JP3970611B2 - 送信器およびそれを用いた無線通信端末機器 - Google Patents
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Description
技術分野
本発明は、ＧＳＭやＤＣＳ１８００などの無線通信システムに用いられる、周波数シンセサイザとＰＬＬを用いた周波数変換回路を含む送信器とそれを用いた無線通信端末機器に関するものである。
背景技術
一般に、無線通信端末機器で用いられる送信器の構成には以下の３種類が考えられる。（１）変調器において送信周波数と同じ周波数の局発信号でベースバンド信号をミキシングする方式。（２）変調器においてベースバンド信号を一旦中間周波数にアップコンバートした後、ミキサを用いて送信周波数にアップコンバートする方式。（３）変調器においてベースバンド信号を一旦中間周波数にアップコンバートした後、ＰＬＬを用いた周波数変換回路で送信周波数に変換する方式。
方式（３）は変調方式として定振幅変調しか扱えないため、送信器の方式としてはこれまで方式（１），（２）が主流であった。しかし、近年急速に普及しているＧＳＭ、ＤＣＳ１８００システムは変調方式として定振幅変調を採用しているため、さまざまな利点をもつ方式（３）が広く使われだしてきた。方式（３）の利点には、（１）ＰＬＬのもつフィルタ特性により、送信器からＱ値の高い高価なフィルタが不要となること、（２）ＶＣＯ出力信号は定振幅信号なので、ＰＬＬを用いた周波数変換回路の次段の電力増幅器のバイアス設計が容易となること、などが挙げられる。
ここで、本発明者は、前述の方式（３）の送信器について検討した。以下は、公知とされた技術ではないが、本発明者によって検討された技術であり、その概要を図６〜図９を用いて説明する。図６に、方式（３）の本発明の前提となる比較例の送信器を示す。この送信器は、第１の周波数シンセサイザ３８、第２の周波数シンセサイザ３９、この第１と第２の周波数シンセサイザに参照信号を与える水晶発振器４０、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１、分周器４７、変調器５４とベースバンド回路４２から構成される。
第１の周波数シンセサイザ３８は、第１のカウンタ４２、第２のカウンタ４３、位相比較器４４、低域通過フィルタ４５、ＶＣＯ４６から構成され、ＶＣＯ４６の出力信号を分周器４７へ入力する。
第２の周波数シンセサイザ３９は、第３のカウンタ４８、第４のカウンタ４９、位相比較器５０、低域通過フィルタ５１、ＶＣＯ５２から構成され、周波数ｆＲＦであるＶＣＯ５２の出力信号をミキサ５３へ入力する。
ベースバンド回路４２は、音声や各種データなどの情報信号に基づくベースバンド信号の波形生成やこの送信器を制御する各種データを生成する回路である。
分周器４７は、第１の周波数シンセサイザ３８から出力される局発信号を入力信号とし、この局発信号を周波数ｆＩＦに分周し変調器５４に入力する。
変調器５４は、ベースバンド回路４２からのベースバンド信号に分周器４７から供給される周波数ｆＩＦの信号をミキシングして、中間周波数（例えば２７０ＭＨｚ）にアップコンバートする。
ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１は、位相比較器５５、低域通過フィルタ５６、ＶＣＯ５７、ミキサ５３から構成される。位相比較器５５には２つの信号が入力される。第１の入力信号は変調器５４の出力信号であり、第２の入力信号はミキサ５３の出力信号である。位相比較器５５において、この第１と第２の入力信号は位相比較され、位相差に比例した信号が出力される。位相比較器５５の出力信号は、低域通過フィルタ５６に出力され、不要な雑音が除去された後ＶＣＯ５７に入力される。ＶＣＯ５７の出力周波数はｆＶＣＯであり、この送信器の出力信号として用いられ、かつ、ミキサ５３に入力される。ミキサ５３には２つの信号が入力される。第１の入力信号は、ＶＣＯ５７の出力信号であり、第２の入力信号は第２の周波数シンセサイザ３９から供給される周波数ｆＲＦの局発信号である。ミキサ５３の出力周波数は、２つの入力周波数の差の絶対値であり、｜ｆＲＦ−ｆＶＣＯ｜となる。ミキサ５３の出力信号は、位相比較器５５の第２の入力信号となる。ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１がロックした状態では、位相比較器５５の２つの入力周波数は等しくなるため、ｆＩＦ＝｜ｆＲＦ−ｆＶＣＯ｜となる。したがって、ＶＣＯ５７の出力周波数ｆＶＣＯは｜ｆＲＦ−ｆＩＦ｜で与えられる。つまり、変調器５４の出力周波数ｆＩＦは送信器の出力においてｆＶＣＯ＝｜ｆＲＦ−ｆＩＦ｜に周波数変換される。送信器の出力周波数を変えるには、第１の周波数シンセサイザ３８の出力周波数は固定のまま第２の周波数シンセサイザ３９の出力周波数ｆＲＦを変化させる。
次に、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１の閉ループ伝達特性の一例を図７に示す。０ｄＢの平坦な部分が通過帯域である。横軸の周波数は出力周波数ｆＶＣＯからの離調周波数を表すから、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１は出力周波数を中心とした帯域通過フィルタ特性をもつことが分かる。つまり、通過帯域幅がＧＳＭなどのシステムで規定される変調方式の帯域幅よりも十分広くとれば、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１は変調器５４の出力スペクトラムを保存し、かつ、中心周波数を変換できる。実際は、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１の出力での位相誤差と雑音レベルの兼ね合いから通過帯域幅は１〜２ＭＨｚ程度に設計される。
無線通信端末機器には、低価格化、小容量化などのニーズが非常に強く、端末を構成する回路の集積化が年々進んできている。しかし、集積化の高まりと同時に回路間の信号や高調波のクロストークの問題が発生してきた。また、近年の半導体プロセスの改良は寄生容量が減少する方向に進んでおり、これもまた回路間クロストークの問題を助長する。さらに、端末におけるＩＣなどの高密度実装化により実装基板を通じてのクロストークの問題も発生してきた。
図８に、図６において実線５８と５９に囲まれる回路を同一ＩＣに集積した送信器の測定結果を示す。システムとしてＧＳＭを想定し、ベースバンド信号にはＧＭＳＫ変調信号を用いた。第１の周波数シンセサイザ３８は１０８０ＭＨｚで発振し、分周器４７で４分周し、ｆＩＦを２７０ＭＨｚとした。また、ｆＶＣＯがＧＳＭ（ＥＧＳＭ含む）送信周波数（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）になるようにｆＲＦ（＝ｆＩＦ＋ｆＶＣＯ）を設定した。横軸は送信器の送信周波数ｆＶＣＯを示し、縦軸は送信周波数での信号レベルと送信周波数から４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調と６ＭＨｚ〜２５ＭＨｚ離調での信号レベルとの差の最悪値をｄＢ単位で示す。スペクトラムアナライザを用いＶＣＯ５７の出力を測定し、その測定条件は４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調においてＲＢＷ＝ＶＢＷ＝３０ｋＨｚ、６ＭＨｚ〜２５ＭＨｚにおいてＲＢＷ＝ＶＢＷ＝１００である。ＧＳＭのＳｐｕｒｉｏｕｓ ｅｍｉｓｓｉｏｎｓに関する仕様は、４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調と６ＭＨｚ以上離調でそれぞれ−６０ｄＢ以下、−７１ｄＢ以下である。４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調において送信周波数が９００ＭＨｚ近傍の時、６ＭＨｚ〜２５ＭＨｚ離調において送信周波数が８９８ＭＨｚ近傍と９０２ＭＨｚ近傍の時に送信スペクトラムが劣化しＧＳＭ仕様を満たさないことが分かる。これは、ｆＩＦ、ｆＲＦとｆＶＣＯの高調波の相互変調により、送信周波数から数式１に示す離調周波数に不要スプリアス信号が発生するためである。
±｜３×ｆＶＣＯ−１０×ｆＩＦ｜ ・・・ （数式１）
ここで、ｆＩＦ、ｆＲＦとｆＶＣＯの間にはｆＶＣＯ＝ｆＲＦ−ｆＩＦの関係がある。この不要スプリアス信号は、図６において実線５８と５９で囲まれる回路を同一ＩＣに集積することで、第１の周波数シンセサイザ３８と第２の周波数シンセサイザ３９の出力信号の高調波の影響が大きくなった結果発生した。ただし、実線５８と５９で囲まれる回路を別ＩＣに集積化したとしても、この集積化されたＩＣの特性、使用する半導体プロセスや基板への実装方法によっては、この不要スプリアス信号が発生する可能性がある。
次に図９に、図６における実線５８と５９で囲まれる回路とＶＣＯ４６を同一ＩＣに集積した送信器の出力スペクトラムを示す。システムとしてＧＳＭを想定し、ベースバンド信号にはＧＭＳＫ変調信号を用いた。第１の周波数シンセサイザ３８は１０８０ＭＨｚで発振し、分周器４７で４分周し、ｆＩＦを２７０ＭＨｚとした。ｆＶＣＯが８８０ＭＨｚになるようにｆＲＦを１１５０ＭＨｚに設定した。また、水晶発振器４０の出力周波数は１３ＭＨｚである。横軸は周波数を示し、縦軸は信号レベルをｄＢｍ単位で示す。測定はスペクトラムアナライザで行い、測定条件はＲＢＷ＝ＶＢＷ＝３０ｋＨｚである。送信周波数から１ＭＨｚ離調に不要スプリアス信号が発生し、そのレベルは−５８．２ｄＢである。前述の通りＧＳＭ仕様では、４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調で−６０ｄＢ以下と規定されており、図９の測定結果はＧＳＭ仕様を満たさない。この不要スプリアス信号の発生過程は次の通りである。水晶発振器４０の出力信号の８３倍高調波１０７９ＭＨｚが第１の周波数シンセサイザ３８または第２の周波数シンセサイザ３９で発生する。この１０７９ＭＨｚ信号がクロストークによりＶＣＯ４６に混入する。ＶＣＯを増幅器の正帰還回路とみなすと、この１０７９ＭＨｚ信号はＶＣＯ４６にて増幅されると同時に、増幅器の偶数次歪特性により発振周波数１０８０ＭＨｚを中心とした折り返し作用によって１０８１ＭＨｚにも不要スプリアス信号が発生する。ＶＣＯにおける雑音の折り返し作用の詳細は、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ ＰＴＲ Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｃ．出版、Ｂｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著、’ＲＦ ＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ’（ＩＳＢＮ０−１３−８８７５７１−５）の７．４．３章に記されている。
ところで、前述の本発明の前提となる比較例の送信器について、本発明者が検討した結果、以下のようなことが明らかとなった。前述の比較例の送信器は、回路の集積化の進行、半導体プロセス改良による寄生容量の低下や端末の高密度実装化により以下に示す不要スプリアスの問題があった。
第１の課題（１）は、周波数シンセサイザ出力信号の高調波により特定の送信周波数において不要スプリアス信号が発生する。
第２の課題（２）は、水晶発振器出力信号の高調波がＶＣＯの発振周波数近傍に存在すると、ＶＣＯの折り返し作用によりＶＣＯ出力に不要スプリアス信号が発生する。
また、回路間クロストークや実装基板を通じてのクロストークは回路や実装基板の設計時には予測が困難であり、実際に作成し測定を行った後改良を加えていく必要があったため、多大な労力と時間が必要だった。
そこで、本発明の第１の目的は、前述の比較例の送信器で発生する周波数シンセサイザ出力信号の高調波による不要スプリアス信号の問題を解決し、回路や実装基板の設計を容易にすることである。
さらに、本発明の第２の目的は、前述の比較例の送信器において、前記周波数シンセサイザ出力信号の高調波による不要スプリアス信号の問題を解決すると同時に、水晶発振器出力信号の高調波がＶＣＯに混入することで発生する不要スプリアス信号の問題を解決し、回路や実装基板の設計を容易にすることである。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
発明の開示
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
上記課題（１）を解決するために、本発明の送信器は、第１の周波数シンセサイザと、第２の周波数シンセサイザと、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号とを出力するベースバンド回路と、前記制御信号に基づき前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザとの出力周波数を変える制御回路と、前記第１の周波数シンセサイザの出力信号を搬送信号とし前記ベースバンド信号に基づき前記搬送信号を変調する変調器と、前記変調器の出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とを用いて前記変調器の出力信号の搬送周波数をアップコンバートする周波数変換回路とを有することを特徴とする送信器である。
さらに、前記周波数変換回路は、第１の位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第１のＶＣＯと、ミキサとを有し、前記第１の位相比較器は前記変調器の出力信号と前記ミキサの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１の低域通過フィルタは前記第１の位相比較器の出力に接続され、前記第１のＶＣＯは前記第１の低域通過フィルタの出力に接続され、前記ミキサは前記第１のＶＣＯの出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とをミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路である。
また、前記ベースバンド回路は、前記周波数変換回路の出力周波数と前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザの出力周波数との関係を記憶し、前記関係に基づいて前記周波数変換回路の出力周波数に応じた前記制御信号を生成するベースバンド回路である。前記関係は、前記ＰＬＬを用いた周波数変換回路の出力において、無線システムで規定されるレベル以上の不要スプリアス信号が発生しない関係である。
さらに、前記第１の周波数シンセサイザは、第１のカウンタと、第２のカウンタと、第２の位相比較器と、第２の低域通過フィルタと、第２のＶＣＯとを有し、前記第２の位相比較器は前記第１のカウンタの出力信号と前記第２のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１のカウンタは基準発振器の出力に接続され、前記第２のカウンタは前記第２のＶＣＯの出力に接続され、前記第２の低域通過フィルタは前記第２の位相比較器の出力に接続され、前記第２のＶＣＯは前記第２の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第２のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第１の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザである。
また、前記第２の周波数シンセサイザは、第３のカウンタと、第４のカウンタと、第３の位相比較器と、第３の低域通過フィルタと、第３のＶＣＯとを有し、前記第３の位相比較器は前記第３のカウンタの出力信号と前記第４のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第３のカウンタは前記基準発振器の出力に接続され、前記第４のカウンタは前記第３のＶＣＯの出力に接続され、前記第３の低域通過フィルタは前記第３の位相比較器の出力に接続され、前記第３のＶＣＯは前記第３の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第４のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第２の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザである。
さらに、前記制御回路は、第３の分周比データを保持する第１のレジスタと、第４の分周比データを保持する第２のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第３のレジスタと、前記第３と第４との分周比データのどちらか１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第１のセレクタとを有する制御回路である。
さらに、前記送信器において、前記第２のＶＣＯと前記変調器の間に分周器が存在していてもよい。
以上の上記課題（１）を解決する送信器において、前記第１のカウンタと、前記第２のカウンタと、前記第２の位相比較器と、前記第３のカウンタと、前記第４のカウンタと、前記第３の位相比較器と、前記変調器と、前記分周器と、前記第１の位相比較器と、前記ミキサと、前記制御回路とが同一のＩＣに製造されるものである。
また、上記課題（１）と（２）を同時に解決するために、本発明の送信器は前記送信器において、前記制御回路は、第５の分周比データを保持する第４のレジスタと、第６の分周比データを保持する第５のレジスタと、前記第７の分周比データを保持する第６のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第７のレジスタと、前記第５と第６と第７との分周比データのうち１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第２のセレクタとを有する制御回路である。
さらに、前記課題（１）と（２）を同時に解決するための送信器において、前記第２のＶＣＯと前記変調器の間に分周器が存在していてもよい。
以上の上記課題（１）と（２）を同時に解決する送信器において、少なくとも前記第１のカウンタと、前記第２のカウンタと、前記第２の位相比較器と、前記第３のカウンタと、前記第４のカウンタと、前記第３の位相比較器と、前記第２のＶＣＯとが同一のＩＣに製造され、好ましくはさらに前記変調器と、前記分周器と、前記第１の位相比較器と、前記ミキサと、前記制御回路とが同一のＩＣに製造されるものである。
また、本発明の無線通信端末機器は、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号を出力するベースバンド回路と、前記ベースバンド信号と前記制御信号が入力される送信回路と、前記送信回路の第１の出力信号と第２の出力信号とが入力される前記受信回路と、前記送信回路の第３の出力信号が入力される電力増幅器と、前記受信回路の入力と前記電力増幅器の出力とに接続されるアンテナスイッチと、前記アンテナスイッチに接続されたアンテナとを有し、前記送信回路が前記何れかに記載の送信器であり、前記第１の出力信号と第２の出力信号とは、それぞれ前記送信回路における第２の周波数シンセサイザの出力信号と変調器の入力信号であり、前記第３の出力信号は、前記送信回路における第１のＶＣＯの出力信号であり、前記受信回路の出力信号は、前記送信回路における前記ベースバンド回路に入力され情報信号が取り出されるものであることを特徴とする無線通信端末機器である。
また、前記無線通信端末機器において、前記アンテナスイッチの代わりにデュプレクサを用いてもよい。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
本発明によれば、設計時に予測困難な回路間クロストークや基板上のクロストークによって周波数シンセサイザとＰＬＬを用いた周波数変換回路を含む送信器の出力に不要スプリアス信号が発生したとしても、前記周波数シンセサイザの出力周波数を前記ＰＬＬを用いた周波数変換回路の出力周波数に応じて適当に変えることで、前記不要スプリアス信号を抑圧することができる。これにより、回路や基板の再設計にかかる時間、費用を低減することができるという効果がある。発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の送信器の第１の実施の形態を示した構成図であり、前記第１の課題（１）を解決する。
本発明に係る送信器は、第１の周波数シンセサイザ１、第２の周波数シンセサイザ２、この第１と第２の周波数シンセサイザ１，２に参照信号を与える水晶発振器３、この第１と第２の周波数シンセサイザ１，２の制御回路４、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５、分周器１２、変調器１８とベースバンド回路６から構成される。
第１の周波数シンセサイザ１は、第１のカウンタ７、第２のカウンタ８、位相比較器９、低域通過フィルタ１０、ＶＣＯ１１から構成され、ＶＣＯ１１の出力信号を分周器１２へ入力する。
第２の周波数シンセサイザ２は、第３のカウンタ１２、第４のカウンタ１３、位相比較器１４、低域通過フィルタ１５、ＶＣＯ１６から構成され、周波数ｆＲＦであるＶＣＯ１６の出力信号をミキサ１７へ入力する。
ベースバンド回路６は、音声や各種データなどの情報信号に基づくベースバンド信号の波形生成や送信器を制御する各種データを生成する回路である。
制御回路４は、第１のレジスタ２２、第２のレジスタ２３、第３のレジスタ２４、第４のレジスタ２５、デコーダ２６およびセレクタ２７から構成される。第１のレジスタ２２には、ベースバンド回路６からクロック信号ＣＬＫとデータ信号ＤＡＴＡが入力され、このＣＬＫに同期してこのＤＡＴＡがシリアルデータとして格納される。格納されたデータの一部（例えば、上位３ビット）はデコーダ２６へ入力され、残りはこの第２、第３と第４のレジスタ２３，２４，２５に入力される。この第２、第３と第４のレジスタ２３，２４，２５のうち、デコーダ２６の出力信号によって選択された１つのレジスタのみに第１のレジスタ２２からのデータが格納される。データの格納されるタイミングは、前記ＬＥに送られるトリガ信号（例えば、下りエッジ）によって決定される。この第２と第３のレジスタ２３，２４の出力はセレクタ２７に入力される。セレクタ２７は、第４のレジスタ２５からのセレクタデータ２８によって、この第２と第３のレジスタ２３，２４からの出力のうちどちらか一方をカウンタ８へ入力する。第４のレジスタ２５に格納されたデータの一部（例えば、上位１ビット）は前記セレクタ２７へと出力され、残りは第２の周波数シンセサイザ２のカウンタ１３へ入力される。
分周器１２は、第１の周波数シンセサイザ１から出力される局発信号を入力信号とし、この局発信号を周波数ｆＩＦに分周し変調器１８に入力する。
変調器１８は、ベースバンド回路６からのベースバンド信号に分周器１２から供給される周波数ｆＩＦの信号をミキシングして、中間周波数（例えば２７０ＭＨｚ）にアップコンバートする。
ＰＬＬを用いた周波数変換回路５は、位相比較器１９、低域通過フィルタ２０、ＶＣＯ２１、ミキサ１７から構成される。位相比較器１９には２つの信号が入力される。第１の入力信号は、変調器１８の出力信号であり、第２の入力信号は、ミキサ１７の出力信号である。位相比較器１９において、この第１と第２の入力信号は位相比較され、位相差に比例した信号が出力される。位相比較器１９の出力信号は、低域通過フィルタ２０に出力され、不要な雑音が除去され、ＶＣＯ２１に入力される。ＶＣＯ２１の出力周波数はｆＶＣＯであり、この送信器の出力信号として用いられ、かつ、ミキサ１７に入力される。ミキサ１７には２つの信号が入力される。第１の入力信号は、ＶＣＯ２１の出力信号であり、第２の入力信号は第２の周波数シンセサイザ２から供給される周波数ｆＲＦの信号である。ミキサ１７の出力周波数は、２つの入力周波数の差の絶対値であり、｜ｆＲＦ−ｆＶＣＯ｜となる。ミキサ１７の出力信号は、位相比較器１９の第２の入力信号となる。ＰＬＬを用いた周波数変換回路５の周波数変換動作と帯域通過フィルタとしての動作は本発明の前提となる比較例で示したＰＬＬを用いた周波数変換回路と同様である。
本発明に関わる送信器は、図１において実線２９で囲まれた回路が１つのＩＣに内蔵される。
次に、図１の送信器の動作を説明する。
まず、この送信器の初期動作時（例えば、電源がオフからオンになった時）に、第２のレジスタ２３にデータを格納し、次に、第３のレジスタ２４にデータを格納する。例えば、第２のレジスタ２３にはｆＩＦが２７０ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第３のレジスタ２４にはｆＩＦが２７２ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを格納する。一旦この第２と第３のレジスタ２３，２４にデータを格納したら、その後はデータの更新は行わない。この送信器の出力周波数ｆＶＣＯを更新する場合にはその都度、第４のレジスタ２５にデータを入力してカウンタ１３のデータを更新し、それにより第２の周波数シンセサイザ２の出力周波数ｆＲＦを更新すると同時に、セレクタ２７にセレクタデータ２８を与えることでこの第２または第３のレジスタ２３，２４の値をカウンタ８に入力し第１の周波数シンセサイザ１の出力周波数を更新する。
次に、図１の送信器により、本発明の前提となる比較例で示した周波数シンセサイザ出力信号の高調波による不要スプリアス信号の問題を解決できることを説明する。
比較例において、不要スプリアス信号は数式１で規定される離調周波数で発生していた。例えば、ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚ、ｆＲＦ＝１１６８ＭＨｚ、ｆＶＣＯ＝８９８ＭＨｚの時、±６ＭＨｚ離調に不要スプリアス信号が発生する。比較例の説明でも述べた通りＰＬＬを用いた周波数変換回路５は送信周波数を中心周波数とした帯域通過フィルタ特性をもつので、不要スプリアス信号の離調周波数を増加させることで不要スプリアス信号レベルを抑圧することができる。例えば、ｆＶＣＯを８９８ＭＨｚのままｆＩＦとｆＲＦをそれぞれ２７２ＭＨｚ、１１７０ＭＨｚとすれば、数式１から不要スプリアス信号の離調周波数は±２６ＭＨｚ離調になる。図２に、ｆＩＦとして２７０ＭＨｚと２７２ＭＨｚを用いた時の送信器の測定結果を示す。分周器１２において４分周するので、第１の周波数シンセサイザ１は、ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚの時１０８０ＭＨｚで発振し、ｆＩＦ＝２７２ＭＨｚの時は１０８８ＭＨｚで発振する。その他の測定条件は、比較例の図８における測定条件と同一である。ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚではｆＶＣＯ＝９００ＭＨｚ近傍で不要スプリアス信号が発生しＧＳＭ仕様を満たすことができなかったが、ｆＩＦ＝２７２ＭＨｚとすれば不要スプリアス信号の発生するｆＶＣＯが移動するためｆＶＣＯ＝９００ＭＨｚ近傍では抑圧されＧＳＭ仕様を満たせることが分かる。したがって、例えば、第２のレジスタ２３にはｆＩＦが２７０ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第３のレジスタ２４にはｆＩＦが２７２ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを格納しておき、ｆＶＣＯが８８５ＭＨｚ〜９０５ＭＨｚの時にはセレクタ２７により第３のレジスタ２４のデータをカウンタ８のデータとして用い、上記以外のｆＶＣＯの時には第２のレジスタ２３のデータをカウンタ８のデータとして用いればすべての周波数範囲においてＧＳＭ仕様を満たすことができる。
図３は、本発明の送信器の第２の実施の形態を示した構成図であり、前記第１の課題（１）と第２の課題（２）を同時に解決する。
本実施の形態は、第１の実施の形態において、ＩＣ化した回路（点線２９で囲まれた部分）にＶＣＯ１１を加え、さらに第１のレジスタ２２とセレクタ２７の間に第５のレジスタ３０を追加したことを特徴とする送信器である。実線３１で囲まれた回路が１つのＩＣに内蔵される。
前述の比較例において、ＶＣＯの発振周波数１０８０ＭＨｚ近傍に水晶発振器出力信号の高調波１０７９ＭＨｚが混入するために、このＶＣＯ出力に不要スプリアス信号が発生していた。一般に、無線通信で用いられるＶＣＯは共振器をもち、共振器は帯域通過フィルタ特性をもつ。したがって、このＶＣＯの発振周波数を１０７９ＭＨｚから遠ざけることで不要スプリアスレベルを抑圧することができる。図４に、比較例の図９と同じ測定条件において、ＶＣＯ１１の発振周波数を１０８８ＭＨｚ、すなわちｆＩＦ＝２７２ＭＨｚとし、かつ、ｆＶＣＯ＝８８０ＭＨｚとした時の送信器の出力スペクトラムを示す。不要スプリアス信号は比較例に比べ抑圧され、そのレベルは−６６．４ｄＢである。この値はＧＳＭ仕様の−６０ｄＢ以下を満たしている。
上記結果から本実施の形態の送信器は次の様に使用する。
使用するｆＩＦは例えば、２７０ＭＨｚ、２７２ＭＨｚと２６８ＭＨｚである。まず前記第２の課題（２）を解決するために、第１の周波数シンセサイザ１の出力周波数は１０７９ＭＨｚから遠ざけ、１０８８ＭＨｚとする。すなわち、ｆＩＦとして２７２ＭＨｚを使用する。次に、ｆＩＦとして２７２ＭＨｚのみを使用すると前記第１の課題（１）の問題が生じるので、不要スプリアス信号の発生する送信器出力周波数ｆＶＣＯを移動させるためにｆＩＦとして２６８ＭＨｚも用いる。また、２７０ＭＨｚのｆＩＦは、第１の周波数シンセサイザ１と第２の周波数シンセサイザ２の出力信号を利用する受信器のために使用する。この受信器で用いるｆＩＦは、この受信器のフィルタで決まるので、ｆＩＦを自由に変えることができない。また、このフィルタとして通過帯域幅が１ＭＨｚよりも小さいチャネルフィルタが用いられるので、ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚとして１ＭＨｚ離調に−５８．２ｄＢのスプリアス信号が存在していても、この受信器の性能に問題は生じない。
この送信器の初期動作時（例えば、電源がオフからオンになった時）に、第２のレジスタ２３にはｆＩＦが２７０ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第３のレジスタ２４にはｆＩＦが２７２ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第５のレジスタ３０にはｆＩＦが２６８ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを格納する。一旦、この第２、第３と第５のレジスタ２３，２４，３０にデータを格納したら、その後はデータの更新は行わない。ＧＳＭシステムはＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式であるから、送信と受信は同時に起きることはない。したがって、送信時には送信周波数ｆＶＣＯに応じてセレクタ２７を適宜切り替え、この第３または第５のレジスタ２４，３０のデータをカウンタ８へ入力する。受信時には、セレクタ２７により第２のレジスタ２３を選択し、そのデータをカウンタ８へ入力する。
次に、本発明に係る送信器を用いた無線通信端末機器の実施の形態を説明する。
図５は、本発明の送信器を用いた無線通信端末機器の実施の形態を示した図である。
本発明にかかる無線通信端末機器は、ベースバンド回路６、送信回路３３、電力増幅器３４、アンテナスイッチ３５、アンテナ３６、受信回路３７と水晶発振器３から構成される。
送信回路３３は、図１における第１の周波数シンセサイザ１、第２の周波数シンセサイザ２、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５、分周器１２、変調器１８と制御回路４から構成され、実線２９に含まれる回路が１つのＩＣに内蔵される。あるいは、送信回路３３は、図３における第１の周波数シンセサイザ１、第２の周波数シンセサイザ２、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５、分周器１２、変調器１８と制御回路４から構成され、実線３１に含まれる回路が１つのＩＣに内蔵される。
ベースバンド回路６からクロック信号ＣＬＫ、データ信号ＤＡＴＡ、トリガ信号ＬＥとベースバンド信号３２が送信回路３に入力される。
水晶発振器３の出力信号は送信回路３３に入力され、送信回路３３に含まれる第１の周波数シンセサイザ１と第２の周波数シンセサイザ２の参照信号となる。
送信回路３３には３つの出力信号がある。第１の出力信号は、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５の出力信号で、その周波数はｆＶＣＯである。第２の出力信号は、分周器１２の出力信号で、その周波数はｆＩＦである。第３の出力信号は、第２の周波数シンセサイザ２の出力信号で、その周波数はｆＲＦである。送信回路３３の第１の出力信号は電力増幅器３４に入力され、電力が増幅される。電力増幅器３４の出力信号はアンテナスイッチ３５に入力される。アンテナスイッチ３５にはアンテナ３６、送信回路３３の出力と受信回路３７の入力が接続される。この無線通信端末機器が送信時にはアンテナ３６と送信回路３３の出力が電気的に接続され、受信時にはアンテナ３６と受信回路３７の入力が電気的に接続される。なお、アンテナスイッチ３５の代わりにデュプレクサを用いてもよい。
アンテナ３６で受信された受信信号はアンテナスイッチ３５を通して受信回路３７に入力される。受信回路３７は、送信回路３３の第２と第３の出力信号を用いて、この受信信号をベースバンド回路６で処理できる周波数までダウンコンバートし、ベースバンド回路６へ入力する。受信回路３７を構成する回路は、送信回路３３を構成する前記ＩＣと別のＩＣに製造されてもよいし、また、受信回路３７を構成する少なくとも１つの回路が、このＩＣに内蔵されてもよい。
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかる送信器は、ＧＳＭやＤＣＳ１８００などの無線通信システムに用いられる、周波数シンセサイザとＰＬＬを用いた周波数変換回路を含む送信器に有用であり、さらにこの送信器を用いた無線通信端末機器などに広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の送信器の一実施の形態を示す機能ブロック図、図２は本発明の送信器の一実施の形態の効果を示す特性図、図３は本発明の送信器の他の実施の形態を示す機能ブロック図、図４は本発明の送信器の他の実施の形態の効果を示す特性図、図５は本発明の送信器を用いた無線通信端末機器の一例を示す機能ブロック図、図６は本発明の前提となる比較例の送信器を示す機能ブロック図、図７はＰＬＬを用いた周波数変換回路の閉ループ特性を示す特性図、図８および図９は比較例の送信器の測定結果を示す特性図である。
本発明は、ＧＳＭやＤＣＳ１８００などの無線通信システムに用いられる、周波数シンセサイザとＰＬＬを用いた周波数変換回路を含む送信器とそれを用いた無線通信端末機器に関するものである。
背景技術
一般に、無線通信端末機器で用いられる送信器の構成には以下の３種類が考えられる。（１）変調器において送信周波数と同じ周波数の局発信号でベースバンド信号をミキシングする方式。（２）変調器においてベースバンド信号を一旦中間周波数にアップコンバートした後、ミキサを用いて送信周波数にアップコンバートする方式。（３）変調器においてベースバンド信号を一旦中間周波数にアップコンバートした後、ＰＬＬを用いた周波数変換回路で送信周波数に変換する方式。
方式（３）は変調方式として定振幅変調しか扱えないため、送信器の方式としてはこれまで方式（１），（２）が主流であった。しかし、近年急速に普及しているＧＳＭ、ＤＣＳ１８００システムは変調方式として定振幅変調を採用しているため、さまざまな利点をもつ方式（３）が広く使われだしてきた。方式（３）の利点には、（１）ＰＬＬのもつフィルタ特性により、送信器からＱ値の高い高価なフィルタが不要となること、（２）ＶＣＯ出力信号は定振幅信号なので、ＰＬＬを用いた周波数変換回路の次段の電力増幅器のバイアス設計が容易となること、などが挙げられる。
ここで、本発明者は、前述の方式（３）の送信器について検討した。以下は、公知とされた技術ではないが、本発明者によって検討された技術であり、その概要を図６〜図９を用いて説明する。図６に、方式（３）の本発明の前提となる比較例の送信器を示す。この送信器は、第１の周波数シンセサイザ３８、第２の周波数シンセサイザ３９、この第１と第２の周波数シンセサイザに参照信号を与える水晶発振器４０、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１、分周器４７、変調器５４とベースバンド回路４２から構成される。
第１の周波数シンセサイザ３８は、第１のカウンタ４２、第２のカウンタ４３、位相比較器４４、低域通過フィルタ４５、ＶＣＯ４６から構成され、ＶＣＯ４６の出力信号を分周器４７へ入力する。
第２の周波数シンセサイザ３９は、第３のカウンタ４８、第４のカウンタ４９、位相比較器５０、低域通過フィルタ５１、ＶＣＯ５２から構成され、周波数ｆＲＦであるＶＣＯ５２の出力信号をミキサ５３へ入力する。
ベースバンド回路４２は、音声や各種データなどの情報信号に基づくベースバンド信号の波形生成やこの送信器を制御する各種データを生成する回路である。
分周器４７は、第１の周波数シンセサイザ３８から出力される局発信号を入力信号とし、この局発信号を周波数ｆＩＦに分周し変調器５４に入力する。
変調器５４は、ベースバンド回路４２からのベースバンド信号に分周器４７から供給される周波数ｆＩＦの信号をミキシングして、中間周波数（例えば２７０ＭＨｚ）にアップコンバートする。
ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１は、位相比較器５５、低域通過フィルタ５６、ＶＣＯ５７、ミキサ５３から構成される。位相比較器５５には２つの信号が入力される。第１の入力信号は変調器５４の出力信号であり、第２の入力信号はミキサ５３の出力信号である。位相比較器５５において、この第１と第２の入力信号は位相比較され、位相差に比例した信号が出力される。位相比較器５５の出力信号は、低域通過フィルタ５６に出力され、不要な雑音が除去された後ＶＣＯ５７に入力される。ＶＣＯ５７の出力周波数はｆＶＣＯであり、この送信器の出力信号として用いられ、かつ、ミキサ５３に入力される。ミキサ５３には２つの信号が入力される。第１の入力信号は、ＶＣＯ５７の出力信号であり、第２の入力信号は第２の周波数シンセサイザ３９から供給される周波数ｆＲＦの局発信号である。ミキサ５３の出力周波数は、２つの入力周波数の差の絶対値であり、｜ｆＲＦ−ｆＶＣＯ｜となる。ミキサ５３の出力信号は、位相比較器５５の第２の入力信号となる。ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１がロックした状態では、位相比較器５５の２つの入力周波数は等しくなるため、ｆＩＦ＝｜ｆＲＦ−ｆＶＣＯ｜となる。したがって、ＶＣＯ５７の出力周波数ｆＶＣＯは｜ｆＲＦ−ｆＩＦ｜で与えられる。つまり、変調器５４の出力周波数ｆＩＦは送信器の出力においてｆＶＣＯ＝｜ｆＲＦ−ｆＩＦ｜に周波数変換される。送信器の出力周波数を変えるには、第１の周波数シンセサイザ３８の出力周波数は固定のまま第２の周波数シンセサイザ３９の出力周波数ｆＲＦを変化させる。
次に、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１の閉ループ伝達特性の一例を図７に示す。０ｄＢの平坦な部分が通過帯域である。横軸の周波数は出力周波数ｆＶＣＯからの離調周波数を表すから、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１は出力周波数を中心とした帯域通過フィルタ特性をもつことが分かる。つまり、通過帯域幅がＧＳＭなどのシステムで規定される変調方式の帯域幅よりも十分広くとれば、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１は変調器５４の出力スペクトラムを保存し、かつ、中心周波数を変換できる。実際は、ＰＬＬを用いた周波数変換回路４１の出力での位相誤差と雑音レベルの兼ね合いから通過帯域幅は１〜２ＭＨｚ程度に設計される。
無線通信端末機器には、低価格化、小容量化などのニーズが非常に強く、端末を構成する回路の集積化が年々進んできている。しかし、集積化の高まりと同時に回路間の信号や高調波のクロストークの問題が発生してきた。また、近年の半導体プロセスの改良は寄生容量が減少する方向に進んでおり、これもまた回路間クロストークの問題を助長する。さらに、端末におけるＩＣなどの高密度実装化により実装基板を通じてのクロストークの問題も発生してきた。
図８に、図６において実線５８と５９に囲まれる回路を同一ＩＣに集積した送信器の測定結果を示す。システムとしてＧＳＭを想定し、ベースバンド信号にはＧＭＳＫ変調信号を用いた。第１の周波数シンセサイザ３８は１０８０ＭＨｚで発振し、分周器４７で４分周し、ｆＩＦを２７０ＭＨｚとした。また、ｆＶＣＯがＧＳＭ（ＥＧＳＭ含む）送信周波数（８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚ）になるようにｆＲＦ（＝ｆＩＦ＋ｆＶＣＯ）を設定した。横軸は送信器の送信周波数ｆＶＣＯを示し、縦軸は送信周波数での信号レベルと送信周波数から４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調と６ＭＨｚ〜２５ＭＨｚ離調での信号レベルとの差の最悪値をｄＢ単位で示す。スペクトラムアナライザを用いＶＣＯ５７の出力を測定し、その測定条件は４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調においてＲＢＷ＝ＶＢＷ＝３０ｋＨｚ、６ＭＨｚ〜２５ＭＨｚにおいてＲＢＷ＝ＶＢＷ＝１００である。ＧＳＭのＳｐｕｒｉｏｕｓ ｅｍｉｓｓｉｏｎｓに関する仕様は、４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調と６ＭＨｚ以上離調でそれぞれ−６０ｄＢ以下、−７１ｄＢ以下である。４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調において送信周波数が９００ＭＨｚ近傍の時、６ＭＨｚ〜２５ＭＨｚ離調において送信周波数が８９８ＭＨｚ近傍と９０２ＭＨｚ近傍の時に送信スペクトラムが劣化しＧＳＭ仕様を満たさないことが分かる。これは、ｆＩＦ、ｆＲＦとｆＶＣＯの高調波の相互変調により、送信周波数から数式１に示す離調周波数に不要スプリアス信号が発生するためである。
±｜３×ｆＶＣＯ−１０×ｆＩＦ｜ ・・・ （数式１）
ここで、ｆＩＦ、ｆＲＦとｆＶＣＯの間にはｆＶＣＯ＝ｆＲＦ−ｆＩＦの関係がある。この不要スプリアス信号は、図６において実線５８と５９で囲まれる回路を同一ＩＣに集積することで、第１の周波数シンセサイザ３８と第２の周波数シンセサイザ３９の出力信号の高調波の影響が大きくなった結果発生した。ただし、実線５８と５９で囲まれる回路を別ＩＣに集積化したとしても、この集積化されたＩＣの特性、使用する半導体プロセスや基板への実装方法によっては、この不要スプリアス信号が発生する可能性がある。
次に図９に、図６における実線５８と５９で囲まれる回路とＶＣＯ４６を同一ＩＣに集積した送信器の出力スペクトラムを示す。システムとしてＧＳＭを想定し、ベースバンド信号にはＧＭＳＫ変調信号を用いた。第１の周波数シンセサイザ３８は１０８０ＭＨｚで発振し、分周器４７で４分周し、ｆＩＦを２７０ＭＨｚとした。ｆＶＣＯが８８０ＭＨｚになるようにｆＲＦを１１５０ＭＨｚに設定した。また、水晶発振器４０の出力周波数は１３ＭＨｚである。横軸は周波数を示し、縦軸は信号レベルをｄＢｍ単位で示す。測定はスペクトラムアナライザで行い、測定条件はＲＢＷ＝ＶＢＷ＝３０ｋＨｚである。送信周波数から１ＭＨｚ離調に不要スプリアス信号が発生し、そのレベルは−５８．２ｄＢである。前述の通りＧＳＭ仕様では、４００ｋＨｚ〜１．８ＭＨｚ離調で−６０ｄＢ以下と規定されており、図９の測定結果はＧＳＭ仕様を満たさない。この不要スプリアス信号の発生過程は次の通りである。水晶発振器４０の出力信号の８３倍高調波１０７９ＭＨｚが第１の周波数シンセサイザ３８または第２の周波数シンセサイザ３９で発生する。この１０７９ＭＨｚ信号がクロストークによりＶＣＯ４６に混入する。ＶＣＯを増幅器の正帰還回路とみなすと、この１０７９ＭＨｚ信号はＶＣＯ４６にて増幅されると同時に、増幅器の偶数次歪特性により発振周波数１０８０ＭＨｚを中心とした折り返し作用によって１０８１ＭＨｚにも不要スプリアス信号が発生する。ＶＣＯにおける雑音の折り返し作用の詳細は、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ ＰＴＲ Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｃ．出版、Ｂｅｈｚａｄ Ｒａｚａｖｉ著、’ＲＦ ＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ’（ＩＳＢＮ０−１３−８８７５７１−５）の７．４．３章に記されている。
ところで、前述の本発明の前提となる比較例の送信器について、本発明者が検討した結果、以下のようなことが明らかとなった。前述の比較例の送信器は、回路の集積化の進行、半導体プロセス改良による寄生容量の低下や端末の高密度実装化により以下に示す不要スプリアスの問題があった。
第１の課題（１）は、周波数シンセサイザ出力信号の高調波により特定の送信周波数において不要スプリアス信号が発生する。
第２の課題（２）は、水晶発振器出力信号の高調波がＶＣＯの発振周波数近傍に存在すると、ＶＣＯの折り返し作用によりＶＣＯ出力に不要スプリアス信号が発生する。
また、回路間クロストークや実装基板を通じてのクロストークは回路や実装基板の設計時には予測が困難であり、実際に作成し測定を行った後改良を加えていく必要があったため、多大な労力と時間が必要だった。
そこで、本発明の第１の目的は、前述の比較例の送信器で発生する周波数シンセサイザ出力信号の高調波による不要スプリアス信号の問題を解決し、回路や実装基板の設計を容易にすることである。
さらに、本発明の第２の目的は、前述の比較例の送信器において、前記周波数シンセサイザ出力信号の高調波による不要スプリアス信号の問題を解決すると同時に、水晶発振器出力信号の高調波がＶＣＯに混入することで発生する不要スプリアス信号の問題を解決し、回路や実装基板の設計を容易にすることである。
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
発明の開示
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
上記課題（１）を解決するために、本発明の送信器は、第１の周波数シンセサイザと、第２の周波数シンセサイザと、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号とを出力するベースバンド回路と、前記制御信号に基づき前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザとの出力周波数を変える制御回路と、前記第１の周波数シンセサイザの出力信号を搬送信号とし前記ベースバンド信号に基づき前記搬送信号を変調する変調器と、前記変調器の出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とを用いて前記変調器の出力信号の搬送周波数をアップコンバートする周波数変換回路とを有することを特徴とする送信器である。
さらに、前記周波数変換回路は、第１の位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第１のＶＣＯと、ミキサとを有し、前記第１の位相比較器は前記変調器の出力信号と前記ミキサの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１の低域通過フィルタは前記第１の位相比較器の出力に接続され、前記第１のＶＣＯは前記第１の低域通過フィルタの出力に接続され、前記ミキサは前記第１のＶＣＯの出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とをミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路である。
また、前記ベースバンド回路は、前記周波数変換回路の出力周波数と前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザの出力周波数との関係を記憶し、前記関係に基づいて前記周波数変換回路の出力周波数に応じた前記制御信号を生成するベースバンド回路である。前記関係は、前記ＰＬＬを用いた周波数変換回路の出力において、無線システムで規定されるレベル以上の不要スプリアス信号が発生しない関係である。
さらに、前記第１の周波数シンセサイザは、第１のカウンタと、第２のカウンタと、第２の位相比較器と、第２の低域通過フィルタと、第２のＶＣＯとを有し、前記第２の位相比較器は前記第１のカウンタの出力信号と前記第２のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１のカウンタは基準発振器の出力に接続され、前記第２のカウンタは前記第２のＶＣＯの出力に接続され、前記第２の低域通過フィルタは前記第２の位相比較器の出力に接続され、前記第２のＶＣＯは前記第２の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第２のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第１の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザである。
また、前記第２の周波数シンセサイザは、第３のカウンタと、第４のカウンタと、第３の位相比較器と、第３の低域通過フィルタと、第３のＶＣＯとを有し、前記第３の位相比較器は前記第３のカウンタの出力信号と前記第４のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第３のカウンタは前記基準発振器の出力に接続され、前記第４のカウンタは前記第３のＶＣＯの出力に接続され、前記第３の低域通過フィルタは前記第３の位相比較器の出力に接続され、前記第３のＶＣＯは前記第３の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第４のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第２の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザである。
さらに、前記制御回路は、第３の分周比データを保持する第１のレジスタと、第４の分周比データを保持する第２のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第３のレジスタと、前記第３と第４との分周比データのどちらか１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第１のセレクタとを有する制御回路である。
さらに、前記送信器において、前記第２のＶＣＯと前記変調器の間に分周器が存在していてもよい。
以上の上記課題（１）を解決する送信器において、前記第１のカウンタと、前記第２のカウンタと、前記第２の位相比較器と、前記第３のカウンタと、前記第４のカウンタと、前記第３の位相比較器と、前記変調器と、前記分周器と、前記第１の位相比較器と、前記ミキサと、前記制御回路とが同一のＩＣに製造されるものである。
また、上記課題（１）と（２）を同時に解決するために、本発明の送信器は前記送信器において、前記制御回路は、第５の分周比データを保持する第４のレジスタと、第６の分周比データを保持する第５のレジスタと、前記第７の分周比データを保持する第６のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第７のレジスタと、前記第５と第６と第７との分周比データのうち１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第２のセレクタとを有する制御回路である。
さらに、前記課題（１）と（２）を同時に解決するための送信器において、前記第２のＶＣＯと前記変調器の間に分周器が存在していてもよい。
以上の上記課題（１）と（２）を同時に解決する送信器において、少なくとも前記第１のカウンタと、前記第２のカウンタと、前記第２の位相比較器と、前記第３のカウンタと、前記第４のカウンタと、前記第３の位相比較器と、前記第２のＶＣＯとが同一のＩＣに製造され、好ましくはさらに前記変調器と、前記分周器と、前記第１の位相比較器と、前記ミキサと、前記制御回路とが同一のＩＣに製造されるものである。
また、本発明の無線通信端末機器は、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号を出力するベースバンド回路と、前記ベースバンド信号と前記制御信号が入力される送信回路と、前記送信回路の第１の出力信号と第２の出力信号とが入力される前記受信回路と、前記送信回路の第３の出力信号が入力される電力増幅器と、前記受信回路の入力と前記電力増幅器の出力とに接続されるアンテナスイッチと、前記アンテナスイッチに接続されたアンテナとを有し、前記送信回路が前記何れかに記載の送信器であり、前記第１の出力信号と第２の出力信号とは、それぞれ前記送信回路における第２の周波数シンセサイザの出力信号と変調器の入力信号であり、前記第３の出力信号は、前記送信回路における第１のＶＣＯの出力信号であり、前記受信回路の出力信号は、前記送信回路における前記ベースバンド回路に入力され情報信号が取り出されるものであることを特徴とする無線通信端末機器である。
また、前記無線通信端末機器において、前記アンテナスイッチの代わりにデュプレクサを用いてもよい。
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
本発明によれば、設計時に予測困難な回路間クロストークや基板上のクロストークによって周波数シンセサイザとＰＬＬを用いた周波数変換回路を含む送信器の出力に不要スプリアス信号が発生したとしても、前記周波数シンセサイザの出力周波数を前記ＰＬＬを用いた周波数変換回路の出力周波数に応じて適当に変えることで、前記不要スプリアス信号を抑圧することができる。これにより、回路や基板の再設計にかかる時間、費用を低減することができるという効果がある。発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
図１は、本発明の送信器の第１の実施の形態を示した構成図であり、前記第１の課題（１）を解決する。
本発明に係る送信器は、第１の周波数シンセサイザ１、第２の周波数シンセサイザ２、この第１と第２の周波数シンセサイザ１，２に参照信号を与える水晶発振器３、この第１と第２の周波数シンセサイザ１，２の制御回路４、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５、分周器１２、変調器１８とベースバンド回路６から構成される。
第１の周波数シンセサイザ１は、第１のカウンタ７、第２のカウンタ８、位相比較器９、低域通過フィルタ１０、ＶＣＯ１１から構成され、ＶＣＯ１１の出力信号を分周器１２へ入力する。
第２の周波数シンセサイザ２は、第３のカウンタ１２、第４のカウンタ１３、位相比較器１４、低域通過フィルタ１５、ＶＣＯ１６から構成され、周波数ｆＲＦであるＶＣＯ１６の出力信号をミキサ１７へ入力する。
ベースバンド回路６は、音声や各種データなどの情報信号に基づくベースバンド信号の波形生成や送信器を制御する各種データを生成する回路である。
制御回路４は、第１のレジスタ２２、第２のレジスタ２３、第３のレジスタ２４、第４のレジスタ２５、デコーダ２６およびセレクタ２７から構成される。第１のレジスタ２２には、ベースバンド回路６からクロック信号ＣＬＫとデータ信号ＤＡＴＡが入力され、このＣＬＫに同期してこのＤＡＴＡがシリアルデータとして格納される。格納されたデータの一部（例えば、上位３ビット）はデコーダ２６へ入力され、残りはこの第２、第３と第４のレジスタ２３，２４，２５に入力される。この第２、第３と第４のレジスタ２３，２４，２５のうち、デコーダ２６の出力信号によって選択された１つのレジスタのみに第１のレジスタ２２からのデータが格納される。データの格納されるタイミングは、前記ＬＥに送られるトリガ信号（例えば、下りエッジ）によって決定される。この第２と第３のレジスタ２３，２４の出力はセレクタ２７に入力される。セレクタ２７は、第４のレジスタ２５からのセレクタデータ２８によって、この第２と第３のレジスタ２３，２４からの出力のうちどちらか一方をカウンタ８へ入力する。第４のレジスタ２５に格納されたデータの一部（例えば、上位１ビット）は前記セレクタ２７へと出力され、残りは第２の周波数シンセサイザ２のカウンタ１３へ入力される。
分周器１２は、第１の周波数シンセサイザ１から出力される局発信号を入力信号とし、この局発信号を周波数ｆＩＦに分周し変調器１８に入力する。
変調器１８は、ベースバンド回路６からのベースバンド信号に分周器１２から供給される周波数ｆＩＦの信号をミキシングして、中間周波数（例えば２７０ＭＨｚ）にアップコンバートする。
ＰＬＬを用いた周波数変換回路５は、位相比較器１９、低域通過フィルタ２０、ＶＣＯ２１、ミキサ１７から構成される。位相比較器１９には２つの信号が入力される。第１の入力信号は、変調器１８の出力信号であり、第２の入力信号は、ミキサ１７の出力信号である。位相比較器１９において、この第１と第２の入力信号は位相比較され、位相差に比例した信号が出力される。位相比較器１９の出力信号は、低域通過フィルタ２０に出力され、不要な雑音が除去され、ＶＣＯ２１に入力される。ＶＣＯ２１の出力周波数はｆＶＣＯであり、この送信器の出力信号として用いられ、かつ、ミキサ１７に入力される。ミキサ１７には２つの信号が入力される。第１の入力信号は、ＶＣＯ２１の出力信号であり、第２の入力信号は第２の周波数シンセサイザ２から供給される周波数ｆＲＦの信号である。ミキサ１７の出力周波数は、２つの入力周波数の差の絶対値であり、｜ｆＲＦ−ｆＶＣＯ｜となる。ミキサ１７の出力信号は、位相比較器１９の第２の入力信号となる。ＰＬＬを用いた周波数変換回路５の周波数変換動作と帯域通過フィルタとしての動作は本発明の前提となる比較例で示したＰＬＬを用いた周波数変換回路と同様である。
本発明に関わる送信器は、図１において実線２９で囲まれた回路が１つのＩＣに内蔵される。
次に、図１の送信器の動作を説明する。
まず、この送信器の初期動作時（例えば、電源がオフからオンになった時）に、第２のレジスタ２３にデータを格納し、次に、第３のレジスタ２４にデータを格納する。例えば、第２のレジスタ２３にはｆＩＦが２７０ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第３のレジスタ２４にはｆＩＦが２７２ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを格納する。一旦この第２と第３のレジスタ２３，２４にデータを格納したら、その後はデータの更新は行わない。この送信器の出力周波数ｆＶＣＯを更新する場合にはその都度、第４のレジスタ２５にデータを入力してカウンタ１３のデータを更新し、それにより第２の周波数シンセサイザ２の出力周波数ｆＲＦを更新すると同時に、セレクタ２７にセレクタデータ２８を与えることでこの第２または第３のレジスタ２３，２４の値をカウンタ８に入力し第１の周波数シンセサイザ１の出力周波数を更新する。
次に、図１の送信器により、本発明の前提となる比較例で示した周波数シンセサイザ出力信号の高調波による不要スプリアス信号の問題を解決できることを説明する。
比較例において、不要スプリアス信号は数式１で規定される離調周波数で発生していた。例えば、ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚ、ｆＲＦ＝１１６８ＭＨｚ、ｆＶＣＯ＝８９８ＭＨｚの時、±６ＭＨｚ離調に不要スプリアス信号が発生する。比較例の説明でも述べた通りＰＬＬを用いた周波数変換回路５は送信周波数を中心周波数とした帯域通過フィルタ特性をもつので、不要スプリアス信号の離調周波数を増加させることで不要スプリアス信号レベルを抑圧することができる。例えば、ｆＶＣＯを８９８ＭＨｚのままｆＩＦとｆＲＦをそれぞれ２７２ＭＨｚ、１１７０ＭＨｚとすれば、数式１から不要スプリアス信号の離調周波数は±２６ＭＨｚ離調になる。図２に、ｆＩＦとして２７０ＭＨｚと２７２ＭＨｚを用いた時の送信器の測定結果を示す。分周器１２において４分周するので、第１の周波数シンセサイザ１は、ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚの時１０８０ＭＨｚで発振し、ｆＩＦ＝２７２ＭＨｚの時は１０８８ＭＨｚで発振する。その他の測定条件は、比較例の図８における測定条件と同一である。ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚではｆＶＣＯ＝９００ＭＨｚ近傍で不要スプリアス信号が発生しＧＳＭ仕様を満たすことができなかったが、ｆＩＦ＝２７２ＭＨｚとすれば不要スプリアス信号の発生するｆＶＣＯが移動するためｆＶＣＯ＝９００ＭＨｚ近傍では抑圧されＧＳＭ仕様を満たせることが分かる。したがって、例えば、第２のレジスタ２３にはｆＩＦが２７０ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第３のレジスタ２４にはｆＩＦが２７２ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを格納しておき、ｆＶＣＯが８８５ＭＨｚ〜９０５ＭＨｚの時にはセレクタ２７により第３のレジスタ２４のデータをカウンタ８のデータとして用い、上記以外のｆＶＣＯの時には第２のレジスタ２３のデータをカウンタ８のデータとして用いればすべての周波数範囲においてＧＳＭ仕様を満たすことができる。
図３は、本発明の送信器の第２の実施の形態を示した構成図であり、前記第１の課題（１）と第２の課題（２）を同時に解決する。
本実施の形態は、第１の実施の形態において、ＩＣ化した回路（点線２９で囲まれた部分）にＶＣＯ１１を加え、さらに第１のレジスタ２２とセレクタ２７の間に第５のレジスタ３０を追加したことを特徴とする送信器である。実線３１で囲まれた回路が１つのＩＣに内蔵される。
前述の比較例において、ＶＣＯの発振周波数１０８０ＭＨｚ近傍に水晶発振器出力信号の高調波１０７９ＭＨｚが混入するために、このＶＣＯ出力に不要スプリアス信号が発生していた。一般に、無線通信で用いられるＶＣＯは共振器をもち、共振器は帯域通過フィルタ特性をもつ。したがって、このＶＣＯの発振周波数を１０７９ＭＨｚから遠ざけることで不要スプリアスレベルを抑圧することができる。図４に、比較例の図９と同じ測定条件において、ＶＣＯ１１の発振周波数を１０８８ＭＨｚ、すなわちｆＩＦ＝２７２ＭＨｚとし、かつ、ｆＶＣＯ＝８８０ＭＨｚとした時の送信器の出力スペクトラムを示す。不要スプリアス信号は比較例に比べ抑圧され、そのレベルは−６６．４ｄＢである。この値はＧＳＭ仕様の−６０ｄＢ以下を満たしている。
上記結果から本実施の形態の送信器は次の様に使用する。
使用するｆＩＦは例えば、２７０ＭＨｚ、２７２ＭＨｚと２６８ＭＨｚである。まず前記第２の課題（２）を解決するために、第１の周波数シンセサイザ１の出力周波数は１０７９ＭＨｚから遠ざけ、１０８８ＭＨｚとする。すなわち、ｆＩＦとして２７２ＭＨｚを使用する。次に、ｆＩＦとして２７２ＭＨｚのみを使用すると前記第１の課題（１）の問題が生じるので、不要スプリアス信号の発生する送信器出力周波数ｆＶＣＯを移動させるためにｆＩＦとして２６８ＭＨｚも用いる。また、２７０ＭＨｚのｆＩＦは、第１の周波数シンセサイザ１と第２の周波数シンセサイザ２の出力信号を利用する受信器のために使用する。この受信器で用いるｆＩＦは、この受信器のフィルタで決まるので、ｆＩＦを自由に変えることができない。また、このフィルタとして通過帯域幅が１ＭＨｚよりも小さいチャネルフィルタが用いられるので、ｆＩＦ＝２７０ＭＨｚとして１ＭＨｚ離調に−５８．２ｄＢのスプリアス信号が存在していても、この受信器の性能に問題は生じない。
この送信器の初期動作時（例えば、電源がオフからオンになった時）に、第２のレジスタ２３にはｆＩＦが２７０ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第３のレジスタ２４にはｆＩＦが２７２ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを、第５のレジスタ３０にはｆＩＦが２６８ＭＨｚとなるカウンタ８のデータを格納する。一旦、この第２、第３と第５のレジスタ２３，２４，３０にデータを格納したら、その後はデータの更新は行わない。ＧＳＭシステムはＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式であるから、送信と受信は同時に起きることはない。したがって、送信時には送信周波数ｆＶＣＯに応じてセレクタ２７を適宜切り替え、この第３または第５のレジスタ２４，３０のデータをカウンタ８へ入力する。受信時には、セレクタ２７により第２のレジスタ２３を選択し、そのデータをカウンタ８へ入力する。
次に、本発明に係る送信器を用いた無線通信端末機器の実施の形態を説明する。
図５は、本発明の送信器を用いた無線通信端末機器の実施の形態を示した図である。
本発明にかかる無線通信端末機器は、ベースバンド回路６、送信回路３３、電力増幅器３４、アンテナスイッチ３５、アンテナ３６、受信回路３７と水晶発振器３から構成される。
送信回路３３は、図１における第１の周波数シンセサイザ１、第２の周波数シンセサイザ２、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５、分周器１２、変調器１８と制御回路４から構成され、実線２９に含まれる回路が１つのＩＣに内蔵される。あるいは、送信回路３３は、図３における第１の周波数シンセサイザ１、第２の周波数シンセサイザ２、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５、分周器１２、変調器１８と制御回路４から構成され、実線３１に含まれる回路が１つのＩＣに内蔵される。
ベースバンド回路６からクロック信号ＣＬＫ、データ信号ＤＡＴＡ、トリガ信号ＬＥとベースバンド信号３２が送信回路３に入力される。
水晶発振器３の出力信号は送信回路３３に入力され、送信回路３３に含まれる第１の周波数シンセサイザ１と第２の周波数シンセサイザ２の参照信号となる。
送信回路３３には３つの出力信号がある。第１の出力信号は、ＰＬＬを用いた周波数変換回路５の出力信号で、その周波数はｆＶＣＯである。第２の出力信号は、分周器１２の出力信号で、その周波数はｆＩＦである。第３の出力信号は、第２の周波数シンセサイザ２の出力信号で、その周波数はｆＲＦである。送信回路３３の第１の出力信号は電力増幅器３４に入力され、電力が増幅される。電力増幅器３４の出力信号はアンテナスイッチ３５に入力される。アンテナスイッチ３５にはアンテナ３６、送信回路３３の出力と受信回路３７の入力が接続される。この無線通信端末機器が送信時にはアンテナ３６と送信回路３３の出力が電気的に接続され、受信時にはアンテナ３６と受信回路３７の入力が電気的に接続される。なお、アンテナスイッチ３５の代わりにデュプレクサを用いてもよい。
アンテナ３６で受信された受信信号はアンテナスイッチ３５を通して受信回路３７に入力される。受信回路３７は、送信回路３３の第２と第３の出力信号を用いて、この受信信号をベースバンド回路６で処理できる周波数までダウンコンバートし、ベースバンド回路６へ入力する。受信回路３７を構成する回路は、送信回路３３を構成する前記ＩＣと別のＩＣに製造されてもよいし、また、受信回路３７を構成する少なくとも１つの回路が、このＩＣに内蔵されてもよい。
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかる送信器は、ＧＳＭやＤＣＳ１８００などの無線通信システムに用いられる、周波数シンセサイザとＰＬＬを用いた周波数変換回路を含む送信器に有用であり、さらにこの送信器を用いた無線通信端末機器などに広く適用することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の送信器の一実施の形態を示す機能ブロック図、図２は本発明の送信器の一実施の形態の効果を示す特性図、図３は本発明の送信器の他の実施の形態を示す機能ブロック図、図４は本発明の送信器の他の実施の形態の効果を示す特性図、図５は本発明の送信器を用いた無線通信端末機器の一例を示す機能ブロック図、図６は本発明の前提となる比較例の送信器を示す機能ブロック図、図７はＰＬＬを用いた周波数変換回路の閉ループ特性を示す特性図、図８および図９は比較例の送信器の測定結果を示す特性図である。
Claims (7)
- 第１の周波数シンセサイザと、第２の周波数シンセサイザと、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号とを出力するベースバンド回路と、前記制御信号に基づき前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザとの出力周波数を変える制御回路と、前記第１の周波数シンセサイザの出力信号を搬送信号とし前記ベースバンド信号に基づき前記搬送信号を変調する変調器と、前記変調器の出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とを用いて前記変調器の出力信号の搬送周波数をアップコンバートする周波数変換回路とを有する送信器であって、
前記周波数変換回路は、第１の位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第１のＶＣＯと、ミキサとを有し、前記第１の位相比較器は前記変調器の出力信号と前記ミキサの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１の低域通過フィルタは前記第１の位相比較器の出力に接続され、前記第１のＶＣＯは前記第１の低域通過フィルタの出力に接続され、前記ミキサは前記第１のＶＣＯの出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とをミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路であり、
前記ベースバンド回路は、前記周波数変換回路の出力周波数と前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザの出力周波数との関係を記憶し、前記関係に基づいて前記周波数変換回路の出力周波数に応じた前記制御信号を生成するベースバンド回路であって、前記関係は前記送信器の出力に発生する不要スプリアス信号のレベルが所定の基準値以下となる関係であり、
前記第１の周波数シンセサイザは、第１のカウンタと、第２のカウンタと、第２の位相比較器と、第２の低域通過フィルタと、第２のＶＣＯとを有し、前記第２の位相比較器は前記第１のカウンタの出力信号と前記第２のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１のカウンタは基準発振器の出力に接続され、前記第２のカウンタは前記第２のＶＣＯの出力に接続され、前記第２の低域通過フィルタは前記第２の位相比較器の出力に接続され、前記第２のＶＣＯは前記第２の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第２のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第１の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記第２の周波数シンセサイザは、第３のカウンタと、第４のカウンタと、第３の位相比較器と、第３の低域通過フィルタと、第３のＶＣＯとを有し、前記第３の位相比較器は前記第３のカウンタの出力信号と前記第４のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第３のカウンタは前記基準発振器の出力に接続され、前記第４のカウンタは前記第３のＶＣＯの出力に接続され、前記第３の低域通過フィルタは前記第３の位相比較器の出力に接続され、前記第３のＶＣＯは前記第３の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第４のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第２の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記制御回路は、第３の分周比データを保持する第１のレジスタと、第４の分周比データを保持する第２のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第３のレジスタと、前記第１および第２のレジスタに保持されたデータのどちらか１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第１のセレクタとを有する制御回路であることを特徴とする送信器。 - 第１の周波数シンセサイザと、第２の周波数シンセサイザと、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号とを出力するベースバンド回路と、前記制御信号に基づき前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザとの出力周波数を変える制御回路と、前記第１の周波数シンセサイザの出力信号を搬送信号とし前記ベースバンド信号に基づき前記搬送信号を変調する変調器と、前記変調器の出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とを用いて前記変調器の出力信号の搬送周波数をアップコンバートする周波数変換回路とを有する送信器であって、
前記周波数変換回路は、第１の位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第１のＶＣＯと、ミキサとを有し、前記第１の位相比較器は前記変調器の出力信号と前記ミキサの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１の低域通過フィルタは前記第１の位相比較器の出力に接続され、前記第１のＶＣＯは前記第１の低域通過フィルタの出力に接続され、前記ミキサは前記第１のＶＣＯの出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とをミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路であり、
前記ベースバンド回路は、前記周波数変換回路の出力周波数と前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザの出力周波数との関係を記憶し、前記関係に基づいて前記周波数変換回路の出力周波数に応じた前記制御信号を生成するベースバンド回路であって、前記関係は前記送信器の出力に発生する不要スプリアス信号のレベルが所定の基準値以下となる関係であり、
前記第１の周波数シンセサイザは、第１のカウンタと、第２のカウンタと、第２の位相比較器と、第２の低域通過フィルタと、第２のＶＣＯとを有し、前記第２の位相比較器は前記第１のカウンタの出力信号と前記第２のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１のカウンタは基準発振器の出力に接続され、前記第２のカウンタは前記第２のＶＣＯの出力に接続され、前記第２の低域通過フィルタは前記第２の位相比較器の出力に接続され、前記第２のＶＣＯは前記第２の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第２のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第１の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記第２の周波数シンセサイザは、第３のカウンタと、第４のカウンタと、第３の位相比較器と、第３の低域通過フィルタと、第３のＶＣＯとを有し、前記第３の位相比較器は前記第３のカウンタの出力信号と前記第４のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第３のカウンタは前記基準発振器の出力に接続され、前記第４のカウンタは前記第３のＶＣＯの出力に接続され、前記第３の低域通過フィルタは前記第３の位相比較器の出力に接続され、前記第３のＶＣＯは前記第３の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第４のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第２の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記制御回路は、第５の分周比データを保持する第４のレジスタと、第６の分周比データを保持する第５のレジスタと、前記第７の分周比データを保持する第６のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第７のレジスタと、前記第４および第５および第６のレジスタに保持されたデータのうち１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第２のセレクタとを有する制御回路であることを特徴とする送信器。 - 第１の周波数シンセサイザと、第２の周波数シンセサイザと、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号とを出力するベースバンド回路と、前記制御信号に基づき前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザとの出力周波数を変える制御回路と、前記第１の周波数シンセサイザの出力信号を分周する分周器と、前記分周器の出力信号を搬送信号とし前記ベースバンド信号に基づき前記搬送信号を変調する変調器と、前記変調器の出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とを用いて前記変調器の出力信号の搬送周波数をアップコンバートする周波数変換回路とを有する送信器であって、
前記周波数変換回路は、第１の位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第１のＶＣＯと、ミキサとを有し、前記第１の位相比較器は前記変調器の出力信号と前記ミキサの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１の低域通過フィルタは前記第１の位相比較器の出力に接続され、前記第１のＶＣＯは前記第１の低域通過フィルタの出力に接続され、前記ミキサは前記第１のＶＣＯの出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とをミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路であり、
前記ベースバンド回路は、前記周波数変換回路の出力周波数と前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザの出力周波数との関係を記憶し、前記関係に基づいて前記周波数変換回路の出力周波数に応じた前記制御信号を生成するベースバンド回路であって、前記関係は前記送信器の出力に発生する不要スプリアス信号のレベルが所定の基準値以下となる関係であり、
前記第１の周波数シンセサイザは、第１のカウンタと、第２のカウンタと、第２の位相比較器と、第２の低域通過フィルタと、第２のＶＣＯとを有し、前記第２の位相比較器は前記第１のカウンタの出力信号と前記第２のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１のカウンタは基準発振器の出力に接続され、前記第２のカウンタは前記第２のＶＣＯの出力に接続され、前記第２の低域通過フィルタは前記第２の位相比較器の出力に接続され、前記第２のＶＣＯは前記第２の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第２のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第１の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記第２の周波数シンセサイザは、第３のカウンタと、第４のカウンタと、第３の位相比較器と、第３の低域通過フィルタと、第３のＶＣＯとを有し、前記第３の位相比較器は前記第３のカウンタの出力信号と前記第４のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第３のカウンタは前記基準発振器の出力に接続され、前記第４のカウンタは前記第３のＶＣＯの出力に接続され、前記第３の低域通過フィルタは前記第３の位相比較器の出力に接続され、前記第３のＶＣＯは前記第３の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第４のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第２の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記制御回路は、第３の分周比データを保持する第１のレジスタと、第４の分周比データを保持する第２のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第３のレジスタと、前記第１および第２のレジスタに保持されたデータのどちらか１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第１のセレクタとを有する制御回路であることを特徴とする送信器。 - 第１の周波数シンセサイザと、第２の周波数シンセサイザと、情報信号に基づいてベースバンド信号と制御信号とを出力するベースバンド回路と、前記制御信号に基づき前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザとの出力周波数を変える制御回路と、前記第１の周波数シンセサイザの出力信号を分周する分周器と、前記分周器の出力信号を搬送信号とし前記ベースバンド信号に基づき前記搬送信号を変調する変調器と、前記変調器の出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とを用いて前記変調器の出力信号の搬送周波数をアップコンバートする周波数変換回路とを有する送信器であって、
前記周波数変換回路は、第１の位相比較器と、第１の低域通過フィルタと、第１のＶＣＯと、ミキサとを有し、前記第１の位相比較器は前記変調器の出力信号と前記ミキサの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１の低域通過フィルタは前記第１の位相比較器の出力に接続され、前記第１のＶＣＯは前記第１の低域通過フィルタの出力に接続され、前記ミキサは前記第１のＶＣＯの出力信号と前記第２の周波数シンセサイザの出力信号とをミキシングするＰＬＬを用いた周波数変換回路であり、
前記ベースバンド回路は、前記周波数変換回路の出力周波数と前記第１の周波数シンセサイザと前記第２の周波数シンセサイザの出力周波数との関係を記憶し、前記関係に基づいて前記周波数変換回路の出力周波数に応じた前記制御信号を生成するベースバンド回路であって、前記関係は前記送信器の出力に発生する不要スプリアス信号のレベルが所定の基準値以下となる関係であり、
前記第１の周波数シンセサイザは、第１のカウンタと、第２のカウンタと、第２の位相比較器と、第２の低域通過フィルタと、第２のＶＣＯとを有し、前記第２の位相比較器は前記第１のカウンタの出力信号と前記第２のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第１のカウンタは基準発振器の出力に接続され、前記第２のカウンタは前記第２のＶＣＯの出力に接続され、前記第２の低域通過フィルタは前記第２の位相比較器の出力に接続され、前記第２のＶＣＯは前記第２の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第２のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第１の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記第２の周波数シンセサイザは、第３のカウンタと、第４のカウンタと、第３の位相比較器と、第３の低域通過フィルタと、第３のＶＣＯとを有し、前記第３の位相比較器は前記第３のカウンタの出力信号と前記第４のカウンタの出力信号との位相差に比例した信号を出力し、前記第３のカウンタは前記基準発振器の出力に接続され、前記第４のカウンタは前記第３のＶＣＯの出力に接続され、前記第３の低域通過フィルタは前記第３の位相比較器の出力に接続され、前記第３のＶＣＯは前記第３の低域通過フィルタの出力に接続され、前記第４のカウンタの分周比は前記制御回路から送られる第２の分周比データにより変えることができる周波数シンセサイザであり、
前記制御回路は、第５の分周比データを保持する第４のレジスタと、第６の分周比データを保持する第５のレジスタと、前記第７の分周比データを保持する第６のレジスタと、前記第２の分周比データを保持する第７のレジスタと、前記第４および第５および第６のレジスタに保持されたデータのうち１つを前記制御信号に含まれる情報に基づいて選択し前記第１の分周比データとする第２のセレクタとを有する制御回路であることを特徴とする送信器。 - 請求項１または２記載の送信器において、
該送信器に含まれるカウンタと、位相比較器と、変調器と、ミキサと、制御回路とが同一のＩＣに製造されることを特徴とする送信器。 - 請求項３または４記載の送信器において、
該送信器に含まれるカウンタと、位相比較器と、変調器と、分周器と、ミキサと、制御回路とが同一のＩＣに製造されることを特徴とする送信器。 - 請求項１，２，３，４，５または６記載の送信器を用いた無線通信端末機器において、
受信回路の出力に接続された送信回路と、前記送信回路の第１の出力信号と第２の出力信号とが入力される前記受信回路と、前記送信回路の第３の出力信号が入力される電力増幅器と、前記受信回路の入力と前記電力増幅器の出力とに接続されるアンテナスイッチまたはデュプレクサと、前記アンテナスイッチまたはデュプレクサに接続されたアンテナとを有し、
前記送信回路が、前記送信器であり、
前記第１の出力信号と第２の出力信号とは、それぞれ前記送信回路における第２の周波数シンセサイザの出力信号と変調器の入力信号であり、
前記第３の出力信号は、前記送信回路における第１のＶＣＯの出力信号であり、
前記受信回路の出力信号は、前記送信回路における前記ベースバンド回路に入力され情報信号が取り出されるものであることを特徴とする無線通信端末機器。
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