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Gegenstand
der vorliegenden Erfindung ist ein Funksender, der hauptsächlich im
Bereich der Mobiltelefonie einsetzbar ist. Andere Nutzungsweisen
können
jedoch in Betracht gezogen werden. Das Ziel der Erfindung besteht
darin, den Preis der Einrichtungen über eine Vereinfachung ihres
Aufbaus zu senken.
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Das
Dokument US-A-S 128 633 beschreibt eine Vorrichtung mit einer Kombination
mehrerer Regelungsschleifen, von denen jede einen Frequenzteiler
besitzt und wobei eine Schleife einen Modulator aufweist.
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Es
ist bekannt, dass insbesondere zur Herstellung eines Mobiltelefons
Funksende- und Empfangskreise ausgehend von einem gemeinsamen Satz
lokaler Oszillatoren angeordnet werden. Man kennt so üblicherweise
Anordnungen mit zwei oder drei lokalen Oszillatoren. Zum Beispiel
wird ein Signal mit einer Zwischenfrequenz, zum Beispiel in der Größenordnung
von 100 MHz, das von einem ersten lokalen Zwischenoszillator erzeugt
wird, mit einem von einem lokalen Übergangsoszillator erzeugten
Signal verglichen. Der Vergleich ist ein Phasenvergleich, und das
eine oder das andere oder sogar beide Signale erfahren Teilungen
ihrer Frequenz, bevor der Phasenvergleich erfolgt.
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Das
aus dem Phasenkomparator kommende Signal dient dazu, einen dritten
als Sendeoszillator dienenden Oszillator über die Spannung zu steuern. Während die
lokalen Oszillatoren mit Zwischenfrequenz und Übergangsfrequenz vorzugsweise
im Fall des einen Signale mit fester Frequenz und im Fall des anderen
Signale mit variabler Frequenz erzeugen, erzeugt der spannungsgesteuerte
Oszillator ein Signal, dessen Frequenz sich in Abhängigkeit
vom Vergleichssignal ändert.
Diese Änderung
macht man sich im Bereich der Mobiltelefonie zu Nutze, um eine Frequenzagilität zu organisieren
und von einem Sende- oder Empfangs-Datenrahmen ("Frame") zu einem folgenden einen Frequenzsprung
eines Übertragungskanals
vorzusehen. Um eine klarere Vorstellung zu bekommen, ist darauf
hinzuweisen, dass im GSM-Bereich
bei 900 MHz sowie im DCS-Bereich bei 1800 MHz die gewählten Kanäle eine
Breite von 200 kHz haben. Die Frequenzteilungen der Schleifensignale
mit Zwischenfrequenz ermöglichen
eine Frequenzagilität
des Gerätes.
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Eine
solche klassische Anordnung weist mehrere Besonderheiten auf. Einerseits
kann die Notwendigkeit zur Herstellung von so genannten Dual-Band-Mobil telefonen,
das heißt
die gleichzeitig im GSM-Bereich von 900 MHz und im DCS-Bereich von 1800
MHz arbeiten können,
bedeuten, dass die Anzahl der lokalen Oszillatoren verdoppelt werden muss.
Aufgrund dessen könnte
man, wenn keine Vorkehrungen getroffen werden, zu Anordnungen mit sechs
lokalen Oszillatoren kommen. Die Kosten derartiger Einrichtungen
wären in
diesem Fall übermäßig hoch.
Außerdem
erfordert das Prinzip der Regelung des dritten lokalen Oszillators über ein
aus dem Phasenkomparator kommendes Signal das Vorhandensein eines
Schleifenfilters, damit die Regelung stabil und nicht divergierend
ist. Während
die Schleife ein solches Filter besitzt, das natürlicherweise zwischen dem Phasenkomparator
und dem spannungsgesteuerten Oszillator angeordnet ist, besitzt
sie außerdem
verteilte Filterungseigenschaften, die ihr eine Tiefpass-Übertragungsfunktion
mit einer Grenzfrequenz verleihen, die etwas von der Grenzfrequenz des
Filters abweicht, jedoch derselben Größenordnung angehört.
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Die
Wahl dieser Schleifengrenzfrequenz ist ein wichtiger Parameter.
Denn je tiefer sie ist, desto stabiler ist die Schleife, aber umso
geringer ist dagegen auch die Wahrscheinlichkeit, dass sie zum Zeitpunkt
der durch die Frequenzagilität
geforderten Frequenzsprünge
schnell umschaltet. Außerdem
ist, wenn man das Signal vor seinem Eintritt in die Schleife modulieren
möchte,
dies nur möglich,
wenn das Filter nicht zu eng ist, um die GMSK-Modulation durchzulassen.
Folglich ist ein Kompromiss erforderlich. Zudem führt das
Vorhandensein eines Mischers in der Schleife, der die Signale des
dritten lokalen Oszillators mit jenen des zweiten lokalen Oszillators kombiniert,
zu Mischungsstörgeräuschen,
die in der Schleife übertragen
werden und die bei einem Sendevorgang eines Signals aus dem dritten
lokalen Oszillator ertönen,
der verrauscht ist. Das Rauschen in der Nähe der Trägerfrequenz wird von der Schleife gefiltert,
jedoch nicht die harmonischen Oberschwingungen. Im Übrigen dämpft das
Filter die Komponenten der harmonischen Oberschwingungen der Vergleichsfrequenz
des Phasenkomparators. Folglich muss für das Filter ein Kompromiss
gefunden werden. Dieser Kompromiss ist gleichbedeutend mit einer Öffnung des
Bandes der Schleife, um schnellere Umschaltungen durchzuführen, und
einer Schließung
des Bandes der Schleife, um diese Rauschkomponenten zu unterdrücken.
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Selbstverständlich sendet
ein solcher Sender nicht nur ein Trägerfrequenzsignal. Er hat die
Aufgabe, ein Trägerfrequenzsignal
zu senden, das durch ein Modulationssignal moduliert wird. Mehrere
Lösungen
können
in Betracht kommen, um das Modulationssignal bei der Modulation
des gesendeten Trägerfrequenzsignals
einzuspeisen.
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Die
erste bereits vorhandene Lösung
besteht darin, durch das Modulationssignal das Zwischenfrequenzsignal
zu modulieren, bevor es in den Phasenkomparator eingespeist wird.
Der Nachteil dieser Lösung
ist, dass sie zu einer bedeutenden Anzahl lokaler Oszillatoren führt. Da
die lokalen Oszillatoren nicht auf einer integrierten Schaltung
integriert werden können,
welche den Sender umfasst, machen sie dessen Aufbau komplizierter
und sie erhöhen
seinen Platzbedarf. Außerdem
sind die lokalen Oszillatoren relativ kostspielige Schaltungen.
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In
einer anderen vorhandenen Lösung
erfolgt die Modulation der Trägerfrequenz
in der Regelungsschleife. In diesem Fall ordnet man zwischen dem
dritten lokalen Sendeoszillator und dem zweiten Oszillator mit Übergangsfrequenz
einen Modulator an. Ein solcher Modulator umfasst von seinem prinzipiellen
Aufbau her einen Mischer, der auf der Grundlage einer nicht linearen
Schaltung ausgeführt
ist. Abgesehen von der von ihnen erzeugten Modulation haben diese
nicht linearen Schaltungen den Nachteil, dass sie ein starkes Rauschen
erzeugen. Darüber
hinaus bewirkt die Notwendigkeit, die Schleife zu öffnen, um
die Modulation durchzulassen, dass das Rauschen weniger gefiltert
und der Phasenfehler des Senders vergrößert wird. Dieses Rauschen
wird durch das Vorhandensein der für die Frequenzagilität benötigten Teiler
noch weiter vergrößert. Die
erzeugten Störgeräusche sind
umso stärker,
je größer die Teilungskoeffizienten
in der Schleife sind. So kennt man Teiler durch 9000 oder durch
4500, um Signale mit Frequenzen in der Größenordnung von 200 kHz zu erzeugen,
die mit einem Zwischenfrequenzsignal verglichen werden können.
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In
der Erfindung wollte man dieses Problem des Rauschens lösen und
gleichzeitig die Anzahl der erforderlichen lokalen Oszillatoren
verringern. Man erzielt diese beiden Wirkungen gleichzeitig einfach dadurch,
dass in die Schleife an Stelle der Mischer oder der Teiler mit hohen
Koeffizienten, mit denen die Frequenz gesenkt werden kann, Bruchteiler
gesetzt werden, welche dann die Möglichkeit bieten, in dem Komparator
ein erstes Signal, dessen Frequenz auf diese Weise geteilt wurde,
mit einem zweiten Signal mit einer Zwischenfrequenz zu vergleichen,
vorzugsweise mit einer höheren
Frequenz als nach dem bisherigen Stand der Technik. Daraus ergibt
sich in einem besonders klug gewählten
Fall die Verwendung eines einzigen lokalen Oszillators, wobei der
Zwischenfrequenzoszillator ganz einfach aus einem sehr stabilen
Taktgeber aufgebaut ist, im besonderen Fall mit 13 MHz, welcher
bereits in einer allgemeineren integrierten Schaltung vorhanden
ist, die insbesondere den Sender umfasst.
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Zweitens
schreibt aufgrund einer direkten Modulation des Sendesignals in
der Regelungsschleife vor der Frequenzteilung die Lösung der
Erfindung nicht vor, dass eine Division des Modulationsindex erforderlich
wäre. Eine
solche Division würde
zunächst
zu einer Verstärkung
des Modulationssignals führen.
Dies würde
automatisch ein Absinken der Auflösung des digitalen Teils des
Systems bewirken und folglich Vereinfachungen in den Verarbeitungsschaltungen
und in den logischen Steuerschaltungen nach sich ziehen.
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Außerdem kann
man zeigen, dass ein solcher Bruchteiler nur ein mit dem ganzzahligen
Teil der Division verbundenes Rauschen erzeugt. Dieses Rauschen
ist somit deutlich kleiner als das Rauschen, das von Teilern mit
hohem Koeffizienten erzeugt wird. Das Verhältnis wird ungefähr 1 zu
30 betragen. Aufgrund dessen reicht das Vorhandensein des Tiefpassfilters
mit ungefähr
200 kHz in der Schleife aus, um die restlichen Störgeräusche zu
beseitigen, und ermöglicht,
die Anforderungen der Normen einzuhalten. Deshalb erfolgt die Öffnung des Bandes
der Schleife nicht auf Kosten der Rauschleistungen (keine Vergrößerung des
Phasenfehlers). Mit dem Synthesegenerator der Erfindung kann man eine
größere Schleifenbandbreite
bewahren, was deshalb vorteilhaft ist, weil es zum Zeitpunkt der
aufgrund der Frequenzagilität
erforderlichen Frequenzsprünge
für eine
höhere
Sprung- oder Umschaltgeschwindigkeit sorgt.
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Gegenstand
der Erfindung ist folglich ein Funksender, welcher in einer Phasenregelungsschleife
einen spannungsgesteuerten Oszillator umfasst, der ein zu sendendes
Signal erzeugt, einen Modulator, um dieses zu sendende Signal durch
ein Modulationssignal zu modulieren und ein moduliertes Signal zu
erzeugen, und einen Phasenkomparator, der an einem ersten Eingang
ein für
das modulierte Signal repräsentatives
Signal empfängt
und an einem zweiten Eingang ein Bezugssignal mit einer Zwischenfrequenz,
dadurch gekennzeichnet, dass die Regelungsschleife einen Frequenz-Bruchteiler
umfasst, der zwischen dem Modulator und dem Komparator angeordnet
ist.
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Die
Erfindung wird bei der Lektüre
der nachfolgenden Beschreibung und beim Studium der beigefügten Abbildung
besser verständlich
werden. Beschreibung und Abbildung werden zur Information und ohne
jede einschränkende
Wirkung in Bezug auf die Erfindung gegeben.
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1 zeigt
einen Funksender gemäß der Erfindung.
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1 zeigt
einen Funksender 1. Dieser Sender umfasst eine Regelungsschleife 2.
Die Schleife 2 umfasst im Wesentlichen einen spannungsgesteuerten
Oszillator 3. Als Beispiel ist der Oszillator 3 beispielsweise
ein Oszillator, der ein Signal in der Größenordnung von 1800 MHz erzeugen kann,
welches für
einen Sendevorgang nach der DCS-Norm geeignet ist. Man kann jedoch
Oszillatoren vorsehen, deren Frequenzbereich vorzugsweise so ist,
dass der Oszillator im 900-MHz-Bereich senden kann (was der GSM-Norm
entspricht), in dem von 1900 MHz (was der PCS-Norm entspricht) oder sogar mit höheren Frequenzen,
das heißt
mit 2200 MHz, was der UMTS-Norm entspricht. Die Schleife 2 umfasst
auch einen Modulator 4. Der Modulator 4 dient
dazu, beim Senden das vom Oszillator 3 erzeugte Signal
zu modulieren.
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Mit
diesem Ziel umfasst klassischerweise der Modulator 4 einen
ersten Phasenverschieber 5 um π/2,
sodass man über
das Signal dieses Oszillators und über dieses um π/2 verschobene
Signal verfügt.
Die beiden auf diese Weise verfügbaren
Signale werden auf erste Eingänge
von zwei Mischern 6 bzw. 7 angewendet, die jeweils
an ihren zweiten Eingängen
mit I und Q bezeichnete Modulationssignale empfangen, die nach dem
Stand der Technik bekannt sind. Die Ausgänge der Mischer 6 und 7 sind
mit den beiden Eingängen
einer Additionseinrichtung 8 verbunden, die das Signal
des Oszillators 3 erzeugt, das durch die Signale I und
Q moduliert wurde. Ein Ausgang der Additionseinrichtung 8 ist
mit einem Phasenkomparator 9 verbunden.
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Der
Komparator 9 empfängt
an einem ersten Eingang 10 das aus der Additionseinrichtung 8 kommende
Signal und an einem zweiten Eingang 11 ein Bezugssignal,
das von einem Generator 12 mit einer Zwischenfrequenz erzeugt
wird. In einer bevorzugten Weise ist, wie man weiter unten sehen
wird, der Generator 12 ein sehr stabiler Taktgeber einer
integrierten Schaltung, in einem Beispiel mit 13 MHz, wobei in dieser
Schaltung der vorgestellte Sender realisiert ist, und der Generator
dient außerdem
dazu, den Takt für
die Funktionsweise einer allgemeinen Verarbeitungsschaltung vorzugeben.
Aufgrund dessen braucht ein solcher lokaler Oszillator für den Generator 12 nicht
in besonderer Weise ausgeführt
zu werden.
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Damit
die Schaltung 1 eine Sendeschaltung ist, ist sie außerdem in
klassischer Weise am Ausgang des Oszillators 3 mit einem
Leistungsverstärker 13 verbunden,
der am Ausgang über
einen Diplexer 14 verbunden ist, das heißt einen
einfachen Sende/Empfangs-Umschalter an einer Sendeantenne 15.
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Gemäß einer
wesentlichen Besonderheit der Erfindung ordnet man zwischen dem
Modulator 4 und dem Komparator 9 einen Frequenz-Bruchteiler 16 an.
Schematisch dargestellt, umfasst dieser Frequenz-Bruchteiler 16 in
einem Beispiel einen Satz von Elementarteilern 17, 18 oder
auch 19, die das aus der Additionseinrichtung 8 kommende
Signal mit einem ganzzahligen Bruch mit dem Koeffizienten N beziehungsweise
mit einem anderen ganzzahligen Bruch mit einem anderen Koeffizienten
N + 1 oder auch N + 2 oder einem anderen Koeffizienten multiplizieren
können.
Man kann zeigen, dass dann, wenn man während einer bestimmten Dauer
eine Teilung des aus dem Modulator 4 kommenden Signals
durch einen Koeffizienten N bewirkt und während einer anderen Dauer durch
einen Koeffizienten N + 1, man ein Signal erhält, dessen mittlere Frequenz
zwischen jenen liegt, die sich aus diesen beiden ganzzahligen Divisionen
ergeben. Man hat somit eine Bruchdivision durchgeführt. Damit
die erzeugte Momentanfrequenz gleich dieser mittleren Frequenz ist,
richtet man es so ein, dass die Periodizität der Umschaltungen relativ
kurz ist. In der Praxis ist die Frequenz dieser Umschaltungen höher als
die Tiefpassgrenzfrequenz der Schleife 2, die von derselben
Größenordnung
ist wie die Tiefpassgrenzfrequenz eines Tiefpassfilters 20,
das zwischen dem Komparator 9 und dem Oszillator 3 angeordnet
ist. Diese Umschaltungen werden von einer Steuerschaltung 21 organisiert,
die einerseits eine Information DF0 mit Daten über eine Frequenz F0 eines
Funksignals 22 empfängt,
das von der Antenne 15 gesendet wird, und andererseits
ein Taktsignal h. Das Taktsignal h kann über einen Teiler 23 durch
M vom Generator 12 abgeleitet werden, zum Beispiel einen
Teiler durch fünf oder
10. Die Frequenz des Signals h liegt zwischen der Frequenz des Signals
des Taktgebers 12 und der Grenzfrequenz der Schleife 2 und
somit des Filters 20.
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Nachfolgend
soll ein beziffertes Beispiel der Funktionsweise des Bruchteilers
16 gegeben
werden, um die Erklärung
zu vereinfachen. Ausgehend von einem Signal mit
1800 MHz, erzeugt vom Oszillator
3,
muss man mit dem Bruchteiler
16 Signale von 13 MHz erzeugen, die
mit jenen verglichen werden können,
die vom Taktgeber
12 erzeugt werden. Diese Division führt zu einem
Koeffizienten mit einem Wert von 138 plus Dezimalanteilen. Außerdem muss
man in Übereinstimmung
mit der Norm Frequenzsprünge
von 200 kHz organisieren, um die Frequenzagilität des Oszillators
3 zu
ermöglichen.
Ausgehend von einem Vergleichssignal von 13 MHz erhält man ein
Band von 200 kHz, indem man 13 MHz durch 65 teilt. Unter diesen
Bedingungen muss der Bruchteiler in der Lage sein, eine Division
durch einen Koeffizienten durchzuführen, der den Wert 138 + k/65
hat. Man kann diesen Koeffizienten in folgender Weise schreiben:
(???)
Was auch geschrieben werden kann als:
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In
dieser letzten Formel stellt n den Koeffizienten dar, durch den
man den Wert der Zwischenfrequenz Fi teilen muss, die vom Uhrentaktgenerator 12 erzeugt
wird, um die Breite des gewünschten
Kanals für
die Frequenzsprungschritte zu erhalten, das heißt im vorliegenden Fall 200
kHz ausgehend von 13 MHz. In dieser Formel bezeichnet N den ganzzahligen
Teil des Verhältnisses
der zu erzeugenden Frequenz F0 gegenüber der Zwischenfrequenz Fi.
In der Praxis setzt die Steuerschaltung 21 einen Elementarteiler
in Betrieb, zum Beispiel den Elementarteiler 17 durch N
in der Schleife während
einer Dauer k, wohingegen während
einer Dauer m – k
ein anderer Elementarteiler in Betrieb gesetzt wird. Derselbe Teiler kann
nämlich
mit Teilungskoeffizienten verwendet werden, die den Wert N, N +
1, N + 2 haben. Die Periode m ist der Kehrwert der Frequenz des
Signals h. Eventuell, wenn sich die Frequenzsprünge über einen ganzzahligen Teil
der Frequenz des Taktgebersignals 12 hinaus erstrecken
sollen, kann der Elementarteiler durch 139, N + 1, durch einen Elementarteiler
durch 140, N + 2 oder sogar N + I ersetzt werden, wobei I eine ganze
Zahl ist.
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Um
die Erklärung
der Funktionsweise der Schaltung 21 zu vereinfachen, kann
man sich vorstellen, dass man k Mal die Inanspruchnahme des Teilers 18 für m – k Mal
die Inanspruchnahme des Teilers 17 zählt, und so weiter im Rhythmus
der Schwingungen des Signals h. Weitere Ausführungsformen sind möglich, bei
denen auf m Inanspruchnahmen die k Inanspruchnahmen des Teilers 18 mit
den m – k
Inanspruchnahmen des Teilers 17 verschachtelt sind. Aufgrund
des Vorhandenseins der Schleifenfilterung, insbesondere des Filters 20,
kehrt der Oszillator 3 zur Bruchfrequenz F0 zurück, bei
welcher sich der Oszillator stabilisiert. Ein Vorteil dieser Bruchdivision
besteht darin, dass das erzeugte Rauschen entweder das mit dem Teiler 1 verbundene
Rauschen ist oder das mit dem Teiler 18 verbundene Rauschen:
in allen Fällen
ein schwaches Rauschen. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass
bei einer hohen Frequenz Fi die Rückkehr schneller ist. Aufgrund
dessen kann das Filter 20 eine höhere Grenzfrequenz haben, zum
Beispiel höher
als 200 kHz.
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Im Übrigen ermöglicht die
in der Erfindung empfohlene Anordnung den einzigen spannungsgesteuerten
Oszillator 3 als einzigen Oszillator einer Empfangsschaltung
zu nutzen. Eine solche Empfangsschaltung umfasst in diesem Fall
einen Demodulator 25, dessen Mischer 26 und 27 an
ihren ersten Eingängen
ein von der Antenne 15 empfangenes Funksignal empfangen,
welches vom Diplexer 14 ausgewählt wird und von einem rauscharmen
Vorverstärker 28 vorverstärkt wird.
An ihren zweiten Eingängen
empfangen die Mischer 26 und 27 das vom lokalen
Oszillator 3 erzeugte Signal oder eines, das gegenüber diesem
Signal in einem Phasenschieber 29 um π/2 verschoben wurde.
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In
diesem Fall kann man vorsehen, dass ein Umschalter 30 ermöglicht,
in der Regelungsschleife des Oszillators 3 entweder den
Modulator 4 in Betrieb zu nehmen, wie bisher vorgesehen,
oder eine Kurzschlussverbindung 31. Eine andere Vorgehensweise besteht
darin, ebenfalls den Modulator 4 einzusetzen, aber auf
den Signalen I und Q konstante Werte zu übertragen, zum Beispiel Q =
0 und I = 1. Indem man so vorgeht, sendet die Schleife 1 ein
stabiles Signal mit der reinen, nicht modulierten Frequenz F0. In diesem
Fall kann der Umschalter 30 weggelassen werden.
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Die
Modulatoren 4 und 25 stehen zu den Digital/Analog-
bzw. Analog/Digital-Umwandlungsschaltungen
in Beziehung. Diese Schaltungen münden in bekannter Weise in
Schaltungen 33 zur Signalverarbeitung beim Empfangen oder
34 zur Phasenakkumulation in bekannter Weise beim Senden. Alle diese
Schaltungen werden von einem Mikroprozessor 35 gesteuert,
der hier symbolisch dargestellt ist und der außerdem einen Programmspeicher
umfasst. Der Mikroprozessor ist in der Lage, an einem Steuerbus
die Befehle DF0 zur Steuerung der Schaltung 21 zu erzeugen,
Befehle C zur Umschaltung des Betriebs zwischen Senden und Empfangen
oder umgekehrt. Die Befehle C sind auf den Umschalter 30 anzuwenden.
Der Mikro prozessor erzeugt auch Befehle T für die Verarbeitung, welche
der Einstellung des Senders entsprechen, um den Anforderungen bezüglich Frequenzsprung
und Synchronisation zuzustimmen, insbesondere im Rahmen der Mobiltelefonie.
1800 MHz, erzeugt vom Oszillator
