CN1282189A - 无线电发射装置 - Google Patents

Abstract

在一种发射装置中,在受电压控制的振荡器的控制回路(2)中一方面引进一个调制器(4)而另一方面引进一个分数频率分频器(16)。这样通过利用其分频系数更小的分频器来减小所引起的噪声,从中会受益。在某个例子中的分数分频器是根据相应于实现分频的分数的时间比率(k,m－k),通过轮流地使不同的分频器(17－19)进入工作状态来获得的。

Description

无线电发射装置

本发明涉及一种主要地可用在移动电话领域的无线电发射装置。然而，其它方面的应用仍然是可以考虑的。本发的目的是通过简化结构来减少设备的费用。

众所周知，为了实现一种移动电话，尤其要装配包含普通的本机振荡器的无线电发送和接收电路。同样，人们懂得用一种由两个或三个本机振荡器组成的电路的方法。例如，由一个第一中频本机振荡器所产生的例如100MHz左右的数量级的中频的信号与一个由瞬态(transition)本机振荡器所产生的信号比较。该比较是一种相位比较，并且二者之一，甚至两个信号在该相位比较之前要经过分频。

产生于相位比较器的信号用电压控制发射振荡器的第三个振荡器。中频和瞬态频率本机振荡器最好产生一固定频率信号和另一个可变频率信号，被电压控制的该本机振荡器产生一个其频率随比较器的信号而变化的信号。这种变化在移动电话领域用于实施频率捷变，并从发射或接收的一帧到随后的一帧，预定一种传输信道的跳频。为了确定这些设想，在900MHz的GSM的领域以及1800MHz的DCS的领域中，被保留的信道具有一个200KHz的宽度。回路信号频率和中频频率的分频将允许装置有一种频率捷变。

一种这样传统的电路具有若干特征。一方面，实现这些能够同时工作在900MHz的GSM的波段和1800MHz的DCS的波段的双波段的移动电话需要双倍数量的本机振荡器。因此，如不谨慎，有可能会导致装有六个本机振荡器的电路。而这些装备的成本过高，而且，使用产生于相位比较器的信号的第三本机振荡器的调节原理需要一种回路滤波器，以便使该调节稳定而不是发散。该回路具有自然是配置在相位比较器和电压控制的振荡器之间的这样的滤波器时，它具有分布的滤波特性，这些特性给予该回路一种低通传输的功能，该低通传输带有一个与滤波器截止频率稍有不同的截止频率，这些频率都是同一数量级。

该回路的截止频率的选择是一种重要的参数。实际上，这个频率越低，该回路当然就越稳定，相反地，当由于频率捷变需要跳频时，这些截止频率使得不易快速地转换。而且，如果希望在信号输入该回路之前对它进行调制，那么，只有在该滤波器不太窄以便允许GMSK调制的情况下这才有可能。需要一种折衷，而且，在该回路中，一种将第三本机振荡器的信号与第二本机振荡器的信号相混合的混频器将会产生混频噪声，这些噪声在回路中被传输并且在产生噪声的第三本机振荡器的信号发射时会发出响声。邻近载波频率的噪声通过该回路被滤波而谐波未被滤波。另一方面，该滤波器将使相位比较器的相比较的频率的谐波分量衰减。因此，对于该滤波器有一个折衷方案存在。该折衷方案相当于增加回路带宽以便更快地转变状态以及相当于减小回路带宽以便抑制这些噪声分量。

当然，一个这样的发射机不仅发射载波信号。它被指定发射一种被调制信号所调制的载波信号。若干个用于通过被发射的载波信号调制的调制信号的解决方案是可以考虑的。

第一种被保留的解决方法在于，在该中频信号注入在相位比较器之前通过调制信号调制该中频信号。这种解决方法的缺点是，它将需要数量大的本机振荡器。这些本机振荡器不可能被集成在包含发射装置的集成电路中，它们将使电路的结构变得复杂并增加复杂程度。再说，这些本机振荡器是相当费钱的电路。

在另一种被保留的解决方法中，载波调制在控制回路中被实现。在这种情况下，在第三发射本机振荡器和第二瞬态频率振荡器之间安装一个调制器。一种这样的调制器在原理上包含在非线性电路的基础上被实现的混频器。这些非线性电路除了产生该调制以外，它们还有产生很多噪声的缺点。而且，还需要开启该回路以便使调制通过，这样就会更少地滤除噪声并增加发射机的相位错误。这种噪声由于频率捷变所需要的分频器被进一步增加。所产生的噪声当在该回路中的分频系数较大时更大。因此，人们知道使用分频9000或4500的分频器以便产生具有可与中频信号相比的大约为200KHz数量级的频率的信号。

在本发明中，可以解决噪声问题并使所需的本机振荡器的数目减少。通过在该回路中用分数分频器替代混频器或可以降低频率的大系数的分频器就能同时简单地获得这两种效果，该分数分频器允许在比较器中将其频率已被分频的第一信号与具有中频信号的第二信号相比，该中频最好比现有技术的频率高。由此可知，在合理的情况下，使用只是简单地由一种很稳定的时钟尤其是13MHz的时钟组成的中频振荡器的单个本机振荡器在包含发射装置的更普通的集成电路中是可以的。

其次，由于在分频之前从控制回路中的发射信号进行直接调制，所以，本发明的解决方法不硬性规定要求一种调制指数的划分。一种这样的划分预先会引起调制信号的放大。这将会自动地导致系统数字部分分辨力的降低，从而导致在处理电路和控制的逻辑电路中的简化。

而且，一种这样的分数分频只会产生与分频系数的整数部分有关的噪声。因此，这种噪声明显地小于由大系数的分频器所产生的噪声，该比例大约在1-30左右。因此，在该回路中的大约200KHz的低通滤波器足以抑制残余的噪声，并且允许满足标准的规定。因此，回路带宽的增加不会使噪声特性受损害(不是增加相位错误)。使用本发明的合成器，能够保持更大的回路带宽宽度，这是有利的，因为，在频率捷变所需的跳频时能提供更大的调频或变换速度。

因此，本发明的目的是提供一种无线电发射装置，该装置在相位调节电路中包含一个产生发射信号的受电压控制的振荡器，一个用于用调制信号调制发射信号并产生一个被调制的信号的调制器，以及一个在第一输入端接收被调制的信号表示的信号和在第二输入端接收一个中频参考信号的相位比较器，该装置的特征在于，它包含一个插入在调制器和比较器之间的分数分频器。

本发明将在随后的说明的文字和附图中被理解。这些仅仅以示意的方式表示，并且决不受本发明的限制。

图1示出一种符合本发明的无线电发射装置。

图1示出一种无线电发射装置1。该装置包含一个控制回路2。回路2主要包含一个受电压控制的振荡器3。作为例子，振荡器3例如可以产生一个大约为1800MHz数量级的信号以便适合于按照DCS标准的发射。然而，人们可以考虑其它振荡器，它们的频率范围最好能在900MHz(相应于GSM标准)，1900MHz(对应于PC标准)，甚至更高的频率，也就是说对应于UMTS标准的2200MHz的范围发射。该回路2还包含一个调制器4。该调制器4用于在发射时调制由振荡器3产生的信号。

为此目的，调制器4常规上包含一个相移π／2的第一移相器5以便处理该振荡器的信号和相移π／2的信号。这两个同样可用的信号分别被施加在混频器6和7的第一输入端，该混频器6和7在第二输入端接收在现有技术中称为I和Q的调制信号。混频器6和7的输出端被连接到加法器8的两个输入端，该加法器8产生被信号I和Q所调制的振荡器3的信号。该加法器8的一个输出端被连接到一个相位比较器9。

比较器9在第一输入端接收来自加法器8的信号，在第二输入端11接收由中频发生器12产生的参考信号。用一种优先的方法，如同在下文中看到的那样，该发生器12在一个例子中是一个13MHz的非常稳定的时钟，用在该发生器中的集成电路使所述的发射装置被实现，另一方面用作使一般处理电路的工作时钟。因此，一个这样的用于发生器12的本机振荡器没有理由被特殊地实现。

为使电路1是一个发射电路，另一方面，该电路用一种传统方法从振荡器3的输出端被连接到功率放大器13，该功率放大器13又通过天线转换开关14，即以一个简单的发射／接收转换器为媒介从输出端连接到一个发射天线15。

根据本发明的固有的特点，在调制器4和比较器9之间插入一个分数分频器16。在一个例子中，用图解的方式，该分数分频器16包含一套分频单元17，18，甚至19，它们通过系数N的整数部分，或通过其它不同的系数N+1的整数部分，甚至N+2或其它系数的整数部分数可以分别使来自加法器8的信号倍增。如果在一定的持续时间内，通过系数N，引起来自调制器4的信号的一次信号分频，并且在另一个持续时间内，通过系数N+1获得一个信号，该信号的频率平均值是在两次整数分频所得到的数的中间值。因此，人们将完成一次分数分频。为使所产生的瞬时频率等于这个频率平均值，安排使该转换周期变得足够短。实际上，该转换频率大于回路2的低通截止频率，回路2的低通截止频率与被插入在比较器9和振荡器3之间的低通滤波器20的低通截止频率是同一数量级。该转换受控制电路21的安排，该控制电路21一方面接收和由天线15所发射的无线电信号22的频率F0有关的数据的信息DF0，而另一方面接收时钟节拍信号h。时钟节拍信号h可通过用M分频，例如用五或十来分频的分频器23由发生器12得到。信号h的频率是时钟12的信号频率和回路2的截止频率及滤波器20的截止频率之间的中间频率。

为简化说明，在下文人们将给出一个对分数分频器16的功能进行计算的例子。从由振荡器3所产生的

的信号开始，应该用分数分频器16产生可与时钟12所产生的信号相比较的13MHZ的信号。这种分频将导致等于138外加十进制小数部分的系数。另一方面，根据该标准的需要，必需实施200KHz的跳频以便允许振荡器3的频率捷变。从13MH的比较信号开始，通过用65去除13MHz就能得到一个200KHz的带宽。在这种情况下，该分数分频器应该能够用系数等于138+k／65进行一次分频。能够用随后的方法书写该系数。

该系数还可以被写为： $\frac{{(n-k)}^{*}N+k^{*}(N+1)}{n}=$

在最后的公式中，n代表系数，应该用该系数对由时钟发生器12所产生的中频Fi的值进行分频，以便获得用于跳频的增量所希望的信道宽度，即在这种情况下从13Mhz起的200KHz。在这个公式中，N表示所产生的频率FO与中频Fi的比率的整数部分。实际上，控制电路21在该回路中在持续期k内使用一个分频单元，例如用N分频的分频单元17，当在持续期m-k内，另一个分频单元被使用。事实上，一个同样的分频器可使用等于N，N+1，N+2的分频系数。周期m是信号h的频率的倒数。或许，如果跳频必需扩展到时钟12信号的频率的整数部分之外，那么，使用139，N+1的分频单元可能被使用140，N+2，甚至带有整数I的N+I的分频单元所代替。

为了简化电路21的功能的说明，可以设想，将分频器18的操作计数k次来对应于将分频器17的操作计数m-k次，以信号h的振荡的节拍继续下去。其它实现方式是可能的，其中在m次操作中分频器18的k次操作是以分频器17的m-k次操作进行交织的。因此，由于回路滤波，尤其是由于滤波器20，分数频率F0被振荡器3捕获，振荡器3在该频率上被稳定下来。这种分数分频的优点是，所产生的噪声或者与分频器1有关，或者与分频器18有关：在所有情况下，噪声很小。另一个优点是，由于频率Fi被提高，再调整就更快。因此，滤波器20可能有一个更大的截止频率，例如比200KHz更大。

另一方面，在本发明中，该电路允许使用如接收电路的唯一振荡器那样的受电压控制的唯一振荡器。那么，一个这样的接收电路包含一个解调器25，该解调器25的混频器26和27在第一输入端接收由天线15所接收的由天线转换开关14所选择的并通过前置放大器28以微弱噪声放大的信号。在混频器26和27的第二输入端由本机振荡器3所产生的，或在移相器29中由被移相π／2的信号。

在这种情况下，可以预见，一个转换器30在振荡器3的控制回路中或者允许使用像至今所述的调制器4，或者允许使用一种短路连接器31。一种另外的方式在于使用恒定值的信号I和Q，例如Q=0和I=0来使用调制器4来发送。由此使回路1起作用发射一个未经调制的纯频率F0的稳定信号。在这种情况下，转换器30可能被省略。

调制器4和25分别与数／模和模／数转换电路32有关。这些电路在接收信号的处理电路33或在发射时已知类型的相位累加电路34中以已知的方法实现。所有这些电路在这里都被用符号表示的微处理器35所控制，另一方面，它们还包含一种程序存贮器。微处理器35在控制总线上能够产生电路21的控制指令DF0，利用从发送到接收或相反从接收到发送的转换指令C。指令C必需施加到转换器30中。微处理器35同样地产生相应于发射装置调节的处理指令以便根据跳频和同步的需要来执行指令，尤其是在移动电话的应用中。

Claims (8)

1．一种无线电发射装置(1)，该无线电发射装置(1)在相位控制回路(2)中包含一个受电压控制、产生一个发射信号(22)的振荡器(3)，一个用来通过调制信号(I，Q)调制该发射信号并产生一个已调制的信号的调制器(4)以及一个在第一输入端(10)接收已调制信号表示的信号和在第二输入端(11)接收一个中频(Fi)参考信号的相位比较器(9)，其特征在于，该控制回路包含一个插入在调制器和比较器之间的分数频率的分频器(16)。

2．根据权利要求1的装置，其特征在于，该控制回路包含一个在调制器和分数频率的分频器之间以及在振荡器和分数频率的分频器之间互连的转换器(30)。

3．根据权利要求1或2的装置，其特征在于，它包含一组使用整数(N，N+1)的分频单元(17-19)以及一个用于依次地(k，m-k)使用这些分频单元的电路(21)。

4．根据权利要求3的装置，其特征在于，这些分频单元具有两两之间相差一个单位的分频系数。

5．根据权利要求3-4的装置，其特征在于，该电路以在中频(Fi)以及插入在比较器和振荡器之间的低通滤波器(20)的截止频率之间的中间频率(h)依次地使这些分频单元进入工作状态。

6．根据权利要求5的装置，其特征在于该低通滤波器具有一个比200KHz更高的截止频率。

7．根据权利要求1-6的装置，其特征在于，参考信号的频率是13MHz。

8．根据权利要求1-7的装置，其特征在于，它包含一个接收机和一个发射和接收时交替使用的唯一的由电压控制的振荡器。

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