DE69936121T2 - Signalverarbeitungsvorrichtung und Kommunikationsvorrichtung - Google Patents

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DE69936121T2
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signal
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sampling
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clock
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Manabu Higashihiroshima-shi Toda
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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/04—Generating or distributing clock signals or signals derived directly therefrom
    • G06F1/06—Clock generators producing several clock signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters
    • H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • 1. Gebiet der Erfindung
  • Die Erfindung betrifft eine Kommunikationsvorrichtung, die eine Frequenzwandlungsverarbeitung ausführt, und eine Signalverarbeitungsvorrichtung, die vorteilhafterweise für die Frequenzwandlungsverarbeitung der Kommunikationsvorrichtung verwendet wird.
  • 2. Beschreibung der einschlägigen Technik
  • Herkömmliche Empfänger für gemultiplexte Hochfrequenz-Funkkommunikation oder leitungsgebundene, gemultiplexte Hochfrequenzkommunikation sind mit Schaltungen zum Ausführen einer Frequenzwandlung versehen. Beispiele derartiger Empfänger sind Handys, Autotelefone, Sendeempfänger, Fernsehempfänger, Rundfunkempfänger, Kabelfernseh(CATV)empfänger und dergleichen.
  • Die 16 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Konfiguration eines FM(Frequenzmodulation)-Funkempfängers 1 gemäß einer bekannten Technik. Der FM-Funkempfänger 1 verwendet mehrere Kanäle innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbands, und er wird in einem Funkkommunikationsnetz verwendet, das Trägerwellen, die durch Grundbandsignale frequenzmoduliert sind, parallel jeweils an mehrere FM-Funkempfänger überträgt. Der FM-Funkempfänger 1 wird beispielsweise als Empfängereinheit eines Handys in einem analogen Handynetz verwendet.
  • Der FM-Funkempfänger 1 gehört zum Doppel-Superheterodynsystem mit einer Antenne 3, einem Hochfrequenzfilter 4, einem rauscharmen Verstärker 5, einer ersten und einer zweiten Frequenzwandlereinheit 6, 7, einer Schwingungsquelle 8, einem ersten und einem zweiten Zwischenfrequenzfilter 9, 10, einem Verstärker-Begrenzer 11, einer FM-Demodulationseinheit 12, einer Grundband-Sprachverarbeitungseinheit 13, einem Lautsprecher 14 und einer Steuerungseinheit 15. Die erste und die zweite Frequenzwandlereinheit 6, 7 beinhalten einen ersten bzw. zweiten Mischer 16, 18, sowie einen ersten bzw. zweiten Ortsfrequenzoszillator 17, 19.
  • Die Antenne 3 empfängt eine elektromagnetische Welle, und sie gibt ein dieser empfangenen elektromagnetischen Welle entsprechendes Empfangssignal aus. Nachdem Signalkomponenten außerhalb des vorbestimmten Frequenzbands durch das Hochfrequenzfilter 4 entfernt wurden, wird das Empfangssignal durch den rauscharmen Verstärker (LNA) 5 verstärkt, und dann an den ersten Mischer 16 geliefert. Der erste Ortsfrequenzoszillator erzeugt, unter Verwendung eines Referenzschwingungssignals mit einer vorbestimmten Bezugsfrequenz, mit Schwingungsanregung durch die Schwingungsquelle 8, ein erstes Ortsoszillatorsignal mit einer Frequenz, die auf Grundlage einer Frequenz, die durch den Bediener des FM-Funkempfängers spezifiziert wird, oder eine vorbestimmte, spezifizierte Frequenz spezifiziert ist, und die Frequenz des Empfangssignals bestimmt, um es an den ersten Mischer 16 zu liefern. Der erste Mischer 16 mischt das erste Ortsoszillatorsignal und das Empfangssignal zum Erzeugen eines ersten Zwischenfrequenzsignals mit einer vorbestimmten ersten Zwischenfrequenz. Das erste Zwischenfrequenzfilter 9 führt eine solche Filterung aus, dass es nur Komponenten innerhalb eines Frequenzbands einer vorbestimmten Frequenzbreite mit der spezifizierten Frequenz aus dem ersten Zwischenfrequenzsignal zur Kanalauswahl durchlässt. Nach der Filterung wird das erste Zwischenfrequenzsignal an den zweiten Mischer 18 geliefert.
  • Der zweite Ortsfrequenzoszillator 19 liefert, unter Verwendung des Referenzschwingungssignals, ein zweites Ortsoszillatorsignal auf Grundlage der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals nach der Filterung sowie einer zweiten Zwischenfrequenz, und gibt es aus. Der zweite Mischer 18 mischt das zweite Ortsoszillatorsignal und das erste Zwischenfrequenzsignal nach der Filterung, und er erzeugt ein zweites Zwischenfrequenzsignal mit einer vorbestimmten zweiten Zwischenfrequenz. Das zweite Zwischenfrequenzfilter 10 führt eine solche Filterung aus, dass es nur Komponenten des Kanals mit der spezifizierten Frequenz aus dem zweiten Zwischenfrequenzsignal zur Kanalauswahl durch lässt. Das zweite Zwischenfrequenzsignal nach der Filterung wird an den Verstärker-Begrenzer 11 geliefert.
  • Der Verstärker-Begrenzer 11 verstärkt das zweite Zwischenfrequenzsignal nach der Filterung, und er begrenzt die Amplitude des zweiten Zwischensignals nach der Verstärkung, um Amplitudenmodulations(AM: Amplitudenmodulation)komponenten zu entfernen. Die FM-Demodulationseinheit 12 führt, um das Grundbandsignal zu rekonstruieren, eine Frequenzerkennung am zweiten Zwischenfrequenzsignal nach der Amplitudenbegrenzung aus. Die Grundband-Sprachverarbeitungseinheit 13 führt eine im Funkkommunikationsnetz definierte Verarbeitung am sich ergebenden Signal aus der Frequenzerkennung aus, und sie liefert das Signal an den Lautsprecher 14 oder die Steuerungseinheit 15. Der Lautsprecher 14 führt eine elektroakustische Wandlung des Signals nach der Verarbeitung aus, um den sich ergebenden Ton auszugeben. Wenn das Signal nach der Verarbeitung Protokollsteuerungsdaten oder Benutzerdaten darstellt, führt die Steuerungseinheit 15, auf Grundlage der Daten, eine Verarbeitung betreffend die Steuerung des gesamten FM-Funkempfängers 1 aus. Vorstehend ist der FM-Funkempfänger 1 beschrieben.
  • Im FM-Funkempfänger 1 bestehen das Hochfrequenzfilter 4 und das erste und das zweite Zwischenfrequenzfilter 9, 10 im Allgemeinen aus einem dielektrischen Material oder einem Keramikmaterial, und der rauscharme Verstärker 5, der Verstärker-Begrenzer 11, die FM-Demodulationseinheit 12, die Grundband-Sprachverarbeitungseinheit 13 und der erste und der zweite Mischer 16, 18 bestehen aus Halbleiterelementen. Daher ist es schwierig, das Hochfrequenzfilter 4 und das erste und das zweite Zwischenfrequenzfilter 9, 10 mit dem rauscharmen Verstärker 5, dem Verstärker-Begrenzer 11, der FM-Demodulationsschaltung 12, der Grundband-Sprachverarbeitungsschaltung 13 sowie dem ersten und dem zweiten Mischer 16, 18 in einen integrierten Schaltkreis zu integrieren.
  • In jüngerer Zeit wurde Funkkommunikation unter Verwendung eines Bands mit höheren Frequenzen als bei herkömmlichen Funkkommunikationsvorgängen, wie ein G(Giga)Hz-Band, vorgeschlagen. Um eine Kommunikationsvorrichtung mit derselben Konfiguration wie der des FM-Funkempfängers 1 für Funkkommunikation unter Verwendung des GHz-Bands zu verwenden, muss jede Komponente derselben mit einer höheren Betriebsfrequenz als der der herkömmlichen FM-Funkempfänger arbeiten. Im Allgemeinen besteht dann, wenn jedes der Filter 4, 9, 10 durch ei ne Halbleiterschaltung zu implementieren ist, d.h. jedes der Filter 4, 9, 10 durch ein sogenanntes digitales Filter implementiert wird, und wenn die Filter 4, 9, 10 bei einer Betriebsfrequenz zu betreiben sind, wie sie für Funkkommunikation unter Verwendung des GHz-Bands charakteristisch ist, häufig der Fall, dass für Funkkommunikation erforderliche Eigenschaften nicht erzielt werden. Dies, da die obere Grenzbetriebsfrequenz der Halbleiterschaltung durch die Konfiguration und die Eigenschaften der Schaltung selbst bestimmt ist, und wenn die Schaltung mit einer Frequenz über der oberen Grenzbetriebsfrequenz betrieben wird, ist der Betrieb instabil.
  • Die Veröffentlichung JP-A 9-135149 (1997) zu einem ungeprüften japanischen Patent offenbart für ein digitales Filter, das eine digitale Filterung zum Verarbeiten digital codierter Signale ausführt, eine Technologie zum Verringern der Betriebsfrequenz von Komponenten im digitalen Filter. Das digitale Filter enthält einen Eingangsabschnitt, einen Schalter, mehrere Speicher vom FIFO-Typ sowie mehrere Multiplizierer. Mehrere Gruppen zu verarbeitender Zieldaten werden dadurch erfasst, dass ein aufzunehmendes Signal mit einer Eingangsabtastfrequenz Fe abgetastet wird.
  • Die zu verarbeitenden Zieldaten erreichen den Eingangsabschnitt sequenziell mit der Eingangsabtastfrequenz Fe. Der Schalter ist zwischen den Eingangsabschnitt und jeden der Speicher eingefügt, und auf das Eintreffen der Daten hin verteilt er die mehreren Gruppen von Daten auf die mehreren Speicher, damit sie dort abgespeichert werden. Jeder der Multiplizierer arbeitet entsprechend einem Taktsignal mit einer Taktfrequenz, die das L/M-fache der Eingangsabtastfrequenz Fe ist, und er ermittelt jedes Produkt aus den in jedem der Speicher abgespeicherten Daten und einen von mehreren vorbestimmten Koeffizienten. Jeder der vorstehend genannten Koeffizienten wird immer dann geändert, wenn eine Periode des Taktsignals verstrichen ist. Sowohl L als auch M sind ganze Zahlen und L/M ist ein Wert kleiner als 1.
  • Beim in JP-A 9-135149 offenbarten digitalen Filter arbeitet der Schalter mit der Eingangsabtastfrequenz. Daher besteht dann, wenn die das digitale Filter bildenden Komponenten integriert sind, um einen integrierten Schaltkreis aufzubauen, wenn die Eingangsabtastfrequenz beispielsweise in das GHz-Band erhöht wird, die Möglichkeit, dass der Betrieb des Schalters instabil wird. Daher ist es schwierig, das digitale Filter zu integrieren und es für Funkkommunikation im GHz-Band zu verwenden.
  • Die Veröffentlichung JP-A 6-46010 zu einem ungeprüften japanischen Patent offenbart für eine Vorrichtung, die ein Abtasten eines analogen Signals und eine Arithmetikverarbeitung unter Verwendung des Abtastergebnisses ausführt, eine Technik zum Ausführen dieses Abtastens und der Arithmetikverarbeitung mit einer Geschwindigkeit über der für die Vorrichtung spezifischen Betriebsgeschwindigkeit. Die digitale Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß dieser Patentveröffentlichung wird dadurch aufgebaut, dass mehrere Verarbeitungseinheiten parallel angeordnet werden, von denen jede aus einem Analog/Digital-Wandler, einer Arithmetikschaltung und einem Digital/Analog-Wandler, die in Reihe geschaltet sind, besteht, wobei dafür gesorgt wird, dass die mehreren Verarbeitungseinheiten jeweils auf Grundlage mehrerer Taktsignale mit verschiedenen Phasen arbeiten. Die digitale Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß JP-A 6-46010 verfügt über mehrere Analog/Digital-Wandler, mehrere Arithmetikschaltungen, mehrere Digital/Analog-Wandler und einen Taktsignaloszillator. Demgemäß ist die Anzahl der die Vorrichtung aufbauenden Komponenten groß, so dass es schwierig ist, sie zu miniaturisieren, und es besteht auch die Tendenz eines Kostenanstiegs.
  • Die Veröffentlichung JP-A 10-163912 (1998) zu einem ungeprüften japanischen Patent offenbart, für einen Funkempfänger, eine Abtastvorrichtung zum Wandeln der Frequenz eines eingegebenen Modulationssignals auf eine Frequenz unter dieser Frequenz. Die Abtastvorrichtung tastet als Erstes ein Modulationssignal mit einer Abtastfrequenz ab, die höher als das Signalband des Modulationssignals ist, und sie führt am sich ergebenden Abtastsignal eine Dezimierungsverarbeitung aus und tastet das Signal nach der Dezimierungsverarbeitung erneut ab, um das sich ergebende Signal auszugeben. Die Abtastfrequenz bei der ersten Abtastung ist genau das Doppelte der Frequenz des Signalbands des Modulationssignals. Die Abtastfrequenz beim zweiten Abtasten ist niedriger als diejenige beim ersten Abtasten.
  • Daher muss, bei der oben beschriebenen Abtastvorrichtung, da das Modulationssignal mit einer Frequenz abgetastet wird, die höher als das Doppelte des Signalbands des Modulationssignals ist, die Betriebsfrequenz der die erste Abtastung ausführenden Schaltung um so mehr angehoben werden, je höher das Signalband des Modulationssignals ist. Daher ist es um so schwieriger, die Betriebsfrequenz der Abtastschaltung abzusenken, je höher das Signalband des Modulationssignals ist. Darüber hinaus werden bei der oben beschriebenen Ab tastvorrichtung beim Abtasten des Signals mehrere Taktsignale verwendet, die sowohl hinsichtlich der Periode als auch der Phase voneinander verschieden sind. Es besteht die Tendenz, dass die Konfiguration der derartige Taktsignale erzeugenden Schaltung komplex wird.
  • Bei einem Mehrphasenfilter/DAC, wie es aus US-A-5,521,926 bekannt ist, wird ein digitales Signal als Eingangssignal durch eine Vorschaltung 3 mit einer Abtastrate Fs abgetastet. Dieses Dokument schlägt keine Ausgangsfiltereinrichtung vor, die nur die reflektierten Komponenten der Signalkomponenten durchlässt, und es offenbart auch keine solche.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Signalverarbeitungsvorrichtung, die mit einer Betriebsfrequenz unter einer Abtastfrequenz arbeiten kann, die zur Signalverarbeitung erforderlich ist, und die leicht miniaturisiert werden kann, und eine Kommunikationsvorrichtung unter Verwendung dieser Signalverarbeitungsvorrichtung zu schaffen.
  • Gemäß einer ersten Erscheinungsform ist durch die Erfindung eine Signalverarbeitungsvorrichtung mit Folgendem geschaffen:
    einer Taktsignal-Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Anzahl N von Taktsignalen, deren Frequenzen fc einander gleich sind und deren Phasen voneinander verschieden sind;
    mehreren Abtasteinrichtungen, denen ein analoges Eingangssignal mit Signalkomponenten als Verarbeitungsobjekten innerhalb eines vorbestimmten Eingangsfrequenzbands parallel zugeführt wird, wobei sie das Eingangssignal entsprechend einem beliebigen der mehreren Taktsignale abtasten und das abgetastete Eingangssignal sequenziell als Abtastsignal ausgeben;
    einer Produktsumme-Operationseinrichtung zum periodischen Auffinden, mit einem Timing auf Grundlage einer Betriebsfrequenz, die der Frequenz fc der Taktsignale entspricht, der Gesamtsumme von Produkten jedes der von allen Abtasteinrichtungen jeweils ausgegebenen Abtastsignale und jedes von mehreren vorbestimmten Multiplikationskoeffizienten, um dadurch das Eingangssignal in ein Produktsummensignal zu wandeln, das aus der Gesamtsumme der Produkte, mit einer Aufreihung in der Reihenfolge des Auffindens, besteht und zusätzlich zu den Signalkomponenten innerhalb des Eingangsfrequenzbands mehrere Reflexionskomponenten der Signalkomponenten enthält; und
    einer Ausgangsfiltereinrichtung zum Durchlassen lediglich einer Reflexionskomponente innerhalb eines Ausgangsfrequenzbands, das vom Eingangsfrequenzband verschieden ist, im Produktsummensignal.
  • Gemäß der ersten Erscheinungsform der Erfindung sorgt die Signalverarbeitungsvorrichtung dafür, dass die mehreren Abtasteinrichtungen ein Eingangssignal abtasten. Da die an die jeweiligen Abtasteinrichtungen gelieferten Taktsignale voneinander verschiedene Phasen aufweisen, tastet jede Abtasteinrichtung das Eingangssignal einmal ab, während eine Periode des Taktsignals verstreicht. Im Ergebnis wird ein mehrphasiges Abtastsignal, das dadurch aufgebaut wird, dass die von allen Abtasteinrichtungen ausgegebenen Abtastsignale in der Abtastreihenfolge angeordnet werden, dem Signal gleich, das dadurch erhalten wird, dass das Eingangssignal mit einer effektiven Abtastfrequenz abgetastet wird, die höher als die Frequenz der Taktsignale ist.
  • Außerdem führt die Produktsumme-Operationseinrichtung für das mehrphasige Abtastsignal auf Grundlage der Betriebsfrequenz, die der Frequenz der Taktsignale entspricht, eine Produktsummenoperation aus. Demgemäß wird eines der mehreren Taktsignale oder ein Taktsignal, dessen Frequenz derjenigen der mehreren Taktsignale entspricht und dessen Phase von der der mehreren Taktsignale verschieden ist, an die Produktsumme-Operationseinrichtung geliefert, und diese arbeitet auf Grundlage des zugeführten Taktsignals. Die Produktsummenoperation ist eine Operation zum Implementieren eines sogenannten digitalen Filters oder dergleichen. Als Ergebnis hiervon ist das Produktsummensignal dasjenige, das dadurch hergeleitet wird, dass am Verarbeitungsergebnis der Produktsummenoperation eine sogenannte Dezimierungsverarbeitung ausgeführt wird, und so sind reflektierte Komponenten der Signalkomponenten als Verarbeitungsobjekte enthalten. Da das Ausgangsfrequenzband vom Eingangsfrequenzband verschieden ist, lässt die Ausgangsfiltereinrichtung nur die reflektierten Komponenten innerhalb des Produktsummensignals als Ausgangssignal durch. Demgemäß wird das Ausgangssignal demjenigen Signal gleich, das durch Frequenzwandlung des Eingangssignals erhalten wird.
  • Wie oben beschrieben, kann die Signalverarbeitungsvorrichtung eine Frequenzwandlung am Eingangssignal, das mit der effektiven Abtastfrequenz verarbeitet werden sollte, unter Verwendung von Taktsignalen ausführen, deren Frequenz niedriger als die effektive Abtastfrequenz ist. Jede der Abtasteinrichtungen und auch die Produktsumme-Operationseinrichtung können jeweils durch eine Halbleiterschaltung implementiert werden, und auch die Ausgangsfiltereinrichtung kann als sogenanntes digitales Filter durch eine Halbleiterschaltung implementiert werden. Daher kann die Signalverarbeitungsvorrichtung alleine unter Verwendung von Halbleiterschaltungen konfiguriert werden, deren obere Grenzbetriebsfrequenz niedriger als die effektive Abtastfrequenz ist. Im Ergebnis kann die Signalverarbeitungsvorrichtung alleine mit Halbleiterschaltungen konfiguriert werden, und es ist möglich, die Frequenz der Signale, die mit einer Frequenz verarbeitet werden sollen, die höher als die durch die Konfiguration und die Eigenschaften der Halbleiterschaltungen definierte obere Grenzbetriebsfrequenz ist, leicht und stabil zu wandeln. Aus diesem Grund wird diese Signalverarbeitungsvorrichtung leichter integriert als die herkömmliche Signalverarbeitungsvorrichtung zur Frequenzwandlung unter Verwendung eines Ortsoszillators, eines Mischers und eines Filters, die aus einem Keramikmaterial oder einem dielektrischen Material bestehen. Demgemäß kann die Signalverarbeitungsvorrichtung leicht miniaturisiert werden und ihre Herstellkosten können gesenkt werden.
  • Gemäß einer zweiten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner eine Multiplikationskoeffizient-Änderungseinrichtung zum Ändern jedes der mehreren Multiplikationskoeffizienten aufweist.
  • Gemäß der zweiten Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Signalverarbeitungsvorrichtung zusätzlich zur Konfiguration der Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der ersten Erscheinungsform der Erfindung ferner über die Multiplikationskoeffizient-Änderungseinrichtung. Wenn die Produktsumme-Operationseinrichtung ein digitales Filter implementiert, ändern sich die Filtercharakteristik desselben, wenn die Multiplikationskoeffizientänderung geändert wird. Daher ist es möglich, wenn die Multiplikationskoeffizient-Änderungseinrichtung angebracht wird, die Filtercharakteristik des digitalen Filters leicht zu ändern.
  • Gemäß einer dritten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner mit Folgendem versehen ist: mehreren Wiederabtasteinrichtungen, die zwischen die mehreren Abtasteinrichtungen und die Produktsumme-Operationseinrichtung jeweils eingefügt sind, um das von jeder der Abtasteinrichtungen ausgegebene Abtastsignal auf Grundlage eines Taktsignals abzutasten, dessen Phase gegenüber dem an jede der Abtasteinrich tungen gelieferten Taktsignal verzögert ist, um es an die Produktsumme-Operationseinrichtung auszugeben; wobei die an jede der Wiederabtasteinrichtungen gelieferten Taktsignale einander gleich sind.
  • Gemäß der dritten Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner über die mehreren Wiederabtasteinrichtungen zusätzlich zur Konfiguration der Signalverarbeitungsvorrichtung der ersten Erscheinungsform der Erfindung. Da die an jede dieser Wiederabtasteinrichtung gelieferten Taktsignale einander gleich sind, versorgt jede dieser Wiederabtasteinrichtungen die Produktsumme-Operationseinrichtung nach dem Wiederabtasten gleichzeitig mit dem Abtastsignal. Daher ist es, da nämlich die an die Produktsumme-Operationseinrichtung gelieferten Abtastsignale phasenmäßig gleich sind, für die Produktsumme-Operationseinrichtung einfach, das Operationstiming zwischen den mehreren Abtasteinrichtungen zu synchronisieren.
  • Bei einer vierten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Frequenz fc der Taktsignale dem Doppelten der oberen Grenzfrequenz des Eingangsfrequenzbands entspricht oder kleiner ist; wobei das Ausgangsfrequenzband niedriger als das Eingangsfrequenzband liegt.
  • Gemäß der vierten Erscheinungsform der Erfindung ist die Signalverarbeitungsvorrichtung der ersten Erscheinungsform der Erfindung so konfiguriert, dass die Frequenz der Taktsignale dem Doppelten der oberen Grenzfrequenz des Eingangsfrequenzbands entspricht oder kleiner ist, wobei das Ausgangsfrequenzband niedriger als das Eingangsfrequenzband liegt. Im Ergebnis erscheinen die reflektierten Komponenten im Produktsummensignal mit einer Bandbreite, die kleiner als die des Eingangsfrequenzbands ist, und die Ausgangsfiltereinrichtung lässt nur die reflektierten Komponenten innerhalb des unteren Bands durch. Demgemäß kann die Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der vierten Erscheinungsform der Erfindung die Eingangssignale herunterwandeln.
  • Bei einer fünften Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner über eine Pufferverstärkungseinrichtung verfügt, die in der Vorstufe aller Abtasteinrichtungen vorhanden ist.
  • Gemäß der fünften Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner über die Pufferverstärkungseinrichtung zusätzlich zur Konfiguration der Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der ersten Erschei nungsform der Erfindung. Demgemäß kann die Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der fünften Erscheinungsform der Erfindung Interferenzrauschen zwischen den mehreren Abtasteinrichtungen verringern. Ferner kann die Signalverarbeitungsvorrichtung demgemäß den Effekt einer Eingangskapazität der mehreren Abtasteinrichtungen auf das Eingangssignal verringern. Als Ergebnis des Obigen kann die Signalverarbeitungsvorrichtung selbst dann stabil arbeiten, wenn die effektive Abtastfrequenz erhöht wird.
  • Gemäß einer sechsten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner mit Folgendem versehen ist: einer Stoppanzeigeeinrichtung zum Anzeigen eines Abtaststopps für das Eingangssignal; wobei die Taktsignal-Erzeugungseinrichtung die Erzeugung der Taktsignale stoppt, während die Stoppanzeigeeinrichtung den Abtaststopp anzeigt.
  • Gemäß der sechsten Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner über eine Konfiguration betreffend die Steuerung der Taktsignal-Erzeugungseinrichtung, zusätzlich zur Konfiguration der Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der ersten Erscheinungsform der Erfindung. Wenn keine Taktsignale erzeugt werden, stoppen alle Abtasteinrichtungen und die Produktsumme-Operationseinrichtung ihre Operationen. Im Ergebnis kann die Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der sechsten Erscheinungsform der Erfindung den Energieverbrauch in denjenigen Perioden absenken, in denen keine Verarbeitung des Eingangssignals erforderlich ist, und zwar im Vergleich zum Fall, bei dem während dieser Periode Taktsignale erzeugt werden.
  • Bei einer siebten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die mehreren Taktsignale solche mit vier Phasen sind.
  • Gemäß der siebten Erscheinungsform der Erfindung erzeugt, in der Signalverarbeitungsvorrichtung der ersten Erscheinungsform der Erfindung, die Taktsignal-Erzeugungseinrichtung Taktsignale mit vier Phasen. Die Taktsignale mit vier Phasen können leicht unter Verwendung einer sogenannten Sinus/Cosinus-Oszillatorschaltung erzeugt werden. Daher ist es der Schaltungsumfang der Taktsignal-Erzeugungseinrichtung gegenüber demjenigen Fall weiter verringert, bei dem andere Taktsignale als solche mit vier Phasen erzeugt werden. Demgemäß kann der Schaltungsumfang der Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der siebten Erscheinungsform der Erfindung verkleinert werden, so dass es leicht ist, eine Miniaturisierung auszuführen und die Herstellkosten zu senken, wo bei es auch möglich ist, den Energieverbrauch zu senken. Demgemäß verfügt die Signalverarbeitungsvorrichtung über eine Konfiguration, die zu ihrer Gesamtintegration geeignet ist, um einen einzelnen integrierten Schaltkreis zu bilden.
  • Gemäß einer achten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner mit Folgendem versehen ist:
    mehreren Speicherelementen, die in Reihe mit jeder Abtasteinrichtung geschaltet sind;
    wobei jede der Abtasteinrichtungen das Abtastsignal an die Produktsumme-Operationseinrichtung liefert und gleichzeitig das Abtastsignal im ersten Speicherelement der mehreren in Reihe mit den Abtasteinrichtungen verbundenen Speicherelementen speichert; und
    wobei jedes der Speicherelemente das gespeicherte Abtastsignal an das nächste Speicherelement in der Reihe von Speicherelementen, um es dort einzuspeichern, mit einem Timing überträgt, das auf demjenigen Taktsignal beruht, das an die Abtastsignale geliefert wird, mit der das Speicherelement verbunden ist, und sie das Abtastsignal an die Produktsumme-Operationseinrichtung liefert.
  • Gemäß der achten Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Signalverarbeitungsvorrichtung ferner über mehrere Speicherelemente, zusätzlich zur Konfiguration der Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der ersten Erscheinungsform der Erfindung. Demgemäß werden das letzte Abtastsignal, wie es durch die vergangene Abtastung durch jede der Abtasteinrichtungen erhalten wurde, und das jüngste Abtastsignal, wie es durch die aktuelle Abtastung durch jedes der Abtastsignale erhalten wurde, zum selben Zeitpunkt an die Produktsumme-Operationseinrichtung geliefert. Demgemäß kann die Produktsumme-Operationseinrichtung die Produktsummenoperation auf Grundlage einer größeren Anzahl von Abtastsignalen ausführen, als es der Anzahl der Abtasteinrichtungen entspricht.
  • Gemäß einer neunten Erscheinungsform ist durch die Erfindung eine Kommunikationsvorrichtung mit Folgendem geschaffen:
    einer Empfangseinrichtung zum Empfangen des Eingangssignals;
    der Signalverarbeitungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8; und
    einer Demodulationseinrichtung eines von der Ausgangsfiltereinrichtung in der Signalverarbeitungsvorrichtung ausgegebenen Ausgangssignals.
  • Gemäß der neunten Erscheinungsform der Erfindung führt die Kommunikationsvorrichtung am durch die Signalverarbeitungsvorrichtung empfangenen Eingangssignal eine Frequenzwandlung aus, und sie demoduliert das Eingangssignal nach der Frequenzwandlung, um ein gewünschtes Grundbandsignal zu erhalten. Demgemäß ist es, bei dieser Kommunikationsvorrichtung, möglich, eine Frequenzwandlung des Eingangssignals durch Schaltungskomponenten auszuführen, die auf Grundlage eines Taktsignals mit einer Frequenz unter der effektiven Abtastfrequenz arbeiten. Daher kann, da die Signalverarbeitungsvorrichtung leicht miniaturisiert und integriert werden kann, auch die Kommunikationsvorrichtung leicht miniaturisierbar und integrierbar, und ihre Herstellkosten können gesenkt werden.
  • Gemäß einer zehnten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Kommunikationsvorrichtung ferner mit Folgendem versehen ist:
    einer Zwischenfiltereinrichtung, die in der Vorstufe der mehreren Abtasteinrichtungen vorhanden ist; und
    mehreren Zwischenabtasteinrichtungen, die zwischen die Empfangseinrichtung und die Zwischenfiltereinrichtung eingefügt sind;
    wobei jede der Zwischenabtasteinrichtungen das Eingangssignal entsprechend einem von allen Taktsignalen jeweils abtastet und sequenziell einen Teil des Eingangssignals als Zwischenabtastsignal ausgibt;
    wobei jede der Zwischenfiltereinrichtungen nur Signalkomponenten innerhalb eines vorbestimmten Durchlassfrequenzbands in einem Zwischensignal durchlässt, das dadurch aufgebaut wurde, dass die von allen Zwischenabtasteinrichtungen ausgegebenen Zwischenabtastsignale jeweils in der Abtastreihenfolge angeordnet wurden; und
    wobei jede der Abtasteinrichtungen die Signalkomponenten innerhalb des Durchlassfrequenzbands im Zwischensignal abtastet.
  • Gemäß der zehnten Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Kommunikationsvorrichtung ferner über eine Konfiguration zur Frequenzwandlung, zusätzlich zur Konfiguration der Kommunikationsvorrichtung gemäß der neunten Erscheinungsform der Erfindung. Im Ergebnis verfügt die Kommunikationsvorrichtung gemäß der zehnten Erscheinungsform der Erfindung über zwei Einrichtungen zum Ausführen einer Operationsverarbeitung zum Implementieren eines digitalen Filters, was die Verarbeitung zum Entfernen von Signalkomponenten eines vorgegebenen Frequenzbands aus dem Eingangssignal gleichzeitig mit der Frequenzwandlungsverarbeitung erlaubt. Demgemäß teilen sich die zwei digitalen Filter innerhalb der Kommunikationsvorrichtung die erforderliche Rolle innerhalb derselben auf, was dazu führt, dass sie leicht zu entwerfen sind.
  • Gemäß einer elften Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Kommunikationsvorrichtung ferner mit Folgendem versehen ist:
    einer Detektoreinrichtung zum Erfassen von Amplitudenmodulationskomponenten im Eingangssignal; und
    einer Filtersteuerungseinrichtung, die unterscheidet, ob die Signalkomponenten als Verarbeitungsobjekte störende Störkomponenten im Eingangssignal enthalten sind, was auf Grundlage der erfassten Amplitudenmodulationskomponenten erfolgt, und die nur dann, wenn Störkomponenten enthalten sind, die Frequenzcharakteristik der Produktsumme-Operationseinrichtung und/oder der Zwischenfiltereinrichtung und/oder der Ausgangsfiltereinrichtung auf eine Frequenzcharakteristik zum Entfernen der Störkomponenten ändert.
  • Gemäß der elften Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Kommunikationsvorrichtung ferner, zusätzlich zur Konfiguration gemäß der zehnten Erscheinungsform der Erfindung, über eine Konfiguration zum Ändern der Frequenzcharakteristik mindestens einer der folgenden Einrichtungen: der Produktsumme-Operationseinrichtung, der Zwischenfiltereinrichtung und der Ausgangsfiltereinrichtung. Demgemäß kann die Kommunikationsvorrichtung gemäß der elften Erscheinungsform der Erfindung, über mindestens eine dieser Einrichtungen, die Interferenzkomponenten aus dem Eingangssignal dann entfernen, wenn die Empfangseinrichtung die Signalkomponenten als Verarbeitungsobjekte und die Interferenzkomponenten gleichzeitig empfängt. Daher ist die Empfangsfunktion der Kommunikationsvorrichtung verbessert. Außerdem sind alle drei Einrichtungen sogenannte digitale Filter. Durch Einstellen des Multiplikationskoeffizienten bei der arithmetischen Verarbeitung eines digitalen Filters ist es leicht, die Frequenzcharakteristik, wie ein Durchlassband und die Mittenfrequenz desselben, leicht zu ändern. Bei dieser Kommunikationsvorrichtung ist es möglich, die Frequenzcharakteristik mindestens einer der drei Einrichtungen auf das Frequenzband, in dem die Interferenzkomponenten vorliegen, leicht einzustellen. Daher ist die Empfangsfunktion der Kommunikationsvorrichtung verbessert.
  • Gemäß einer zwölften Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Frequenz des Ausgangssignals einer effektiven Abtastfrequenz entspricht, die das Produkt aus der Frequenz der Taktsignale und der Anzahl der Abtast einrichtungen entspricht, oder die derjenigen Frequenz entspricht, die ein ganzzahliges Vielfaches der effektiven Abtastfrequenz ist.
  • Gemäß der zwölften Erscheinungsform der Erfindung ist, bei der Kommunikationsvorrichtung gemäß der neunten Erscheinungsform der Erfindung, die Beziehung zwischen der Taktfrequenz des Ausgangssignals und der effektiven Abtastfrequenz die oben beschriebene. Demgemäß ist eine entsprechende Beziehung zwischen den von jeder der Abtasteinrichtungen ausgegebenen Abtastsignale und einer Variablen festgelegt, wie sie für jedes der Abtastsignale im arithmetischen Ausdruck vorzugeben ist, der die Arithmetikverarbeitung der Produktsumme-Operationseinrichtung angibt. Demgemäß kann bei der Kommunikationsvorrichtung gemäß der zwölften Erscheinungsform der Erfindung die Anzahl der Abtasteinrichtungen in geeigneter Weise entsprechend der Konfiguration des arithmetische Ausdrucks im Vergleich zu anderen Typen von Kommunikationsvorrichtungen verringert werden, wenn es um ein Vergleichsobjekt geht, dem es an der oben beschriebenen Beziehung zwischen der Taktfrequenz des Ausgangssignals und der effektiven Abtastfrequenz fehlt, und es können die Schaltkreise zum Erzeugen von Taktsignalen weggelassen werden, die an die weggelassenen Abtasteinrichtungen zu liefern gewesen wären.
  • Gemäß einer dreizehnten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Ordnung der Produktsumme-Operationseinrichtung, die um eins kleiner als die Anzahl der für eine einmalige zugehörige arithmetische Verarbeitung verwendeten Abtastsignale ist, kleiner als eine Dezimierungszahl ist, die das Verhältnis der Frequenz des Produktsummesignals zur Frequenz eines mehrphasigen Abtastsignals ist, das durch Anordnen der Abtastsignale in der zeitlichen Reihenfolge der Abtastung aufgebaut wurde.
  • Gemäß der dreizehnten Erscheinungsform der Erfindung verfügt die Kommunikationsvorrichtung, bei der Kommunikationsvorrichtung gemäß der zwölften Erscheinungsform der Erfindung, über eine Konfiguration, bei der die Produktsumme-Operationseinrichtung die arithmetische Produktsummenoperation unter Verwendung einer Anzahl von Abtasteinrichtungen ausführt, die kleiner als die Dezimierungszahl ist. Die Dezimierungszahl entspricht der Anzahl der Abtastsignale, die während einer Periode des Taktsignals erhalten werden können, wenn das Eingangssignal tatsächlich mit der effektiven Abtastfrequenz abgetastet wird. Demgemäß kann, bei der Kommunikationsvorrichtung gemäß der dreizehnten Erscheinungsform der Erfindung, die Anzahl der Abtastsignale kleiner als die Dezimierungszahl sein, und die Taktsignal-Erzeugungseinrichtung kann vereinfacht werden. Demgemäß kann bei dieser Kommunikationsvorrichtung der Stromverbrauch während des Betriebs verringert werden. Außerdem ist es demgemäß dann, wenn die Signalverarbeitungseinheit integriert wird, um einen integrierten Schaltkreis zu bilden, möglich, denselben zu miniaturisieren und die Herstellkosten leicht zu senken.
  • Gemäß einer vierzehnten Erscheinungsform der Erfindung ist es bevorzugt, dass die Produktsumme-Operationseinrichtung eine arithmetische Verarbeitung zum Implementieren eines Finite-Impuls-Antwort(FIR)-Filters ausführt und mindestens einer der mehreren Multiplikationskoeffizienten bei der arithmetischen Verarbeitung Null ist.
  • Gemäß der vierzehnten Erscheinungsform der Erfindung ist, bei der Kommunikationsvorrichtung gemäß der zwölften Erscheinungsform der Erfindung, die Produktsumme-Operationseinrichtung der Kommunikationsvorrichtung ein Finite-Impuls-Antwort(FIR)-Filter mit dem Koeffizienten null. Demgemäß können bei der Kommunikationsvorrichtung gemäß der vierzehnten Erscheinungsform der Erfindung die Abtastsignal zum Erhalten von Abtastsignalen, die mit dem Koeffizienten null multipliziert werden sollten, und ein Teil der Erzeugungseinrichtung für das mehrphasige Taktsignal zum Erzeugen von Taktsignalen, die an die Abtastsignalen geliefert werden sollten, weggelassen werden. Demgemäß kann der Stromverbrauch der Kommunikationsvorrichtung während des Betriebs verringert werden. Außerdem ist demgemäß dann, wenn die Signalverarbeitungseinheit zum Ausbilden eines integrierten Schaltkreises integriert wird, eine Miniaturisierung der Kommunikationsvorrichtung zu einem integrierten Schaltkreis einfacher, und es können Herstellkosten im Vergleich zur Kommunikationsvorrichtung vor der Weglassung beseitigt werden.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Andere und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen deutlicher werden.
  • 1 ist ein Blockdiagramm, das die elektrische Konfiguration eines Empfängers 21 zeigt, der die erste Ausführungsform der Erfindung bildet;
  • 2 ist ein Blockdiagramm, das eine konkrete elektrische Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 36 einer Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung innerhalb des Empfängers 21 zeigt;
  • 3 ist ein Kurvenbild, das ein Frequenzspektrum eines FM-Funkempfängers nach Verstärkung, wie es in die Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung im Empfänger 21 eingegeben wird, zeigt;
  • 4 ist ein Kurvenbild, das ein Frequenzspektrum des FM-Funkempfängers nach der Frequenzwandlung zeigt, wie es von der Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung im Empfänger 21 ausgegeben wird;
  • 5 ist eine vergrößerte Teilansicht des in der 4 dargestellten Frequenzspektrums;
  • 6 ist ein Kurvenbild, das ein Frequenzspektrums eines von einer Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 im Empfänger 21 ausgegebenen Zwischenfrequenzsignals zeigt;
  • 7 ist ein Kurvenbild, das die Durchlasscharakteristik eines digitalen Filters zeigt, das durch eine Arithmetikverarbeitung einer Produktsumme-Operationseinrichtung-Arithmetikeinheit 53 in einer Arithmetikverarbeitungseinheit 36 implementiert ist;
  • 8 ist ein Blockdiagramm, das die konkrete Konfiguration eines mehrphasigen Taktsignalsgenerators 37 in der Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung zeigt;
  • 9(A)-9(C) zeigen Frequenzspektren zum Veranschaulichen einer Beziehung zwischen einem EM-Funkempfänger, der effektiven Abtastfrequenz und der Betriebsfrequenz der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53;
  • 10 ist ein Blockdiagramm, das die konkrete elektrische Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 121 einer Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung in einem Empfänger zeigt, der die zweite Ausführungsform der Erfindung darstellt;
  • 11 ist ein Blockdiagramm, das die konkrete elektrische Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 121 einer Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung in einem Empfänger zeigt, der die dritte Ausführungsform der Erfindung darstellt;
  • 12 ist ein Blockdiagramm, das die konkrete elektrische Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 121 einer Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung in einem Empfänger zeigt, der die vierte Ausführungsform der Erfindung darstellt;
  • 13 ist ein Blockdiagramm, das die konkrete elektrische Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 121 einer Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung in einem Empfänger zeigt, der die fünfte Ausführungsform der Erfindung darstellt;
  • 14 ist ein Blockdiagramm, das die elektrische Konfiguration eines Mehrphasentaktsignalgenerator 171 zeigt, wie er dann verwendet wird, wenn die Anzahl der Taktsignale N bei den Empfängern der ersten bis fünften Ausführungsform der Erfindung 4 ist;
  • 15(A)-15(F) sind Signalverlaufsdiagramme eines Sinuswellensignals Ss, eines Cosinussignals Sc sowie eines ersten bis vierten Taktsignals Φ1-Φ4, wie sie im Mehrphasentaktsignalgenerator 171 erzeugt werden; und
  • 16 ist ein Blockdiagramm, das die konkrete elektrische Konfiguration eines Empfängers 1 gemäß einer bekannten Technik ist.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Nun werden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen nachfolgend bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben.
  • Die 1 zeigt ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Konfiguration eines Empfängers 21, der eine erste Ausführungsform der Erfindung darstellt. Die 2 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der konkreten Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 36 einer Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung im Empfänger 21. Für die folgende Beschreibung wird auf die 1 und 2 gemeinsam Bezug genommen.
  • Nun sei angenommen, dass der Empfänger 21 zum Empfangen von Signalen verwendet wird, wie sie von einem Sender in einem FM-Funkkommunikationsnetz gesendet werden. Der im FM-Funkkommunikationsnetz verwendete Sender nutzt mehrere Kanäle innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbands für Telekommunikationszwecke, und er sendet mehrere Trägersignale, die durch mehrere Grundbandsignale FM-moduliert sind, d.h. mehrere Objektsignale parallel an mehrere FM-Funkempfänger, während er die Signale in elektromagnetische Wellen wandelt.
  • Der Empfänger 21 verfügt über eine Bedienungseinheit 23, eine Antenne 24, ein Vorfilter 25, einen rauscharmen Verstärker 26, eine Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung, eine Referenzschwingungsquelle 28, eine Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29, eine Verstärkungsbegrenzungseinheit 30, eine FM-Demodulationseinheit 31, eine Grundband-Sprachverarbeitungseinheit 32, einen Lautsprecher 23 und eine Steuerungseinheit 34. Die Signalverarbeitungseinheit 27 zur Frequenzwandlung verfügt über die Arithmetikverarbeitungseinheit 26 zur Frequenzwandlung sowie einen Mehrphasentaktsignalgenerator 37. Die Verstärkungsbegrenzungsschaltung 30 verfügt über einen Verstärker und einen Begrenzer. Das Vorfilter 25 ist durch ein analoges Filter aus sogenannten dielektrischen Materialien, Keramikmaterialien oder dergleichen implementiert. Die Signalverarbeitungseinheit 27 und die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 sind durch Schaltungsbauteile implementiert, die als sogenanntes digitales Filter arbeiten können.
  • Die Referenzschwingungsquelle 28 führt zur Schwingung eines Referenzschwingungssignals einer vorbestimmten Ortsoszillatorfrequenz. Das Referenzschwingungssignal wird jeweils an die Kanalverarbeitungseinheit 29, die Verstärkungsbegrenzungseinheit 30, die FM-Demodulationseinheit 31, die Grundband-Sprachverarbeitungseinheit 32 und den Mehrphasentaktsignalgenerator 37 geliefert. Die Einheiten 29 bis 32 sowie der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 arbeiten jeweils mit dem Timing auf Grundlage des Referenzschwingungssignals. Im Ergebnis arbeiten die Einheiten 38 bis 32 und der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 synchron zueinander.
  • Auf Grundlage der Information, wie sie durch das Bedienen der Bedienungseinheit 23 bestimmt wird, das durch einen Bediener des Empfängers 21 vorab oder durch das System des Empfängers 21 selbst erfolgt, oder auf Grundlage der Information, die durch den Empfänger 21 selbst durch Kommunikationsvorgänge er halten wird, wird durch die Steuerungseinheit 34 ein Kanal, der zum Senden der zu empfangenden Grundbandsignale verwendet wird, oder die Mittenfrequenz dieses Kanals spezifiziert. Nachfolgend wird der oben genannte spezifizierte Kanal als "spezifizierter Kanal" Bezeichnet und die Mittenfrequenz desselben wird als "spezifizierte Frequenz" bezeichnet. Auf die obige Angabe der spezifizierten Frequenz oder des spezifizierten Kanals hin stellt die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 ein Durchlassband WF3 des digitalen Filters, das durch eine später beschriebene Kanalauswahl-Filterverarbeitung in der Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 implementiert wird, auf das Band ein, das eine Mittenfrequenz entsprechend der spezifizierten Frequenz aufweist. In diesem Fall wird immer dann, wenn die spezifizierte Frequenz geändert wird, um das Durchlassband WF3 zu ändern, der Koeffizient des Arithmetikausdrucks zur Filterverarbeitung zur Kanalauswahl auf einen Zahlenwert entsprechend der spezifizierten Frequenz nach der Änderung geändert.
  • Die Antenne 24 empfängt eine elektromagnetische Welle, und sie gibt auf diese empfangene elektromagnetische Welle hin ein Eingangssignal aus, das ein analoges Signal ist, das für eine Frequenz, eine Phase und eine Amplitude repräsentativ ist. Das FM-Funkempfänger wird durch das Vorfilter 25 geschickt, um sogenanntes Aliasingrauschen in ihm zu entfernen und Signalkomponenten mit Frequenzen außerhalb des Frequenzbands für Telekommunikation innerhalb aller Signalkomponenten im FM-Funkempfänger zu dämpfen. Das Vorfilter 25 ist beispielsweise ein Bandpassfilter. Das Durchlassband des Vorfilters 25 enthält immer das oben genannte Frequenzband für Telekommunikation, unabhängig vom spezifizierten Frequenzband. Nach Verstärkung durch den rauscharmen Verstärker 26 wird das FM-Funkempfänger, das das Vorfilter 25 durchlaufen hat, an die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 zur Frequenzwandlung geliefert.
  • Die 3 zeigt ein Kurvenbild zum Veranschaulichen des Frequenzspektrums des FM-Funkempfängers nach dem Durchlaufen des Vorfilters 25 für den Fall, dass das Frequenzband für Telekommunikation 1.500 MHz bis 1.600 MHz überspannt. Außer dem Kurvenbild der 3 ist es ersichtlich, dass das FM-Funkempfänger nach dem Durchlaufen des Vorfilters 25 so geschwächt ist, dass die Signalkomponenten außerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation einen ausreichend kleineren Pegel als eine Signalkomponente innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation aufweisen.
  • Es wird erneut auf die 1 und 2 Bezug genommen. Die Signalverarbeitungseinheit 27 dient zum Wandeln der Frequenz des Eingangssignals nach der Verstärkung auf diejenige Frequenz, die ein N-tel der Frequenz ist.
  • Der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 erzeugt Taktsignale Φ1-ΦN von N Phasen. Die Taktsignale von N Phasen sind mit dem Referenzschwingungssignal synchronisiert, das durch die Referenzschwingungsquelle 28 zum Schwingen gebracht wird. N ist eine natürliche Zahl vom Wert 2 oder größer, und für die Beschreibung der ersten Ausführungsform ist N auf 16 eingestellt. Die Taktsignale Φ1-ΦN von N Phasen sind einander hinsichtlich der Frequenz gleich, und sie sind außer Phase zueinander. Die Taktsignale Φ1-ΦN von N Phasen sind unabhängig von der spezifizierten Frequenz hinsichtlich der Frequenz einander immer gleich. Die Taktsignale Φ1-ΦN von N Phasen werden alle an die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 zur Frequenzwandlung geliefert.
  • In den folgenden Beschreibungsteilen ist, je größer der Zahlenwert des Index n im Bezugszeichen "Φn" eines Taktsignals ist, die Phasendifferenz zum Kopftaktsignal Φ1 um so größer, und um so größer ist die Phasenvoreilung. Die Phasendifferenz zwischen zwei beliebigen Taktsignalen Φn und Φn+1, deren Frequenzen am dichtesten beieinander liegen, beträgt ein N-tel von 2π (2π/N). Hierbei ist n eine natürliche Zahl, die nicht kleiner als und nicht größer als N – 1 ist. Nachfolgend wird die Frequenz des Taktsignals als Taktfrequenz fc bezeichnet, und die Periode des Taktsignals wird als Taktperiode Tc bezeichnet. Der Maximalwert der Taktfrequenz fc entspricht der maximalen Betriebsfrequenz der die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 aufbauenden Schaltungselemente, oder ist kleiner.
  • Die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen arbeitet auf die Taktsignale Φ1-ΦN von N Phasen hin, und sie tastet das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung mit der effektiven Abtastfrequenz fa ab, die das N-fache der Taktfrequenz fc ist. Das abgetastete FM-Funkempfänger, d.h. das Abtastsignal, wird mit jeder effektiven Abtastperiode, die ein N-tel der Taktperiode Tc ist, an eine Matrix 52 und eine Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 geliefert. Die Matrixspeichereinheit 52 speichert von der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen ausgegebene Abtastsignale zu einem Zeitpunkt, oder vor diesem, der um die Taktperiode Tc vor dem aktuellen liegt, d.h., die vergangenen Abtastsignale, und sie liefert die vergangenen Abtastsignale an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53. Mehrere von der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen ausgegebene Abtast signale sowie mehrere von der Matrixspeichereinheit 52 ausgegebene vergangene Abtastsignale werden in der zeitlichen Reihenfolge angeordnet, in der die Abtastvorgänge für diese Abtastsignale ausgeführt werden, und dies wird als mehrphasiges Abtastsignal bezeichnet.
  • Die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 führt eine Antialias-Filterverarbeitung, um Signalkomponenten außerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation aus dem mehrphasigen Abtastsignal zu entfernen, und eine Dezimierungsverarbeitung aus, um die Frequenzen des mehrphasigen Abtastsignal zu wandeln. Als Ergebnis dieser Verarbeitungsvorgänge wird von der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 ein FM-Funkempfänger nach einer Frequenzwandlung ausgegeben. Das FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung wird an die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 geliefert. Einzelheiten der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 werden später beschrieben.
  • Die 4 zeigt ein Kurvenbild zum Veranschaulichen des Frequenzspektrums des FM-Funkempfängers nach der Frequenzwandlung für den Fall, dass das Frequenzband WF1 für Telekommunikation 1.500 MHz bis 1.600 MHz überspannt und die Taktfrequenz fc 200 MHz beträgt. Die 5 ist ein Kurvenbild, das vergrößert den Bereich zwischen 0 Hz und 200 MHz im Frequenzspektrums des FM-Funkempfängers nach der Frequenzwandlung in der 4 zeigt. Für die folgende Beschreibung wird auf die 4 und 5 gemeinsam Bezug genommen.
  • Das FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung enthält, zusätzlich zur Signalkomponente 71 innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation, mehrere reflektierte Komponenten 72 desselben. Die reflektierten Komponenten 72 unterscheiden sich im Pegel von der Signalkomponente 71 innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation, jedoch sind sie hinsichtlich anderer Gesichtspunkte gleich. Daher entspricht jede der reflektierten Komponenten 72 derjenigen, die dadurch erhalten wird, dass die Frequenz der Signalkomponente 71 innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation gewandelt wird. D.h., dass beispielsweise die reflektierte Komponente 72 innerhalb eines Bands WF2, das 0 Hz bis 100 MHz des FM-Funkempfängers überspannt, nach Multiplikations- und Additionsoperationen derjenigen gleich ist, die dadurch erhalten wird, dass sie Signalkomponente 71 innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation um 1.500 MHz heruntergewandelt wird.
  • Gemäß dieser Frequenzwandlung wird, um die effektive Abtastfrequenz auf ein N-tel (1/N) zu verringern, die Komponente bei 1.600 MHz invertiert und an die Position von 100 MHz verschoben. D.h., dass das FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung die reflektierten Komponenten 72 enthält, die dadurch erhalten werden, dass die Komponenten des FM-Funkempfängers nach der Verstärkung mit Frequenzen von 1.500 MHz bis 1.600 MHz so gewandelt werden, dass sie Frequenzen von 100 MHz bis 0 MHz aufweisen, wobei die reflektierten Komponenten 72 alle Komponenten enthalten, die den Signalkomponenten innerhalb mehrerer Kanäle im Frequenzband WF1 für Telekommunikation entsprechen. Kurz gesagt, wird, hinsichtlich der oben genannten reflektierten Komponenten, die Komponente des spezifizierten Kanals im FM-Funkempfänger vor der Frequenzwandlung der Frequenzwandlung einer Verschiebung der Frequenz dieser Komponente des spezifiziertes Kanals unterzogen.
  • Es wird erneut auf die 1 und 2 Bezug genommen. Die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 führt eine Filterungsverarbeitung zur Kanalauswahl zum Entnehmen einer Komponente, die der Komponente des spezifizierten Kanals entspricht, aus dem FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung aus, und sie führt eine Dezimierungsverarbeitung und eine Interpolationsverarbeitung zum Erzeugen eines Signals, das eine Zwischenfrequenzkomponente mit einer Trägerfrequenz einer vorbestimmten, gewissen Frequenz enthält, auf Grundlage der entnommenen Komponente aus. Die Zwischenfrequenzkomponente entspricht dem Vorgang, dass die Frequenz der entnommenen Komponente in eine vorbestimmte Zwischenfrequenz gewandelt wird. Das Durchlassband WF3 des durch die Filterverarbeitung zur Kanalauswahl implementierten digitalen Filters verfügt über eine Mittenfrequenz, die dieselbe wie die Frequenz nach der Dezimierungswandlung in der oben genannten Vorstufe ist, was der spezifizierten Frequenz entspricht, wobei die zugehörige Bandbreite dieselbe wie die des spezifizierten Kanals ist. Die allgemeine Prozedur der Dezimierungsverarbeitung entspricht derjenigen, die in der Signalverarbeitungseinheit 27 verwendet wird. Ferner führt die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 eine Filterverarbeitung für die Zwischenfrequenz aus, um die Zwischenfrequenzkomponente aus dem Signal mit dieser zu entnehmen. Ein Durchlassband WF4 eines durch die Filterverarbeitung für die Zwischenfrequenz implementierten digitalen Filters verfügt über die Mittenfrequenz entsprechend der Zwischenfrequenz sowie eine Bandbreite, die dieselbe wie die eines einzelnen Kanals ist. Im Ergebnis gibt die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 die Zwischenfrequenzkomponente als sogenanntes Zwischenfrequenzsignal aus.
  • Die 6 ist ein Kurvenbild zum Veranschaulichen des Frequenzspektrums des FM-Funkempfängers, nachdem es die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 durchlaufen hat. Das FM-Funkempfänger 74 vor der Frequenzwandlung durch die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29, oder das FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung durch die Signalverarbeitungseinheit 27 enthält Komponenten innerhalb einer Anzahl von Kanälen. Unter diesen Komponenten ist die Komponente 75 innerhalb des Durchlassbands WF3 diejenige, die dem spezifizierten Kanal entspricht. Das Zwischenfrequenzsignal 76 enthält eine Komponente, die der dem spezifizierten Kanal innerhalb des Frequenzbands des Durchlassbands WF4 entsprechenden Komponente äquivalent ist. Das Zwischenfrequenzsignal wird an die Verstärkungsbegrenzungseinheit 30 geliefert.
  • Es wird erneut auf die 1 Bezug genommen. Der Verstärker in der Verstärkungsbegrenzungseinheit 30 verstärkt das Zwischenfrequenzsignal. Der Begrenzer in der Verstärkungsbegrenzungseinheit 30 begrenzt die Amplitude des Zwischenfrequenzsignals nach der Verstärkung, um die AM(Amplitudenmodulation)-Komponenten aus dem Zwischenfrequenzsignal zu entfernen. Im Ergebnis wird das FM-Funkempfänger nach der Amplitudenbegrenzung ein digitales Signal, das Information hinsichtlich des Grundbandsignals enthält, innerhalb der Frequenzkomponente, wie über den spezifizierten Kanal übertragen. D.h., dass die Frequenz dieses FM-Funkempfängers nach der Amplitudenbegrenzung entsprechend der Änderung im Grundbandsignal variiert.
  • Die FM-Demodulationseinheit 31 führt am Zwischenfrequenzsignal nach der Amplitudenbegrenzung eine sogenannte Impulszählerkennungsverarbeitung aus, und am sich ergebenden Signal führt sie eine Filterverarbeitung aus. Im Ergebnis wird von der FM-Demodulationseinheit 31 ein Grundbandsignal ausgegeben, das ein analoges Signal ist. Die Grundband-Sprachverarbeitungseinheit 32 führt eine im Funkkommunikationsnetz spezifizierte Verarbeitung am Grundbandsignal aus und liefert danach das Signal an den Lautsprecher 33 oder die Steuerungseinheit 34. Der Lautsprecher 33 wandelt das Grundbandsignal nach dieser Verarbeitung auf elektroakustische Weise, und er gibt den sich ergebenden Schall aus. Wenn das Grundbandsignal nach der Verarbeitung Protokollsteuerungsdaten oder Benutzerdaten repräsentiert, führt die Steuerungseinheit 34 eine Verarbeitung betreffend die Gesamtsteuerung des Empfängers 21 auf Grundlage dieser Daten aus. Vorstehend ist der Empfänger 21 beschrieben.
  • Unter Bezugnahme auf die 2 werden nachfolgend die Konfiguration und der Betrieb der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 detailliert beschrieben.
  • Die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen enthält N Abtastschaltungen 54(1)-54(N). Die Matrixspeichereinheit 52 enthält N Spaltenspeicher 55(1)-55(n). Jeder Spaltenspeicher 55(n) enthält ein Speicherelement oder mehrere in einer Spalte verbundene Speicherelemente. N ist eine natürliche Zahl, und n ist eine beliebige natürliche Zahl, die nicht kleiner als eins und nicht größer als N ist. Jeder Spaltenspeicher 55(n) ist jeweils mit der hinteren Stufe jeder Abtastschaltung 54(n) verbunden.
  • In der Beschreibung und den Zeichnungen sind mehrere Speicherelemente, die eine bestimmte Speicherspalte 55(n) aufbauen, in der fortlaufenden Reihenfolge der Signalführung von der ersten Stufe bis zur letzten Stufe im Verbindungszustand in der Spalte durch die Bezugszeichen "56(n,1)"-"56(n,M) gekennzeichnet. M ist eine natürliche Zahl. Auch werden in der Beschreibung alle Abtastschaltungen, alle Spaltenspeicher und alle Speicherelemente allgemein als "Abtastschaltung 54", "Spaltenspeicher 55" bzw. "Speicherelement 56" bezeichnet. Außerdem sind in der 2 Bezugszeichen für Komponenten innerhalb der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen der Zweckdienlichkeit halber geeignet weggelassen.
  • Die Matrixspeichereinheit 52 speichert die vergangenen Abtastergebnisse der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen. Dies, weil die Ordnung L der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 größer als die Anzahl aller Abtastschaltungen 54 ist, gemeinsam mit den jüngsten N Abtastsignalen, die innerhalb einer Taktperiode Tc erhalten werden, wobei es erforderlich ist, die Abtastsignale, die vor den jeweiligen Abtastsignalen erhalten wurden, in die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 einzugeben. Die Anzahl aller Speicherelemente 56 in der Matrixspeichereinheit 52 entspricht der Differenz, die dadurch erhalten wird, dass die Anzahl N der von der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen während einer Taktperiode Tc ausgegebenen Abtastsignale von der Ordnung L der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 und eins abgezogen wird. Die Ordnung L der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 ist eine Zahl, die um eins kleiner als die Zahl der Abtastsignale ist, die bei einer durch die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 ausgeführten Arithmetikverarbeitung benötigt werden. Wenn die genannte Differenz kein ganzzahliges Vielfaches von N ist, sind die Anzahlen der Speicherelemente im ersten bis XA-ten Spaltenspeicher 55(1)-55(XA) unter allen Spaltenspeichern 55 jeweils um eins größer als die Anzahl der Speicherelemente innerhalb des N-ten Spaltenspeichers 55(N). Hierbei repräsentiert XA den Rest, wenn die Differenz durch N geteilt wird.
  • Vom Mehrphasentaktsignalgenerator 37 wird jedes der Taktsignale φn jeweils an jede der Abtastschaltungen 54(n) und jedes Speicherelement 56(n,1)-56(n,M) innerhalb des Spaltenspeichers 55(n) in der nächsten Stufe jeder der Abtastschaltungen 54(n) geliefert. Im Ergebnis arbeiten sowohl jede n-te Abtastschaltung 54(n) als auch der n-te Spaltenspeicher 56(n) in der nächsten Stufe der Schaltung 54(n) in Reaktion auf ein zugeführtes Taktsignal Φn. In der 2 sind Signalleitungen zum Liefern von Taktsignalen Φn der Zweckdienlichkeit halber geeignet weggelassen.
  • In der Beschreibung ist der Zahlenwert von "n" im Bezugszeichen Φn für das n-te Taktsignal identisch mit den Werten "n" in den Bezugszeichen für alle Komponenten, an die dieses Taktsignal Φn geliefert wird, d.h. der n-ten Abtastschaltung 54(n), dem n-ten Spaltenspeicher 55(n) und allen Speicherelementen 56(n,1)-56(n,M) innerhalb des Spaltenspeichers 55. Außerdem ist der Zahlenwert von "n" im Zeichen "Zn –1" in jeder der Abtastschaltungen und jedem der Speicherelemente in der Zeichnung derselbe wie der von "n" des Taktsignals Φn, das an diese Schaltung und dieses Element geliefert wird.
  • Das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung wird vom rauscharmen Verstärker 26 parallel an alle der Abtastschaltungen 54(1)-54(N) innerhalb der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen geliefert. Jede Abtastschaltung 54(n) tastet das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung mit einem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φn ab, und sie liefert das das Abtastergebnis anzeigende Abtastsignal an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 und das erste Speicherelement 56(n,1) des n-ten Spaltenspeichers 55(n) in der nächsten Stufe der Abtastschaltung 54(n). Der vorstehend genannte Zeitpunkt ist beispielsweise derjenige, zu dem der Signalverlauf des Taktsignals Φn ansteigt, oder derjenige, zu dem der Signalverlauf fällt.
  • Jedes der Speicherelemente 56(n,1)-56(n,M) innerhalb jedem Spaltenspeicher 55(n) arbeitet mit einem Timing, das auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φn bestimmt wird. Demgemäß arbeitet jedes dieser Speicherelemente 56(n,1)-56(n,M) synchron mit der Abtastschaltung 54(n), die sich in der Vorstufe des Spaltenspeichers 55(n) befindet. Genauer gesagt, liefert das Speicherelement 56(n,1) in der ersten Stufe innerhalb jedes der Spaltenspeicher 55(n), entsprechend dem obigen Timing, das in ihm zu diesem Zeitpunkt abgespeicherte Abtastsignal an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 und das zweite Speicherelement (n,2) in den Spaltenspeichern 55(n), und ferner löscht sie dieses Abtastsignal und speichert ein von der Abtastschaltung 54(n) geliefertes Abtastsignal neu ab. Das Speicherelement 56(n,M) in der letzten Stufe innerhalb jedes der Spaltenspeicher 55(n) liefert, entsprechend dem obigen Timing, das zu diesem Zeitpunkt in ihm gespeicherte Abtastsignal an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53, und ferner löscht sie dieses Abtastsignal und speichert das vom Speicherelement (n, m – 1) in der Vorstufe des Speicherelements 56(n,M) gelieferte Abtastsignal neu ab. Jedes der restlichen Speicherelemente 56(n,M) in anderen Stufen als der ersten und der letzten Stufe innerhalb jedes der Spaltenspeicher 55(n) liefert, entsprechend dem obigen Timing, das zu diesem Zeitpunkt in ihm gespeicherte Abtastsignal an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 und das Speicherelement 56(n,m + 1) in der nächsten Stufe des Speicherelements 56(n,m), und ferner löscht sie dieses Abtastsignal und speichert ein vom Speicherelement (n,m – 1) in der Vorstufe der Speicherelemente 56(n,m) geliefertes Abtastsignal neu ein. In der 2 sind Signalleitungen, über die Abtastsignale von jedem der Speicherelemente 56(n,m) an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 geliefert werden, teilweise weggelassen. Hierbei ist m eine natürliche Zahl, die nicht kleiner als 1 und nicht größer als M ist.
  • Durch die Prozesse, wie sie oben beschrieben sind, liefert jedesmal dann, wenn eine Taktperiode des zugeführten Taktsignals Φn verstrichen ist, jede Abtastschaltung 54(n) und jeder Spaltenspeicher 55(n) die Abtastsignale immer dann an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53, wenn eine Periode des zugeführten Taktsignals Φn verstrichen ist.
  • Wie oben beschrieben, verfügen alle Taktsignale Φ1-ΦN über dieselbe Periode, während ihre Phasen sequenziell um zwei 2n – N voreilen. Daher sind die jeweiligen Zeitpunkte T1-TN, mit denen alle Abtastschaltungen 54(1)-54(N) das FM-Funkempfänger abtasten, sequenziell um ein N-tel der Taktperiode Tc verschoben. Demgemäß wird das oben genannte FM-Funkempfänger nach der Verstärkung innerhalb der Taktperiode Tc durch jede der Abtastschaltungen 54 einmal abgetastet. Daher ist die Reihenfolge der Zeitpunkte, zu denen alle Abtastsignale vom Ersten bis zum Letzten an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zu liefern sind, die Folgende: erste bis N-te Abtastschaltung 54(1)- 54(N); erstes Speicherelement 56(1,1) des ersten Spaltenspeichers 55(1) bis zum ersten Speicherelement 56(N,1) des N-ten Spaltenspeichers 55(N); und zweites Speicherelement 56(1,2) des ersten Spaltenspeichers 55(1) bis zum zweiten Speicherelement 56(N,2) des N-ten Spaltenspeichers 55(N) usw.
  • Alle der obigen Abtastsignale werden in der oben angegebenen Reihenfolge des Abtastzeitpunkts angeordnet, um das mehrphasige Abtastsignal zu bilden. Das mehrphasige Abtastsignal entspricht den gesamten Abtastergebnissen der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen. Demgemäß wird das mehrphasige Abtastsignal demjenigen gleich, die dadurch erhalten werden, dass das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung mit der Frequenz abgetastet wird, die das N-fache der Taktfrequenz fc ist. Daher ist die effektive Abtastfrequenz fa der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen diejenige Frequenz, die das N-fache der fc ist. Wenn beispielsweise die Taktfrequenz fc 200 MHz beträgt und alle Taktsignale Φ1-Φ16 um 2π – 16-tel (2Α/16) zueinander außer Phase sind, beträgt die effektive Abtastfrequenz 3.200 MHz. Demgemäß wird die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen alleine unter Verwendung von Schaltungselementen aufgebaut, die mit der Taktfrequenz fc arbeiten, und es kann auch ein Abtasten des FM-Funkempfängers mit einer Frequenz über der maximalen Betriebsfrequenz erfolgen, wie sie durch die Schaltungskonfiguration und die Eigenschaften der Abtasteinheit für mehrere Phasen bestimmt ist.
  • Es wird erneut auf die 2 Bezug genommen. Die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 verfügt über Eingangsanschlüsse, die jeweils allen Abtastschaltungen 54 und allen Speicherelementen 56 entsprechen. Das von jeder Abtastschaltung 54(n) und jedem Speicherelement 56(n,m) gelieferte Abtastsignal wird an den jeweils entsprechenden Eingangsanschluss geliefert. Außerdem liefert der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 jedes der Taktsignale Φ1-ΦN an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird davon ausgegangen, dass das erste Taktsignal Φ1 zu liefern ist.
  • Die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 führt eine Produktsummenoperation zur Filterverarbeitung für Antialiasingzwecke mit den Zeitpunkten aus, die auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φ1 bestimmt werden. Das durch diese Filterverarbeitung realisierte digitale Filter ist so konzipiert, dass dann, wenn die Produktsumme-Arithmetikeinheit die Filterverarbeitung mit dem jeweiligen Timing ausführt, das auf Grundlage der effektiven Abtastfrequenz fa bestimmt wird, das Durchlassband dem Frequenzband WF1 für Telekommunikation gleich wird. Die Filterverarbeitung zum Realisieren des so konzipierten digitalen Filters wird auf Grundlage des Taktsignals ausgeführt, das ein N-tel der effektiven Abtastfrequenz fa als der Dezimierungsverarbeitung entsprechende Frequenz aufweist.
  • Demgemäß wird die Frequenz des FM-Funkempfängers nach der Frequenzwandlung, wie es von der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 ausgegeben wird, d.h. die Frequenz eines Produktsummensignals, ein N-tel der Frequenz eines Signals, wie es dann erhalten wird, wenn die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 eine Filterverarbeitung synchron mit einem Taktsignal mit der effektiven Abtastfrequenz fa ausführt. Ferner enthält das FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung aufgrund der Dezimierungsverarbeitung reflektierte Komponenten der Signalkomponente im FM-Funkempfänger vor der Frequenzwandlung.
  • Die Dezimierungsverarbeitung bedeutet eine Verarbeitung zum Ausdünnen eines Teils der Zahlenwerte aus sich ergebenden Reihen beim Bestimmen der sich ergebenden Reihen {Y0, Y1, ..., YN} der arithmetischen Verarbeitung in Bezug auf eine begrenzte Länge von Reihen {X0, X1, ..., XN}. D.h., dass die Dezimierungsverarbeitung einer solchen Verarbeitung entspricht, die ein Signal abtastet, das für eine Reihe vor der Dezimierung mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz ist, wobei die reflektierten Komponenten im Signal enthalten sind, das für die Reihe vor der Dezimierung repräsentativ ist. Die beim Abtasten entsprechend der Dezimierungsverarbeitung verwendete Abtastfrequenz, d.h. die Frequenz des Taktsignals zum Bestimmen des Zeitpunkts der Produktsummenoperation, wird niedriger als die Frequenz eingestellt, die doppelt so hoch wie die Maximalfrequenz innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation ist.
  • Das Verhältnis der Frequenz des für die Reihe vor der Dezimierung repräsentativen Signals zur Frequenz des für die Reihe nach der Dezimierung repräsentativen Signals wird als Dezimierungszahl bezeichnet. Es ist bekannt, dass dann, wenn die Dezimierungszahl N ist, die Arithmetikeinheit zum Erzeugen einer Reihe, die der Dezimierungsverarbeitung zu unterziehen ist, alle N Zeitpunkte ein Arithmetikergebnis ausgibt, wobei keine Arithmetik in Bezug auf die Ausgangssignale zu den restlichen N-1 Zeitpunkten auszuführen ist. Dies, weil die Ergebnisse von (N-1)-maligen Operationen durch die Dezimierungsverarbeitung aus dem abschließenden Verarbeitungsergebnis beseitigt werden, das Weglassen dieser Operationen keine Auswirkung auf Operationen nach der Dezi mierungsverarbeitung hat. Genauer gesagt, werden in der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53, in der das Verarbeitungsergebnis der Filterungsverarbeitung der Dezimierungsverarbeitung unterzogen wird, (N-1)-malige Operationen bei den N-maligen Operationen zur Filterverarbeitung weggelassen. D.h., dass die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 die Filterverarbeitung synchron mit dem ersten Taktsignal Φ1 ausführt, wodurch es möglich ist, die Filterverarbeitung am mehrphasigen Abtastsignal und die Dezimierungsverarbeitung am Ergebnis der Filterverarbeitung gleichzeitig auszuführen. Demgemäß wird die Betriebsfrequenz der Produktsumme-Arithmetikeinheit niedriger als die effektive Abtastfrequenz fa. Daher ist es möglich, die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 mit einem Schaltungselement aufzubauen, das auf Grundlage der Taktfrequenz fc arbeitet, die niedriger als die effektive Abtastfrequenz fa ist.
  • Die Produktsummenoperation ist eine Operation zum Multiplizieren des das mehrphasige Abtastsignal, wie es von den jeweiligen Eingangsanschlüssen eingegeben wird, bildenden Abtastsignals S0-SJ mit Multiplikationskoeffizienten h0-hJ, die auf die jeweiligen Eingangsanschlüsse bezogen sind, wobei die Gesamtsumme der sich ergebenden Produkte bestimmt wird. D.h., dass die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 die durch den Ausdruck 1 repräsentierte Operation ausführt, wobei "Y(p)" das p-te mehrphasige Abtastsignal in N mehrphasigen Abtastsignalen nach der Operationsverarbeitung ist, wie innerhalb einer einzelnen Taktperiode Tc erhalten. Hierbei ist p ein Parameter, der die Zeit repräsentiert, deren Einheit die Abtastperiode ist. Wenn die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 als Filter arbeitet, werden das Durchlassband, die Mittenfrequenz und die Grenzfrequenz desselben entsprechend den genauen Zahlenwerten der Multiplikationskoeffizienten h0-hJ bestimmt. Die Ordnung L entspricht der Zahl J, die dadurch erhalten wird, dass eins von der Zahl (J + 1) der mehrphasigen Abtastsignale subtrahiert wird.
  • Figure 00290001
  • Bei dieser Ausführungsform ist angenommen, dass die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 als FIR-Bandpassfilter dient. Wenn beispielsweise das Verarbeitungsobjektsignal das mehrphasige Abtastsignal ist, d.h., Signale, die dadurch erhalten werden, dass sie mit der Frequenz von 3.200 MHz abgetastet werden, ist die Ordnung der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 64, die Dämpfung ist 40 dB und die Grenzfrequenzen sind 1.525 MHz und 1.575 MHz, wobei die Multiplikationskoeffizienten h0-hJ so eingestellt sind, wie es in der Tabelle 1 angegeben ist, und wobei die Bandpasscharakteristik als Kurve in der 7 dargestellt ist. Wie es in der 7 dargestellt ist, kann das durch die Arithmetikverarbeitung der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 implementierte FIR-Bandpassfilter den Aliasingeinfluss aus dem mehrphasigen Abtastsignal entfernen, und es kann auch diejenigen Teile entfernen, in denen die Möglichkeit besteht, dass zwei reflektierte Komponenten oder die Signalkomponente und die reflektierte Komponente einander unter allen Signalkomponenten im FM-Funkempfänger nach der Frequenzwandlung überlappen. Die Multiplikationskoeffizienten werden beispielsweise dadurch bestimmt, dass eine für die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 erforderliche Frequenzantwort zum Implementieren eines Filters mit gewünschtem Durchlassband definiert wird; eine Impulsantwort durch inverse Fourier-Transformation der Frequenzantwort bestimmt wird; und ein Teil der Impulsantwort aufgenommen wird. Wenn zu diesem Zeitpunkt dafür gesorgt wird, dass die obigen Koeffizienten symmetrisch sind, wobei der Zeitpunkt null das Zentrum bildet, wird das Filter ein sogenanntes Linearphase-FIR. Tabelle 1
    h0 = –0.00492251
    h1 = 0.00598680
    h2 = –0.00707584
    h3 = 0.00815093
    h4 = –0.00916799
    h5 = 0.01007870
    h6 = –0.01083191
    h7 = 0.01137523
    h8 = –0.01165686
    h9 = 0.01162795
    h10 = –0.01124259
    h11 = 0.01046378
    h12 = –0.00926137
    h13 = 0.00761551
    h14 = –0.00551817
    h15 = 0.00297373
    h16 = 0.00000000
    h17 = –0.00337161
    h18 = 0.00709626
    h19 = –0.01111633
    h20 = 0.01536259
    h21 = –0.01975579
    h22 = 0.02420863
    h23 = –0.02862815
    h24 = 0.03291831
    h25 = –0.03698279
    h26 = 0.04072789
    h27 = –0.04406539
    h28 = 0.04691526
    h29 = –0.04920822
    h30 = 0.05088792
    h31 = –0.05191276
    h32 = 0.05225725
    h33 = –0.05191276
    h34 = 0.05088792
    h35 = –0.04920822
    h36 = 0.04691526
    h37 = –0.04406539
    h38 = 0.04072789
    h39 = –0.03698279
    h40 = 0.03291831
    h41 = –0.02862815
    h42 = 0.02420863
    h43 = –0.01975379
    h44 = 0.01536259
    h45 = –0.01111633
    h46 = 0.00709626
    h47 = –0.00337161
    h48 = 0.00000000
    h49 = 0.00297373
    h50 = –0.00991817
    h51 = 0.00761551
    h52 = –0.00926132
    h53 = 0.01046378
    h54 = –0.01124259
    h55 = 0.01162755
    h56 = –0.01165686
    h57 = 0.01137523
    h58 = –0.01083191
    h59 = 0.01007870
    h60 = –0.00916799
    h61 = 0.00815093
    h62 = –0.00707584
    h63 = 0.00590680
    h64 = –0.00492251
  • Die 8 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen einer konkreten Konfiguration des Mehrphasentaktsignalgenerators. Unter Bezugnahme auf die 8 wird nun der Betrieb des Mehrphasentaktsignalgenerators 37 detailliert beschrieben. In der 8 ist die Anzahl N der Taktsignale 16, die Taktfrequenz fc ist 200 MHz, und die Schwingungsfrequenz des Referenzschwingungsquelle 28 ist 1 MHz.
  • Der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 verfügt über einen PLL(phase-locked loop)-Frequenzsynthesizer 91, einen Decodierer 92 und RS-Flipflops (nachfolgend als RSFF abgekürzt 93(1)-93(N/2), wobei die Zahl N/2 die Hälfte der Zahl N der Taktsignale ist. Der PLL-Frequenzsynthesizer enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (nachfolgend als VCO abgekürzt) 94, eine erste und eine zweite Frequenzteilereinheit 95, 96 sowie eine Phasensynchronisiereinheit 97.
  • Der VCO 94 bringt ein anfängliches Schwingungssignal mit einer Frequenz entsprechend der Spannung eines Steuerungssignals, das später beschrieben wird, zum Schwingen. Die Frequenz des anfänglichen Schwingungssignals beträgt grundsätzlich das N-fache der Taktfrequenz fc, und in der 8 beträgt sie 3.200 MHz. Die erste Frequenzteilereinheit 95 teilt die Frequenz des anfänglichen Schwingungssignals durch N, um ein erstes Frequenzteilsignal zu erzeugen, dessen Frequenz ein N-tel der Frequenz des anfänglichen Schwingungssignals ist. Das erste Frequenzteilsignal wird von der ersten Frequenzteilereinheit 95 an die zweite Frequenzteilereineit 96 geliefert. Die zweite Frequenzteilereinheit 96 teilt die Frequenz des ersten Frequenzteilsignals durch XB, um ein zweites Frequenzteilsignal zu erhalten, dessen Frequenz ungefähr der Schwingungsfrequenz der Referenzschwingungsquelle 28 entspricht. Hierbei ist XB das Verhältnis der Taktfrequenz fc zur Schwingungsfrequenz der Referenzschwingungsquelle 28, und in der 8 ist es 200. Die Frequenz des sich ergebenden zweiten Frequenzteilsignals entspricht ungefähr der Ortsoszillatorfrequenz, und sie beträgt in der 8 1 MHz. Die aus einem Phasenkomparator und einem Schleifenfilter bestehende Phasensynchronisiereinheit 97 vergleicht die Phasen des zweiten Frequenzteilsignals und des Ortsoszillatorsignals von der Referenzspannungsquelle 98, und sie erzeugt ein Steuerungssignal, dessen Pegel der Differenz der Phasen der beiden Signale entspricht, um es an den VCO 95 zu liefern. Der VCO 94 führt auf den Pegel des Steue rungssignals hin eine Feineinstellung der Frequenz und der Phase des anfänglichen Schwingungssignals aus.
  • Im Verlauf der Teilungsverarbeitung durch die erste Frequenzteilereinheit 95 werden ein erstes bis ein XD-tes Zwischenfrequenzteilsignal mit Frequenzen erhalten, die das 2–1 bis 2–XD-fache der Frequenz des anfänglichen Schwingungssignals sind. XD hat den Wert log2N und ist in der 8 4. Das erste Frequenzteilsignal teilt die Frequenz des anfänglichen Schwingungssignals durch zwei, wobei ein Tastverhältnis des Signals von 50 % gewährleistet ist. Die Phase des zweiten bis XD-ten Zwischenfrequenzteilsignals entspricht derjenigen des ersten Frequenzteilsignals. Das zweite bis XD-te Zwischenfrequenzteilsignal und das erste Frequenzteilsignal werden als elektrische Signale, die jedes von Bits I1-IXD eines digitalen FM-Funkempfängers von XD Bits repräsentieren, an den Decodierer 92 geliefert. Der Decodierer 92 wandelt das digitale FM-Funkempfänger von XD Bits in ein digitales Ausgangssignal von N Bits.
  • Das geringstsignifikante Bit bis zum Bit N/2 innerhalb dieses digitalen Ausgangssignals werden jeweils an Seteingangsanschlüsse eines ersten bis N/2-ten RSFF 93(1) bis 93(N/2) geliefert, und das Bit (N/2 + 1) bis zum höchstsignifikanten Bit innerhalb des digitalen Ausgangssignals werden an die Rücksetzeingangsanschlüsse des ersten bis N/2-ten RSFF 93(1)-93(N/2) geliefert. Im Ergebnis werden von den Ausgangsanschlüssen des ersten bis N/2-ten RSFF 93(1)-93(N/2) ein erstes bis N/2-tes Taktsignal Φ1-ΦN/2 ausgegeben, und von den invertierten Ausgangsanschlüssen des ersten bis N/2-ten RSFF 93(1)-93(N/2) werden ein (N/2 + 1)-tes bis ein N-tes Taktsignal ΦN/2+1-ΦN ausgegeben.
  • Da der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 auf die oben beschriebene Weise konfiguriert ist, ist es möglich, die Taktsignale mit N Phasen auf stabile Weise mit einem Tastverhältnis von 50 % auszugeben, und es ist möglich, dafür zu sorgen, dass die Phasen der Taktsignale von N Phasen mit der Phase der Referenzschwingungsquelle 28 synchronisiert sind. Demgemäß kann die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 synchron mit anderen Komponenten 25, 29-32 des Empfängers 21 arbeiten.
  • Die 9 zeigt die Frequenzspektren zum Veranschaulichen von Beziehungen zwischen der Abtastfrequenz und dem Frequenzband, in dem reflektierte Komponenten erzeugt werden. Unter Bezugnahme auf die 9 wird die Bedingung he schrieben, die die Betriebsfrequenz der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 erfüllen muss. Die 9(A) zeigt ein Frequenzspektrums eines analogen FM-Funkempfängers, das gemäß der folgenden Beschreibung einer Abtastung unterzogen wird. Das analoge FM-Funkempfänger entspricht dem FM-Funkempfänger nach dem Durchlaufen des Vorfilters 25, und es enthält nur die Komponenten innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation. Eine Komponente innerhalb des Frequenzbands WF1 für Telekommunikation wird als gewünschte Komponente 101 bezeichnet.
  • Nun sei angenommen, dass das analoge FM-Funkempfänger mit der Abtastfrequenz fs abgetastet wird. In diesem Fall ist das Frequenzspektrums des sich ergebenden Abtastsignals dergestalt, dass mehrere Spektralkomponenten mit im Wesentlichen derselben Form wie bei denen innerhalb des Frequenzbereichs nicht unter –fs/2 und nicht über +fs/2 des analogen FM-Funkempfängers periodisch an Positionen erscheinen, die gegenüber der ursprünglichen Position um ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz fs verschoben sind. Hierbei ist "fs/2" der Absolutwert der Hälfte des Frequenzwerts der Abtastfrequenz fs. Im Ergebnis enthält das obige Abtastsignal, zusätzlich zur gewünschten Komponente, reflektierte Komponenten der gewünschten Komponente. Da die Spektren der gewünschten Komponente und die reflektierten Komponenten derselben einander ungefähr gleich sind, führt ein Signal, das dadurch erhalten wird, dass eine beliebige der reflektierten Komponenten aus dem Abtastsignal entnommen wird, zu einem Signal, das durch Frequenzwandlung aus dem analogen FM-Funkempfänger erhalten wurde.
  • Im Allgemeine wird, um zu verhindern, dass die Spektren der reflektierten Komponenten und das Spektrum der gewünschten Komponente einander überlappen, die Abtastfrequenz fs häufig auf eine Frequenz eingestellt, die den Doppelten der Maximalfrequenz fmax der gewünschten Komponente entspricht oder höher ist. Die 9(B) zeigt ein Frequenzspektrums eines Abtastsignals, wie es dann erhalten wird, wenn die Abtastfrequenz fs doppelt so hoch wie die Maximalfrequenz fmax der gewünschten Komponente oder höher ist. In diesem Fall ist, innerhalb des von 0 Hz oder mehr ausgehenden Frequenzbands, die niedrigste Frequenz der reflektierten Komponente 102 immer höher als die Maximalfrequenz der gewünschten Komponente 101. Demgemäß überlappen die gewünschte Komponente 101 und die reflektierte Komponente 102 einander nicht, so dass es zu keiner Verzerrung auf Grundlage einer Überlappung der Signalverläufe der beiden Komponenten 101 und 102 kommt. Daher ist es bevorzugt, dass die effek tive Abtastfrequenz fa der Abtasteinheit 52 für mehrere Phasen doppelt so hoch wie die Maximalfrequenz der gewünschten Komponente oder höher ist. Aus diesem Grund ist es auch bevorzugt, dass die Filterverarbeitung der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 unter der Annahme konzipiert wird, dass sie bei einer Betriebsfrequenz arbeitet, die doppelt so hoch oder höher als die Maximalfrequenz ist. Auf diese Weise ist es möglich, vorab zu verhindern, dass die gewünschte Komponente des FM-Funkempfängers nach der Abtastverarbeitung und der Filterverarbeitung in der Abtasteinheit 52 für mehrere Phasen durch die reflektierten Komponenten beeinträchtigt wird.
  • Es wird erneut auf die 9 Bezug genommen. Die gewünschte Komponente 101 des analogen FM-Funkempfängers ist nur in einem Teil des Frequenzbands WF11 enthalten, das sich von 0 bis zur Maximalfrequenz fmax der gewünschten Komponente 101 erstreckt, d.h. nur im Frequenzband WF1 für Telekommunikation. Demgemäß enthält das restliche Band WF12, das nicht der gewünschten Eingangskomponente WF1 im Frequenzband WF11 entspricht, d.h. das Band WF12, das 0 bis zur niedrigsten Frequenz fmin der gewünschten Komponente überspannt, keinerlei Komponenten, die zur Verarbeitung erforderlich wären. Daher wird die Abtastfrequenz fs so ausgewählt, dass die reflektierten Komponenten im restlichen Band WF12 enthalten sind, wodurch es möglich ist, zu verhindern, dass die gewünschte Komponente und die reflektierten Komponenten aufgrund der wechselseitigen Überlappung verzerrt werden, und zwar selbst dann, wenn die Abtastfrequenz fs das Doppelte der Maximalfrequenz fmax der gewünschten Komponente 101 oder weniger beträgt.
  • Die 9(C) zeigt ein Frequenzspektrums eines Abtastsignals, wie es dann erhalten wird, wenn die Abtastfrequenz fs das Doppelte der maximalen Abtastfrequenz fmax der gewünschten Komponente oder weniger ist, wobei die Abtastfrequenz so ausgewählt ist, dass die reflektierten Komponenten nicht mit der gewünschten Komponente überlappen. In diesem Fall wird mindestens eine reflektierte Komponente 103 innerhalb des verbliebenen Bands WF12 erzeugt, wobei keine der reflektierten Komponenten 103 mit der gewünschten Komponente 101 überlappt. Im Ergebnis erscheint als reflektierte Komponente 103 eine Signalkomponente, deren maximale und minimale Frequenz niedriger als diejenigen der gewünschten Komponente 101 sind, und deren Spektrum beinahe dasselbe wie dasjenige der gewünschten Komponente 101 ist, d.h. eine Signalkomponente, wie sie durch eine Frequenzwandlung zum Absenken der Frequenz der gewünschten Komponente 101 erfasst wird. Demgemäß entspricht nur das Signal, das durch Entnehmen irgendeiner der reflektierten Komponenten 103 innerhalb des verbliebenen Bands WF12 aus dem Abtastsignal erhalten wird, demjenigen, das durch die Frequenzwandlung zum Absenken der Frequenz des analogen EM-Funkempfängers erfasst wird.
  • Wie oben beschrieben, wird dann, wenn das Frequenzspektrums des analogen FM-Funkempfängers nur einen Teil des Bands WF11 belegt, das analoge FM-Funkempfänger nach der Filterungsverarbeitung mit einer Abtastfrequenz abgetastet, die dem Doppelten der Maximalfrequenz fmax der gewünschten Komponente 101 im analogen FM-Funkempfänger entspricht, und aus dem Abtastergebnis wird irgendeine der reflektierten Komponenten innerhalb des verbliebenen Bands WF12 entnommen, wodurch die Frequenzwandlung des analogen FM-Funkempfängers bewerkstelligt werden kann. D.h., dass dann, wenn eine Dezimierungsverarbeitung entsprechend der Abtastverarbeitung mit einer Abtastfrequenz erfolgt, die kleiner als das Doppelte der Maximalfrequenz fmax ist, wie oben beschrieben, d.h., dass es dann, wenn die Frequenz des Taktsignals, das die tatsächliche Betriebsfrequenz der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 bestimmt, kleiner als das Doppelte der Maximalfrequenz fmax ist, wie oben beschrieben, möglich ist, die Frequenz des analogen FM-Funkempfängers so zu wandeln, dass sie niedriger als die ursprüngliche Frequenz ist. Wenn dagegen die Dezimierungsverarbeitung entsprechend der Abtastverarbeitung mit einer Abtastfrequenz erfolgt, die das Doppelte der Maximalfrequenz fmax oder mehr ist, wie oben beschrieben, d.h., wenn die Interpolationsverarbeitung ausgeführt wird, ist es möglich, die Frequenz des analogen FM-Funkempfängers so zu wandeln, dass die höher als die ursprüngliche Frequenz ist.
  • Außerdem wird die Abtastfrequenz fs bei der Abtastverarbeitung, die der Dezimierungsverarbeitung entspricht, vorzugsweise so ausgewählt, dass reflektierte Komponenten nicht mit der gewünschten Komponente im Abtastsignal überlappen, wie es als Ergebnis der Abtastung mit der Abtastfrequenz fs erhalten wird. Dadurch soll verhindert werden, dass die zu entnehmende reflektierte Komponente aufgrund einer Überlappung mit der gewünschten Komponente oder anderen reflektierten Komponenten verzerrt wird, und um die Filterverarbeitung zu vereinfachen. Ferner ist es dann, wenn mehrere reflektierte Komponenten innerhalb des verbliebenen Bands WF12 existieren, bevorzugt, eine beliebige der reflektierten Komponenten zu entnehmen, die das niedrigste Frequenzband überspannen. Dies, da die Verarbeitungsgeschwindigkeit, die zur Verarbeitung unter Verwendung der entnommenen reflektierten Komponente, beispielsweise die Verarbeitung in der Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 des Empfängers in der 1 erforderlich ist, um so mehr verringert werden kann, je niedriger die maximale und die minimale Frequenz der entnommenen reflektierten Komponente liegen.
  • Daher führt, im Empfänger 21, nach dem Abtasten des die Komponente zwischen 1,5 und 1,6 GHz enthaltenden FM-Funkempfängers mit einer effektiven Abtastfrequenz von 3.200 MHz, die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 zur Frequenzwandlung eine Arithmetikverarbeitung am Ergebnis der Abtastverarbeitung mit einer Betriebsfrequenz von 200 MHz aus, und dann entnimmt die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 nur die Komponenten innerhalb des Bands von 0-100 MHz aus dem Empfangssignal nach der Frequenzwandlung, das das Ergebnis der Arithmetikverarbeitung ist, um dadurch eine Frequenzwandlung des FM-Funkempfängers zu bewerkstelligen. Vorstehend ist die Betriebsfrequenz der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 beschrieben.
  • Der Empfänger 21 gemäß der ersten Ausführungsform ist mit dem Vorfilter 25 als Filter zum Entfernen der Komponenten außerhalb des Frequenzbands für Telekommunikation im FM-Funkempfänger und dem digitalen Filter versehen, das durch die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 innerhalb der Signalverarbeitungseinheit 27 implementiert ist. Das Vorfilter 25 ist, wie oben beschrieben, ein analoges Filter, das durch ein dielektrisches Material oder ein Keramikmaterial realisiert ist. Wenn das analoge Filter und das digitale Filter Signalkomponenten im selben Band entfernen, ist es bevorzugt, dass die Passbandcharakteristik des digitalen Filters so steil wie möglich ist. Dies, da es schwierig ist, die Passbandcharakteristik eines analogen Filterst steil zu konzipieren, wobei jedoch die Passbandcharakterstik eines digitalen Filters leicht dadurch steil gemacht wird, dass die Ordnung der Produktsummenarithmetik erhöht wird. Daher kann, wenn ein Filter zum Entfernen von Signalkomponenten eines bestimmten einzelnen Bands so konfiguriert wird, dass das Vorfilter 25 und das digitale Filter in dieser Reihenfolge angeordnet sind, die Passbandcharakteristik des Vorfilters 25 flach gehalten werden. Im Ergebnis wird es möglich, das Vorfilter 25 leicht zu konzipieren und herzustellen und die Produktivität zu verbessern, so dass die Herstellkosten für den Empfänger 25 gesenkt werden können.
  • Wenn der Empfänger 21 im Kommunikationsnetzwerk eines TDMA(Time Division Multiple Access)-Systems verwendet wird, steuert die Steuerungseinheit 34 vor zugsweise die Mehrphasentaktsignalgenerator 37 auf solche Weise, wie es nachfolgend beschrieben ist. Das Kommunikationsnetzwerk gemäß dem TDMA-System ordnet ein Zeitband zum Empfangen elektromagnetischer Wellen in Bezug auf jeden von mehreren Empfänger zu. Das an jeden der Empfänger zu sendende Grundbandsignal wird nur im diesem Empfänger zugeordneten Zeitband moduliert oder moduliert und gesendet. Demgemäß empfängt jeder der Empfänger 21 elektromagnetische Wellen nur im ihm zugeordneten Zeitpunkt, und er muss in der restlichen Zeit keine elektromagnetischen Wellen empfangen. Daher bestimmt die Steuerungseinheit 34 immer, ob der aktuelle Zeitpunkt im Zeitband liegt oder nicht, das zum Empfangen elektromagnetischer Wellen zugeordnet ist, und nur im zugeordneten Zeitband veranlasst sie den Mehrphasentaktsignalgenerator 37 dazu, die Taktsignale Φ1-fN zu erzeugen, und sie veranlasst ihn dazu, im restlichen Zeitband zu stoppen. Im Ergebnis wird die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 nur im zugeordneten Zeitband mit dem Taktsignalen von N Phasen versorgt. Daher führt die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 eine Anzahl von Verarbeitungsvorgängen zur Frequenzwandlung nur aus, während die Taktsignale von N Phasen geliefert werden, und sie stoppt die Verarbeitung im restlichen Zeitband.
  • Wenn die Mehrphasentaktsignalgenerator 37 auf diese Weise gesteuert wird, arbeitet die Signalverarbeitungseinheit 37 nur im zugeordneten Zeitband, so dass es möglich ist, den Energieverbrauch weiter herabzudrücken. Ferner arbeiten, da die auf die Signalverarbeitungseinheit 27 innerhalb des Empfängers 21 folgenden Einheiten 29-31 mit der Signalverarbeitungseinheit 27 zusammenarbeiten, diese Einheiten 29-31 nur dann, wenn die Signalverarbeitungseinheit 27 arbeitet, und sie stoppen im restlichen Zeitband, mit dem Ergebnis, dass es möglich ist, den Energieverbrauch weiter herabzudrücken. Demgemäß ist es dann, wenn der Empfänger 21 als Empfänger in einem Kommunikationsnetzwerk gemäß dem TDMA-System verwendet wird, möglich, den Energieverbrauch dadurch zu senken, dass gesteuert wird, ob die Taktsignale von N Phasen erzeugt werden oder nicht. Dies ist nicht auf den Fall beschränkt, dass der Empfänger in einem Kommunikationsnetzwerk gemäß dem TDMA-System verwendet wird, sondern auch dann, wenn eine Zeitperiode vorliegt, in der der Empfänger 21 keine elektromagnetischen Wellen empfangen muss, wird der Mehrphasentaktsignalgenerator 37 in dieser Zeitperiode gestoppt, so dass es möglich ist, den Energieverbrauch des Empfängers 21 zu senken.
  • Außerdem ist es, im Empfänger 21, bevorzugt, in der Vorstufe jeder Abtastschaltung 54 der Abtasteinheit 51 einen sogenannten Pufferverstärker anzubringen und das FM-Funkempfänger über die Pufferverstärker in jede Abtastschaltung 54 einzugeben. Dies aus den folgenden Gründen. Das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung wird gleichzeitig an alle Abtastschaltungen 54 geliefert, und daraufhin arbeiten mehrere derselben beinahe gleichzeitig, wodurch aufgrund des Betriebs in den Abtastschaltungen 54 Störsignale erzeugt werden; die in irgendeiner Abtastschaltung 54(n) erzeugte Störung durchläuft die Konfiguration zum Liefern des FM-Funkempfängers an alle Abtastschaltungen 54, sie läuft zu den anderen Abtastschaltungen oder anderen Teilen innerhalb des Empfängers 21, und sie stört den Betrieb dieser anderen Abtastschaltungen oder der anderen Teile; da das FM-Funkempfänger gleichzeitig an alle Abtastschaltungen 54 geliefert wird, addiert sich die Kapazität des Teils betreffend die Eingabe in jede Abtastschaltung parallel zum FM-Funkempfänger; und wenn die Frequenz des FM-Funkempfängers zunimmt, erfolgt die Verarbeitung desselben durch diese Kapazität, was es der Abtastschaltung erschwert, auf eine hohe Frequenz anzusprechen. Um den Effekt des Störsignals und der Kapazität, wie sie oben beschrieben sind, zu entfernen, ist es wünschenswert, den Pufferverstärker in der Vorstufe jeder Abtastschaltung 54(n) anzuordnen.
  • Nachfolgend wird ein Empfänger gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Der Empfänger gemäß der zweiten Ausführungsform unterscheidet sich vom Empfänger 21 gemäß der ersten Ausführungsform nur in der Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung, die teilweise durch die unten Beschriebene ersetzt ist, und in den restlichen Teilen ist er derselbe. Daher sind die Konfiguration und der Betrieb des Empfängers der zweiten Ausführungsform bei der Beschreibung für diejenigen Teile weggelassen, die gleich wie beim Empfänger 21 der ersten Ausführungsform sind.
  • Die Erzeugungseinheit für mehrphasige Taktsignale innerhalb der Signalverarbeitungseinheit erzeugt nur einen Teil der Taktsignale mit N Phasen, oder die Taktsignale Φ1 bis ΦK. Hierbei ist K eine ganze Zahl, die 1 oder größer sowie kleiner als N ist, wobei sie bei dieser Ausführungsform 6 ist. Die Konfiguration der Erzeugungseinheit für mehrphasige Taktsignale entspricht beispielsweise derjenigen der Erzeugungseinheit 37 für mehrphasige Taktsignale der ersten Ausführungsform, aus der diejenigen Teile weggelassen sind, die nur zur Erzeugung der restlichen Taktsignale ΦK + 1 bis ΦN, die nicht den Teil-Taktsignalen Φ1-ΦK entsprechen, verwendet werden.
  • Die 10 zeigt ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 121 innerhalb der Signalverarbeitungseinheit der zweiten Ausführungsform. Bei der Arithmetikverarbeitungseinheit der zweiten Ausführungsform sind dieselben Teile wie bei der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 der ersten Ausführungsform mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörigen Beschreibungsteile werden weggelassen. Die Arithmetikverarbeitungseinheit 121 verfügt nur über eine Abtasteinheit 122 für mehrere Phasen sowie eine Produktsumme-Arithmetikeinheit 123 mit der Abgriffszahl 6. Die Abgriffszahl ist die Anzahl der Eingangsanschlüsse, und sie ist um eins größer als die Ordnung L. Die Abtasteinheit 122 für mehrere Phasen enthält Abtastschaltungen 54(1) bis 54(K), deren Anzahl der Anzahl K der Teilsignale Φ1 bis ΦK entspricht.
  • Jedes der Teilsignale Φ1 bis ΦK wird jeweils an jede der Abtastschaltungen 54(1) bis 54(K) geliefert. Das oben genannte FM-Funkempfänger nach der Verstärkung wird jeweils an alle Abtastschaltungen 54(1) bis 54(K) vom rauscharmen Verstärker 26 als FM-Funkempfänger parallel an die Arithmetikverarbeitungseinheit 36 geliefert. Jede der Abtastschaltungen 54(n) tastet das FM-Funkempfänger mit einem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φn ab und liefert ein das Abtastergebnis repräsentierendes Abtastsignal an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53. Die K Abtastsignale, wie sie jeweils von allen Abtastschaltungen 54(1)-54(K) erhalten werden, werden so angeordnet, dass das oben genannte mehrphasige Abtastsignal gebildet ist. Die effektive Abtastfrequenz fa der Abtasteinheit 122 für mehrere Phasen ist das N-fache der Taktfrequenz fc.
  • Die Produktsumme-Arithmetikeinheit 123 ist mit Eingangsanschlüssen versehen, die allen Abtastschaltungen 54(1) bis 54(K) innerhalb der Abtasteinheit 122 für mehrere Phasen entsprechen, und das Abtastsignal von jeder der Abtastschaltungen 54(n) wird jeweils an den entsprechenden Eingangsanschluss geliefert. Der Mehrphasentaktsignalgenerator versorgt die Produktsumme-Arithmetikeinheit 123 mit einem beliebigen der Teil-Taktsignale Φ1 bis ΦK, wie dem ersten Taktsignal Φ1. Demgemäß führt die Produktsumme-Arithmetikeinheit 123 die Produktsummenarithmetik zur Filterverarbeitung zu jedem Zeitpunkt aus, wie er auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φ1 bestimmt wird. Die Anzahl der im Ausdruck der Produktsummenarithmetik benötigten Abtastsignale entspricht der Anzahl der Eingangsanschlüsse. Daher werden für die Produktsummenarithmetik nur die Abtastsignale von den Kanalauswahl-Verarbeitungseinheiten 54(1)-54(K) verwendet.
  • Die Konfiguration der Arithmetikverarbeitungseinheit 121 gemäß der zweiten Ausführungsform entspricht der Konfiguration, bei der die (K + 1)-te bis die N-te Abtastschaltung 54(K + 1) bis 54(n) sowie die Matrixspeichereinheit 52 innerhalb der Abtasteinheit für mehrere Phasen aus der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 gemäß der ersten Ausführungsform weggelassen sind. Dies aus den folgenden Gründen.
  • Bei der Arithmetikverarbeitungseinheit 121 sind die Anzahl der Abtastwerte mit mehreren Phasen und die Dezimierungszahl gleich. Die Zahl der mehrphasigen Abtastwerte bedeutet die angenommene Anzahl der Abtastsignale, wie sie während einer einzelnen Taktperiode Tc zu erhalten sind, wenn das FM-Funkempfänger tatsächlich mit der effektiven Abtastfrequenz fa abgetastet wird. Daher ist die Arithmetische Filterposition in Bezug auf alle während einer Periode des Taktsignals Φ1 gelieferten Abtastsignale immer dieselbe. D.h., dass die Beziehung zwischen jeder der Variablen innerhalb des arithmetischen Ausdrucks und der Abtastschaltung, die das Abtastsignal ausgibt, für die der Variablenersatz erfolgen soll, immer gleich. Im Ergebnis werden in allen Abtastschaltungen 54 der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen gemäß der ersten Ausführungsform Abtastsignale von den restlichen Abtastschaltungen, die nicht die Abtastschaltungen sind, die die Abtastsignale ausgeben sollen, für die ein Variablenersatz erfolgen soll, nicht mehr für die Produktsummenarithmetik benötigt. Daher können die restlichen Abtastschaltungen weggelassen werden, ohne dass sich irgendwelche Auswirkungen auf die Produktsummenarithmetik ergeben. Die oben beschriebene Beziehung zwischen der Anzahl der mehrphasigen Abtastwerte und der Dezimierungszahl gilt allgemein für den Fall, dass die Frequenz des Signals nach der Dezimierungsverarbeitung mit der Taktfrequenz übereinstimmt, wie sie an die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen geliefert wird, oder dass sie einem ganzzahligen Teil der Taktfrequenz entspricht.
  • Bei der Ausführungsform entspricht der arithmetische Ausdruck der Produktsummenarithmetik dem ersten bis K-ten Term im Ausdruck, wie er sich aus einer Expansion des Ausdrucks der Produktsummenarithmetik der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 gemäß der ersten Ausführungsform, d.h., dem Ausdruck 1, ergibt. Daher ist es möglich, die (K + 1)-te bis N-te Abtastschaltung 54(K + 1) bis 54(n) und die Matrixspeichereinheit 52 in der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 ge mäß der ersten Ausführungsform wegzulassen. Ferner werden das (K + 1)-te bis N-te Taktsignal ΦK+1-ΦN nur für die (K + 1)-te bis N-te Abtastschaltung 54(K + 1) bis 54(N) und die Spaltenspeicher in den zugehörigen Folgestufen verwendet. Wenn die (K + 1)-te bis N-te Abtastschaltung 54(K + 1) bis 54(N) und die Matrixspeichereinheit 52 weggelassen werden, sind auch diese Taktsignale ΦK+1-ΦN überflüssig, so dass es möglich ist, die Konfiguration zum Erzeugen derselben wegzulassen. Aufgrund der obigen Gründe verfügt die Arithmetikverarbeitungseinheit 121 gemäß der zweiten Ausführungsform über die oben beschriebene Konfiguration.
  • Die Arithmetikverarbeitungseinheit 121 gemäß der zweiten Ausführungsform verfügt demgemäß über eine einfachere Konfiguration als der integrierte Schaltkreis der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 gemäß der ersten Ausführungsform. Dies vereinfacht die Integration der Arithmetikverarbeitungseinheit 121 gemäß der zweiten Ausführungsform. Dank des integrierten Schaltkreises der Arithmetikverarbeitungseinheit 121, der als Ergebnis der Integration erhalten wird, ist es einfach, die Größe zu verkleinern und die Herstellkosten zu senken. Darüber hinaus ist die Konfiguration eines derartigen integrierten Schaltkreises vereinfacht, so dass es möglich ist, dafür sorgen, dass der bei der Operation verbrauchte Strom kleiner als der bei der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 gemäß der ersten Ausführungsform ist. Außerdem verfügt die Erzeugungseinheit für mehrphasige Taktsignale gemäß der zweiten Ausführungsform über eine einfachere Konfiguration als die Erzeugungseinheit 37 für mehrphasige Taktsignale gemäß der ersten Ausführungsform.
  • Die die Dezimierungsverarbeitung und die Filterverarbeitung ausführende Arithmetikeinheit kann durch ein Filter mit finiter Impulsantwort (FIR) implementiert werden, bei dem ein Teil der Arithmetikkoeffizienten null ist, anstelle der Produktsumme-Arithmetikeinheit, bei der die Anzahl K der Abgriffe kleiner als das Verhältnis N der effektiven Abtastfrequenz der Abtasteinheit 122 für mehrere Phasen zur Taktfrequenz fc ist. Die Konfiguration der Arithmetikverarbeitungseinheit in diesem Fall entspricht derjenigen der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 gemäß der ersten Ausführungsform, bei der die Konfiguration zum Erzeugen von Abtastsignalen, für die eine Ersetzung hinsichtlich Variablen erfolgen soll, die mit den Arithmetikkoeffizienten null zu multiplizieren sind, weggelassen ist. Im Ergebnis zeigt diese Arithmetikverarbeitungseinheit denselben Effekt wie die Arithmetikverarbeitungseinheit 121 gemäß der zweiten Ausführungsform. Ein Arithmetikausdruck zum Implementieren des Filters mit finiter Impulsantwort, bei dem ein Teil der Arithmetikkoeffizienten null ist, wird durch Versuche und dergleichen empirisch bestimmt.
  • Nachfolgend wird ein Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Der Empfänger gemäß der dritten Ausführungsform unterscheidet sich vom Empfänger 21 gemäß der ersten Ausführungsform nur dadurch, dass die Arithmetikverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung durch das ersetzt ist, was unten beschrieben ist, wobei sie jedoch in anderer Hinsicht gleich ist. Daher sind betreffend die Konfiguration und den Betrieb des Empfängers gemäß der dritten Ausführungsform entsprechende Teile wie beim Empfänger gemäß der ersten Ausführungsform mit denjenigen Bezugszeichen gekennzeichnet, die bei der ersten Ausführungsform verwendet sind und zugehörige Beschreibungsteile sind weggelassen. In der 11 hat die Zahl N den Wert 4, und die Ordnung der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 ist 11.
  • Die 11 ist ein Blockdiagramm, das die elektrische Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 131 zeigt. Die Arithmetikverarbeitungseinheit 131 enthält die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen, eine Ausgangssignal-Einstelleinheit 134 und eine Matrixspeichereinheit 135. Die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen enthält N Speicherelemente 54(1) bis 54(N), die in der folgenden Erläuterung als "138(1,1)" bis "138(N,1)" bezeichnet werden. Die Ausgangssignal-Einstelleinheit enthält N Wiederabtasteinheiten 137(1) bis 137(N). Jede der Wiederabtasteinheiten 137(N) enthält ein Speicherelement oder mehrere Speicherelemente 138(n,2)-138(n,N – 1), die in einer Spalte verbunden sind. Die Matrixspeichereinheit 135 unterscheidet sich von der Matrixspeichereinheit 52 der ersten Ausführungsform nur dadurch, dass ein einzelnes Taktsignal, dessen Phase von allen Taktsignalen am stärksten verzögert ist, d.h. das erste Taktsignal Φ1, an jedes Speicherelement geliefert ist, wobei sie jedoch in anderer Hinsicht gleich ist. Jede der Wiederabtasteinheiten 137(n) ist jeweils mit der nächsten Stufe jeder Abtastschaltung 54(n) verbunden. Jeder der Spaltenspeicher 55(n) innerhalb der Matrixspeichereinheit 135 ist jeweils mit der nächsten Stufe jeder Wiederabtasteinheit 137 verbunden.
  • Betreffend alle Speicherelemente 138(n,2)-138(n,N – 1) aller Wiederabtasteinheiten 137(n) wird an das Speicherelement 138(n,2) in der ersten Stufe ein Taktsignal Φn–1 geliefert, dessen Phase um N – 1/N von 2π gegenüber der des N-ten Taktsignals Φn verzögert ist, das an die Abtastschaltung 54(n) in der Vorstufe zur Wiederabtasteinheit 137(n) geliefert wird. Bei allen Speicherele menten 138(n,2)-138(n,N – 1) jeder Wiederabtasteinheit 137(n) wird jedes vom zweiten bis zum (n – 1)-ten Speicherelement 138(n,k) mit einem Taktsignal Φk–2 versorgt, dessen Phase um N – 1/N von 2π gegenüber der des Taktsignals Φk–1 verzögert ist, das an das Speicherelement (n,k – 1) der Vorstufe jedes Speicherelements 138(n,k) geliefert wird. In allen Speicherelementen 138(n,2) bis 138(n,N – 1) jeder Wiederabtasteinheit 137(n) wird jedes Speicherelement 138(n,k) der n-ten bis zur letzten Stufe mit einem beliebigen Taktsignal versorgt, das jeweils dem gleich ist, das an die Matrixspeichereinheit 135 geliefert wird. Bei dieser Ausführungsform wird das erste Taktsignal Φ1 verwendet, wie es oben beschrieben ist.
  • Das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung wird von der rauscharmen Verstärkungseinheit 26 parallel an alle Abtastschaltungen 54(1) bis 54(N) innerhalb der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen geliefert. Jede Abtastschaltung 54(n) tastet das FM-Funkempfänger mit dem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φn ab und sorgt dafür, dass das Speicherelement in der ersten Stufe der Wiederabtasteinheit 137(n), folgend auf die Abtastschaltung 54(n), das sich ergebende Abtastsignal abspeichert.
  • Jedes der Speicherelemente 138(n,2) bis 138(n,N – 2) der ersten bis zu den letzten zwei Stufen innerhalb jeder Wiederabtasteinheit 137(n) liefert mit dem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals, das zu diesem Zeitpunkt abgespeicherte Abtastsignal an die Speicherelemente 138(n,3) bis 138(n,N – 1) in den nächsten Stufen jedes Speicherelements, es löscht das Abtastsignal, und es tastet das Abtastsignal von der Abtastschaltung 54(n) oder den Speicherelementen 138(n,2) bis 138(n,N – 3) in der Vorstufe zu jedem Speicherelement ab, um es abzuspeichern. Das Speicherelement 138(n,N – 1) in der letzten Stufe jeder Wiederabtasteinheit 137(n) liefert das zu diesem Zeitpunkt abgespeicherte Abtastsignal an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 und das Speicherelement in der ersten Stufe des Matrixspeichers 135(n) folgend auf jede Wiederabtasteinheit 137(n), was mit dem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals erfolgt, es löscht dieses Abtastsignal und es tastet das Abtastsignal aus dem Speicherelement 138(n,N – 2) in der Vorstufe jedes Speicherelements ab, um es abzuspeichern.
  • Der Betrieb jedes Speicherelements innerhalb der Matrixspeichereinheit 135 unterscheidet sich vom Betrieb jedes Speicherelements innerhalb der Matrixspeichereinheit 52 der ersten Ausführungsform nur dadurch, dass zur Timing steuerung des Betriebs das erste Taktsignal Φ1 verwendet wird, wobei es in anderer Hinsicht dasselbe ist. Die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 führt die Produktsummenarithmetik zur Filterverarbeitung mit einem Timing auf Grundlage des ersten Taktsignals aus, und sie liefert das Arithmetikergebnis an die Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29.
  • Durch die obige Prozedur geben die erste bis N-te Wiederabtasteinheit 137(1)-137(N) innerhalb der Ausgangssignal-Einstelleinheit 134 alle Abtastsignale, die in Reaktion auf das erste bis N-te Taktsignal Φ1-ΦN eingegeben werden, synchron mit dem ersten Taktsignal aus. Daher geben alle Speicherelemente in der Matrixspeichereinheit 135 die Abtastsignale gleichzeitig, synchronisiert mit dem ersten Taktsignal, aus. Demgemäß wird nur das erste Taktsignal Φ1 für alle Taktsignale zum Steuern der Operationen der Matrixspeichereinheit 135 und der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 verwendet.
  • Da die Taktsignale auf die oben beschrieben Weise geliefert werden, führt jedes Speicherelement 138(n,m) innerhalb jeder Wiederabtasteinheit 137(n) ein Abtasten aus, bevor eine Periode eines Taktsignales, das an das Speicherelement 138(n,m) in der Vorstufe desselben geliefert wird, ab dem Moment verstrichen ist, zu dem das vorige Speicherelement 138(n,m – 1) das Abtastsignal ausgegeben hat. In diesem Fall ist das an jedes Speicherelement 138(n,m) gelieferte Taktsignal um (N – 1)/N von 2π phasenmäßig gegenüber dem Taktsignal verzögert, das an das Speicherelement 138(n,m – 1) in der Vorstufe jedes Speicherelements 138(n,m) geliefert wird. Da dies der Fall ist, muss jedes Speicherelement 138(n,m) mit der Periode (N – 1)/N der Taktperiode Tc arbeiten. Daher sollte, damit jede Wiederabtasteinheit 137(n) ohne jede Schwierigkeit ein Abtastsignal ausgibt, die maximale Taktfrequenz fcmax diejenige Frequenz sein, die das (N – 1)/N-fache der maximalen Betriebsfrequenz fmax des die Arithmetikverarbeitungseinheit 131 aufbauenden Schaltungselements ist, wie es im Ausdruck 2 angegeben ist. Daher beträgt in der Verarbeitungseinheit mit der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen und der Ausgangssignal-Einstelleinheit 134 die maximale Abtastfrequenz FBmax im Wesentlichen das (N – 1)-fache der maximalen Betriebsfrequenz fmax, wie es im Ausdruck 3 angegeben ist. fcmax = (N – 1) ÷ N (2) FBmax = (N – 1) ÷ N × N = N – 1 (3)
  • Das Speicherelement 138(N,N – 1) in der letzten Stufe der N-ten Wiederabtasteinheit 137(N) gibt mit dem Timing auf Grundlage des Taktsignals Φ2, dessen Phase um 2π/N gegenüber der des ersten Taktsignals Φ1 verzögert ist, an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 aus. Dies aus den folgenden Gründen. Da das Speicherelement innerhalb der Matrixspeichereinheit 135 synchron mit dem ersten Taktsignal Φ1 arbeitet, ist die Phasendifferenz zwischen den Taktsignalen Φ2 und Φ1, die an das Speicherelement 138(N,N – 1) und das Speicherelement innerhalb der Matrixspeichereinheit 135 geliefert werden, ein N-tel von 2π Daher entspricht die Beziehung der Betriebsperiode zwischen dem Speicherelement 138(N,N – 1) und dem Speicherelement in der Matrixspeichereinheit 135 der Beziehung der Betriebsperiode zwischen zwei beliebigen Speicherelementen 138(n,m) und 138(n,m + 1), die in einer Spalte innerhalb der n-ten Wiederabtasteinheit 137(n) verbunden sind. Demgemäß kann, obwohl das Speicherelement 138(N,N – 1) in der letzten Stufe auf das Taktsignal Φ2 hin arbeitet, die Taktfrequenz fc auf dem N – 1/N-fachen der maximalen Betriebsfrequenz fmax des Schaltungselements gehalten werden. Auch kann folgend auf das Speicherelement 138(n,N – 1) in der letzten Stufe der Wiederabtasteinheit 137(n) ein Speicherelement 138(n,N), an das das erste Taktsignal geliefert wird, hinzugefügt werden. Im Ergebnis können alle Wiederabtasteinheiten 137(1)-137(N) die Taktsignale gleichzeitig ausgeben.
  • Nachfolgend wird ein Empfänger gemäß der vierten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Der Empfänger gemäß der vierten Ausführungsform unterscheidet sich vom Empfänger 21 gemäß der ersten Ausführungsform dadurch, dass die Arithmetikverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung durch dasjenige ersetzt ist, was unten beschrieben ist, wobei er jedoch in anderer Hinsicht gleich ist. Daher sind bei der Konfiguration und dem Betrieb des Empfängers gemäß der vierten Ausführungsform diejenigen Teile, die denen des Empfängers gemäß der ersten Ausführungsform entsprechen, mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, und zugehörige Beschreibungsteile werden weggelassen. Außerdem ist in der 12 die Zahl N 4, und die Ordnung LP der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 ist 8.
  • Die 12 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 201 zur Frequenzwandlung des Empfängers gemäß der vierten Ausführungsform. Die Arithmetikverarbeitungseinheit 201 verfügt über eine allgemeine Konfiguration, bei der zwei Blöcke mit derselben Konfiguration wie der der Arithmetikverarbeitungseinheit gemäß der ersten Ausführungsform in einer Spalte miteinander verbunden sind, wobei ein Zwischenfrequenzfilter 203 dazwischen eingefügt ist. Die Arithmetikverarbeitungseinheit 201 enthält konkret, zusätzlich zum Zwischenfrequenzfilter 203, die erste Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen, die erste Matrixspeichereinheit 52, die erste Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zur Dezimierungsverarbeitung, eine zweite Abtasteinheit 204 für mehrere Phasen, eine zweite Matrixspeichereinheit 205 und eine zweite Produktsumme-Arithmetikeinheit 206 zur Dezimierungsverarbeitung. Das Zwischenfrequenzfilter 203 ist durch ein digitales Filter implementiert. Die zweite Abtasteinheit 204 für mehrere Phasen und die zweite Matrixspeichereinheit 205 verfügen im Wesentlichen über dieselbe Konfiguration und dieselbe Operation wie die Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen und die Matrixspeichereinheit 52 gemäß der ersten Ausführungsform, wobei bei dieser Ausführungsform nur eine Abtastschaltung und ein Spaltenspeicher vorhanden sind.
  • Dem Zwischenfrequenzfilter 203, der zweiten Abtasteinheit 204 für mehrere Phasen und der zweiten Matrixspeichereinheit 205 wird vom Mehrphasentaktsignalgenerator 37 oder anderen Taktsignalgeneratoren ein Taktsignal zugeführt, das dasselbe wie dasjenige ist, das der ersten Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zugeführt wird, wie das erste Taktsignal ΦN. Außerdem wird der zweiten Produktsumme-Arithmetikeinheit 205 vom Mehrphasentaktsignalgenerator 37 oder anderen Taktsignalgeneratoren ein Taktsignal Φ1/10 zugeführt, dessen Frequenz ein Zehntel der Frequenz des Taktsignals, das an die erste Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 geliefert wird. Der Empfänger gemäß der ersten Ausführungsform ist ein Sender vom sogenannten Doppel-Superheterodyntyp.
  • Die erste Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 gibt das Signal nach einer Frequenzwandlung aus, wie es unter Bezugnahme auf die 4 beschrieben wurde. Das Zwischenfrequenzfilter 203 lässt das Durchlaufen jeder Komponente innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbands unter den mehreren reflektierten Komponenten 72 zu, deren Mittenfrequenz niedriger als die der Signalkomponente 71 innerhalb des Frequenzbands für Telekommunikation im Signal nach der Frequenzwandlung ist. Im Ergebnis wird ein erstes Zwischenfrequenzsignal, dessen Trägerfrequenz eine vorbestimmte erste Zwischenfrequenz ist, vom Zwischenfrequenzfilter 203 an die zweite Abtasteinheit 204 für mehrere Phasen ausgegeben. Das Zwischenfrequenzfilter 203 ist vorhanden, da die Frequenzcharakteristik des durch die zweite Produktsumme-Arithmetikeinheit 206 implementierten digitalen Filters zu flach ist, um irgendeine der reflektierten Komponen ten zu entnehmen, und es ist so konzipiert, dass die Frequenzcharakteristik steiler als die des digitalen Filters ist.
  • Die Abtastschaltung der zweiten Abtasteinheit 204 für mehrere Phasen tastet das erste Zwischenfrequenzsignal mit dem auf Grundlage des zugeführten Taktsignals c1 definierten Timing aus, und sie liefert das sich ergebende Abtastsignal an das erste Speicherelement der zweiten Matrixspeichereinheit 205 und die zweite Produktsumme-Arithmetikeinheit 206. Jedes Speicherelement innerhalb der zweiten Matrixspeichereinheit 205 liefert das zu diesem Zeitpunkt gespeicherte Abtastsignal an jedes Speicherelement in der nächsten Stufe sowie die zweite Produktsumme-Arithmetikeinheit 206, was mit dem auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φ1 definierten Timing erfolgt, es löscht das Abtastsignal, und dann speichert es das vom Speicherelement in der vorige Stufe gelieferte Abtastsignal ein. Die zweite Produktsumme-Arithmetikeinheit 206 führt eine 1/10-Dezimierungsverarbeitung an einer Zusammenstellung von Abtastsignal, wie von der zweiten Abtasteinheit 204 für mehrere Phasen und der Matrixspeichereinheit 205 geliefert, mit einem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φ1/10 aus. Im Ergebnis gibt die zweite Produktsumme-Arithmetikeinheit 206 ein zweites Zwischenfrequenzsignal aus, das das Signal nach einer Frequenzwandlung zum ersten Zwischenfrequenzsignal ist. Beispielsweise ist dann, wenn die Signalkomponente des ersten Zwischenfrequenzsignals in einem Frequenzband von 0-100 MHz liegt, die Signalkomponente im zweiten Zwischenfrequenzsignal in ein Frequenzband von 0-10 MHz verschoben.
  • Durch die obigen Verarbeitungsvorgänge verfügt die Signalverarbeitungseinheit des Empfängers gemäß der vierten Ausführungsform über eine Konfiguration, die derjenigen des sogenannten Doppel-Superheterodynsystems entspricht. Demgemäß zeigt der Empfänger mit der obigen Signalverarbeitungseinheit dieselben Vorteile wie ein Empfänger unter Verwendung des Doppel-Heterodynsystems. Außerdem ist es zu erwarten, dass der Energieverbrauch verringert ist, da die Taktsignalfrequenz zur Signalverarbeitung in der Folgestufe kleiner wird, und dass billige Bauteile verwendet werden können.
  • Nachfolgend wird ein Empfänger gemäß der fünften Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Der Empfänger gemäß der fünften Ausführungsform unterscheidet sich vom Empfänger 21 gemäß der ersten Ausführungsform dadurch, dass die Arithmetikverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung durch das ersetzt ist, was unten beschrieben wird, wobei er in anderer Hinsicht gleich ist. Bei der Konfiguration und dem Betrieb des Empfängers gemäß der fünften Ausführungsform sind dieselben Teile wie beim Empfänger gemäß der ersten Ausführungsform mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet, wie sie bei der ersten Ausführungsform verwendet sind, und zugehörige Beschreibungsteile werden weggelassen. In der 13 ist die Zahl N 4, und die Ordnung LB der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zur Dezimierungsverarbeitung und zur Filterverarbeitung ist 10.
  • Die 13 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Konfiguration einer Arithmetikverarbeitungseinheit 151 zur Frequenzwandlung des Empfängers gemäß der fünften Ausführungsform. Die Arithmetikverarbeitungseinheit 151 verfügt über eine primäre Abtasteinheit 153 für mehrere Phasen, eine primäre Matrixspeichereinheit 154, eine Parallelarithmetik-Filtereinheit 155 für eine primäre Filterverarbeitung, eine sekundäre Abtasteinheit 156 für mehrere Phasen, eine sekundäre Matrixspeichereinheit 157 und die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zur sekundären Filterverarbeitung und Dezimierungsverarbeitung.
  • Die Konfigurationen der primären und der sekundären Abtasteinheit 153 und 156 für mehrere Phasen sind dieselben wie diejenigen der Abtasteinheit 51 für mehrere Phasen gemäß der ersten Ausführungsform. Die Konfigurationen der primären und der sekundären Matrixspeichereinheit 154 und 157 sind dieselben wie diejenigen der Matrixspeichereinheit 52 gemäß der ersten Ausführungsform. Die Parallelarithmetik-Filtereinheit 153 verfügt über N Produktsumme-Arithmetikeinheiten 159(1)-159(N), deren Ordnung LA jeweils gleich ist. Bei der Ausführungsform ist die Ordnung LA 8. Die Anzahl der Speicherelemente der primären Matrixspeichereinheit 154 wird auf Grundlage der Ordnung der Produktsumme-Arithmetikeinheiten 159(1)-159(N) der Parallelarithmetik-Filtereinheit 155 und die Anzahl dieser Produktsumme-Arithmetikeinheiten 159(1)-159(N) bestimmt. Die Anzahl der Speicherelemente der sekundären Matrixspeichereinheit 157 wird auf Grundlage der Ordnung LB der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zur Filterverarbeitung und Dezimierungsverarbeitung bestimmt.
  • Das FM-Funkempfänger nach der Verstärkung wird vom rauscharmen Verstärker 26 parallel an alle Abtastschaltungen 54(1)-54(N) innerhalb der primären Abtasteinheit 153 für mehrere Phasen geliefert. Das n-te Taktsignal Φn wird an die n-ten Abtastschaltungen 54(n) innerhalb der primären und der sekundären Abtasteinheit 153 und 156, die n-te Produktsumme-Arithmetikeinheit 159(n) in nerhalb der Parallelarithmetik-Filtereinheit 155, die n-ten Spaltenspeicher 55(n) in der primären und der sekundären Matrixspeichereinheit 154 und 157 geliefert. Außerdem wird die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 zur Dezimierungsfilterung mit irgendeinem aller der Taktsignal Φ1-ΦN, wie dem ersten Taktsignal Φ1 versorgt.
  • Die Operationen der primären Abtasteinheit 156 für mehrere Phasen und der primären Matrixspeichereinheit 157 sind dieselben wie diejenigen der Abtasteinheit 52 für mehrere Phasen und der Matrixspeichereinheit 53 gemäß der ersten Ausführungsform. Demgemäß werden von der primären Abtasteinheit 133 für mehrere Phasen und der primären Matrixspeichereinheit 154 während des Verstreichens einer Taktperiode Tc XF Abtastsignale ausgegeben. XF ist die Summe aus dem Wert der Ordnung LA jeder Produktsumme-Arithmetikeinheit 159 innerhalb der Parallelarithmetik-Filtereinheit 155 zuzüglich eins, und dem Wert, der der Anzahl N der Produktsumme-Arithmetikeinheiten 159 minus eins entspricht. Die XF Abtastsignale werden in der Abtastreihenfolge angeordnet, um das primäre mehrphasige Abtastsignal zu bilden.
  • Jede der n-ten Produktsumme-Arithmetikeinheiten 159(n) erfasst LA + 1 Abtastsignale vom n-ten Abtastsignal bis zum (n + LA)-ten Abtastsignal innerhalb des primären mehrphasigen Abtastsignals, was mit einem Timing auf Grundlage des zugeführten Taktsignals Φn erfolgt, und sie führt eine vorbestimmte Arithmetikverarbeitung zur primären Filterverarbeitung unter Verwendung der erfassten Abtastsignale aus. Die Zahl n + LA ist die Summe aus der Ordnung LA und n. Jede der Produktsumme-Arithmetikeinheiten 159(1)-159(N) verwendet Abtastsignale, die hinsichtlich der Stelle innerhalb des ersten mehrphasigen Abtastsignals voneinander verschieden sind, um die oben genannten Verarbeitungsvorgänge auszuführen, mit dem Ergebnis, dass die Parallelarithmetik-Filtereinheit 155 am ersten mehrphasigen Abtastsignal eine sogenannte Faltungsarithmetik ausführt. Daher kann die Parallelarithmetik-Filtereinheit 155 am Ergebnis der Verarbeitung durch die primäre Abtasteinheit 133 eine arithmetische Faltungsverarbeitung ausführen, während ein Schaltungsteil verwendet wird, dessen Betriebsfrequenz niedriger als die effektive Abtastfrequenz der primären Abtasteinheit 133 ist.
  • Die Arithmetikergebnisse der ersten bis n-ten Produktsumme-Arithmetikeinheit 159(1)-159(N) werden jeweils an die erste bis n-te Abtastschaltung innerhalb der zweiten Abtasteinheit 156 für mehrere Phasen geliefert. Die Operati onen der zweiten Abtasteinheit 156 für mehrere Phasen und der Matrixspeichereinheit 157 unterscheiden sich von denen der Abtasteinheit 52 für mehrere Phasen und der Matrixspeichereinheit 53 gemäß der ersten Ausführungsform nur dadurch, dass ein an jede Abtastschaltung zu lieferndes Signal das Ergebnis eines Arithmetikvorgangs ist, wobei es sich in anderer Hinsicht um dasselbe handelt. Aus diesem Grund werden während des Verstreichens einer Taktperiode Tc Abtastsignale, deren Anzahl um eins größer ist als die Ordnung LB der Produktsumme-Arithmetikeinheiten 53 von der sekundären Abtasteinheit 136 für mehrere Phasen und der sekundären Matrixspeichereinheit 157 an die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 geliefert. Die Abtastsignale, deren Anzahl um eins größer als die Ordnung LB ist, werden in der Abtastreihenfolge angeordnet, um das sekundäre mehrphasige Abtastsignal zu bilden. Die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 führt am sekundären mehrphasige Abtastsignal eine sekundäre Filterverarbeitung aus, und nach dieser führt sie am sekundären mehrphasigen Abtastsignal eine Dezimierungsverarbeitung aus.
  • Die Charakteristik des durch die Primärfilterverarbeitung implementierten digitalen Primärfilters und die Charakteristik des durch die sekundäre Filterverarbeitung implementierten digitalen Sekundärfilters werden entsprechend beispielsweise den Nutzungsbedingungen des Empfängers geeignet eingestellt. Beispielsweise können das digitale Primär- und das digitale Sekundärfilter solche Filter sein, die Signalkomponenten außerhalb des Frequenzbands für Telekommunikation aus dem FM-Funkempfänger nach der Verstärkung entfernen, oder das digitale Primärfilter kann ein Filter zum Entfernen der Signalkomponenten außerhalb des Frequenzbands für Telekommunikation aus dem FM-Funkempfänger nach Verstärkung sein, und das digitale Sekundärfilter kann ein Filter zum Entfernen der Signalkomponenten außerhalb des spezifizierten Kanals sein. Ferner kann das digitale Primär- oder Sekundärfilter ein Entfernungsfilter zum Entfernen derjenigen Komponenten aus dem FM-Funkempfänger nach der Verstärkung, die der Interferenzwelle entsprechen, die eine elektromagnetische Welle vom Sender stört, sein. Wenn das erste oder das zweite digitale Filter ein Entfernungsfilter ist, ist es möglich, die Empfangsfunktion des Empfängers leicht zu verbessern. Dies aufgrund der folgenden Gründe.
  • Hinsichtlich des Funktionsvermögens eines Funkkommunikationsgeräts existieren als Größe zum Messen der Fähigkeit zum Entfernen des Effekts einer Interferenzwelle hinsichtlich der gewünschten, vom Sender gesendeten elektromagnetischen Welle, beispielsweise ein Bildinterferenzverhältnis und ein Ansprechen auf Nebenfrequenzen. Die Interferenzwelle ist dergestalt, dass eine Frequenz fu derselben eine spezielle Beziehung zwischen einer Zwischenfrequenz fIF, der Frequenz fr der gewünschten elektromagnetischen Welle und der Ortsoszillatorfrequenz fo vom Referenzoszillator 28 wie folgt zeigt.
  • In der folgenden Beschreibung wird die Frequenz fu der Interferenzwelle als Interferenzfrequenz fu bezeichnet, und die Frequenz fr der gewünschten elektromagnetischen Welle wird als Empfangsfrequenz fr bezeichnet. Außerdem ist es in der folgenden Beschreibung angenommen, dass dann, wenn die Ortsoszillatorfrequenz fo niedriger als die Empfangsfrequenz fr ist und der Empfänger vom Superheterodynsystem ist, die zweite Ortsoszillatorfrequenz fo niedriger als die erste Zwischenfrequenz fIF ist. In diesem Fall entspricht, wie es im Ausdruck 4 angegeben ist, die Zwischenfrequenz fIF der Differenz, die dadurch erhalten wird, dass die Ortsoszillatorfrequenz fo von der Empfangsfrequenz fr abgezogen wird: fr – fo = fIF (4)
  • Bei einem üblichen Superheterodynempfänger entspricht die Interferenzfrequenz fu der sogenannten Bildfrequenz und einem Teil des Ansprechens auf Nebenfrequenzen. Die Bildfrequenz fua entspricht der Differenz, die dadurch erhalten wird, dass die Frequenz, die das Doppelte der Zwischenfrequenz fIF ist, von der Empfangsfrequenz fr abgezogen wird, wie es durch den folgenden Ausdruck 5 wiedergegeben ist. Es existieren mehrere Typen von Ansprechen auf Nebenfrequenzen. Beispielsweise entspricht, wie es durch den Ausdruck 6 wiedergegeben ist, die halbe IF-Antwort fub demjenigen, was dadurch erhalten wird, dass die Frequenz, die die Hälfte der Zwischenfrequenz fIF ist, zur Ortsoszillatorfrequenz fo addiert wird oder von dieser subtrahiert wird. Wie es durch den Ausdruck 7 angegeben ist, entspricht allgemein eine 1/n-IF-Antwort fuc demjenigen, was dadurch erhalten wird, dass die Frequenz, die 1/n der Zwischenfrequenz fIF ist, zur Ortsoszillatorfrequenz fo addiert wird oder von dieser subtrahiert wird. Unter diesen Vorgängen des Ansprechens auf Nebenfrequenzen ist die Interferenzwelle, die mit der Zwischenfrequenz interferiert, diejenige mit einer Frequenz fu, die der Zwischenfrequenz fIF entspricht, wie es durch die 8 dargestellt ist. fua = fr – 2 × fIF (5) fub = fo ± fIF ÷ 2 (6) fuc = fo ± fIF ÷ n (7) fu = fIF (8)
  • Beim Empfänger gemäß der Erfindung beinhaltet die Interferenzfrequenz die Frequenzen aller reflektierten Komponenten 72, wie es im Kurvenbild der 4 dargestellt ist, zusätzlich zu den oben genannten Frequenzen. Die Frequenzen der reflektierten Komponenten innerhalb des Frequenzbands WF2 zwischen 0 Hz und 100 MHz entsprechen der Zwischenfrequenzinterferenz. Die in der 9(B) dargestellte reflektierte Komponente 102 und die in der 9(C) dargestellte reflektierte Komponente 103 entsprechen der oben genannten Bildfrequenz. D.h., dass diese reflektierten Komponenten 72, 102, 103 den durch das Filter zu entfernenden Zwischenfrequenzen entsprechen. Vorstehend ist die Interferenzfrequenz beschrieben.
  • In diesem Fall enthält das FM-Funkempfänger eine Komponente, die der gewünschten elektromagnetischen Welle entspricht, sowie eine Komponente, die der Interferenzwelle zur gewünschten elektromagnetischen Welle entspricht. Die der Interferenzwelle entsprechende Komponente überlappt mit der der gewünschten elektromagnetischen Welle im FM-Funkempfänger entsprechenden Komponente aufgrund einer Verarbeitung zur Frequenzwandlung des FM-Funkempfängers. Im Ergebnis wird die der gewünschten elektromagnetischen Welle entsprechende Komponente durch die der Interferenzwelle entsprechende Komponente beeinflusst. So hat die Interferenzwelle aufgrund der Verarbeitung zur Frequenzwandlung eine Auswirkung auf die der elektromagnetischen Welle entsprechende Komponente, so dass es schwierig ist, die Interferenzwelle nach der Frequenzwandlungsverarbeitung zu entfernen. Daher wird die der Interferenzwelle entsprechende Komponente vor der Verarbeitung zur Frequenzwandlung aus dem FM-Funkempfänger entfernt, wobei diese Komponente leicht aus dem FM-Funkempfänger entfernt wird, wodurch die Empfangsfunktion des Empfängers leicht verbessert wird.
  • Da die Interferenzwelle die oben beschriebene Beziehung zur gewünschten elektromagnetischen Welle aufweist, ändert sich, wenn der spezifizierte Kanal geändert wird, was zu einer Frequenzänderung der zu empfangenden elektromagnetischen Welle zum aktuellen Zeitpunkt führt, ändert sich auch die Interferenzfrequenz. Daher ist es erforderlich, die Durchlasscharakteristik des Entfernungsfilters und die Mittenfrequenz des Durchlassbands entsprechend der Mittenfrequenz des spezifizierten Kanals zu bestimmen. Daher werden dann, wenn das erste oder zweite digitale Filter als Filter zum Entfernen der Interferenzwelle verwendet wird, Arithmetikkoeffizienten einer Arithmetikverar beitung zum Implementieren des Filters vorab individuell für die jeweilige Mittenfrequenzen aller Kanäle, die spezifiziert werden können, vorab bestimmt, oder dies erfolgt für jede von mehreren Gruppen, die sich aus einer Gruppierung aller Kanäle, die spezifiziert werden können, ergeben. Immer dann, wenn der spezifizierte Kanal geändert wird, setzt die Produktsumme-Arithmetikeinheit zum Implementieren des Entfernungsfilters den Arithmetikkoeffizienten desselben entsprechend dem spezifizierten Kanal nach der Änderung ein. Da das erste und das zweite digitale Filter durch Arithmetikverarbeitungen implementiert werden, können die Durchlasscharakteristik des Entfernungsfilters und die Mittenfrequenzen des Durchlassbands dadurch geändert werden, dass der Arithmetikkoeffizient auf die oben beschriebene Weise geändert wird. Daher können die Durchlasscharakteristik des Entfernungsfilters und die Mittenfrequenz ziemlich einfach geändert werden.
  • Das Entfernen der Interferenzwelle kann nur dann ausgeführt werden, wenn eine solche vorliegt. Daher erfasst der Empfänger das Vorliegen einer Interferenzwelle parallel zum Empfangen elektromagnetischer Wellen, und nur dann, wenn eine Interferenzwelle vorliegt, kann das erste oder zweite digitale Filter als Filter zur Interferenzentfernung betrieben werden. Ein Detektoreinheitsabschnitt zum Erfassen des Vorliegens einer Interferenzwelle ist beispielsweise durch eine Struktur realisiert, die die AM-Komponenten der Welle des FM-Funkempfängers erfasst. Dies aus den folgenden Gründen. Zwischen der gewünschten elektromagnetische Welle und der Interferenzwelle tritt innerhalb des Empfängers eine Frequenzdifferenz auf, und zwar wegen der Differenz der Schwingungsfrequenzen zwischen dem die gewünschte elektromagnetische Welle zum Schwingen bringenden Sender und dem die Interferenzwelle zum Schwingen bringenden Sender, sowie der Beziehungen zwischen der gewünschten elektromagnetische Welle und der Interferenzwelle sowie der Ortsoszillatorfrequenz innerhalb des Empfängers. Aufgrund dieser Frequenzdifferenz schwankt die Amplitude des FM-Funkempfängers. Im Ergebnis erfasst die Detektoreinheit eine AM-Komponente im FM-Funkempfänger, und sie bestimmt das Vorliegen einer Interferenzwelle durch das Erfassen von AM-Komponenten.
  • Bei den Empfängern gemäß der ersten bis fünften Ausführungsform ist es bevorzugt, dass die Anzahl N der Taktsignale 4 ist. Der Grund hierfür wird unten unter Bezugnahme auf die 14 und die 15 beschrieben. Die 14 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Konfiguration eines Mehrphasentaktsignalgenerators 171 zum Erzeugen von Taktsignalen mit vier Phasen. Der Mehrphasentaktsignalgenerator 171 verfügt über einen Sinus/Cosinus-Oszillator 173, einen ersten bis vierten Puffer 174 bis 177 sowie eine erste und eine zweite Nicht-Schaltung 178 und 179.
  • Der Sinus/Cosinus-Oszillator 173 erzeugt ein Sinuswellensignal Ss und ein Cosinuswellensignal Sc, wie sie in der 15(A) und 15(B) dargestellt sind. Der Signalverlauf des Sinuswellensignals Ss ist eine Sinuswelle und der Signalverlauf des Cosinuswellensignals Sc ist eine Cosinuswelle. Das Sinuswellensignal Ss und das Cosinuswellensignal Sc sind zueinander synchronisiert, und sie verfügen über dieselbe Frequenz, die die Taktfrequenz fc ist. Das analoge Sinussignal Ss wird an den ersten und dritten Puffer 174 und 176 geliefert, und das analoge Cosinussignal Sc wird an den zweiten und den vierten Puffer 175 und 177 geliefert.
  • Jeder der Puffer 174-177 wandelt das zugeführte Signal jeweils in ein digitales Signal. Der zweite und der dritte Puffer 175 und 176 versorgen die erste und die zweite Nicht-Schaltung mit dem Sinus- bzw. dem Cosinuswellensignal Ss und Sc nach der Wandlung, um sie zu invertieren. Im Ergebnis werden vom ersten und vom vierten Puffer 174 und 177 ein Sinuswellensignal Ss und ein Cosinuswellensignal Sc nach der Wandlung, deren Signalverläufe in den 15(C) und (F) dargestellt sind, als erstes und viertes Taktsignal Φ1 und Φ4 ausgegeben, und von der ersten und der zweiten Nicht-Schaltung 178 und 179 werden ein Sinuswellensignal Ss und ein Cosinuswellensignal Sc nach Invertierung, deren Signalverläufe in den 15(D) und (E) dargestellt sind, ausgegeben.
  • Auf diese Weise verwendet der Mehrphasentaktsignalgenerator 171 zum Erzeugen von Taktsignalen von vier Phasen den Sinus/Cosinus-Oszillator, was eine einfache Schaltungskonfiguration erlaubt. Im Ergebnis ist es möglich, den Schaltungsumfang des Mehrphasentaktsignalgenerators 171 in beträchtlichem Umfang zu verkleinern. Ferner ist es nicht erforderlich, im Mehrphasentaktsignalgenerator 171 eine Schaltung anzubringen, die mit einer Frequenz über der Taktfrequenz fc arbeiten müsste, so dass dann, wenn die Anzahl N der Taktsignale auf eingestellt ist, die Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung leicht in einen einzelnen integrierten Schaltkreis integriert werden kann, der den Mehrphasentaktsignalgenerator enthält. Demgemäß ist es dann, wenn die Anzahl der Taktsignale 4 ist, möglich, die Herstellkosten des Empfängers zu senken und den Energieverbrauch der Signalverarbeitungseinheit leicht zu verringern.
  • Es wurde beschrieben, dass die Empfänger gemäß der ersten bis fünften Ausführungsform bei FM-Funkkommunikationsvorgängen verwendet werden. Ein Empfänger, der mit der Signalverarbeitungseinheit zur Frequenzwandlung gemäß der Erfindung versehen ist, kann, da die oben genannte Signalverarbeitungseinheit nicht vom Modulationsverarbeitungssystem empfangener Signale abhängt, nicht nur als Empfänger angewandt werden, der frequenzmodulierte elektromagnetischen Wellen empfängt, sondern auch als Empfänger, der elektromagnetischen Wellen empfängt, die mit anderen Modulationssystemen moduliert sind. Zu anderen Modulationssystemen gehören beispielsweise Amplitudenmodulation, Phasenmodulation und mehrphasige Amplituden- und Phasenmodulation. Außerdem muss der Empfänger mit der Signalverarbeitungseinheit nicht nur ein Funkkommunikationsgerät sein, sondern es kann sich auch um ein leitungsgebundenes Kommunikationsgerät handeln. Außerdem kann die Signalverarbeitungseinheit in anderen Vorrichtungen verwendet werden, insoweit diese eine Verarbeitung zur Frequenzwandlung an Objektsignalen ausführen, und sie kann für sich verwendet werden.
  • Beispielsweise wird bei einem üblichen Empfänger in einem Handynetz eines digitalen Systems unter Verwendung eines QPSK-(quadrature Phase shift keying)-Modulationssystem mit π/4-Verschiebung, um Interferenz zwischen Vorzeichen zu vermeiden, ein FM-Funkempfänger in einem Begrenzer einer Begrenzungsverarbeitung unterzogen, nachdem es durch ein ZF-Filter mit Nyquist-Wurzelcharakteristik oder Nyquist-Charakteristik geschickt wurde, wobei anschließend eine Phasenmodulationskomponente aus dem FM-Funkempfänger nach der Begrenzungsverarbeitung entnommen wird, um ein ursprüngliches Grundbandsignal zu demodulieren. Um den Empfänger gemäß der Erfindung als oben beschriebener Empfänger im Handynetz zu verwenden, sollte mindestens eines der digitalen Filter innerhalb der Signalverarbeitungseinheit als Nyquist-Filter aufgebaut sein, und die FM-Modulationseinheit sollte durch die Phasendemodulationsschaltung zum Demodulieren eines Grundbandsignals aus der Phasendemodulationskomponente ersetzt werden.
  • Bei den Empfängern gemäß der ersten bis fünften Ausführungsform wird die Produktsumme-Arithmetikeinheit zum Ausführen einer Dezimierungsverarbeitung mit irgendeinem der Taktsignale Φ1-ΦN versorgt, die alle an die Abtasteinheit für mehrere Phasen geliefert werden. Die Produktsumme-Arithmetikeinheit kann mit einem Timing auf Grundlage der Betriebsfrequenz arbeiten, die dieselbe wie die der Taktsignale Φ1-ΦN ist. Daher kann ein beliebiges der Taktsignale Φ1-ΦN an die Abtasteinheit für mehrere Phasen geliefert werden, oder andere Taktsignale mit einer Frequenz, die dieselbe wie die der Taktsignale Φ1-ΦN ist, und deren Phase verschieden von der des einen der Taktsignale Φ1-ΦN ist. Außerdem ist es beim Empfänger gemäß der ersten bis fünften Ausführungsform tatsächlich bevorzugt, dass die als Kanalauswahl-Verarbeitungseinheit 29 dienende Produktsumme-Arithmetikeinheit zusätzlich zur Dezimierungsverarbeitung eine sogenannte Interpolationsverarbeitung ausführt.
  • Bei den Empfängern gemäß der ersten bis fünften Ausführungsform sind die Abtastsignale S1-SN analoge Signale. Die Multiplikationskoeffizienten h1-hN werden häufig als digitale Signale abgespeichert. Daher verfügt der die Multiplikation innerhalb der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 ausführende Teil vorzugsweise über eine solche Schaltungskonfiguration, dass er das Produkt aus einem analogen Signal und einem digitalen Signal berechnen kann. Demgemäß muss die Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 nicht mit einer Schaltung für eine Analog/Digital-Wandlung von Abtastsignalen und einer Schaltung zur Digital/Analog-Wandlung des Produkts versehen sein, was die Schaltungskonfiguration der Produktsumme-Arithmetikeinheit 53 vereinfacht. Auf diese Weise ist die gesamte Schaltungskonfiguration der Arithmetikverarbeitungseinheit 36 vereinfacht, so dass es einfach ist, dieselbe zu minimieren und zu integrieren, was eine Senkung der Herstellkosten erlaubt.
  • Nachfolgend werden eine erste und eine zweite Multiplikationsschaltung, die das Produkt aus dem analogen Signal und dem digitalen Signal berechnen können, schematisch beschrieben. In der folgenden Beschreibung besteht das digitale Signal als Multiplikationsobjekt aus α Bits. Hierbei ist α eine natürliche Zahl.
  • Nachfolgend wird die Konfiguration der ersten Multiplikationsschaltung beschrieben. Die Multiplikationsschaltung verfügt über α Kopplungskondensatoren und α Multiplikationseinheiten. Alle Kopplungskondensatoren, d.h. der erste bis α-te Kopplungskondensator, sind miteinander verbunden. Die Eingangsanschlüsse der Kopplungskondensatoren sind jeweils mit den Ausgangsanschlüsse der ersten bis α-ten Arithmetikeinheit verbunden. D.h., dass alle Kopplungskondensatoren parallel angeschlossen sind, um für eine kapazitive Kopplung zu sorgen, wobei jeder Kontakt der Ausgangsanschlüsse der Kondensatoren zu Ausgangsanschlüssen der kapazitiven Kopplung wird. Die internen Konfigurationen aller Verarbeitungseinheiten sind einander gleich.
  • Die Kapazität jedes der Kopplungskondensatoren entspricht jeweils der Gewichtung jedes Bits des digitalen Signals eines Multiplikationsobjekts. Die Bitsignale b1-bα von Spannungen, die α Bits ausgehend vom geringstsignifikanten Bit bis zum höchstsignifikanten Bit des digitalen Signals eines Multiplikationsobjekts entsprechen, werden jeweils an die digitalen Eingangsanschlüsse der ersten bis α-ten Multiplikationseinheit in den Vorstufen des ersten bis α-ten Kopplungskondensators geliefert. Das analoge Signal X oder ein Multiplikationsobjekt wird als solches an jeden analogen Eingangsanschluss der ersten bis α-ten Multiplikationseinheit geliefert.
  • Die k-te Multiplikationseinheit (k ist eine ganze Zahl, die 1 oder größer und nicht größer als α ist), die eine beliebige der Multiplikationseinheiten sein kann, beinhaltet einen Operationsverstärker, einen ersten und einen zweiten TFT, einen ersten und einen zweiten Kondensator, Eingangsanschlüsse für analoge und für digitale Signale sowie Ausgangsanschlüsse. Der Sourceanschluss des ersten TFT ist mit dem Drainanschluss des zweiten TFT und auch einem Anschluss des ersten Kondensators verbunden. Der andere Anschluss des ersten Kondensators ist mit einem Anschluss des zweiten Kondensators verbunden, wobei der andere Anschluss des zweiten Kondensators geerdet ist. Der Sourceanschluss des zweiten TFT ist geerdet. Die Gateanschlüsse des ersten und des zweiten TFT sind beide mit dem digitalen Eingangsanschluss der k-ten Multiplikationseinheit verbunden. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers ist mit dem Drainanschluss des ersten TFT verbunden. Der invertierte Eingangsanschluss des Operationsverstärkers ist mit einem ersten Kontakt zwischen dem anderen Anschluss des ersten Kondensators und einem Anschluss des zweiten Kondensators verbunden. Der nicht invertierte Eingangsanschluss des Operationsverstärkers ist mit dem analogen Eingangsanschluss der k-ten Multiplikationseinheit verbunden. Der Ausgangsanschluss der k-ten Multiplikationseinheit ist mit einem zweiten Kontakt zwischen dem Sourceanschluss des ersten TFT und dem Drainanschluss des zweiten TFT verbunden. Die Schalteigenschaften des ersten und des zweiten TFT sind so eingestellt, dass sie eine wechselseitige Kippschaltung bilden.
  • In der k-ten Multiplikationseinheit wird ein beliebiges der Bitsignale bk an die Gateanschlüsse des ersten und des zweiten TFT geliefert. Das analoge Signal X wird an den nicht invertierten Eingangsanschluss des Operationsverstärkers geliefert. Der Operationsverstärker innerhalb der k-ten Multiplikationseinheit führt eine Verstärkung des eingegebenen analogen Signals X aus, und er gibt es aus. Außerdem stellt der Operationsverstärker das Verstärkungsverhältnis des analogen Signals so ein, dass seine Ausgangsspannung Vamp die Differenz zwischen der Spannung des analogen Signals X und einer Spannung VP1 am ersten Kontakt zu 0 macht. Im Ergebnis ist die Spannung Vko am Ausgangsanschluss der k-ten Multiplikationseinheit durch den folgenden Ausdruck 9 angegeben. "Ck1" und "Ck2" sind die Kapazitäten des ersten und des zweiten Kondensators innerhalb der k-ten Multiplikationseinheit. Vko = X × {(Ck1 + Ck2) ÷ Ck1} (k = 1, 2, ..., a) (9)
  • Die kapazitive Kopplung weist den Spannungen V1o bis Vαo von der ersten bis zur n-ten Multiplikationseinheit Gewichtungen entsprechend der Gewichtung eines Bits zu, das dem an jede Multiplikationseinheit gelieferten Bitsignal entspricht, und sie integriert sie. Die Kapazität CCk des k-ten Kopplungskondensators in der Folgestufe zur k-ten Multiplikationseinheit ist so bestimmt, dass die Beziehung des Ausdrucks 10 erfüllt ist. Im Ergebnis ist eine Ausgangsspannung Vout, wie sie am Ausgangsanschluss der kapazitiven Kopplung erzeugt wird, dergestalt, wie es im Ausdruck 11 angegeben ist. Auf diese Weise wird am angeschlossenen Anschluss der kapazitiven Kopplung die Spannung Vout erzeugt, die das Produkt aus dem Zahlenwert der Spannung des analogen Signals und dem Zahlenwert des digitalen Signals repräsentiert. Ferner kann die Kapazität CCk des k-ten Kopplungskondensators in der Folgestufe zur k-ten Multiplikationseinheit so definiert werden, dass die Beziehung des Ausdrucks 12 erfüllt ist, und in diesem Fall wird das abschließende Ergebnis dadurch erhalten, dass die Spannung Vout am Ausgangsanschluss der kapazitiven Kopplung ferner mit der Summe der Kapazitäten aller Kopplungskondensatoren multipliziert wird. Eine derartige Multiplikationsschaltung ist bereits in der Veröffentlichung JP-A 6-162230 (1994) zu einem ungeprüften japanischen Patent durch die vorliegende Anmelderin vorgeschlagen. Das Vorstehende ist eine Beschreibung der ersten Multiplikationsschaltung. {(Ck1 + Ck2) ÷ Ck1) × CCk = 2k–1(10) Vout = (CC1 × V1o + CC2 × V2o + ... + CCα + Vαo) ÷ (CC1 + CC2 + ... + CCα) (11) {(Ck1 + Ck2) ÷ Ck1} × CCk ÷ (CC1 + CC2 + ... + CCα) = 2k–1 (12)
  • Nachfolgend wird die Konfiguration der zweiten Multiplikationsschaltung beschrieben. Diese Multiplikationsschaltung beinhaltet α Bit Kondensatoren, nur einen Vorzeichenkondensator, α + 1 Schalter, eine erste Inverterschaltung, einen ersten Rückkopplungsfußkondensator und einen ersten Eingriffskondensator. Die Ausgangsanschlüsse aller Bitkondensatoren, d.h. des ersten bis α-Bitkondensators und des Vorzeichenkondensators sind miteinander verbunden. Die Eingangsanschlüsse aller Bitkondensatoren und des Vorzeichenkondensators sind jeweils mit den Ausgangsanschlüssen des ersten bis (α + 1)-ten Schalters verbunden. Die Eingangsanschlüsse des ersten bis α-ten Schalters sind miteinander sowie dem Kontakt dieser Eingangsanschlüsse verbunden, und der Eingangsanschluss des (α + 1)-ten Schalters ist über den ersten Eingriffskondensator und die erste Inverterschaltung in dieser Reihenfolge angeschlossen. D.h., dass alle Bitkondensatoren und der Vorzeichenkondensator parallel verbunden sind, um eine kapazitive Kopplung zu bilden, deren Ausgangsanschluss mit den jeweiligen Ausgangsanschlüssen der Kondensatoren verbunden ist.
  • Die Kapazität jedes Bitkondensators entspricht der Gewichtung jedes Bits des jeweiligen, das Multiplikationsziel bildenden digitalen Signals, und die Kapazität des Vorzeichenkondensators entspricht dem Doppelten der Gewichtung des höchstsignifikanten Bits des digitalen Signals. Genauer gesagt, sind die Kapazitäten des ersten bis α-ten Bitkondensators und des Vorzeichenkondensators jeweils das 20-fache der vorbestimmten Referenzkapazität bis zum 2α-fachen der vorbestimmten Referenzkapazität. In der ersten Inverterschaltung ist ein Rückführweg mit einem ersten Rückführwegkondensator verbunden. Die Kapazitäten des ersten Rückführwegkondensators und des ersten Zwischenkondensators sind gleich. Die obigen Schalter sind beispielsweise durch CMOSs (Complementary Metal-Oxide-Semiconductor) implementiert.
  • Die Bitsignale b1 bis bα der Spannungen, die α Bits vom geringstsignifikanten Bit bis zum höchstsignifikanten Bit des das Multiplikationsobjekt bildenden digitalen Signals entsprechen, und ein Vorzeichensignal s der jedem Bit entsprechenden Spannung, das das Vorzeichen des Zahlenwerts des digitalen Signals repräsentiert, werden jeweils an jeden der Schalter als Steuerungssignale zum Steuern des Öffnens/Schließens des ersten bis (α + 1)-ten Schalters in der Vorstufe des ersten bis α-ten Bitkondensators und des Vorzeichenkondensa tors geliefert. Das das Multiplikationsobjekt bildende analoge Signal X wird als solches jeweils an den ersten bis n-ten Schalter geliefert. Außerdem wird das analoge Signal X über den ersten Zwischenkondensator an die erste Inverterschaltung geliefert, um invertiert zu werden, und das analoge Signal nach der Invertierung wird an den (α + 1)-ten Schalter geliefert. Der erste bis (α + 1)-te Schalter leiten und unterbrechen das analoge Signal in jeweiliger Reaktion auf jedes der Bitsignale b1 bis bα und den Pegel der Vorzeichensignale. Im Ergebnis ist die Spannung V1 am Ausgangsanschluss der kapazitiven Kopplung dergestalt, wie es im Folgenden Ausdruck 13 angegeben ist. Hierbei ist "bi" das geringstsignifikante bis zum höchstsignifikanten Bits des digitalen Signals selbst, und "s" hat den Wert "–1", wenn das Vorzeichen des digitalen Signals "–" ist, und es ist "1", wenn das Vorzeichen "+" ist. Im Ergebnis wird am Verbindungsanschluss der kapazitiven Kopplung eine Spannung erzeugt, die das Produkt aus einem Zahlenwert der Spannung des analogen Signals und einem Zahlenwert des digitalen Signals repräsentativ ist.
  • Figure 00610001
  • Außerdem ist mit dem Ausgangsanschluss der kapazitiven Kopplung eine zweite Inverterschaltung mit einem Rückkopplungsweg mit einem zweiten Rückkopplungswegkondensator verbunden, und mit dem Ausgangsanschluss der zweiten Inverterschaltung kann, über einen zweiten Zwischenkondensator, eine dritte Inverterschaltung mit einem Rückkopplungsweg mit einem dritten Rückkopplungswegkondensator angeschlossen sein. Die Kapazität des zweiten Rückkopplungswegkondensators entspricht der Gesamtsumme der Kapazitäten aller Kondensatoren der kapazitiven Kopplung. Die Kapazität des zweiten Zwischenkondensators entspricht der des dritten Rückführwegkondensators. Die Spannung am Ausgangsanschluss der zweiten Inverterschaltung entspricht der Spannung, deren Absolutwert der Spannung V1 gleich ist, wie sie am Ausgangsanschluss der kapazitiven Kopplung erzeugt wird, und deren Vorzeichen zu dem von V1 entgegengesetzt ist. Die Spannung am Ausgangsanschluss der dritten Inverterschaltung entspricht der am Ausgangsanschluss der kapazitiven Kopplung erzeugten Spannung V1. Auf diese Weise kann die Multiplikationsschaltung das Produkt beider Signale unter Verwendung eines digitalen Signals und eines analogen Signals als solchen bestimmen, und sie kann eine Verarbeitung zum Invertieren oder Nichtinvertieren der das Produkt darstellenden Spannung V1 entsprechend dem Vorzeichenbit des digitalen Signals ausführen. Eine derartige Multiplikations schaltung ist von der vorliegenden Anmelderin in der Veröffentlichung JP-A 6-168349 (1994) zu einem ungeprüften japanischen Patent offenbart. Vorstehend ist die zweite Multiplikationsschaltung beschrieben.
  • Die vorliegenden Ausführungsformen sind in jeder Hinsicht als veranschaulichend und nicht als beschränkend anzusehen, und alle Änderungen, die in den Schutzumfang der Ansprüche fallen, sollen daher von diesen umfasst sein.

Claims (14)

  1. Signalverarbeitungsvorrichtung mit: einer Taktsignal-Erzeugungseinrichtung (37) zum Erzeugen einer Anzahl N von Taktsignalen (Φ1-ΦN), deren Frequenzen fc einander gleich sind und deren Phasen voneinander verschieden sind; mehreren Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)), denen ein analoges Eingangssignal mit Signalkomponenten (71) als Verarbeitungsobjekten innerhalb eines vorbestimmten Eingangsfrequenzbands (WF1) parallel zugeführt wird, wobei sie das Eingangssignal entsprechend einem beliebigen der mehreren Taktsignale (54(1)-54(N)) abtasten und das abgetastete Eingangssignal sequenziell als Abtastsignal ausgeben; einer Produktsumme-Operationseinrichtung (53) zum periodischen Auffinden, mit einem Timing auf Grundlage einer Betriebsfrequenz, die der Frequenz fc der Taktsignale (Φ1-ΦN) entspricht, der Gesamtsumme von Produkten jedes der von allen Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)) jeweils ausgegebenen Abtastsignale und jedes von mehreren vorbestimmten Multiplikationskoeffizienten, um dadurch das Eingangssignal in ein Produktsummensignal zu wandeln, das aus der Gesamtsumme der Produkte, mit einer Aufreihung in der Reihenfolge des Auffindens, besteht und zusätzlich zu den Signalkomponenten (71) innerhalb des Eingangsfrequenzbands (WF1) mehrere Reflexionskomponenten (72) der Signalkomponenten (71) enthält; und einer Ausgangsfiltereinrichtung zum Durchlassen lediglich einer Reflexionskomponente (72) innerhalb eines Ausgangsfrequenzbands (WF2), das vom Eingangsfrequenzband (WF1) verschieden ist, im Produktsummensignal.
  2. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: einer Multiplikationskoeffizient-Änderungseinrichtung zum Ändern jedes der mehreren Multiplikationskoeffizienten.
  3. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: mehreren Wiederabtasteinrichtungen (137(1)-137(N)), die zwischen die mehreren Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)) und die Produktsumme-Operationseinrichtung (53) jeweils eingefügt sind, um das von jeder der Abtasteinrichtungen (54(n)) ausgegebene Abtastsignal auf Grundlage eines Taktsignals abzutasten, dessen Phase gegenüber dem an jede der Abtasteinrichtungen (54(n)) gelieferten Taktsignal verzögert ist, um es an die Produktsumme-Operationseinrichtung (53) auszugeben; wobei die an jede der Wiederabtasteinrichtungen (137(n)) gelieferten Taktsignale einander gleich sind.
  4. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Frequenz fc der Taktsignale (Φ1-ΦN) dem Doppelten der oberen Grenzfrequenz (fmax) des Eingangsfrequenzbands (WF1) entspricht oder kleiner ist; und wobei das Ausgangsfrequenzband (WF2) niedriger als das Eingangsfrequenzband (WF1) liegt.
  5. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: einer Pufferverstärkungseinrichtung in der Vorstufe aller Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)).
  6. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: einer Stoppanzeigeeinrichtung (34) zum Anzeigen eines Abtaststopps für das Eingangssignal; wobei die Taktsignal-Erzeugungseinrichtung (37) die Erzeugung der Taktsignale (Φ1-ΦN) stoppt, während die Stoppanzeigeeinrichtung den Abtaststopp anzeigt.
  7. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die mehreren Taktsignale (Φ1-ΦN) Taktsignal mit vier Phasen sind.
  8. Signalverarbeitungsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: mehreren Speicherelementen (56(n,1)-56(n,M)), die in Reihe mit jeder Abtasteinrichtung (54(1)-54(N)) geschaltet sind; wobei jede der Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)) das Abtastsignal an die Produktsumme-Operationseinrichtung (53) liefert und gleichzeitig das Abtastsignal im ersten Speicherelement (56(n,1)) der mehreren in Reihe mit den Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)) verbundenen Speicherelementen (56(n,1)-56(n,M)) speichert; und wobei jedes der Speicherelemente (56(n,m)) das gespeicherte Abtastsignal an das nächste Speicherelement (56(n,m + 1) in der Reihe von Speicherelementen (56(n,1)-56(n,M)), um es dort einzuspeichern, mit einem Timing überträgt, das auf demjenigen Taktsignal (Φn) beruht, das an die Abtastsignale (54(1)-54(N)) geliefert wird, mit der das Speicherelement (56(n,m) verbunden ist, und sie das Abtastsignal an die Produktsumme-Operationseinrichtung (53) liefert.
  9. Kommunikationsvorrichtung mit: einer Empfangseinrichtung (24) zum Empfangen des Eingangssignals; der Signalverarbeitungsvorrichtung (27, 121, 131, 201, 151) nach einem der Ansprüche 1 bis 8; und einer Demodulationseinrichtung (30, 31, 32) eines von der Ausgangsfiltereinrichtung in der Signalverarbeitungsvorrichtung ausgegebenen Ausgangssignals.
  10. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 9, ferner mit: einer Zwischenfiltereinrichtung (159(1)-159(N)), die in der Vorstufe der mehreren Abtasteinrichtungen (54(1)-54(N)) vorhanden ist; und mehreren Zwischenabtasteinrichtungen (153), die zwischen die Empfangeinrichtung und die Zwischenfiltereinrichtung eingefügt sind; wobei jede der Zwischenabtasteinrichtungen (153) das Eingangssignal entsprechend einem von allen Taktsignalen jeweils abtastet und sequenziell einen Teil des Eingangssignals als Zwischenabtastsignal ausgibt; wobei jede der Zwischenfiltereinrichtungen (159(n)) nur Signalkomponenten innerhalb eines vorbestimmten Durchlassfrequenzbands in einem Zwischensignal durchlässt, das dadurch aufgebaut wurde, dass die von allen Zwischenabtasteinrichtungen ausgegebenen Zwischenabtastsignale jeweils in der Abtastreihenfolge angeordnet wurden; und wobei jede der Abtasteinrichtungen (54(n)) die Signalkomponenten innerhalb des Durchlassfrequenzbands im Zwischensignal abtastet.
  11. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 10, ferner mit: einer Detektoreinrichtung zum Erfassen von Amplitudenmodulationskomponenten im Eingangssignal; und einer Filtersteuerungseinrichtung (34), die unterscheidet, ob die Signalkomponenten als Verarbeitungsobjekte störende Störkomponenten im Eingangssignal enthalten sind, was auf Grundlage der erfassten Amplitudenmodulationskomponenten erfolgt, und die nur dann, wenn Störkomponenten enthalten sind, die Frequenzcharakteristik der Produktsumme-Operationseinrichtung (53) und/oder der Zwischenfiltereinrichtung (159(1)-159(N)) und/oder der Ausgangsfiltereinrichtung auf eine Frequenzcharakteristik zum Entfernen der Störkomponenten ändert.
  12. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 9, bei der die Frequenz des Ausgangssignals einer effektiven Abtastfrequenz (fa) entspricht, die das Produkt aus der Frequenz der Taktsignale (Φn) und der Anzahl (N) der Abtasteinrichtungen entspricht, oder die derjenigen Frequenz entspricht, die ein ganzzahliges Vielfaches der effektiven Abtastfrequenz (fa) ist.
  13. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 12, bei der die Ordnung (L) der Produktsumme-Operationseinrichtung (53), die um eins kleiner als die Anzahl der für eine einmalige zugehörige arithmetische Verarbeitung verwendeten Abtastsignale ist, kleiner als eine Dezimierungszahl ist, die das Verhältnis der Frequenz des Produktsummesignals zur Frequenz eines mehrphasigen Abtastsignals ist, das durch Anordnen der Abtastsignale in der zeitlichen Reihenfolge der Abtastung aufgebaut wurde.
  14. Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 12, bei der die Produktsumme-Operationseinrichtung (53) eine arithmetische Verarbeitung zum Implementieren eines Finite-Impuls-Antwort(FIR)-Filters ausführt und mindestens einer der mehreren Multiplikationskoeffizienten bei der arithmetischen Verarbeitung Null ist.
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