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Gegenstand
der vorliegenden Erfindung ist eine Sende- und Empfangskette sowie
ein Sendeverfahren, das insbesondere auf dem Gebiet der Mobiltelefonie
eingesetzt werden kann. Das bevorzugte Gebiet der Erfindung ist
dasjenige der Mobiltelefonie, weil es in der TDMA- ebenso wie in
der FDMA-Mobiltelefonie notwendig ist, regelmäßige Sendefrequenzsprünge herbeizuführen. Aus
der Sicht des Systems der Mobiltelefonie dienen diese Sprünge dazu,
den Kanal zu wechseln und somit das Rauschen zu verteilen, das in
den einzelnen Frequenzbändern
zwischen mehreren Verbindungen vorhanden ist, die zwischen Mobiltelefonen
und Basisstationen ausgetauscht werden. Die Erfindung zielt somit
darauf ab, Frequenzagilität
zu ermöglichen.
In diesem Zusammenhang könnte
sie auch im Bereich der Radartechnik, zum Beispiel für Gegenmaßnahmen,
zum Einsatz kommen.
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Sendeketten
umfassen im allgemeinen eine Gruppe von Phasenregelkreisen ("PLL-Schaltkreise" für "Phase-Locked-Loop"). Jeder Phasenregelkreis ist
mit einem spannungsgesteuerten Osziliator ausgestattet. Das Prinzip
dieser Sendeketten besteht darin, die von den Phasenregelkreisen
erzeugten Wellen so zu mischen, dass eine Sendewelle erzeugt wird.
Im allgemeinen wird ein erster Regelkreis zusammengestellt, dessen
Oszillator mit einer Zwischenfrequenz schwingt, zum Beispiel um
100 oder 200 MHz, und ein zweiter Regelkreis, dessen Oszillator
mit einer Umsetzungsfrequenz schwingt. Zum Beispiel kann auf dem
Gebiet von GSM die Umsetzungsfrequenz in der Größenordnung von 800 MHz liegen
und führt
daraus zu einem Sendevorgang um 900 MHz. Im Rahmen des DCS-Protokolls
liegt sie in der Größenordnung
von 1700 MHz und führt
zu einem Sendevorgang um 1800 MHz. Die Kombination dieser beiden
Wellen mit Zwischenfrequenz und Umsetzungsfrequenz erfolgt im allgemeinen
direkt. Sie kann auch im Rahmen eines dritten Regelkreises ausgeführt werden.
Das Signal des Zwischenfrequenz-Regelkreises dient dann als Sollwert
für einen Phasenkomparator
des dritten Regelkreises, der ein Signal empfängt, das sich aus der Subtraktion
des Signals mit Umsetzungsfrequenz von einem Signal mit einer Sendefrequenz
ergibt.
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Ein
Phasenregelkreis umfasst im wesentlichen einen spannungsgesteuerten
Oszillator mit durchstimmbarer Frequenz, der am Ausgang mit dem
Eingang eines Phasenkomparators verbunden ist, der außerdem ein
als Führungsgröße dienendes Signal
mit einer einzuhaltenden Frequenz empfängt. Der Phasenkomparator liefert
ein Steuersignal, das vorzugsweise in einem Tiefpassfilter gefiltert
wird. Das vom Tiefpassfilter gelieferte Steuersignal dient zur Steuerung
des spannungsgesteuerten Oszillators. Diese Anordnung führt dazu,
dass man am Ausgang des Oszillators über ein Signal verfügt, dessen Frequenz
ein mit einem Teilungsfaktor des Frequenzteilers multipliziertes
Vielfaches der Frequenz des Signals ist, das als Führungsgröße in den
Phasenkomparator eingespeist wird.
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Die
Frequenzsprünge,
die Vielfachen einer genormten Kanalbandbreite entsprechen, sind
Vielfache von genormten Werten. Beispielsweise wählt man im Rahmen des GSM-Netzes
Kanalbandbreiten von 200 kHz. Die verschiedenen Kanäle sind
somit voneinander durch einen Frequenzabstand gleich 200 kHz entfernt.
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Nach
dem Stand der Technik, insbesondere in dem Werk "Phaselock Techniques" von Floyd M. Gardner, verlegt bei John
Wiley & Sons
1979, S. 211, sowie in "Phase
no[i]se in signal sources" von
W.P. Robins, verlegt bei Peter Peregrinus Ltd 1982, S. 116, ist
bekannt, dass zur Durchführung
von Frequenzsprüngen
der Teilungsfaktor des in den Frequenzumsetzungsregelkreis eingebauten
Teilers so verändert
wird, dass durch Addition bzw. Subtraktion die erwarteten Sprünge ausgelöst werden.
Beispielweise liegt im Rahmen des GSM-Netzes mit einem Abstand von 200 kHz
und Umsetzungsfrequenzen gleich 1700 MHz der Teilungsfaktor in der
Größenordnung
von 8500. Dieser Faktor fällt
um einen oder mehrere Einerschritte unterschiedlich aus, je nachdem,
ob der auszuführende
Frequenzsprung einmal oder mehrmals dem Schritt von 200 kHz entspricht.
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Eine
derartige Lösung
ist nicht vollständig zufriedenstellend,
weil der Regelkreis mit der Umsetzungsfrequenz mit Frequenzteiler
leider trotz aller im Hinblick auf seine Ausführung getroffenen Vorsichtsmaßnahmen
zur Erzeugung von störenden
Rauschphänomenen
im gesendeten Band führt,
denn der Oszillator und alle in einem solchen Regelkreis vorhandenen
Bauteile erzeugen ein Rauschen. Faktisch ist das Rauschen am Ausgang
einer solchen Sendekette in diesem Fall im wesentlichen proportional
zum Teilungsfaktor des Teilers des Frequenzumsetzungsregelkreises.
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In
der Erfindung ist vorgesehen, für
dieses Problem Abhilfe zu schaffen, indem der für den Sendevorgang gesuchte
Frequenzschritt, der einen geringen Wert aufweisen muss (200 kHz
im bevorzugten Beispiel), dadurch ausgeführt wird, dass eine Subtraktion
zwischen zwei Schritten durchgeführt wird,
die ihrerseits nicht gering sind. In einem Beispiel entspricht ein
erster Änderungsschritt
5,2 MHz bei einer Vergleichsfrequenz von 2,6 MHz. Ein anderer Schritt
entspricht 5 MHz bei einer Vergleichsfrequenz von 1 MHz. Nun kann
man durch Subtraktion zwischen diesen beiden Änderungsschritten einen geringen
Schritt erhalten, ohne dass man dafür jemals kleine Frequenzänderungen
auslösen
müsste.
In der Erfindung erhält
man die Subtraktion, indem man die Frequenz des Regelkreises mit
Umsetzungsfrequenz (um den Schritt von 5,2 MHz) ansteigen lässt, während man
die Frequenz des Regelkreises mit Zwischenfrequenz (um den Schritt
von 5 MHz) abnehmen lässt.
Zum Zeitpunkt der Addition erhält
man einen Schritt von geringem Wert (0,2 MHz).
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Unter
diesen Bedingungen kann man zeigen, dass der Teilungsfaktor des
Teilers für
den Regelkreis mit Umsetzungsfrequenz von 8500 auf etwa 600 übergehen
kann.
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Im übrigen müssen, wenn
man einen Frequenzsprung durchführt,
die Phasenregelkreise den neuen Frequenzwert so schnell wie möglich erreichen.
Die Anpassungsgeschwindigkeit des Regelkreises ist proportional
zur Breite des durchgelassenen Frequenzbandes des mit dem Komparatorausgang
verbundenen Tiefpassfilters. Aufgrund dessen, dass die Vergleichsfrequenz
bei der Erfindung viel höher
ist, ist es möglich,
eine viel höhere
Grenzfrequenz zu haben. Mit einer viel höheren Grenzfrequenz des Filters
ist folglich die Anpassungszeit geringer. Bei der Erfindung ist
diese Geschwindigkeit folglich deutlich höher und die Anpassung schneller aufgrund
der Tatsache, dass in den Regelkreisen selbst eine viel höhere Vergleichsfrequenz
für die Frequenzsprünge gewählt wird.
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Schließlich ist
es aufgrund der Tatsache, dass bei der Erfindung das Rauschen der
Schaltkreise geringer ist, möglich,
sie auf ein und derselben integrierten Schaltung zu integrieren,
was die hierfür anfallenden
Kosten erheblich verringert und die Zuverlässigkeit dieser Vorrichtungen
sehr stark erhöht.
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Um
dieses erste Problem zu lösen,
hat die Erfindung daher eine Sendekette zum Gegenstand, insbesondere
für ein
Mobiltelefon, die einen ersten, einen zweiten und einen dritten
Phasenregelkreis (PLL-Schaltkreis) umfasst, die untereinander verbunden
sind, um jeweils ein Signal mit einer Zwischenfrequenz, ein Signal
mit einer Umsetzungsfrequenz bzw. ein Signal mit einer Sendefrequenz
zu erzeugen, wobei der Wert der Sendefrequenz gleich der Summe der
Werte von Zwischenfrequenz und Umsetzungsfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet,
dass die Werte von Zwischenfrequenz und Umsetzungsfrequenz durch
Teilungsschaltungen programmierbar sind, und dadurch, dass die Veränderungen
der Faktoren dieser Teilungsschaltungen untereinander durch eine Änderung
der zu erhaltenden Sendefrequenz verknüpft sind.
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Sie
hat auch ein Sendeverfahren zum Gegenstand, insbesondere für ein Mobiltelefon,
das die folgenden Schritte umfasst:
- – ein erster,
ein zweiter und ein dritter Phasenregelkreis (PLL-Schaltkreis) werden
in Betrieb gesetzt, um jeweils ein Signal mit einer Zwischenfrequenz,
ein Signal mit einer Umsetzungsfrequenz und ein Signal mit einer
Sendefrequenz zu erzeugen;
- – die
drei Regelkreise werden untereinander verbunden, damit der Wert
der Sendefrequenz gleich der Summe der Werte der Zwischenfrequenz
und der Umsetzungsfrequenz ist;
dadurch gekennzeichnet,
dass man den Wert der Zwischenfrequenz abnehmen lässt, während man gleichzeitig
den Wert der Umsetzungsfrequenz ansteigen lässt, oder umgekehrt, und zwar
in der Weise, dass eine Änderung
der Sendefrequenz durch diese Anstiegs- und Abnahmedifferenzen hervorgerufen
wird.
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Ein
anderes Problem tritt bei Sendern bzw. Empfängern von Mobiltelefonen auf,
wenn der Informationsdurchsatz erhöht wird, insbesondere im Rahmen
der Norm HSCSD-JPRS. Im allgemeinen werden nämlich bei diesen Mobiltelefonen
Einsparungen vorgenommen, indem ein Teil der zum Senden nutzbaren
Schaltkreise für
den Empfang verwendet wird. Aufgrund dessen, dass die Sende- und
Empfangsfrequenzbänder
verschieden sind, muss am Ende eines Sende- (oder Empfangs-) Zeitfensters
ein Frequenzsprung durchgeführt
werden, um den Empfänger (oder
Sender) um eine andere Trägerfrequenz
herum zu synchronisieren als die Sende- (bzw. Empfangs-) Trägerfrequenz.
Außerdem
ist vorgesehen, dass im Fall von Übertragungen mit großem Datendurchsatz (56
kBit/s) ein Sender während
zwei oder sogar mehreren aufeinanderfolgenden Zeitfenstern innerhalb desselben
GSM-Datenblocks ("Frame") senden kann. In
diesem Fall wird die verbleibende Zeit um den Frequenzsprung zwischen
der Sendeträgerwelle und
der Empfangsträgerwelle
oder umgekehrt verkürzt.
Er kann zum Beispiel so kurz wie ein einziges GSM-Fenster werden
(und nicht mehr gleich mindestens einer Datenblock-Zeit). In diesem
Fall ist die Anpassungszeit, selbst wenn sie, wie oben beschrieben,
verbessert ist, zu lang.
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Um
dieses zweite Problem zu lösen,
ist in der Erfindung vorgesehen, die Sende- und Empfangskette mit
einem für
den Empfang reservierten Phasen regelkreis (PLL-Schaltkreis) sowie
mit zwei spannungsgesteuerten Oszillatoren auszustatten. Einer dieser
Oszillatoren dient zum Senden, der andere zum Empfangen. Es ist
dann möglich,
eine Vorwegnahme des Synchronisierens eines Phasenregelkreises durchzuführen, um
die Anpassung in Gang zu setzen. Auf diese Weise löst man das
Problem der Frequenzstabilisierung der Trägersignale zum gewünschten
Zeitpunkt.
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Die
Erfindung hat daher auch eine Sende- und Empfangskette zum Gegenstand,
insbesondere für
ein Mobiltelefon, die einen ersten, einen zweiten und einen dritten
Phasenregelkreis (PLL-Schaltkreis) umfasst, die untereinander verbunden
sind, um jeweils ein Signal mit einer Zwischenfrequenz, ein Signal
mit einer Umsetzungsfrequenz bzw. ein Signal mit einer Sendefrequenz
zu erzeugen, wobei der Wert der Sendefrequenz gleich der Summe der
Werte von Zwischenfrequenz und Umsetzungsfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet,
dass der Umsetzungsregelkreis zu einem ersten und einem zweiten
Umsetzungsregelkreis verdoppelt ist, um seine Funktion jeweils in
einem Sendekreis bzw. in einem Empfangskreis zu erfüllen, wobei
jeder dieser beiden Regelkreise in Reihe geschaltet einen spannungsgesteuerten
durchstimmbaren Oszillator, einen Frequenzteiler, einen Phasenkomparator
und ein Tiefpassfilter umfasst.
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Die
Erfindung wird beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung und der
Betrachtung der ihr beigefügten
Abbildungen leichter verständlich
werden. Diese werden lediglich zur Information und ohne jede einschränkende Wirkung
in bezug auf die Erfindung vorgelegt. Die Abbildungen zeigen:
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1:
Ein Funktionsschaltbild einer Sendekette gemäß der Erfindung, die außerdem einen mit
ihr verbundenen Modulator umfasst und auf einer integrierten Schaltung
ausgeführt
ist;
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2:
Eine Tabelle, aus der die Entwicklungen der Teilungsfaktoren in
den Regelkreisen mit Zwischenfrequenz und mit Umsetzungsfrequenz,
die erhaltenen entsprechenden Frequenzabstände und die sich daraus ergebende
Sendefrequenz ersichtlich werden;
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3:
Eine Kette gemäß der Erfindung,
die mit jener von 1 vergleichbar ist und in welcher der
Empfangskreis verändert
wurde.
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1 zeigt
eine der Erfindung entsprechende Sendekette. Diese Sendekette ist
insbesondere für
eine Nutzung auf dem Gebiet der Mobiltelefonie bestimmt. Diese Kette
umfasst drei Phasenregelkreise (PLL-Schaltkreise), die mit 1 bis 3 bezeichnet
werden. Der erste Regelkreis 1 ist ein sogenannter Zwischenfrequenzkreis,
und er erzeugt an seinem Ausgang 4 ein Signal mit einer
Zwischenfrequenz. Der zweite Regelkreis 2 ist ein Regelkreis
mit einer Umsetzungsfrequenz und erzeugt an seinem Ausgang 5 ein
Signal mit einer Umsetzungsfrequenz. Der dritte Regelkreis ist der
Sendekreis, und er erzeugt an seinem Ausgang 6 ein Signal
mit einer Sendefrequenz. In einem Beispiel hat das am Ausgang 4 verfügbare Signal
eine Frequenz in der Größenordnung von
100 MHz, das am Ausgang 5 verfügbare hat eine Frequenz in
der Größenordnung
von 1700 MHz. Der Wert der Sendefrequenz wird somit durch Addition des
Wertes der Zwischenfrequenz und des Wertes der Umsetzungsfrequenz
gebildet. Im Rahmen von DCS liegt die Sendefrequenz somit in der
Größenordnung
von 1800 MHz (mit Schwankungen je nach den Frequenzzuweisungen,
die einem Telekommunikations-Netzbetreiber zugesprochen werden).
Im Rahmen von GSM müssen
diese Werte so geändert werden,
dass die Sendefrequenz dem Wert von 900 MHz entspricht.
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Es
wäre jedoch
möglich,
die Sendefrequenz durch eine Subtraktion des Wertes der Zwischenfrequenz
vom Wert der Umsetzungsfrequenz zu ermitteln. Man behält jedoch
trotzdem auch in diesem Fall die Terminologie der Bildung durch
Addition bei, da die Umsetzungsfrequenz in diesem Fall das Ergebnis der
Addition der Sendefrequenz und der Zwischenfrequenz wäre.
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Die
Sendekette der Erfindung umfasst außerdem einen Modulatorkreis 7,
der in die Verbindungen zwischen diesen Regelkreisen zwischengeschaltet
ist. In dem dargestellten Beispiel ist der Modulatorkreis in die
Verbindung zwischen dem Regelkreis 1 und dem Regelkreis 3 geschaltet.
Er könnte gleichwohl
auch zwischen beliebigen dieser Regelkreise geschaltet sein. Das
Ziel besteht darin, das verfügbare
Signal mit Sendefrequenz durch ein zu sendendes Modulationssignal
zu modulieren. Das zu sendende Modulationssignal stellt die Information dar.
Es ist hier ein analoges Signal mit zwei Komponenten 1 und
Q (sowie ihren Komplementärwerten
NI und NQ).
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In
dem Modulatorkreis 7 wird das am Ausgang 4 verfügbare Zwischenfrequenzsignal
in einen 90°-Phasenschieber 8 eingespeist,
dessen um 90° untereinander
phasenverschobene Ausgänge
die Mischer 9 bzw. 10 treiben. In bekannter Weise
enthält der
90°-Phasenschieber
einen doppelten Frequenzteiler, der eine Teilung durch zwei durchführt und
jeweils durch eine steigende Flanke bzw. eine fallende Flanke des
Zwischenfrequenzsignals ausgelöst
wird. In der Praxis ist die Frequenz des berücksichtigten Zwischenfrequenzsignals
aus diesem Grund das Doppelte der hier dargestellten Frequenz. Diese Klarstellung
schmälert
jedoch in keiner Weise die Allgemeingültigkeit der Erfindung, da
für die
Ausführung der
Kette gemäß der Erfindung
lediglich alle auf den ersten Regelkreis bezogenen Werte verdoppelt
werden müssen.
Die um 90° phasenverschobenen
Komponenten des Zwischenfrequenzsignals werden mit den Signalen 1 bzw.
Q gemischt. Die Ausgänge
der Mischer 9 und 10 werden in einer Addiervorrichtung 11 kombiniert,
welche ein moduliertes Signal liefert.
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Jeder
andere Typ eines Modulatorkreises könnte selbstverständlich auch
in Betracht kommen. Insbesondere kann der Ort dieses Modulatorkreises unterschiedlich
sein. In bestimmten Fällen
ist der Modulatorkreis im Senderegelkreis angeordnet.
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Die
Frequenzabstimmung der Regelkreise 1 und 2 wird
durch die Erzeugung eines Bezugssignals erreicht, das von einem
Bezugskreis 12 erzeugt wird. In einem bevorzugten Beispiel,
das zur Vereinfachung der Erklärung
bis zum Ende dieser Darstellung verwendet wird, hat das von dem
Bezugskreis 12 erzeugte Signal eine Frequenz Fref von 13
MHz. Dieses Signal könnte
jedoch auch einen beliebigen anderen Wert haben. In einem Beispiel
enthält
der Bezugskreis 12 einen Quarz. Das Signal des Bezugskreises 12 wird
insbesondere über
Teiler 13 und 14 mit einem Wert von Mi bzw. Ms
in die Eingänge
für die
Führungsgrößen der
Phasenkomparatoren 15 und 16 der Regelkreise 1 bzw. 2 eingespeist.
Die Phasenkomparatoren 15 und 16 empfangen außerdem Ausgangssignale,
die von zwei spannungsgesteuerten Oszillatoren 17 und 18 dieser
Regelkreise geliefert werden und die von den Teilern 19 und 20 mit
dem Wert Ni und Ns in den Regelkreisen 1 bzw. 2 geteilt
wurden.
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Unter
der Annahme, dass der Faktor Mi gleich 13 ist, hat das
am Ausgang des Teilers 13 verfügbare Signal in diesem Fall
eine Frequenz von 1 MHz. Das vom Phasenkomparator 15 gelieferte
Signal steuert somit den Oszillator 17 in der Weise, dass das
Ergebnis der Division des von diesem Oszillator 17 erzeugten
Signals durch Ni seinerseits ein Signal mit 1 MHz ist. Infolgedessen
hat das am Ausgang 4 verfügbare Signal eine Frequenz
von Ni × 1
MHz. Mit anderen Worten besteht die Funktionsweise eines Regelkreises
darin, am Ausgang ein Signal zu erzeugen, dessen Frequenz das Produkt
der Frequenz des als Führungsgröße dienenden
Signals mit dem Teilungsfaktor des Regelkreises ist. Im Regelkreis 1 weist
der Oszillator 17 in einer bekannten Weise einen Ausgang
auf, der mit dem Eingang des Teilers 19 und dem Eingang
des Modulatorkreises 7 verbunden ist. Dieser Ausgang liefert
das Zwischenfrequenzsignal.
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Nach
dem bisherigen Stand der Technik musste angesichts der Notwendigkeit,
für die
Frequenzsprünge
einen Abstand von geringem Wert zu haben, vorzugsweise von 200 kHz,
die Frequenz des als Führungsgröße dienenden
Signals des Frequenzumsetzungs-Regelkreises 2 unbedingt
mit diesem geringen Wert dargestellt werden. Unter diesen Bedingungen
war der Teilungsfaktor Ns des Teilers 20 hoch. In einem
Beispiel hatte er den Wert von 8500, um ein Signal mit 1700 MHz
in ein Signal mit einer Frequenz umzuwandeln, die mit 200 kHz vergleichbar
ist.
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In
der Erfindung geht man vollkommen anders vor, indem man feststellt,
dass die am Ausgang 6 verfügbare Sendefrequenz das Ergebnis
der Addition der Frequenz des am Ausgang 4 verfügbaren Signals
mit der Frequenz des am Ausgang 5 verfügbaren Signals ist. Unter diesen
Bedingungen entscheidet man sich dafür, die Frequenz des am Ausgang 5 verfügbaren Signals
mit einem großen
Schrittabstand ansteigen zu lassen. In einem Beispiel wurden für diesen
großen
Schritt 5,2 MHz mit einer Vergleichsfrequenz von 2,6 MHz gewählt. Zum
Ausgleich entscheidet man sich dann dafür, die Frequenz des vom anderen
Regelkreis, dem Regelkreis 1, gelieferten Signals ebenfalls
mit einem großen
Schrittabstand abnehmen zu lassen. Nach dem Stand der Technik hatte
der Zwischenfrequenz-Regelkreis 1 einen festen Frequenzwert.
In der Erfindung hat das in diesem Regelkreis verfügbare Signal
eine Frequenz, die sich bei Frequenzsprüngen ändert.
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Die
Addition der beiden Signale wird vorzugsweise durch den dritten
Regelkreis in folgender Weise ausgelöst. Der Regelkreis 3 enthält seinerseits auch
einen spannungsgesteuerten Oszillator 21. Der Ausgang 6 des
Oszillators 21 wird mit einer Sendevorrichtung verbunden,
die einen Verstärker 23,
einen Duplexer 24 und eine Sendeantenne 25 umfasst. Das
am Ausgang 6 verfügbare
Signal wird vor der Verstärkung
auch von einem Messwertgeber 26 abgegriffen. Dieses abgegriffene
Signal wird in einem Mischer 27 mit dem am Ausgang 5 des
Regelkreises 2 verfügbaren
Signal gemischt. Das aus der Mischung durch den Mischer 27 resultierende
Signal, das an einem Ausgang 28 verfügbar ist, wird in einen Phasenkomparator 29 eingespeist,
wo es mit dem von der Sendekette 7 gelieferten Signal verglichen wird,
also, was die Trägerwelle
der Sendefrequenz betrifft, mit dem vom Zwischenfrequenz-Regelkreis 1 gelieferten
Signal. Der Mischer 27 führt die Subtraktion und die
Addition der Frequenzen der am Ausgang 6 und am Ausgang 5 verfügbaren Signale durch.
Mit einem Tiefpassfilter 33 wird die Additionskomponente
eliminiert. Das vom Komparator 29 gelieferte Signal, das
den Oszillator 21 steuert, bewirkt, dass das Ergebnis dieser
Subtraktion, abgesehen von den Modulationssignalen I und
Q, gleich sein muss wie das Zwischenfrequenzsignal.
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Die
Phasenkomparatoren 15, 16 und 29 sind mit
den spannungsgesteuerten Oszillatoren 17, 18 und 21 jeweils über Tiefpassfilter 30, 31 und 32 verbunden.
Das Filter 30 hat eine untere Grenzfrequenz in der Größenordnung
von 100 kHz. Das Filter 31 hat eine untere Grenzfrequenz
in der Größenordnung von
100 bis 200 kHz. Das Filter 32 hat eine untere Grenzfrequenz
in der Größenordnung
von 200 bis 300 kHz. Außerdem
liegt die Grenzfrequenz des Filters 33 in der Größenordnung
von 200 MHz. Die Filter 30 bis 33 sind Schieifenfilter.
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In
den dargestellten Schaftkreisen sind die Teiler 13, 14, 19 und 20 im
wesentlichen programmierbar. Derartige Teiler können auf einfache Weise realisiert
werden, wobei sie prinzipiell so aufgebaut sind, dass Zähler mit
automatischer Nullrücksetzung und
Neuauslösung
verwendet werden, sobald sie einen zuvor aufgezeichneten Wert erreicht
haben. Das Neuauslösungssignal
dieser Zähler
stellt das Signal mit geteilter Frequenz dar. Der voraufgezeichnete Wert
stellt den Teilungsfaktor dar.
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2 zeigt
eine Tabelle, mit der einfach und in bezifferter Weise die Funktionsweise
der Erfindung erklärt
werden kann. In der Tabelle gibt eine erste Spalte 34 mögliche Werte
des Teilungsfaktors Ni des Teilers 19 an. Eine zweite Spalte 35 gibt
den Wert der dementsprechend am Ausgang 4 verfügbaren Zwischenfrequenz
an. Eine dritte Spalte 36 gibt den Wert des Teilungsfaktors
des Teilers 20 an. Eine vierte Spalte 37 gibt
die Frequenz des Signals mit der am Ausgang 5 verfügbaren Umsetzungsfrequenz
an. Eine letzte Spalte 38 gibt den Wert der Frequenz des daraus
resultierenden Sendesignals an.
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Wie
bereits erklärt,
hat der Faktor Mi des Teilers 13 vorzugsweise den Wert
13, sodass die Frequenz des als Führungsgröße dienenden Signals, das am
Eingang des Komparators 15 eingelassen wird, den Wert von
1 MHz hat. Doch die Erklärung
behält
auch dann ihre Gültigkeit,
wenn dieser Faktor Mi einen anderen Wert hat.
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Wenn
zum Beispiel in der ersten Zeile der Tabelle der Faktor Ni auf den
Wert 98 festgelegt wird, hat die Frequenz des am anderen Eingang
des Komparators 15 eingespeisten Signals den Wert der vom Oszillator 17 gelieferten
Frequenz, geteilt durch 98. Sobald das Signal vom Komparator 15 verglichen und
anschließend
vom Filter 30 gefiltert wurde, wird das aus dem Vergleich
resultierende Signal als Steuerung erneut in den Oszillator 17 eingespeist.
Wenn Ni den Wert 98 hat, ist in der Praxis die Frequenz des am Ausgang 4 verfügbaren Signals
ein Signal mit einer Frequenz von 98 MHz (98 × 1 MHz).
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In
einem bevorzugten Beispiel hat der Teiler 14 einen Teilungsfaktor
Ms gleich 5. Gleichwohl könnte auch er einen anderen
Wert haben. Infolgedessen hat das am Führungsgrößeneingang des Phasenkomparators 16 eingelassene
Signal den Wert von 2,6 MHz. Nach derselben Überlegung wie zuvor hat das
am Ausgang 5 des Oszillators 18 verfügbare Signal
diesen Sollwert 2,6 MHz, multipliziert mit dem Faktor Ms. In einem
Beispiel (erste Zeile der Tabelle) hat Ms den Wert 620. Dies führt dazu,
dass man am Ausgang 5 über
ein Signal verfügt,
dessen Frequenz den Wert von 1612 MHz (620 × 2,6 MHz) hat. Nach dem Durchlaufen
des Regelkreises 3 hat das am Ausgang 6 des Modulators
verfügbare
Signal den Wert 1710 MHz von Spalte 38 (1710 = 98 + 1612).
Hierdurch hat man dadurch, dass der Faktor Ns niedrig ist, eines
der wesentlichen Merkmale der Erfindung angewendet.
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Es
ist darauf hinzuweisen, dass es aufgrund dessen, dass die Divisionen
durch ganze Zahlen erfolgen müssen
(die Verarbeitung wird in digitaler Form durchgeführt), nicht
möglich
ist, ausgehend von einem Signal mit 13 MHz, das vom Bezugskreis 12 geliefert
wird, durch eine Division durch eine ganze Zahl Ms über einen
Abstand von 5,2 MHz zu verfügen.
Man hätte
durch 2,5 teilen müssen,
was nicht ganzzahlig ist. Daher entwickelt sich, um diese Schwierigkeit
zu kompensieren, der Faktor Ns in Spalte 36 jeweils in
Zweierschritten weiter.
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Wenn
man somit von da aus einen elementaren Frequenzsprung von 200 kHz
ausführt,
lässt man
die Frequenz des Umsetzungsregelkreises um 5,2 MHz springen. Dies
wird erreicht, indem man einen Faktor Ms mit 622 wählt, was
zu einer Frequenz in diesem Regelkreis von 1617,2 MHz führt. Man stellt
also fest, dass man im Vergleich zur vorhergehenden Situation einen
Sprung von 5,2 MHz erreicht hat. Zum Ausgleich lässt man im Regelkreis 1 den Faktor
Ni jeweils in Fünferschritten
abnehmen. Er verändert
sich somit von 98 zu 93. Wenn Ni den Wert 93 hat, hat nach dem,
was zuvor gesagt wurde, das Zwischenfrequenzsignal den Wert von
93 MHz. Durch Kombination im Regelkreis 3 führten die
Signale mit 93 MHz und mit 1617,2 MHz zu einem Signal von 1710,2
MHz. Man hat also auf diese Weise tatsächlich den Frequenzsprung mit
einem kleinen Schritt (von 200 KHz) erreicht, indem man zwei große Schritte
kombiniert hat, die untereinander eine Differenz gleich diesem kleinen
Schritt aufweisen.
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In
dieser Weise fortsetzend, kann man die Sendefrequenz ändern, indem
man den Faktor Ns um einen Zweierschritt steigen lässt, während der Faktor
Ni um einen Fünferschritt
abnimmt. Man kann selbstverständlich
auch Frequenzen unter 1710 MHz erreichen, indem man den Faktor Ni
auf 103, danach auf 108 usw. ansteigen lässt, und indem man den Faktor
N2 auf 618, danach 616 usw. abnehmen lässt.
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Man
stellt folglich fest, dass die Änderungen der
Teilungsfaktoren Ni und Ns über
eine Änderung der
Sendefrequenz verknüpft
sind. Wenn der Änderungsschritt
A des Faktors Ni den Wert von 5 hat, löst er einen Frequenzänderungsschritt "a" der Zwischenfrequenz von 5 MHz aus.
Im zweiten Regelkreis löst
ein Zweierschritt B von Ns einen Frequenzschritt "b" der Umsetzungsfrequenz von 5,2 MHz
aus. Die Sendefrequenz entwickelt sich folglich in diesem Beispiel
mit einem Frequenzschritt b-a gleich 200 kHz.
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Die
Umsetzungsfrequenz Ft hat den Wert Fref*Ns/Ms. Ebenso hat die Zwischenfrequenz
Fi den Wert Fref*Ni/Mi. Daraus folgt, dass die Änderungen a und b dieser Frequenzen
geschrieben werden können
als b = Fref*ΔNs/Ms
und a = Fref*ΔNi/Mi. Nun
ist aber *ΔNs
der Schritt B, während
*ΔNi der Schritt
A ist. Daraus folgt, dass a/b = (B/Ms)/(A/Mi). Man kann daraus ableiten,
dass das Verhältnis
Mi/Ms der Teilungsfaktoren der Teiler 13 und 14 gleich
bzw. proportional zu Ab/aB ist. Man könnte im übrigen einen Schritt a wählen, der
größer ist
als der Schritt b. In diesem Fall wäre der Änderungsschritt der Sendefrequenz
a-b.
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Diese
Vorgehensweise kann auf eine Grenze stoßen, nämlich die Fähigkeit des Regelkreises 1, sich
in der gesamten Dynamik der gewünschten
Frequenzen zu synchronisieren. Theoretisch könnte der Faktor Ni auf diese
Weise bis auf 1 sinken. In der Praxis verwendet man Oszillatoren 17,
die keinen vollständigen
elektronischen Frequenz-Durchstimmbereich haben. In diesem Fall
stellt man fest, dass die Frequenzschritte a und b auf unterschiedliche
Weise kombiniert werden können.
Zum Beispiel ist es, wie in der sechsten Zeile der Tabelle dargestellt,
möglich, zu
einer Sendefrequenz von 1711 MHz auf zwei verschiedene Weisen zu
kommen. Entweder hat in logischer Fortsetzung der Änderung
dieser Faktoren in den Spalten 34 bzw. 36 der
Faktor Ni den Wert 73 und der Faktor Ns den Wert 630. Oder, was
bevorzugt wird, der Faktor Ni hat den Wert 99, während der Faktor Ns den Wert
620 hat. In diesem Fall kommt man auch zu dem angestrebten Ergebnis,
jedoch mit einer eingeschränkten
Abtastung des Faktors Ni. Man verändert somit die Werte Modulo
a und Modulo b, um ein Ergebnis Modulo a – Modulo b oder Modulo a +
Modulo b zu erzeugen, das einen begrenzte Auslenkungsbereich des
Faktors Ni ermöglicht.
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1 zeigt
schematisch noch ein weiteres wichtiges Merkmal der Erfindung, das
in Form einer schraffierten Fläche 39 dargestellt ist.
Die schraffierte Fläche 39 zeigt
alle Einrichtungen des Modulators, die auf derselben integrierten
Schaltung integriert werden können.
Abgesehen von den Filtern 30 bis 33 sowie den
spannungsgesteuerten Oszillatoren 18 und 21 können alle
bis hier dargestellten Schaltungen auf derselben integrierten Schaltung 39 integriert
werden. Dies führt
dazu, dass man über
eine sehr kostengünstige
Architektur verfügt.
Sogar der Oszillator 17 kann auf der integrierten Schaltung 39 integriert
werden.
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Außerdem wird
am Ausgang des Oszillators 18 vor dem Eingang in den Mischer 27 in
Kaskade ein Frequenzteiler 40 angeordnet, der eine Teilung durch
zwei durchführt.
Der Teiler 40 ist schaltbar. Er ermöglicht, die Frequenz des Signals
mit der Umsetzungsfrequenz durch zwei zu teilen oder nicht durch zwei
zu teilen. In der Praxis kann ein solcher Teiler 40 die
Möglichkeit
bieten, vom DCS-Protokoll (1800 MHz) zum GSM-Protokoll überzugehen,
ohne eine verdoppelte Schaltung entwickeln zu müssen. Der Teiler 40 ist
vorzugsweise ebenfalls auf der Schaltung 39 integriert.
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1 zeigt
noch, dass man am Ausgang des Duplexers 24 einen Empfangskreis
anschließen kann,
der einen Demodulator 41 enthält, welcher die Signale 1 und
Q (oder NI und NQ) erzeugt, indem das empfangene Signal in den Mischern 42 und 43 mit
einem vom Regelkreis 2 erzeugten Signal gemischt wird und
in einen 90°-Phasenschieber 44 eintritt.
Das Problem des Rauschens ist beim Empfang weniger ausschlaggebend.
In diesem Fall sind zum Zeitpunkt des Empfangs die Regelkreise 1 und 3 deaktiviert, und
der Regelkreis 2 erzeugt direkt ein Signal mit der Empfangsfrequenz.
Bei dieser Nutzungsweise wird dem Teiler 14 ein Teilungsfaktor
Ms zugewiesen, der den Wert 65 hat, um eine Vergleichsfrequenz von 200
kHz zu erzeugen, während
der Teiler Ns den Wert 8500 hat, damit der Oszillator 18 ein
Signal in der Größenordnung
von 1800 MHz im Rahmen des DCS-Protokolls
erzeugt. In diesem Rahmen erfolgt die Demodulation direkt, ohne
einen Zwischenfrequenzschritt zu durchlaufen.
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3 wiederholt
dieselben Elemente, wie sie in 1 dargestellt
waren, jedoch mit dem Unterschied, dass der Oszillator 18 keinen
zu großen Variationsbereich
besitzt. Man unterscheidet hier nämlich einen Oszillator 18,
der zum Senden dient und dessen Variationsbereich im Fall von DCS
typischerweise zwischen 1530 und 1654 MHz liegt, während ein
Oszillator 45, der zum Empfangen dient, einen Bereich besitzt,
der sich zwischen 1805 und 1920 MHz bewegt, auch hier im Fall von
DCS. Im Gegensatz dazu musste in dem Plan von 1 der
Oszillator eine Dynamik haben, mit der das Empfangsband und das
Sendeband abgedeckt werden können,
vermehrt um einen Wert der Kanaltrennung. Im Rahmen der GSM-Telefonie
sind die Sende- und Empfangskanäle
nämlich
voneinander getrennt.
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In
einem Beispiel haben die Sende- und Empfangskanäle jeweils ein Band von 35
MHz und einen Abstand von 10 MHz. Mit den beiden Oszillatoren 18 und 45 kann
jeder von ihnen eine geringere Frequenzänderungsdynamik haben. In diesem
Fall wird der Regelkreis 2 verdoppelt, um einerseits beim Senden
mit dem Filter 31 und dem Oszillator 18 und andererseits
beim Empfangen mit einem Filter 46 und dem Oszillator 45 seine
Funktion zu erfüllen.
Berücksichtigt
man die angestrebten Frequenzen, so kann die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 46 in
der Größenordnung
von 5 bis 10 kHz liegen. Vorzugsweise sind die Teiler 47 und 48 und
die Phasenkomparatoren 49 und 50 jedes dieser
Regelkreise in die integrierte Schaltung 39 integriert.
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Diese
Architektur bietet vor allem den Vorteil, dass die Teiler 47 und 48 durch
Vorwegnahme konditioniert werden können, und zwar sogar bevor
sie zum Einsatz kommen, sobald man nämlich die Trägerfrequenz
kennt, an der sie teilnehmen sollen. Man weiß im übrigen, dass im Rahmen von
GSM sich die Frequenzentwicklung während der Sprünge aus
der Verarbeitung eines in den Mobiltelefonen gespeicherten Algorithmus
ergibt. Diese können
folglich gemäß der Erfindung
die Verarbeitung dieses Algorithmus vorwegnehmen lassen, in künftigen
Zeitfenstern nutzbare Trägerfrequenzen
definieren, davon die Werte der Faktoren der Teiler subtrahieren
und sie diesen Teilern mit einem ausreichenden zeitlichen Vorsprung
zuweisen, damit die in jedem der Umsetzungsregelkreise geregelte
Frequenz zu dem Zeitpunkt, an dem sie genutzt werden muss, gut stabilisiert
ist. Der Umstand, dass man über
zwei Umsetzungsregelkreise verfügt,
bietet zum Beispiel die Möglichkeit,
mit der Konditionierung eines dieser Regelkreise zu beginnen, während der
andere gerade mitten in der Arbeit ist. Man ist also folglich nicht
gezwungen zu warten, bis dieser andere Regelkreis fertig ist.
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In
der Lösung
von 1 wird diese Vorwegnahme nicht angestrebt. Beim
Empfang entscheidet man sich im Gegenteil für Einsparungen, indem Elemente
von Regelkreis 2 abwechselnd beim Empfangen und beim Senden
verwendet werden. In diesem Fall werden die Filter 31 und 46 in
Regelkreis 2 mit Hilfe von zwei mit ihnen verbundenen Umschaltern 51 und 52 abwechselnd
in Betrieb genommen. Zum Zeitpunkt der Umschaltung muss der Teilungsfaktor 20 selbstverständlich so
geändert
werden, dass er für die
Synthese einer anderen Trägerwelle
geeignet ist.