중 안테나가 개별 동작 대역 또는 동시에 동작하는 모드를 서로에 대해 분리를 위해 사용된다. 인터페이스(305)는 수신기(200) 및 송신기가 모두 안테나(301)를 사용하도록 송신된 RF 신호로부터 수신된 RF 신호를 분리시킨다.
인터페이스(305)는 하나 이상의 듀플렉서(312)를 포함한다. 듀플렉서(312)는 입력 수신 대역에서 신호를 필터링한다. 추가로, 듀플렉서(312)는 출력 송신 대역내 신호로부터 입력 수신 대역내 신호를 분리한다. 동작시 다중 대역이 특정 수신기 또는 송수신기 애플리케이션에서 요구된다면, 다중 듀플렉서(312)가 사용된다. 도 5에 도시된 바와 같이, 하나의 듀플렉서(312)가 관련된 동작 대역 모두가 듀플렉서(312)의 대역내에 정합한다는 가정하에서 CDMA, FM 및 IMT 모드로 변조된 신호를 처리한다.
인터페이스(305)는 하나 이상의 스위치(314) 및 대역통과 필터(316)를 포함한다. 스위칭(314)은 수신 및 송신 동작 사이를 선택한다. 예를 들면, 스위치(314)는 GSM 또는 블루투스 모드에 해당하고, 이 때 신호는 동시에 수신 및 송신되지 않는다. 대역통과 필터(316)는 입력 수신 대역내 GPS 신호를 필터링한다. GPS 신호가 수신되어 송신되지 않기 때문에, 듀플렉서는 사용될 필요가 없다. 다른 대역통과 필터(316)가 다른 아날로그 수신전용 모드를 위한 수신기(200)내에 포함될 수 있다.
저잡음 증폭(LNA)(320)이 인터페이스(305)에 결합되고 수신된 RF 신호를 증 폭한다. LNA(320)는 수신기(20))내 후속 스테이지로부터 잡음 지수 구성을 최소화하기에 충분히 높은 게인이지만 수신 대역내 최소 잡음 지수를 제공하도록 선택된다. LNA(320)의 게인은 LNA 게인 제어(324)를 통해 제어된다. 송신 전력은 인터페이스(305)로부터 수신기(200)로 누설된다. 예를 들면, 듀플렉서(312)는 송신 전력을 전체적으로 필터링하지 않는다. 따라서, LNA(320)는 고압축 및 3차 인터셉트 포인트를 필요로 한다.
LNA(320)는 RX 대역통과 필터(BPF)(330)에 결합된다. BPF(330)는 수신 대역의 외부에 도달하는 송신기 신호를 거부한다. BPF(330)는 본 발명의 몇몇 실시예에서는 필요하지 않다. 예를 들면, 이전에 언급된 바와 같이, GSM 모드에서 변조된 신호는 GPRS(general packet radio service)내 최대 데이터율이 지원되지 않을 경우 동시에 수신 및 송신되지 않는다.
도 5는 하나의 듀플렉서(312), 하나의 LNA(320) 및 하나의 BPF(330)를 포함하는 하나의 RF 신호 경로를 도시한다. 하지만, 다중 RF 신호 경로는 수신기(200)내에 포함된다. 각각의 신호 경로는 수신기(200)의 하나 이상의 특정 동작 주파수 대역에 해당한다. 예를 들면, 수신기(200)는 개별 셀룰러, PCS, IMT 및 GSM 신호 경로를 포함한다. 각각의 RF 경로는 필요에 따라 듀플렉서, 스위치 및/또는 대역통과 필터, LNA, BPF, 및 I 및 Q 믹서를 포함한다. 추가로, 다른 모드와 동작하는 동안 동시에 GPS를 수신하는 것은 개별 LO 발생, 기저대역 증폭기, 아날로그 저대역통과 필터, 아날로그-디지털 컨버터, I/Q 디지털 처리 및 복조를 필요로 한다.
선택 메커니즘(310)은 주어진 시간에 동작하는 주파수 대역에 따라 다른 RF 신호 경로를 따라 스위칭한다. 선택 메커니즘(310)은 예를 들면, 여러 듀플렉서 및 BPF에 결합된 대역 선택 장치를 포함한다. 선택 메커니즘(310)은 I 및 Q 채널 믹서(340A, 340B)에 결합된다. 예를 들면, US 셀룰러 대역내에서 수신된 신호에 대해, 선택 메커니즘(310)은 수신된 신호를 모두 함께 적절하게 필터링하여 증폭하는 듀플렉서(312), LNA(320) 및 BPF(330)로 스위칭한다.
BPF(330)의 출력은 I 및 Q 채널 믹서(340A, 340B)의 입력에 결합된다. 예를 들면, BPF(330)는 믹서(340A, 340B)의 차동 입력(미도시)에 접속하기 위해 차동 출력(미도시)을 가진다. 따라서, BPF(330)의 양 및 음의 출력 채널은 믹서(340A)의 양 및 음의 입력 단자에 결합되고, 믹서(340B)의 양 및 음의 입력 단자에 결합된다. 이러한 차동 입력 경로 배치는 RF 신호 경로로의 LO 및 TX 커플링을 감소시키고 진폭-변조된 재머(믹서 입력에서 2차 이상의 인터셉트 레벨)의 공통 모드 거부를 증가시킨다. 따라서, 수신기(200)에서 분리 및 재머 거부가 개선된다.
선택적으로, 변환기가 BPF(330)의 싱글-엔디드(single-ended) 출력에 결합된다. 변환기는 싱글-엔디드 신호를 차동 신호로 변환하고, 이는 믹서(340A, 340B)의 차동 입력에 결합된다.
도 5에 도시된 바와 같이, 국부 발진기(LO)(350)는 버퍼 증폭기(351, 351B)에 결합된다. 버퍼 증폭기(351A, 351B)는 믹서(340A)의 제 2 입력(342A) 및 믹서(340B)의 제 2 입력(342B)에 각각 결합된다. 버퍼 증폭기(351A, 351B)는 I 및 Q 믹서(340A, 340B)가 차동 입력을 가질 때 차동 출력을 가진다. 몇몇 실시예에서, 버퍼 증폭기는 수신기(200) 설계에 포함될 필요가 없다.
LO(350)는 여러 주파수에서 출력 신호를 발생시키는 주파수 발생기를 포함한다. 예를 들면, LO(350)는 제 1 신호 및 제 1 신호로부터 90° 위상-시프트된 제 2 신호를 출력한다. LO(350)는 위상-동기 루프(PLL), 전압 제어 발진기(VCO), 주파수 혼합 메커니즘 및 위상 시프팅 메커니즘을 포함한다. LO(350)는 수신된 RF 신호의 동작 주파수에 따라 LO(350)를 제어하는 대역 선택(354)을 포함한다. 예시적인 실시예에서, LO(350)는 I 및 Q 믹서 RF 포트에서 신호 경로로 및 신호 경로로부터 결합된 LO 누설 및 잡음을 완화하기 위한 차동 경로를 사용한다.
각각의 믹서(340A, 340B)는 BPF(330)로부터 수신된 RF 신호를 믹서(340A, 340B)의 제 2 입력(342A, 342B)에서 LO(350)로부터 수신된 신호와 혼합한다. 혼합 처리는 신호를 함께 곱한다. 따라서, 믹서(340A, 340B)는 수신된 RF 신호를 I 및 Q 기저대역 신호로 곧바로 다운컨버팅한다. 예를 들면, 믹서(340A, 340B)는 믹서 게인 제어(341A, 341B)를 통해 조정되는 관련 게인을 가진다.
다운컨버전 이후, I 및 Q 신호가 개별 신호 경로(365A, 365B)를 따라 처리된다. I 신호 경로(365A)는 두 신호 경로 모두를 나타내며, 증폭기(360A), 앤티에일리어싱(anti-aliasing) 필터(370A) 및 I 채널 아날로그-디지털 컨버터(ADC)(380A)를 포함한다. 증폭기(360A)는 믹서(340A)의 출력에 결합된다. 개별 신호 경로를 따른 처리 및 아날로그-디지털 변환 이후, 디지털 I 채널 데이터(382) 및 Q 채널 데이터(385)가 추가로 처리된다. 몇몇 실시예에서, I 및 Q 신호가 동작하는 모드-특정 경로를 따라 처리된다. 다른 실시예에서, I 및 Q 신호 경로가 모드 사이에 공유된다.
수신기(200)는 블루투스-특정 모듈을 포함한다. 블루투스 직접 다운컨버터(390) 및 블루투스 기저대역 프로세서(395)는 도 5에 도시된 바와 같이 상술된 구조와 기능적으로 그리고 구조적으로 유사하다. 하지만, 블루투스가 CDMA와 같은 다른 동작 모드와 동시에 동작하기 때문에, 블루투스 직접 다운컨버터(390) 및 기저대역 프로세서(395)는 블루투스-전용 모듈로서 구현된다. 유사하게, GPS는 개별 기저대역 신호 경로 및 LO 발생 회로를 동시에 동작시키며 필요로 한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 국부 발진기 주파수를 발생시키는 시스템(400)을 도시한다. 시스템(400)은 무선 수신기, 송신기 또는 송수신기내에 통합될 수 있다. 예를 들면, 시스템(400)은 도 5의 LO(350)로서 수신기(200)내에 통합된다. 시스템(400)은 위상-동기 루프(PLL)(410), 루프 필터(401), 믹서(450), 전압 제어 발진기(VCO)(420) 및 스위치(440)를 포함한다.
스위칭(440)은 다수의 위치를 가지도록 구성된다. 도 6에서, 스위치(440)는 3개의 위치를 가진 교차-포인트 스위치이다. 여기서는 "피드포워드"인 제 1 위치(1-2)에서, 스위치(440)는 믹서(450)의 출력을 VCO(420)의 입력에 결합시킨다. "피드백"인 제 2 위치(2-3)에서, 스위치(440)는 믹서(450)의 출력을 디바이더(430)의 입력에 결합된다. "바이패스"인 제 3 위치(1-3)에서, 스위치(440)는 믹서(450)의 출력에 결합되고 믹서(450)의 출력이 디스에이블된다. 다른 실시예에서, 비록 시스템(400)이 스위치를 포함하도록 도시된다면, 시스템(400)은 스위치를 포함할 필요없다. 예를 들면, VCO(420)는 디바이더(430)에 직접 결합된다. 스위치(440)의 위치는 수신된 RF 신호의 주파수 대역에 따라 대역 선택과 같은 제어 메커니즘에 의해 제어된다.
VCO(420)는 관련 수신기, 송신기 또는 송수신기를 포함하는 칩의 외부에 위치하는 싱글-엔디드 출력 VCO를 포함한다. 외부 VCO는 ASIC(주문형 집적회로)내에 통합된 VCO보다 나은 위상 잡음을 가진다. 하지만, 통합된 VCO는 주어진 동작 대역에서 고유한 재밍 조건에 따라 충분하다. 외부 VCO(420)에 대해, PLL(410)은 VCO(420)에 직접 결합된다. 추가로, PLL(410)은 시스템(400)내에 PLL(410)이 통합될 경우 믹서(450)의 출력에 결합된다. PLL(410)은 각각의 동작 대역 내에서 불연속 채널 간격을 형성하기 위해 기준 주파수에 신호를 수신한다.
도 6에 도시된 실시예는 PLL 입력 스위치(445)를 포함한다. 스위치(445)는 PLL(410)을 믹서(450)의 출력 또는 디바이더(430)의 출력에 결합한다. 당업자에게 공지된 바와 같이, PLL(410), 루프 필터(401) 및 VCO(420)는 VCO 주파수를 가진 신호를 출력하도록 함께 협력한다. VCO 주파수는 수신된 또는 송신된 신호의 주파수보다 높거나 또는 낮다. 디바이더(430)는 입력 신호의 디바이드-다운 버전인 주파수를 가진 신호를 출력하는 주파수 디바이더를 포함한다. 예를 들면, 디바이더(430)는 정수 N으로 나누고, 여기서 N의 값은 제어 신호에 의해 설정된다.
VCO(420)는 믹서(450)의 제 1 입력에 결합된다. 스위치(440)의 위치에 기초하여, 상술된 바와 같이, 믹서(450)의 제 2 입력은 디바이더(430)를 통해 VCO(420)(피드포워드), 믹서(450)의 출력(피드백) 또는 개방회로(바이패스)에 결합된다. 믹서(450)는 하나의 주요 믹서 신호(product)만 출력하는 단일 측파대(SSB) 믹서 또는 이미지 거부 믹서를 포함한다. SSB 믹서는 믹서 출력에서 원하지 않는 믹서 신호를 최소화한다. 특히, SSB 믹서는 두 입력 주파수의 합(상부 측파대, USB) 또는 두 입력 주파수의 차(하부 측파대, LSB)중 하나인 주파수 출력을 제공한다. 상부 SSB 믹서는 상부 측파대를 유지하고 하부 SSB룰 제거한다. 반대로, 하부 SSB 믹서는 하부 측파대를 유지하고 상부 측파대를 제거한다. 믹서(450)는 믹서(450)에 결합된 제어 신호에 따라 USB와 LSB 모드 사이에서 동작하도록 구성된다.
시스템(400)은 4위상 LO 신호(490)를 형성하기 위한 제 2 디바이더(470)를 포함한다. 제 2 디바이더(470)는 정수 M으로 입력 주파수를 나누며, 플립-플롭으로 구성된다. 디바이더(470)가 두 개의 플립-플롭으로 구성될 때, 제 1 플립-플롭은 입력 신호의 상승 에지로부터 클로킹되고 제 2 플립-플롭은 하강 에지로부터 클로킹한다. 플립-플롭의 개별 출력은 위상이 90° 차이를 가진다. 이와 같이, 각각의 플립-플롭은 I 및 Q 믹서(340A, 340B)중 하나를 차동적으로 구동시킨다. 다른 실시예에서, 버퍼 증폭기(351A, 351B)는 제 2 디바이더(470)와 I 및 Q 믹서(340A, 340B) 사이에 위치한다. M=2일 때 즉, 제 2 디바이더(470)가 2로 나뉠 때, 제 2 디바이더(470)는 디바이더(430)와 관련하여 사용될 때 광범위한 주파수에 대해 사용성을 가진 광대역 위상 시프터로서 기능을 한다. 제 2 디바이더(470)는 미국 및 일본 셀룰러 대역에 대한 I 및 Q 믹서 LO 신호를 발생시킨다.
위상 시프터(460)는 제 2 디바이더(470)와 병렬인 시스템(400)내에 포함되어야 한다. 선택적으로, 시스템(400)은 위상 시프터(460)만을 포함한다. LCR 네트워크 또는 활성 엘리먼트를 포함하는 위상 시프터(460)는 믹서(450)의 출력에 결합된다. 위상 시프터(460)는 입력 신호를 수신하고 4위상 LO 출력 신호(480)를 생성한다. 수신기의 경우, 각각의 4위상 신호는 RF 신호를 I 및 Q 기저대역 컴포넌트로 다운컨버팅하기 위해 수신된 RF 신호와 혼합된다. 예시적인 실시예에서, 위상 시프터(460)는 PCS(미국 또는 한국) 및 IMT의 높은 동작 대역에 대해 동작한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 디바이더(430)에 대한 N 값, 스위치(440)의 위치 및 믹서(450)의 모드는 LO 광범위한 주파수를 생성하도록 변경된다. 추가로, 제 2 디바이더(470)에 대한 M 값은 변경된다. 비록 광범위한 LO 주파수가 생성되지만, VCO(420)는 상대적으로 좁은 동조 범위에서만 동작한다. 따라서, 시스템(400)은 무선 다중-대역 및 다중-모드 수신기, 송신기 또는 송수신기내에 구현된다.
예시적인 구현에서, 시스템(400)은 차동 신호 경로를 포함한다. 예를 들어, VCO(420)의 출력, 믹서(450)의 입력 및 출력, 및 디바이더(430)는 차동적이다. 이와 같이, 방출된 I 및 Q LO 에너지 및 시스템(400)과 통합되는 무선 장치내 RF 신호 경로로의 도전성 결합이 최소화된다.
시스템(400)을 포함하는 무선 장치내 마이크로프로세서(미도시)는 RF 신호에 대한 적용 가능 주파수 대역을 결정한다. 선택된 대역에 기초하여, 도 5의 대역 선택(354)과 같은 구성 선택 메커니즘은 선택된 주파수 대역과 관련된 시스템(400)내 구성을 선택한다. 이와 같이, 디바이더(430)에 대한 N 값, 스위치(440)의 위치, 믹서(450)의 모드 및 제 2 디바이더(470)에 대한 M 값을 설정하는 적정 제어 신호가 시스템(400) 내에서 생성된다.
표 1은 수신기 환경에 구현될 때 시스템(400)에 대한 예시적인 구성을 개시한다. VCO(420)는 1600 내지 1788MHz에서 동작하도록 제어된다. VCO(420)는 무선 장치내에 방출되고 도전된 잡음의 주요 소스이다. 표 1에 도시된 바와 같이, VCO 주파수 범위는 관련 RF 수신 주파수 범위와는 구별된다. 따라서, 하부 구성은 무선 장치내 VCO 잡음의 효과를 최소화한다.
RF 주파수 대역 RF 수신 주파수 범위(MHz) 디바이더 값 N SSB 믹서 스위치 위치/제 2 디바이더 값 M RX VCO 주파수 범위(MHz)
미국 PCS 1930 내지 1990 8 USB 피드포워드 1716 내지 1769
미국 셀룰러 869 내지 894 불능 불능 바이패스 & 2로 나눔 1738 내지 1788
일본 셀룰러 832 내지 870 불능 불능 바이패스 & 2로 나눔 1644 내지 1740
IMT 2110 내지 2170 4 USB 피드포워드 1688 내지 1736
한국 PCS 1840 내지 1875 8 USB 피드포워드 1635 내지 1651
다중-대역 직접 다운-컨버전 수신기용 LO 제어 구성
본 발명에 부합하여, 다른 수신 주파수 범위 및 외부 VO 또는 집적 VCO 구현과 같은 다른 설계 기술에 대한 VCO(420)의 동조 범위와 중심 주파수를 최적화하기 위한 다른 구성이 가능하다. 추가의 디바이더가 이러한 구성을 위해 시스템(400)내에 포함된다.
디바이더(430) 및 믹서(450)는 원하는 수신 대역의 외부에 도달하는 원하지 않는 LO 스퍼(spur)를 생성한다. 하지만, 믹서(450)의 출력은 이러한 스퍼를 억압할 것이다. 더욱이, I 및 Q 믹서(340A, 304B)의 포트(342A, 342B)(도 5 참조)는 공진기를 포함하며, 이러한 스퍼를 억압한다. RF 신호 경로는 다중 RF BPF 응답을 가지며, LO 스퍼와 동일한 주파수에서 재밍 신호를 거부한다.
언급된 바와 같이, 제 2 디바이더(470)는 4위상 LO 신호(480)를 생성한다. I 및 Q 믹서(340A, 340B)는 4위상 LO 신호(480)를 수신하고, 입력으로서 버퍼(351A, 351B)에 의해 통과된다. 이와 같이, 부하 저항내 위상 변동과 I 및 Q 믹서(340A, 340B)의 커패시턴스는 시스템 에러를 일으킨다. 하지만, 위상 정합 조건은 동일한 칩상에 I 및 Q 믹서(340A, 340B)를 구비시킴으로써 충족될 수 있다. 따라서, 수신기에 대한 잉여 측파대 규격이 충족된다.
I 및 Q 채널 사이의 진폭 정합이 필요하다. 예시적인 진폭 정합 방법은 아날로그 또는 디지털 게인 보상을 통해 I 및 Q 채널 게인을 검정하는 것을 포함한다. 아날로그 게인 보상(미도시)을 달성하기 위해, 독립 또는 스위칭 가능 전력 검출 메커니즘이 각각의 I 및 Q 채널에 결합되어 채널의 수신된 신호 강도 지시자(RSSI)를 측정하고 이에 따라 게인을 오프셋시킨다. ASIC이 I 및 Q 채널에 대한 검정 값을 저장한다. ASIC과 전력 검출 메커니즘 사이의 디지털 버스 인터페이스를 통해, 검정 값이 찾아지고, 게인이 보상된다. 디지털 게인 보상(미도시)을 달성하기 위해, 기저대역 경로가 I 및 Q 신호를 함께 곱산하는 ADC 이후에 디지털 곱셈기를 포함한다. 따라서, ASIC내에 저장된 검정 값이 찾아지고, I 및 Q 채널 게인이 이에 따라 보상된다.
다른 실시예에서(미도시),GPS-특정 신호 경로가 무선 수신기 또는 송수신기내에 포함된다. GPS-변조 신호 경로는 오로지 하나의 주파수에서만 수신된다. 그러므로, 수신기는 하나의 GPS 주파수로만 동조될 필요가 있다. 특히, GPS-특정 경로는 GPS 신호만을 제외하고 PLL 및 VCO를 가진다. 온칩 또는 오프칩인 VCO는 3150.84MHz 또는 GPS 주파수의 두 배에서 동작한다. GPS VCO는 디바이더(2로 나눔)에 결합되고 디바이더에 의해 디바이드-다운되어, GPS RF 신호의 직접 다운컨버전을 위한 LO 주파수를 생성한다. 비록 개별 GPS RF 신호 경로가 수신기내에 제공되지만, GPS 기저대역 경로는 다른 변조 표준에 따라 변조된 신호를 분리하거나 또는 공유한다. 분리될 때, 기저대역 처리 GPS 신호는 다른 변조 신호의 기저대역 처리와 동시에 발생한다. 공유될 때, 전류 절약과 광역이 달성된다.
블루투스가 CDMA와 같은 다른 동작 모드와 동시에 발생하기 때문에, 개별 VCO 및 LO 발생기는 수신기 또는 송수신기내에 포함되어 블루투스 신호의 직접 다운컨버전을 위한 LO 주파수를 발생시키는 것을 보조한다.
도 7은 국부 발진기 주파수를 발생시키기 위한 선택적인 시스템(500)을 도시한다. 시스템(500)은 PLL(570), 루프 필터(560), 다중-대역 VCO(510), VCO 디바이더(520), SSB 믹서(540), SSB 디바이더(530) 및 RX 디바이더(550)를 포함한다. 다중-대역 VCO(501), PLL(570) 및 루프 필터(560)는 여러 주파수 범위에서 VCO 주파수를 출력하기 위해 함께 동작한다. 대역 선택(510)은 다중-대역 VCO(510)에 대해 사용 가능한 주파수 범위를 결정한다.
VCO 디바이더(520)는 다중-대역 VCO(501)에 결합된다. VCO 디바이더(520)는 2와 같은 정수 P로 VCO 주파수를 나눈다. VCO 디바이더(520)의 디바이드-다운 출력은 SSB 디바이더(530)의 입력에 결합된다. SSB 디바이더(530)는 2와 같은 정수로 VCO 디바이더(520)의 출력 주파수를 나눈다. SSB 디바이더(530)의 출력 및 VCO 디바이더(520)의 출력은 SSB 믹서(540)의 개별 입력에 결합된다. SSB 믹서(540)는 신호와 함께 혼합된다. SSB 믹서(540)가 USB 믹서로서 동작하는지 또는 LSB 믹서로서 동작하는 지의 여부에 따라, 입력 신호의 합 또는 차가 믹서(540)에 의해 출력된다. 그러므로, VCO 디바이더(520), SSB 디바이더(530) 및 SSB 믹서(540)는 함께 부분 주파수 곱셈기로서의 역할을 한다. 믹서(540)의 출력은 RX 디바이더(550)의 입력에 결합된다. RX 디바이더(550)는 1 또는 2와 같은 정수로 입력 신호를 디바이드 다운할 수 있다.
다중-대역 VCO(501)의 주파수 대역과 SSB 믹서(540)의 모드, 및 VCO 디바이더(520), SSB 디바이더(530), RX 디바이더(550)의 디바이더 값들을 변화시킴으로써, 넓은 범위의 LO 주파수가 시스템(500) 내에서 발생된다. 표 2는 다중-대역 무선 수신기를 구현하기에 적합한 시스템(500)에 대한 예시적인 구성을 나타낸다.
RF 주파수 범위 RF 수신 주파수 범위(MHz) VCO 디바이더 값 SSB 디바이더 값 SSB 믹서 RX 디바이더 값 RX VCO 주파수 범위(MHz)
미국 PCS 1930 내지 1990 2 2 USB 1 2573 내지 2653
미국 셀룰러 869 내지 894 2 2 USB 2 2317 내지 2384
일본 셀룰러 832 내지 870 2 2 USB 2 2219 내지 2320
IMT 2110 내지 2170 2 2 USB 1 2813 내지 2893
한국 PCS 1840 내지 1875 2 2 USB 1 2453 내지 2500
다중-대역 직접 다운컨버전 수신기에 대한 LO 제어 구성
다른 구성이 시스템(500)에서 가능하다. 예를 들면, 시스템(500)은 다중-대역 VCO(501) 및 RX 디바이더(550)에 결합된 곱셈기 바이패스 스위치(580)를 포함한다. 스위치가 폐쇄되면, 다중-대역 VCO(501)는 수신된 신호의 동작 주파수의 2배 또는 4배의 주파수에서 동작한다. RX 디바이더(550)는 VCO 출력 주파수를 각각 2 또는 4로 나누어 원하는 LO 주파수를 발생시킨다. 특히, 셀룰러 I 및 Q 믹서 LO 신호를 발생시키기 위해, VCO(501)는 수신 주파수의 4배의 주파수에서 동작하고, RX 디바이더(550)는 4로 나눌 수 있다. 하지만, 동조는 다중-대역 VCO(501)의 넓은 동작 범위로 인해 더욱 문제가 된다. 시스템(500)이 다중-대역 VCO(501)를 RX 디바이더(550)에 직접 결합시킨다는 것 및 곱셈기 바이패스 스위치(580), SSB 디바이더(530), SSB 믹서(540) 및 VCO 디바이더(520)가 시스템(500)으로부터 제거된다는 것을 알 수 있을 것이다.
추가로, 시스템(500)은 다중-대역 VCO(501) 및 SSB 믹서(540)의 입력(545)에 결합된 스위치(미도시)를 포함한다. 스위치가 닫힐 때, SSB 믹서(540)는 VCO 주파수의 디바이드-다운 버전과 VCO 주파수를 혼합한다. 이와 같이, 시스템(500)은 상기한 시스템(400)에서 사용된 것과 유사한 방식으로 I 및 Q 믹서 LO 신호를 발생시킨다.
도 8은 직접 업컨버전 또는 제로 IF 송신기(600)의 실시예를 도시한다. 송신기(600)는 시스템(602)을 포함하고, 국부 발진기 주파수를 발생시킨다. 시스템(602)은 상기한 시스템(400)과 유사하지만, 특별히 구성되며 무선 직접 업컨버전 송신기내에서 동작한다. 시스템(602)은 PLL(610), 루프 필터(601), 제 1 및 제 2 SSB 믹서(645, 650), VCO(620), PLL 입력 스위치(641), LO 스위치(640A, 640B) 및 제 2 디바이더(670)를 포함한다.
송신기에 대한 위상 잡음 조건은 수신기에 대한 것보다 적으며, 재밍 조건을 충족시켜야 한다. 그러므로, VCO(620)는 송신기 또는 송수신기 ASIC상에 쉽게 통합된다. 하지만 다른 실시예에서, VCO(620)는 오프칩으로 구현된다. VCO(620), 루프 필터(601), PLL(610) 및 기준 발진기(605)는 VCO 출력 주파수를 생성하도록 함께 동작한다. PLL 입력 스위치(641)는 PLL(610)을 VCO(620), 디바이더(630)의 출력 또는 제 1 SSB 믹서(645)의 출력에 선택적으로 결합시킨다. 이와 같이, PLL(610)을 위한 입력 소스는 VCO(620)으로부터 디바이더(630)의 출력에서의 신호 또는 제 1 SSB 믹서(645)의 출력에서의 신호로 스위칭된다. 따라서, 원하는 RF 주파수가 발생될 때, 이러한 주파수로의 동기가 발생된다.
스위치(640A, 640B)는 각각 두 위치를 가진다. 추가의 위치는 다른 실시예에서 가능하다. 다른 구현에서, 스위치(640A, 640B)는 포함될 필요가 없다. 스위치(640A)의 피드포워드 위치에서, 스위치(640A)는 VCO(620)를 제 1 SSN 믹서(645)의 입력에 결합시킨다. 피드백 위치에서, 스위치(640A)는 SSB 믹서(645)의 출력을 SSB 믹서(645)의 LO 포트에 결합시킨다. 스위치(640B)의 피드포워드 위치에서, 스위칭(640B)은 VCO(620)를 제 2 SSB 믹서(650)의 입력에 결합시킨다. 피드백 위치에서, 스위치(640B)는 SSB 믹서(650)의 출력은 SSB 믹서(650)의 LO 포트에 결합시킨다.
VCO(620)는 디바이더(530)의 입력에 결합된다. 디바이더(630)는 정수 N으로 VCO 출력 주파수를 디바이드 다운한다. 디바이더(630)는 제 1 및 제 2 출력 신호를 생성한다. 디바이더(630)의 제 1 출력은 제 1 SSB 믹서(645)에 결합된다. 디바이더(630)의 제 2 출력은 제 2 SSB 믹서(650)에 결합된다. 제 1 및 제 2 디바이더 출력들에서의 신호들 모두는 입력 주파수의 디바이드-다운 버전이지만 위상이 90°차이를 가진다.
스위치(640A)가 피드포워드 위치에 있을 때, 제 1 SSB 믹서(645)는 디바이더(630)에 의해 출력된 디바이드-다운 버전과 VCO 출력 주파수를 혼합한다. 유사하게, 제 2 SSB 믹서(650)는 VCO 출력 주파수를 디바이더(630)에 의해 출력된 디바이드-다운 버전과 혼합한다. 제 1 및 제 2 SSB 믹서(645, 650)의 출력은 주파수는 동일하지만 위상이 90° 차이를 가진다. 제 1 및 제 2 SSB 믹서(645, 650)의 출력은 시스템(602)의 송신기 LO 주파수이다.
제 2 SSB 믹서(650)의 출력은 제 2 디바이더(670)에 결합된다. 제 2 디바이더(670)는 입력 주파수를 정수 M으로 디바이드 다운한다. 제 2 디바이더(670)는 제 1 및 제 2 출력 신호를 생성한다. 제 1 및 제 2 출력 신호는 4위상이다. 제 2 디바이더(670)의 출력은 시스템(620)으로부터 송신기 LO 주파수이다.
N과 M의 값, SSB 믹서(645, 650)의 모드 및 스위치(640A, 640B)의 위치를 변화시킴으로써, 시스템(602)은 광범위한 송신기 LO 주파수를 발생시킨다. 따라서, 시스템(602)은 송신기(600)와 같은 직접 업컨버전 송신기내 구현에 적합하다. 표 3은 송신기 동작 모드와 관련된 예시적인 구성의 목록이다. 추가의 구성이 본 발명의 특징에 부합하게 제공될 수 있다. 상술된 바와 같이, 원하는 주파수 대역은 주파수 대역 선택 메커니즘을 통해 선택되고, 관련 구성이 구성 선택 메커니즘을 통해 선택된다.
RF 주파수 대역 RF 송신 주파수 범위(MHz) 디바이더 값 N SSB 믹서 스위치 위치/제 2 디바이더 값 M TX VCO 주파수 범위(MHz)
미국 PCS 1850 내지 1910 4 USB 피드포워드 1480 내지 1528
미국 셀룰러 824 내지 849 8 USB 피드포워드 & 2로 나눔 1465 내지 1509
일본 셀룰러 887 내지 925 4 USB 피드포워드 & 2로 나눔 1419 내지 1480
IMT 1920 내지 1980 4 USB 피드포워드 1536 내지 1584
한국 PCS 1750 내지 1775 4 USB 피드포워드 1400 내지 1424
다중-대역 직접 업컨버전 송신기에 대한 LO 제어 구성
다른 실시예에서(미도시), 시스템(602)은 수신 LO 주파수를 고정 오프셋 LO 주파수와 혼합함으로써 송신 LO 주파수를 발생시킨다. 이러한 방법은 표 4에 도시 된 바와 같이 이하의 변조 표준이 TX 및 RX 채널 사이에 고정 주파수 오프셋을 가진다는 것을 인지한다.
모드 TX 오프셋(MHz)
GSM IMT 일본 셀룰러 한국 PCS 미국 PCS 미국 셀룰러 -45 -190 +55 -90 -80 -45
RX 채널 주파수에 대한 TX 오프셋
특히, 시스템(602)(PLL(610), 루프 필터(601), 제 1 및 제 2 SSB 믹서(645, 650), VCO(620) 및 스위치(640A, 640B))의 LO 발생 회로는 수신 LO 주파수를 발생시킨다. 고정 오프셋 LO인 제 2 발진기는 제 1 및 제 2 SSB 믹서(645, 650) 각각의 입력에 결합된다. 따라서, 제 1 SSB 믹서(645) 및 제 2 SSB 믹서(650)는 수신 LO 주파수를 오프셋 LO와 혼합하여 송신 LO 주파수를 생성한다. 하지만, 수신 LO는 스퓨리어스 출력을 발생시킬 수도 있다. 따라서, 송신기 또는 송수신기내 오프칩 필터링은 수신 대역에 대한 도전된 스퓨리어스 누설 규격을 충족할 필요가 있다. 이러한 필터링은 수신 주파수에서 스퍼 신호를 거부한다.
송신기(600)는 RF 신호를 송신하기 위해 시스템(602)에 의해 발생된 LO 주파수를 사용한다. 기저대역 프로세서(608)는 도 8에 도시된 바와 같이 송신기(600)의 외부에 위치하거나 또는 송신기(600)를 포함하는 송수신기 내에 통합된다. 기저대역 프로세서(608)는 한 쌍의 출력 신호를 제공한다. 각각의 출력 신호는 밸런싱 또는 차동 쌍으로 구현된다. 두 개의 출력은 각각의 모드에 대한 I 및 Q 기저대역 아날로그 신호를 나타내고, 송신기(600)의 이후의 단계들에서 신호의 4위상 변조가 수행되도록 하는 개별적인 신호 경로들로서 제공된다.
예시적인 구현으로서, 송신기(600)는 3개의 RF 출력을 포함한다. 출력중 2개는 PCS 또는 IMT 신호 대역에 해당하고, 다른 하나는 셀룰러 대역에 해당한다. PCS RF 출력에 대해, 제 1 RF 믹서(651)는 SSB 믹서(645) 및 기저대역 프로세서(608)의 제 1 기저대역 출력에 결합된다. 제 1 RF 믹서(651)는 원하는 RF 주파수로 기저대역 신호를 곧바로 업컨버팅한다. 제 2 RF 믹서(653)는 SSB 믹서(650) 및 기저대역 프로세서(608)의 제 2 기저대역 출력에 결합된다. 제 2 RF 믹서(653)는 제 1 RF 믹서(651)의 출력으로서 동일한 RF 주파수로 기저대역 신호를 곧바로 업컨버팅한다. 제 1 및 제 2 RF 믹서(651, 653)의 출력은 기저대역 신호를 업컨버팅하는데 사용된 LO 신호의 상대 위상차로 인해 4위상이다.
4위상 RF 신호는 2개의 4위상 신호를 단일 신호로 조합하는 신호 합산기(660)에 결합된다. 신호 합산기(620)의 입력은 제 1 및 제 2 RF 믹서(651, 653) 각각으로부터의 밸런싱된 출력에 해당하도록 밸런싱된다. 신호 합산기(660)의 출력은 공통 모드 잡음 소스로부터 신호 간섭을 최소화하기 위해 밸런싱 신호를 사용한다.
신호 합산기(620)의 출력은 두 개의 증폭기 체인에 동시에 결합된다. 두 증폭기 게인 모두 PCS 송신 대역 내에서 동작하도록 구성된다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제 1 AGC 증폭기(662, 664)를 포함한다. 제 2 증폭기 체인(670)은 AGC 증폭기(662, 666)를 포함한다.
셀룰러 RF 출력에 대해, 제 3 RF 믹서(652)는 제 2 디바이더(670)의 제 1 출력 및 기저대역 프로세서(608)의 제 1 기저대역 출력에 결합된다. 제 3 RF 믹서(652)는 기저대역 신호를 원하는 RF 주파수로 곧바로 업컨버팅한다. 제 4 RF 믹서(654)는 제 2 디바이더(670)의 제 2 출력 및 기저대역 프로세서(608)의 제 2 기저대역 출력에 결합된다. 제 4 RF 믹서(654)는 기저대역 신호를 제 3 RF 믹서(652)의 출력과 동일한 RF 주파수로 곧바로 업컨버팅한다. 제 3 및 제 4 RF 믹서(652, 654)의 출력은 기저대역 신호를 업컨버팅하는데 사용된 LO 신호의 상대 위상차로 인해 4위상이 된다.
4위상 RF 신호는 두 개의 4위상 신호를 단일 신호로 조합하는 신호 합산기(670)에 결합된다. 신호 합산기(670)의 입력은 제 3 및 제 4 RF 믹서(652, 654) 각각으로부터 밸런싱된 출력에 해당하도록 밸런싱된다. 신호 합산기의 출력은 공통 모드 잡음 소스로부터의 신호 간섭을 최소화하기 위해 밸런싱된 신호일 수 있다.
신호 합산기(670)의 출력은 제 3 증폭기 체인에 결합된다. 제 3 증폭기 체인은 셀룰러 전송 대역에서 동작하도록 구성된다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제 3 증폭기 체인은 AGC 증폭기(672, 674)를 포함한다.
송신기(600)는 오로지 하나의 증폭기 체인만이 임의의 시간에 동작하도록 구성된다. 이와 같이, 송신기(600)가 특정 주파수 대역에서만 송신되도록 구성될 때, 그 주파수 대역을 지원하는 증폭기 체인만이 동작한다. 아이들(idle) 증폭기 체인은 전력 보존을 위해 제어 회로(미도시)에 의해 전력이 감소된다. 도 8에 도 시된 3개의 증폭기 체인 및 다른 이러한 증폭기 체인은 당업자에게 공지된 방법에 따라 송신 필터, 절연기 또는 디플렉서를 포함할 수 있거나 또는 결합될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
이상의 설명은 본 발명의 예시적인 실시예를 도시하는 첨부된 도면을 참조한 것이다. 다른 실시예가 가능하고 본 발명의 정신 및 범위를 벗어남 없이 실시예에 대한 변경이 가능하다. 예를 들면, 이상의 장치중 많은 것이 장치가 필터 또는 증폭기와 같은 중간 장치에 의해 분리되도록 서로에 대해 간접적으로 결합된다. 더욱이, 본 발명의 특징은 향후 개발될 변조 표준 및 동작 대역에 적용될 수 있다. 그러므로, 상세한 설명은 본 발명을 한정하는 것이 아니다. 차라리 본 발명은 첨부된 청구항에 의해 한정된다.

Claims (52)

  1. 다중-대역 직접 변환 무선 통신 장치에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 방법으로서,
    전압 제어 발진기(VCO)로부터 VCO 주파수를 가지는 신호를 수신하는 단계;
    디바이드-다운된(divided-down) 주파수를 가지는 신호를 발생시키기 위해 상기 VCO 주파수를 수 N으로 나누는 단계; 및
    상기 LO 주파수를 가지는 출력 신호를 발생시키기 위해 상기 VCO 주파수를 가지는 신호를 상기 디바이드-다운된 주파수를 가지는 신호와 혼합하는 단계를 포함하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 LO 주파수를 수 M으로 나누는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 출력 신호의 위상을 시프팅하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 장치는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  5. 제1항에 있어서, 송신기에 대한 LO 주파수를 발생시키기 위해 상기 출력 신호와 오프셋 주파수를 가지는 신호를 혼합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 장치는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  7. 다중-대역 직접 변환 무선 통신 장치에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 방법으로서,
    전압 제어 발진기(VCO)로부터 VCO 주파수를 가지는 신호를 수신하는 단계;
    디바이드-다운된 주파수를 가지는 신호를 발생시키기 위해 상기 VCO 주파수를 수 N으로 나누는 단계;
    추가의 디바이드-다운된 주파수를 가지는 제 2 신호를 발생시키기 위해 상기 디바이드-다운된 주파수를 수 M으로 나누는 단계; 및
    상기 LO 주파수를 가지는 출력 신호를 발생시키기 위해 상기 VCO 주파수를 가지는 신호를 상기 추가의 디바이드-다운된 주파수를 가지는 제 2 신호와 혼합하는 단계를 포함하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 LO 주파수를 수 P로 디바이드 다운하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 VCO는 다중-대역 VCO인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  10. 다중-대역 직접 변환 무선 통신 장치에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 방법으로서,
    각각의 구성이 RF 신호들의 적어도 하나의 주파수 대역과 관련되며 상기 RF 신호들의 적어도 하나의 주파수 대역과 관련된 주파수를 가지는 출력 신호를 발생시키는 하나 이상의 구성들을 가지며, VCO 주파수를 상기 VCO 주파수의 디바이드-다운 버전과 혼합하는 LO 발생기를 구성하는 단계;
    RF 신호들의 주파수 대역을 선택하는 단계; 및
    상기 선택된 RF 신호들의 주파수 대역과 관련된 구성을 선택하는 단계를 포함하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 선택된 RF 신호들의 주파수 대역과 관련된 구성을 선택하는 단계에 기초하여 상기 LO 발생기를 제어하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 방법.
  12. 다중-대역 직접 변환 무선 통신 장치에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 시스템으로서,
    전압 제어 발진기(VCO);
    입력 및 입력 신호를 나눔으로써 생성된 출력을 가지는 디바이더 - 상기 디바이더 입력은 상기 VCO와 동작하도록 연결됨 -; 및
    상기 VCO와 동작하도록 연결된 제 1 믹서 입력, 상기 디바이더 출력과 동작하도록 연결된 제 2 믹서 입력 및 상기 LO 주파수를 제공하는 출력을 가지는 믹서를 포함하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  13. 제12항에 있어서, 상기 VCO는 상기 장치를 포함하는 칩의 외부에 있는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 VCO는 싱글-엔디드(single-ended) 출력을 가지는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  15. 제12항에 있어서, 상기 VCO는 상기 장치를 포함하는 칩 내에 통합되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  16. 제12항에 있어서, 상기 VCO는 RF 신호들의 주파수 이하에서 동작하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  17. 제12항에 있어서, 상기 VCO는 RF 신호들의 주파수 이상에서 동작하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  18. 제12항에 있어서, 상기 VCO는 1600 내지 1788MHz 사이의 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  19. 제12항에 있어서, 상기 VCO는 위상-동기 루프(PLL)와 동작하도록 연결되며, GPS 모드일 때 수신된 신호들을 위한 제 2 PLL 및 제 2 VCO를 더 포함하며, 상기 제 2 VCO는 수신된 GPS 신호들의 주파수의 두 배의 주파수에서 동작하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  20. 제12항에 있어서, 블루투스 모드일 때 수신된 신호들을 위한 제 3 PLL 및 제 3 VCO를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  21. 제12항에 있어서, 상기 믹서는 단일 측파대(SSB) 믹서를 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  22. 제21항에 있어서, 상기 SSB 믹서는 하측파대 SSB 믹서인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  23. 제21항에 있어서, 상기 SSB 믹서는 상측파대 SSB 믹서인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  24. 제12항에 있어서, 상기 믹서 출력은 위상-동기 루프(PLL)와 동작하도록 연결되며, 상기 PLL은 상기 장치를 포함하는 칩의 내부에 위치하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  25. 제12항에 있어서, 상기 디바이더 입력은 선택적으로 상기 VCO에 연결되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  26. 제25항에 있어서, 스위치가 선택적으로 상기 디바이더 입력을 상기 VCO로 연결하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  27. 제26항에 있어서, 상기 스위치는 상기 RF 신호들의 대역에 기반하여 스위치 제어기에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  28. 제12항에 있어서, 상기 디바이더 입력은 선택적으로 상기 믹서 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  29. 제12항에 있어서, 상기 믹서 출력은 선택적으로 상기 VCO에 연결되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  30. 제12항에 있어서, 상기 믹서 출력에 연결된 입력과 4위상(quadrature) 신호를 발생시키는 출력을 가지는 위상 쉬프터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  31. 제30항에 있어서, 상기 위상 시프터는 활성 위상 시프터를 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  32. 제12항에 있어서, 상기 믹서 출력과 동작하도록 연결된 입력 및 입력 신호를 나눔으로써 발생되는 출력을 가지는 제 2 디바이더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  33. 제32항에 있어서, 상기 제 2 디바이더는 2로 나누는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  34. 제32항에 있어서, 상기 제 2 디바이더는 제 1 신호 및 제 2 신호를 출력하며, 상기 제 1 신호는 상기 제 2 신호와 90도의 위상차를 가지는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  35. 제34항에 있어서, 상기 제 1 신호는 상기 장치에 있는 I 및 Q 믹서 중 하나를 구동시키는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  36. 제12항에 있어서,
    상기 장치는 수신기를 포함하며,
    수신된 RF 신호들의 대역은 미국 PCS이며,
    상기 VCO는 1716MHz 내지 1769MHz의 주파수 사이에서 동작하고,
    상기 디바이더는 8로 나누며,
    상기 믹서는 상측파대 SSB 믹서인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  37. 제12항에 있어서,
    상기 장치는 수신기를 포함하며,
    수신된 RF 신호들의 대역은 IMT이며,
    상기 VCO는 1688MHz 내지 1736MHz의 주파수 사이에서 동작하며,
    상기 디바이더는 4로 나누며,
    상기 믹서는 상측파대 SSB 믹서인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  38. 제12항에 있어서, 상기 장치는 무선 통신 송수신기에 포함되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  39. 제12항에 있어서, 상기 장치는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  40. 제39항에 있어서,
    송신된 RF 신호들의 대역은 미국 PCS이며,
    상기 VCO는 1480MHz 내지 1528MHz 사이의 주파수에서 동작하며,
    상기 디바이더는 4로 나누며,
    상기 믹서는 상측파대 SSB 믹서인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  41. 제39항에 있어서, 제 1 송신 주파수 대역에서 동작하도록 구성되며, 업컨버터와 동작하도록 연결되는 제 1 증폭기 체인을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  42. 제12항에 있어서, 상기 장치는 수신기를 포함하며, 상기 믹서의 제 3 입력에 연결된 오프셋 LO를 더 포함하며, 상기 믹서 출력은 송신기를 위한 LO 주파수를 제공하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  43. 제12항에 있어서, 상기 제 1 믹서 입력과 믹서 출력은 차동적인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  44. 제12항에 있어서, 상기 장치는 차동 신호 경로들을 통합하는 수신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  45. 다중-대역 직접 변환 무선 통신 장치에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 시스템으로서,
    전압 제어 발진기(VCO);
    입력 및 입력 신호를 나눔으로써 발생되는 출력을 가지는 제 1 디바이더 - 상기 제 1 디바이더의 입력은 상기 VCO와 동작하도록 연결됨 -;
    입력 및 입력 신호를 나눔으로써 발생되는 출력을 가지는 제 2 디바이더 - 상기 제 2 디바이더의 입력은 상기 제 1 디바이더의 출력과 동작하도록 연결됨 -; 및
    상기 제 1 디바이더의 출력과 동작하도록 연결된 제 1 믹서 입력, 상기 제 2 디바이더의 출력과 동작하도록 연결된 제 2 믹서 입력 및 출력을 가지는 믹서를 포함하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  46. 제45항에 있어서, 상기 믹서 출력과 동작하도록 연결된 제 3 디바이더를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  47. 제45항에 있어서, 상기 VCO는 다중-대역 VCO인 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  48. 다중-대역 직접 변환 무선 통신 장치에서 국부 발진기(LO) 주파수를 발생시키는 시스템으로서,
    각각의 구성이 RF 신호들의 적어도 하나의 주파수 대역과 관련되며 상기 RF 신호들의 적어도 하나의 주파수 대역과 관련된 주파수를 가지는 출력 신호를 발생시키는 하나 이상의 구성들과, VCO 주파수를 상기 VCO 주파수의 디바이드-다운 버전과 혼합하도록 구성된 믹서를 가지는 LO 발생기; 및
    선택된 RF 신호들의 주파수 대역과 관련된 구성을 선택하도록 배치된 구성 선택 메커니즘을 포함하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
  49. 제48항에 있어서, 상기 LO 발생기는 상기 구성 선택 메커니즘에 기초하여 제어되는 것을 특징으로 하는 국부 발진기 주파수 발생 시스템.
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