DE60021315T2 - Funksender - Google Patents

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Description

  • Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist ein Funksender, der hauptsächlich im Bereich der Mobiltelefonie einsetzbar ist. Andere Nutzungsweisen können jedoch in Betracht gezogen werden. Das Ziel der Erfindung besteht darin, den Preis der Einrichtungen über eine Vereinfachung ihres Aufbaus zu senken.
  • Das Dokument US-A-S 128 633 beschreibt eine Vorrichtung mit einer Kombination mehrerer Regelungsschleifen, von denen jede einen Frequenzteiler besitzt und wobei eine Schleife einen Modulator aufweist.
  • Es ist bekannt, dass insbesondere zur Herstellung eines Mobiltelefons Funksende- und Empfangskreise ausgehend von einem gemeinsamen Satz lokaler Oszillatoren angeordnet werden. Man kennt so üblicherweise Anordnungen mit zwei oder drei lokalen Oszillatoren. Zum Beispiel wird ein Signal mit einer Zwischenfrequenz, zum Beispiel in der Größenordnung von 100 MHz, das von einem ersten lokalen Zwischenoszillator erzeugt wird, mit einem von einem lokalen Übergangsoszillator erzeugten Signal verglichen. Der Vergleich ist ein Phasenvergleich, und das eine oder das andere oder sogar beide Signale erfahren Teilungen ihrer Frequenz, bevor der Phasenvergleich erfolgt.
  • Das aus dem Phasenkomparator kommende Signal dient dazu, einen dritten als Sendeoszillator dienenden Oszillator über die Spannung zu steuern. Während die lokalen Oszillatoren mit Zwischenfrequenz und Übergangsfrequenz vorzugsweise im Fall des einen Signale mit fester Frequenz und im Fall des anderen Signale mit variabler Frequenz erzeugen, erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator ein Signal, dessen Frequenz sich in Abhängigkeit vom Vergleichssignal ändert. Diese Änderung macht man sich im Bereich der Mobiltelefonie zu Nutze, um eine Frequenzagilität zu organisieren und von einem Sende- oder Empfangs-Datenrahmen ("Frame") zu einem folgenden einen Frequenzsprung eines Übertragungskanals vorzusehen. Um eine klarere Vorstellung zu bekommen, ist darauf hinzuweisen, dass im GSM-Bereich bei 900 MHz sowie im DCS-Bereich bei 1800 MHz die gewählten Kanäle eine Breite von 200 kHz haben. Die Frequenzteilungen der Schleifensignale mit Zwischenfrequenz ermöglichen eine Frequenzagilität des Gerätes.
  • Eine solche klassische Anordnung weist mehrere Besonderheiten auf. Einerseits kann die Notwendigkeit zur Herstellung von so genannten Dual-Band-Mobil telefonen, das heißt die gleichzeitig im GSM-Bereich von 900 MHz und im DCS-Bereich von 1800 MHz arbeiten können, bedeuten, dass die Anzahl der lokalen Oszillatoren verdoppelt werden muss. Aufgrund dessen könnte man, wenn keine Vorkehrungen getroffen werden, zu Anordnungen mit sechs lokalen Oszillatoren kommen. Die Kosten derartiger Einrichtungen wären in diesem Fall übermäßig hoch. Außerdem erfordert das Prinzip der Regelung des dritten lokalen Oszillators über ein aus dem Phasenkomparator kommendes Signal das Vorhandensein eines Schleifenfilters, damit die Regelung stabil und nicht divergierend ist. Während die Schleife ein solches Filter besitzt, das natürlicherweise zwischen dem Phasenkomparator und dem spannungsgesteuerten Oszillator angeordnet ist, besitzt sie außerdem verteilte Filterungseigenschaften, die ihr eine Tiefpass-Übertragungsfunktion mit einer Grenzfrequenz verleihen, die etwas von der Grenzfrequenz des Filters abweicht, jedoch derselben Größenordnung angehört.
  • Die Wahl dieser Schleifengrenzfrequenz ist ein wichtiger Parameter. Denn je tiefer sie ist, desto stabiler ist die Schleife, aber umso geringer ist dagegen auch die Wahrscheinlichkeit, dass sie zum Zeitpunkt der durch die Frequenzagilität geforderten Frequenzsprünge schnell umschaltet. Außerdem ist, wenn man das Signal vor seinem Eintritt in die Schleife modulieren möchte, dies nur möglich, wenn das Filter nicht zu eng ist, um die GMSK-Modulation durchzulassen. Folglich ist ein Kompromiss erforderlich. Zudem führt das Vorhandensein eines Mischers in der Schleife, der die Signale des dritten lokalen Oszillators mit jenen des zweiten lokalen Oszillators kombiniert, zu Mischungsstörgeräuschen, die in der Schleife übertragen werden und die bei einem Sendevorgang eines Signals aus dem dritten lokalen Oszillator ertönen, der verrauscht ist. Das Rauschen in der Nähe der Trägerfrequenz wird von der Schleife gefiltert, jedoch nicht die harmonischen Oberschwingungen. Im Übrigen dämpft das Filter die Komponenten der harmonischen Oberschwingungen der Vergleichsfrequenz des Phasenkomparators. Folglich muss für das Filter ein Kompromiss gefunden werden. Dieser Kompromiss ist gleichbedeutend mit einer Öffnung des Bandes der Schleife, um schnellere Umschaltungen durchzuführen, und einer Schließung des Bandes der Schleife, um diese Rauschkomponenten zu unterdrücken.
  • Selbstverständlich sendet ein solcher Sender nicht nur ein Trägerfrequenzsignal. Er hat die Aufgabe, ein Trägerfrequenzsignal zu senden, das durch ein Modulationssignal moduliert wird. Mehrere Lösungen können in Betracht kommen, um das Modulationssignal bei der Modulation des gesendeten Trägerfrequenzsignals einzuspeisen.
  • Die erste bereits vorhandene Lösung besteht darin, durch das Modulationssignal das Zwischenfrequenzsignal zu modulieren, bevor es in den Phasenkomparator eingespeist wird. Der Nachteil dieser Lösung ist, dass sie zu einer bedeutenden Anzahl lokaler Oszillatoren führt. Da die lokalen Oszillatoren nicht auf einer integrierten Schaltung integriert werden können, welche den Sender umfasst, machen sie dessen Aufbau komplizierter und sie erhöhen seinen Platzbedarf. Außerdem sind die lokalen Oszillatoren relativ kostspielige Schaltungen.
  • In einer anderen vorhandenen Lösung erfolgt die Modulation der Trägerfrequenz in der Regelungsschleife. In diesem Fall ordnet man zwischen dem dritten lokalen Sendeoszillator und dem zweiten Oszillator mit Übergangsfrequenz einen Modulator an. Ein solcher Modulator umfasst von seinem prinzipiellen Aufbau her einen Mischer, der auf der Grundlage einer nicht linearen Schaltung ausgeführt ist. Abgesehen von der von ihnen erzeugten Modulation haben diese nicht linearen Schaltungen den Nachteil, dass sie ein starkes Rauschen erzeugen. Darüber hinaus bewirkt die Notwendigkeit, die Schleife zu öffnen, um die Modulation durchzulassen, dass das Rauschen weniger gefiltert und der Phasenfehler des Senders vergrößert wird. Dieses Rauschen wird durch das Vorhandensein der für die Frequenzagilität benötigten Teiler noch weiter vergrößert. Die erzeugten Störgeräusche sind umso stärker, je größer die Teilungskoeffizienten in der Schleife sind. So kennt man Teiler durch 9000 oder durch 4500, um Signale mit Frequenzen in der Größenordnung von 200 kHz zu erzeugen, die mit einem Zwischenfrequenzsignal verglichen werden können.
  • In der Erfindung wollte man dieses Problem des Rauschens lösen und gleichzeitig die Anzahl der erforderlichen lokalen Oszillatoren verringern. Man erzielt diese beiden Wirkungen gleichzeitig einfach dadurch, dass in die Schleife an Stelle der Mischer oder der Teiler mit hohen Koeffizienten, mit denen die Frequenz gesenkt werden kann, Bruchteiler gesetzt werden, welche dann die Möglichkeit bieten, in dem Komparator ein erstes Signal, dessen Frequenz auf diese Weise geteilt wurde, mit einem zweiten Signal mit einer Zwischenfrequenz zu vergleichen, vorzugsweise mit einer höheren Frequenz als nach dem bisherigen Stand der Technik. Daraus ergibt sich in einem besonders klug gewählten Fall die Verwendung eines einzigen lokalen Oszillators, wobei der Zwischenfrequenzoszillator ganz einfach aus einem sehr stabilen Taktgeber aufgebaut ist, im besonderen Fall mit 13 MHz, welcher bereits in einer allgemeineren integrierten Schaltung vorhanden ist, die insbesondere den Sender umfasst.
  • Zweitens schreibt aufgrund einer direkten Modulation des Sendesignals in der Regelungsschleife vor der Frequenzteilung die Lösung der Erfindung nicht vor, dass eine Division des Modulationsindex erforderlich wäre. Eine solche Division würde zunächst zu einer Verstärkung des Modulationssignals führen. Dies würde automatisch ein Absinken der Auflösung des digitalen Teils des Systems bewirken und folglich Vereinfachungen in den Verarbeitungsschaltungen und in den logischen Steuerschaltungen nach sich ziehen.
  • Außerdem kann man zeigen, dass ein solcher Bruchteiler nur ein mit dem ganzzahligen Teil der Division verbundenes Rauschen erzeugt. Dieses Rauschen ist somit deutlich kleiner als das Rauschen, das von Teilern mit hohem Koeffizienten erzeugt wird. Das Verhältnis wird ungefähr 1 zu 30 betragen. Aufgrund dessen reicht das Vorhandensein des Tiefpassfilters mit ungefähr 200 kHz in der Schleife aus, um die restlichen Störgeräusche zu beseitigen, und ermöglicht, die Anforderungen der Normen einzuhalten. Deshalb erfolgt die Öffnung des Bandes der Schleife nicht auf Kosten der Rauschleistungen (keine Vergrößerung des Phasenfehlers). Mit dem Synthesegenerator der Erfindung kann man eine größere Schleifenbandbreite bewahren, was deshalb vorteilhaft ist, weil es zum Zeitpunkt der aufgrund der Frequenzagilität erforderlichen Frequenzsprünge für eine höhere Sprung- oder Umschaltgeschwindigkeit sorgt.
  • Gegenstand der Erfindung ist folglich ein Funksender, welcher in einer Phasenregelungsschleife einen spannungsgesteuerten Oszillator umfasst, der ein zu sendendes Signal erzeugt, einen Modulator, um dieses zu sendende Signal durch ein Modulationssignal zu modulieren und ein moduliertes Signal zu erzeugen, und einen Phasenkomparator, der an einem ersten Eingang ein für das modulierte Signal repräsentatives Signal empfängt und an einem zweiten Eingang ein Bezugssignal mit einer Zwischenfrequenz, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungsschleife einen Frequenz-Bruchteiler umfasst, der zwischen dem Modulator und dem Komparator angeordnet ist.
  • Die Erfindung wird bei der Lektüre der nachfolgenden Beschreibung und beim Studium der beigefügten Abbildung besser verständlich werden. Beschreibung und Abbildung werden zur Information und ohne jede einschränkende Wirkung in Bezug auf die Erfindung gegeben.
  • 1 zeigt einen Funksender gemäß der Erfindung.
  • 1 zeigt einen Funksender 1. Dieser Sender umfasst eine Regelungsschleife 2. Die Schleife 2 umfasst im Wesentlichen einen spannungsgesteuerten Oszillator 3. Als Beispiel ist der Oszillator 3 beispielsweise ein Oszillator, der ein Signal in der Größenordnung von 1800 MHz erzeugen kann, welches für einen Sendevorgang nach der DCS-Norm geeignet ist. Man kann jedoch Oszillatoren vorsehen, deren Frequenzbereich vorzugsweise so ist, dass der Oszillator im 900-MHz-Bereich senden kann (was der GSM-Norm entspricht), in dem von 1900 MHz (was der PCS-Norm entspricht) oder sogar mit höheren Frequenzen, das heißt mit 2200 MHz, was der UMTS-Norm entspricht. Die Schleife 2 umfasst auch einen Modulator 4. Der Modulator 4 dient dazu, beim Senden das vom Oszillator 3 erzeugte Signal zu modulieren.
  • Mit diesem Ziel umfasst klassischerweise der Modulator 4 einen ersten Phasenverschieber 5 um π/2, sodass man über das Signal dieses Oszillators und über dieses um π/2 verschobene Signal verfügt. Die beiden auf diese Weise verfügbaren Signale werden auf erste Eingänge von zwei Mischern 6 bzw. 7 angewendet, die jeweils an ihren zweiten Eingängen mit I und Q bezeichnete Modulationssignale empfangen, die nach dem Stand der Technik bekannt sind. Die Ausgänge der Mischer 6 und 7 sind mit den beiden Eingängen einer Additionseinrichtung 8 verbunden, die das Signal des Oszillators 3 erzeugt, das durch die Signale I und Q moduliert wurde. Ein Ausgang der Additionseinrichtung 8 ist mit einem Phasenkomparator 9 verbunden.
  • Der Komparator 9 empfängt an einem ersten Eingang 10 das aus der Additionseinrichtung 8 kommende Signal und an einem zweiten Eingang 11 ein Bezugssignal, das von einem Generator 12 mit einer Zwischenfrequenz erzeugt wird. In einer bevorzugten Weise ist, wie man weiter unten sehen wird, der Generator 12 ein sehr stabiler Taktgeber einer integrierten Schaltung, in einem Beispiel mit 13 MHz, wobei in dieser Schaltung der vorgestellte Sender realisiert ist, und der Generator dient außerdem dazu, den Takt für die Funktionsweise einer allgemeinen Verarbeitungsschaltung vorzugeben. Aufgrund dessen braucht ein solcher lokaler Oszillator für den Generator 12 nicht in besonderer Weise ausgeführt zu werden.
  • Damit die Schaltung 1 eine Sendeschaltung ist, ist sie außerdem in klassischer Weise am Ausgang des Oszillators 3 mit einem Leistungsverstärker 13 verbunden, der am Ausgang über einen Diplexer 14 verbunden ist, das heißt einen einfachen Sende/Empfangs-Umschalter an einer Sendeantenne 15.
  • Gemäß einer wesentlichen Besonderheit der Erfindung ordnet man zwischen dem Modulator 4 und dem Komparator 9 einen Frequenz-Bruchteiler 16 an. Schematisch dargestellt, umfasst dieser Frequenz-Bruchteiler 16 in einem Beispiel einen Satz von Elementarteilern 17, 18 oder auch 19, die das aus der Additionseinrichtung 8 kommende Signal mit einem ganzzahligen Bruch mit dem Koeffizienten N beziehungsweise mit einem anderen ganzzahligen Bruch mit einem anderen Koeffizienten N + 1 oder auch N + 2 oder einem anderen Koeffizienten multiplizieren können. Man kann zeigen, dass dann, wenn man während einer bestimmten Dauer eine Teilung des aus dem Modulator 4 kommenden Signals durch einen Koeffizienten N bewirkt und während einer anderen Dauer durch einen Koeffizienten N + 1, man ein Signal erhält, dessen mittlere Frequenz zwischen jenen liegt, die sich aus diesen beiden ganzzahligen Divisionen ergeben. Man hat somit eine Bruchdivision durchgeführt. Damit die erzeugte Momentanfrequenz gleich dieser mittleren Frequenz ist, richtet man es so ein, dass die Periodizität der Umschaltungen relativ kurz ist. In der Praxis ist die Frequenz dieser Umschaltungen höher als die Tiefpassgrenzfrequenz der Schleife 2, die von derselben Größenordnung ist wie die Tiefpassgrenzfrequenz eines Tiefpassfilters 20, das zwischen dem Komparator 9 und dem Oszillator 3 angeordnet ist. Diese Umschaltungen werden von einer Steuerschaltung 21 organisiert, die einerseits eine Information DF0 mit Daten über eine Frequenz F0 eines Funksignals 22 empfängt, das von der Antenne 15 gesendet wird, und andererseits ein Taktsignal h. Das Taktsignal h kann über einen Teiler 23 durch M vom Generator 12 abgeleitet werden, zum Beispiel einen Teiler durch fünf oder 10. Die Frequenz des Signals h liegt zwischen der Frequenz des Signals des Taktgebers 12 und der Grenzfrequenz der Schleife 2 und somit des Filters 20.
  • Nachfolgend soll ein beziffertes Beispiel der Funktionsweise des Bruchteilers 16 gegeben werden, um die Erklärung zu vereinfachen. Ausgehend von einem Signal mit
    Figure 00060001
    Figure 00070001
    1800 MHz, erzeugt vom Oszillator 3, muss man mit dem Bruchteiler 16 Signale von 13 MHz erzeugen, die mit jenen verglichen werden können, die vom Taktgeber 12 erzeugt werden. Diese Division führt zu einem Koeffizienten mit einem Wert von 138 plus Dezimalanteilen. Außerdem muss man in Übereinstimmung mit der Norm Frequenzsprünge von 200 kHz organisieren, um die Frequenzagilität des Oszillators 3 zu ermöglichen. Ausgehend von einem Vergleichssignal von 13 MHz erhält man ein Band von 200 kHz, indem man 13 MHz durch 65 teilt. Unter diesen Bedingungen muss der Bruchteiler in der Lage sein, eine Division durch einen Koeffizienten durchzuführen, der den Wert 138 + k/65 hat. Man kann diesen Koeffizienten in folgender Weise schreiben: (???)
    Was auch geschrieben werden kann als:
  • Figure 00070002
  • In dieser letzten Formel stellt n den Koeffizienten dar, durch den man den Wert der Zwischenfrequenz Fi teilen muss, die vom Uhrentaktgenerator 12 erzeugt wird, um die Breite des gewünschten Kanals für die Frequenzsprungschritte zu erhalten, das heißt im vorliegenden Fall 200 kHz ausgehend von 13 MHz. In dieser Formel bezeichnet N den ganzzahligen Teil des Verhältnisses der zu erzeugenden Frequenz F0 gegenüber der Zwischenfrequenz Fi. In der Praxis setzt die Steuerschaltung 21 einen Elementarteiler in Betrieb, zum Beispiel den Elementarteiler 17 durch N in der Schleife während einer Dauer k, wohingegen während einer Dauer m – k ein anderer Elementarteiler in Betrieb gesetzt wird. Derselbe Teiler kann nämlich mit Teilungskoeffizienten verwendet werden, die den Wert N, N + 1, N + 2 haben. Die Periode m ist der Kehrwert der Frequenz des Signals h. Eventuell, wenn sich die Frequenzsprünge über einen ganzzahligen Teil der Frequenz des Taktgebersignals 12 hinaus erstrecken sollen, kann der Elementarteiler durch 139, N + 1, durch einen Elementarteiler durch 140, N + 2 oder sogar N + I ersetzt werden, wobei I eine ganze Zahl ist.
  • Um die Erklärung der Funktionsweise der Schaltung 21 zu vereinfachen, kann man sich vorstellen, dass man k Mal die Inanspruchnahme des Teilers 18 für m – k Mal die Inanspruchnahme des Teilers 17 zählt, und so weiter im Rhythmus der Schwingungen des Signals h. Weitere Ausführungsformen sind möglich, bei denen auf m Inanspruchnahmen die k Inanspruchnahmen des Teilers 18 mit den m – k Inanspruchnahmen des Teilers 17 verschachtelt sind. Aufgrund des Vorhandenseins der Schleifenfilterung, insbesondere des Filters 20, kehrt der Oszillator 3 zur Bruchfrequenz F0 zurück, bei welcher sich der Oszillator stabilisiert. Ein Vorteil dieser Bruchdivision besteht darin, dass das erzeugte Rauschen entweder das mit dem Teiler 1 verbundene Rauschen ist oder das mit dem Teiler 18 verbundene Rauschen: in allen Fällen ein schwaches Rauschen. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass bei einer hohen Frequenz Fi die Rückkehr schneller ist. Aufgrund dessen kann das Filter 20 eine höhere Grenzfrequenz haben, zum Beispiel höher als 200 kHz.
  • Im Übrigen ermöglicht die in der Erfindung empfohlene Anordnung den einzigen spannungsgesteuerten Oszillator 3 als einzigen Oszillator einer Empfangsschaltung zu nutzen. Eine solche Empfangsschaltung umfasst in diesem Fall einen Demodulator 25, dessen Mischer 26 und 27 an ihren ersten Eingängen ein von der Antenne 15 empfangenes Funksignal empfangen, welches vom Diplexer 14 ausgewählt wird und von einem rauscharmen Vorverstärker 28 vorverstärkt wird. An ihren zweiten Eingängen empfangen die Mischer 26 und 27 das vom lokalen Oszillator 3 erzeugte Signal oder eines, das gegenüber diesem Signal in einem Phasenschieber 29 um π/2 verschoben wurde.
  • In diesem Fall kann man vorsehen, dass ein Umschalter 30 ermöglicht, in der Regelungsschleife des Oszillators 3 entweder den Modulator 4 in Betrieb zu nehmen, wie bisher vorgesehen, oder eine Kurzschlussverbindung 31. Eine andere Vorgehensweise besteht darin, ebenfalls den Modulator 4 einzusetzen, aber auf den Signalen I und Q konstante Werte zu übertragen, zum Beispiel Q = 0 und I = 1. Indem man so vorgeht, sendet die Schleife 1 ein stabiles Signal mit der reinen, nicht modulierten Frequenz F0. In diesem Fall kann der Umschalter 30 weggelassen werden.
  • Die Modulatoren 4 und 25 stehen zu den Digital/Analog- bzw. Analog/Digital-Umwandlungsschaltungen in Beziehung. Diese Schaltungen münden in bekannter Weise in Schaltungen 33 zur Signalverarbeitung beim Empfangen oder 34 zur Phasenakkumulation in bekannter Weise beim Senden. Alle diese Schaltungen werden von einem Mikroprozessor 35 gesteuert, der hier symbolisch dargestellt ist und der außerdem einen Programmspeicher umfasst. Der Mikroprozessor ist in der Lage, an einem Steuerbus die Befehle DF0 zur Steuerung der Schaltung 21 zu erzeugen, Befehle C zur Umschaltung des Betriebs zwischen Senden und Empfangen oder umgekehrt. Die Befehle C sind auf den Umschalter 30 anzuwenden. Der Mikro prozessor erzeugt auch Befehle T für die Verarbeitung, welche der Einstellung des Senders entsprechen, um den Anforderungen bezüglich Frequenzsprung und Synchronisation zuzustimmen, insbesondere im Rahmen der Mobiltelefonie.

Claims (8)

  1. Funksender (1), welcher in einer Phasenregelungsschleife (2) einen spannungsgesteuerten Oszillator (3) umfasst, der ein zu sendendes Signal (22) erzeugt, einen Modulator (4), um dieses zu sendende Signal durch ein Modulationssignal (I, Q) zu modulieren und ein moduliertes Signal zu erzeugen, und einen Phasenkomparator (9), der an einem ersten Eingang (10) ein für das modulierte Signal repräsentatives Signal empfängt und an einem zweiten Eingang (11) ein Bezugssignal mit einer Zwischenfrequenz (Fi), dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungsschleife (2) einen Frequenz-Bruchteiler (16) umfasst, der zwischen dem Modulator (4) und dem Komparator (9) angeordnet ist.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungsschleife einen Umschalter (30) umfasst, der zwischen dem Modulator und dem Frequenz-Bruchteiler sowie zwischen dem Oszillator und dem Frequenz-Bruchteiler verbunden ist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er in dem Frequenz-Bruchteiler einen Satz von Frequenz-Elementarteilern (1719) durch ganze Zahlen (N, N + 1) aufweist sowie eine Schaltung (21), um diese Elementarteiler der Reihe nach (k, m – k) in Betrieb zu nehmen.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Elementarteiler (1719) Teilungskoeffizienten aufweisen, die sich jeweils um einen Einerschritt unterscheiden.
  5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Inbetriebnahmeschaltung (21) reihum die Elementarteiler in einem Rhythmus (h) in Betrieb nimmt, der zwischen der Zwischenfrequenz (Fi) und der Grenzfrequenz eines Tiefpassfilters (20) liegt, das zwischen dem Komparator (9) und dem Oszillator (3) angeordnet ist.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Tiefpassfilter (20) eine höhere Grenzfrequenz als 200 kHz hat.
  7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des Bezugssignals (Fi) 13 MHz beträgt.
  8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Empfänger und einen einzigen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, der abwechselnd zum Senden und zum Empfangen genutzt wird.
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