JPH11331011A - ダイレクトコンバージョン方式デジタルチューナ - Google Patents
ダイレクトコンバージョン方式デジタルチューナInfo
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- JPH11331011A JPH11331011A JP10126097A JP12609798A JPH11331011A JP H11331011 A JPH11331011 A JP H11331011A JP 10126097 A JP10126097 A JP 10126097A JP 12609798 A JP12609798 A JP 12609798A JP H11331011 A JPH11331011 A JP H11331011A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交復調器を有するダイレクトコンバージョ
ン方式を用いたチューナにおいて、受信高周波信号の周
波数と局部発振周波数とを異なる周波数にして、電波妨
害又は雑音の発生を防ぐ。 【解決手段】 デジタル変調方式の放送電波を受信する
受信機において、局部発振器の局部発振信号を受信高周
波信号のＮ倍（Ｎは２以上の整数）にほぼ一致する周波
数とし、この局部発振信号を分周器によりＮ分周し、９
０゜移相器により該分周器の出力信号を互いに９０゜位
相差を持つ２つの信号として出力する。２つのミキサが
前記９０゜移相器出力からの２つの信号と受信高周波信
号をミキシングする。
ン方式を用いたチューナにおいて、受信高周波信号の周
波数と局部発振周波数とを異なる周波数にして、電波妨
害又は雑音の発生を防ぐ。 【解決手段】 デジタル変調方式の放送電波を受信する
受信機において、局部発振器の局部発振信号を受信高周
波信号のＮ倍（Ｎは２以上の整数）にほぼ一致する周波
数とし、この局部発振信号を分周器によりＮ分周し、９
０゜移相器により該分周器の出力信号を互いに９０゜位
相差を持つ２つの信号として出力する。２つのミキサが
前記９０゜移相器出力からの２つの信号と受信高周波信
号をミキシングする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル放送を受
信するためのダイレクトコンバージョンチューナに関す
る。
信するためのダイレクトコンバージョンチューナに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、従来のダイレクトコンバージ
ョン受信機の構成例を示すブロック図である。高周波信
号入力端子１に入力された信号は、ＰＬＬ４の選択する
周波数に連動して通過帯域が変化できるトラッキングバ
ンドパスフィルタ２により不要周波数成分が濾波された
のち、ＲＦアンプ３で増幅され２信号に分けられる。そ
して、ミキサ６，７それぞれにおいて、局部発振器５か
らのＰＬＬ４によって受信ＲＦ信号と同じ周波数に選局
された高周波信号とミキシングされる。この局部発振器
５からミキサ６，７への入力に関しては経路に９０゜移
相器８が挿入されているため、ミキサ６，７からはベー
スバンド信号に変換されて互いに９０゜の位相関係が保
たれたＩ，Ｑの２つの信号が出力される。同出力は局部
発振信号の漏洩と後段のデジタル復調部からのサンプリ
ング基準信号の漏洩を濾波するローパスフィルタ９，１
０の通過の後デジタル復調部へ入力される。
ョン受信機の構成例を示すブロック図である。高周波信
号入力端子１に入力された信号は、ＰＬＬ４の選択する
周波数に連動して通過帯域が変化できるトラッキングバ
ンドパスフィルタ２により不要周波数成分が濾波された
のち、ＲＦアンプ３で増幅され２信号に分けられる。そ
して、ミキサ６，７それぞれにおいて、局部発振器５か
らのＰＬＬ４によって受信ＲＦ信号と同じ周波数に選局
された高周波信号とミキシングされる。この局部発振器
５からミキサ６，７への入力に関しては経路に９０゜移
相器８が挿入されているため、ミキサ６，７からはベー
スバンド信号に変換されて互いに９０゜の位相関係が保
たれたＩ，Ｑの２つの信号が出力される。同出力は局部
発振信号の漏洩と後段のデジタル復調部からのサンプリ
ング基準信号の漏洩を濾波するローパスフィルタ９，１
０の通過の後デジタル復調部へ入力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このようなダイレクト
コンバージョン方式を用いたチューナは、受信高周波信
号の周波数と局部発振周波数が同じであるため以下の課
題が発生する。 課題１：局部発振器５の出力レベルは通常、受信機に入
力される高周波信号のレベルより著しく大きいため、局
部発振信号の漏洩が問題となる。局部発振器５から回路
経由（局部発振器５→ミキサ６，７→ＲＦアンプ３→ト
ラッキングバンドパスフィルタ２→高周波信号入力端子
１）で漏洩する局部発振信号はミキサ６，７やＲＦアン
プ３のアイソレーションにより遮断できる。しかし、空
間やアースライン等を介して高周波信号入力端子１とＲ
Ｆアンプ３の間の回路への局部発振信号の漏洩はその周
波数が受信高周波信号の周波数と同じであるためトラッ
キングバンドパスフィルタ２による濾波ができない。そ
の結果として高周波信号入力端子１からチューナ外部へ
放射された局部発振信号は近隣に設置された同じ受信周
波数を持つチューナに対して妨害を引き起こす。
コンバージョン方式を用いたチューナは、受信高周波信
号の周波数と局部発振周波数が同じであるため以下の課
題が発生する。 課題１：局部発振器５の出力レベルは通常、受信機に入
力される高周波信号のレベルより著しく大きいため、局
部発振信号の漏洩が問題となる。局部発振器５から回路
経由（局部発振器５→ミキサ６，７→ＲＦアンプ３→ト
ラッキングバンドパスフィルタ２→高周波信号入力端子
１）で漏洩する局部発振信号はミキサ６，７やＲＦアン
プ３のアイソレーションにより遮断できる。しかし、空
間やアースライン等を介して高周波信号入力端子１とＲ
Ｆアンプ３の間の回路への局部発振信号の漏洩はその周
波数が受信高周波信号の周波数と同じであるためトラッ
キングバンドパスフィルタ２による濾波ができない。そ
の結果として高周波信号入力端子１からチューナ外部へ
放射された局部発振信号は近隣に設置された同じ受信周
波数を持つチューナに対して妨害を引き起こす。
【０００４】課題２：空間やアースライン等を経由する
ことによって、高周波信号入力端子１とミキサ６，７の
間の回路へ局部発振信号が漏洩して受信高周波信号に重
畳するとき、または課題１と同様にして起こるチューナ
外部への局部発振信号の漏洩が、アンテナのインピーダ
ンスミスマッチ等により反射して同じく受信高周波信号
に重畳するとき、これらの状況では漏洩した局部発振信
号は本来の局部発振信号と混合（自己混合）して直流オ
フセットとなる。その場合、周囲の環境の変化により漏
洩の反射量が変動しこの直流オフセットの大きさが変動
すると、低い周波数の雑音としてベースバンド信号にの
ることになる。ベースバンド信号は直流近辺の低い周波
数の信号であるため、この雑音をローパスフィルタ９，
１０によって濾波することができず、ダイレクトコンバ
ージョン方式特有の問題となっている。
ことによって、高周波信号入力端子１とミキサ６，７の
間の回路へ局部発振信号が漏洩して受信高周波信号に重
畳するとき、または課題１と同様にして起こるチューナ
外部への局部発振信号の漏洩が、アンテナのインピーダ
ンスミスマッチ等により反射して同じく受信高周波信号
に重畳するとき、これらの状況では漏洩した局部発振信
号は本来の局部発振信号と混合（自己混合）して直流オ
フセットとなる。その場合、周囲の環境の変化により漏
洩の反射量が変動しこの直流オフセットの大きさが変動
すると、低い周波数の雑音としてベースバンド信号にの
ることになる。ベースバンド信号は直流近辺の低い周波
数の信号であるため、この雑音をローパスフィルタ９，
１０によって濾波することができず、ダイレクトコンバ
ージョン方式特有の問題となっている。
【０００５】この問題の解決策として、例えば、特開平
７−３２１６８６号公報には、受信した高周波信号をベ
ースバンド周波数に周波数変換するミキサに対して、ロ
ーカル発振器から発生した高周波信号を、それぞれ位相
差（０、π／２、π、３π／２）をつけて供給し、各ミ
キサからの不要放射の振幅を打ち消すようにしたダイレ
クトコンバージョン受信機は既に開示されている。これ
に対し、本発明は前記公知の解決策と異なる手段によっ
て、つまり、デジタル変調方式の放送電波を受信する受
信機のダイレクトコンバージョン式デジタルチューナに
おいて、局部発振器とミキサの間に分周器，逓倍器或い
は分周・移相器を挿入する構成を採ることにより前記課
題を解決することを提案するものである。
７−３２１６８６号公報には、受信した高周波信号をベ
ースバンド周波数に周波数変換するミキサに対して、ロ
ーカル発振器から発生した高周波信号を、それぞれ位相
差（０、π／２、π、３π／２）をつけて供給し、各ミ
キサからの不要放射の振幅を打ち消すようにしたダイレ
クトコンバージョン受信機は既に開示されている。これ
に対し、本発明は前記公知の解決策と異なる手段によっ
て、つまり、デジタル変調方式の放送電波を受信する受
信機のダイレクトコンバージョン式デジタルチューナに
おいて、局部発振器とミキサの間に分周器，逓倍器或い
は分周・移相器を挿入する構成を採ることにより前記課
題を解決することを提案するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、デジ
タル変調方式の放送電波を受信する受信機において、受
信高周波信号の周波数と異なる周波数で発振する局部発
振器と、前記局部発振器からの局部発振信号に基づき受
信周波数とほぼ一致する周波数を発生させる手段と、該
手段の出力の信号を互いに９０°位相差を持つ２つの信
号として出力する９０°移相器と、前記９０°移相器出
力からの２つの信号を受信高周波信号とミキシングする
２つのミキサと、からなる直交復調器を有するダイレク
トコンバージョンチューナである。
タル変調方式の放送電波を受信する受信機において、受
信高周波信号の周波数と異なる周波数で発振する局部発
振器と、前記局部発振器からの局部発振信号に基づき受
信周波数とほぼ一致する周波数を発生させる手段と、該
手段の出力の信号を互いに９０°位相差を持つ２つの信
号として出力する９０°移相器と、前記９０°移相器出
力からの２つの信号を受信高周波信号とミキシングする
２つのミキサと、からなる直交復調器を有するダイレク
トコンバージョンチューナである。
【０００７】請求項２の発明は、請求項１に記載された
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数のＮ倍（Ｎは
２以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、かつ、前
記局部発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数と
ほぼ一致する周波数を発生させる手段が前記局部発振器
からの局部発振信号の周波数をＮ分周する分周器であ
る、ダイレクトコンバージョンチューナである。
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数のＮ倍（Ｎは
２以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、かつ、前
記局部発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数と
ほぼ一致する周波数を発生させる手段が前記局部発振器
からの局部発振信号の周波数をＮ分周する分周器であ
る、ダイレクトコンバージョンチューナである。
【０００８】請求項３の発明は、請求項１に記載された
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数のＮ分の１
（Ｎは２以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、か
つ、前記局部発振器からの局部発振信号に基づき受信周
波数とほぼ一致する周波数を発生させる手段が前記局部
発振器からの局部発振信号の周波数をＮ倍周する逓倍器
である、ダイレクトコンバージョンチューナである。
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数のＮ分の１
（Ｎは２以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、か
つ、前記局部発振器からの局部発振信号に基づき受信周
波数とほぼ一致する周波数を発生させる手段が前記局部
発振器からの局部発振信号の周波数をＮ倍周する逓倍器
である、ダイレクトコンバージョンチューナである。
【０００９】請求項４の発明は、デジタル変調方式の放
送電波を受信する受信機において、受信高周波信号の周
波数と異なる周波数で発振する局部発振器と、前記局部
発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数の２倍に
ほぼ一致する周波数を発生させる手段と、該手段の出力
の信号を１／２分周することで受信周波数とほぼ一致す
る周波数にして、互いに、９０°位相差を持つ２つの信
号として出力する分周・移相器と、前記分周・移相器出
力からの２つの信号を受信高周波信号とミキシングする
２つのミキサと、からなる直交復調器を有するダイレク
トコンバージョンチューナである。
送電波を受信する受信機において、受信高周波信号の周
波数と異なる周波数で発振する局部発振器と、前記局部
発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数の２倍に
ほぼ一致する周波数を発生させる手段と、該手段の出力
の信号を１／２分周することで受信周波数とほぼ一致す
る周波数にして、互いに、９０°位相差を持つ２つの信
号として出力する分周・移相器と、前記分周・移相器出
力からの２つの信号を受信高周波信号とミキシングする
２つのミキサと、からなる直交復調器を有するダイレク
トコンバージョンチューナである。
【００１０】請求項５の発明は、請求項４に記載された
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数の２Ｎ倍（Ｎ
は２以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、前記局
部発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数の２倍
にほぼ一致する周波数を発生させる手段が、前記局部発
振器からの局部発振信号の周波数をＮ分周する分周器で
あるダイレクトコンバージョンチューナである。
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数の２Ｎ倍（Ｎ
は２以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、前記局
部発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数の２倍
にほぼ一致する周波数を発生させる手段が、前記局部発
振器からの局部発振信号の周波数をＮ分周する分周器で
あるダイレクトコンバージョンチューナである。
【００１１】請求項６の発明は、請求項４に記載された
ダイレクトコンバーションチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数の２／Ｎ倍
（Ｎは３以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、前
記局部発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数の
２倍にほぼ一致する周波数を発生させる手段が、前記局
部発振器からの局部発振信号の周波数をＮ倍周する逓倍
器であるダイレクトコンバージョンチューナである。
ダイレクトコンバーションチューナにおいて、前記局部
発振器の周波数が受信高周波信号の周波数の２／Ｎ倍
（Ｎは３以上の整数）にほぼ一致する周波数であり、前
記局部発振器からの局部発振信号に基づき受信周波数の
２倍にほぼ一致する周波数を発生させる手段が、前記局
部発振器からの局部発振信号の周波数をＮ倍周する逓倍
器であるダイレクトコンバージョンチューナである。
【００１２】請求項７の発明は、デジタル変調方式の放
送電波を受信する受信機において、受信高周波信号の周
波数の２倍にほぼ一致する周波数で発振する局部発振器
と、前記局部発振器出力の信号の周波数を１／２分周し
互いに９０゜位相差を持つ２つの信号として出力する分
周・移相器と、前記分周・移相器出力から２つの信号と
受信高周波信号をミキシングする２つのミキサと、から
成る直交復調器を有するダイレクトコンバージョンチュ
ーナである。
送電波を受信する受信機において、受信高周波信号の周
波数の２倍にほぼ一致する周波数で発振する局部発振器
と、前記局部発振器出力の信号の周波数を１／２分周し
互いに９０゜位相差を持つ２つの信号として出力する分
周・移相器と、前記分周・移相器出力から２つの信号と
受信高周波信号をミキシングする２つのミキサと、から
成る直交復調器を有するダイレクトコンバージョンチュ
ーナである。
【００１３】請求項８の発明は、請求項１又は４のいず
れかに記載されたダイレクトコンバージョンチューナに
おいて、受信高周波信号の周波数と同じ周波数の信号の
漏洩を減らすために、受信高周波信号と同じ周波数の信
号が流れる回路をＩＣ化した、ダイレクトコンバージョ
ンチューナである。
れかに記載されたダイレクトコンバージョンチューナに
おいて、受信高周波信号の周波数と同じ周波数の信号の
漏洩を減らすために、受信高周波信号と同じ周波数の信
号が流れる回路をＩＣ化した、ダイレクトコンバージョ
ンチューナである。
【００１４】請求項９の発明は、請求項２又は３に記載
されたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、受
信高周波信号の周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減ら
すために２つのミキサと９０゜移相器と分周器又は逓倍
器とその周辺回路をＩＣ化したダイレクトコンバージョ
ンチューナである。
されたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、受
信高周波信号の周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減ら
すために２つのミキサと９０゜移相器と分周器又は逓倍
器とその周辺回路をＩＣ化したダイレクトコンバージョ
ンチューナである。
【００１５】請求項１０の発明は、請求項５又は６に記
載されたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、
受信高周波信号の周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減
らすために、２つのミキサと分周・移相器と分周器又は
逓倍器とその周辺回路をＩＣ化したダイレクトコンバー
ジョンチューナである。
載されたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、
受信高周波信号の周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減
らすために、２つのミキサと分周・移相器と分周器又は
逓倍器とその周辺回路をＩＣ化したダイレクトコンバー
ジョンチューナである。
【００１６】請求項１１の発明は、請求項７に記載され
たコンバージョンチューナにおいて、受信高周波信号の
周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減らすために２つの
ミキサと分周・移相器とその周辺回路をＩＣ化したダイ
レクトコンバージョンチューナである。
たコンバージョンチューナにおいて、受信高周波信号の
周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減らすために２つの
ミキサと分周・移相器とその周辺回路をＩＣ化したダイ
レクトコンバージョンチューナである。
【００１７】請求項１２の発明は、請求項１乃至１１の
いずれかに記載されたダイレクトコンバージョンチュー
ナにおいて、アンテナ等で受信した放送電波の信号の入
力部から前記ミキサまでの間の回路に、漏洩した局部発
振信号を濾波するためのバンドパスフィルタ或いはロー
パスフィルタを挿入した、ダイレクトコンバージョンチ
ューナである。
いずれかに記載されたダイレクトコンバージョンチュー
ナにおいて、アンテナ等で受信した放送電波の信号の入
力部から前記ミキサまでの間の回路に、漏洩した局部発
振信号を濾波するためのバンドパスフィルタ或いはロー
パスフィルタを挿入した、ダイレクトコンバージョンチ
ューナである。
【００１８】請求項１３の発明は、請求項１２に記載さ
れたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記
挿入したフィルタの通過周波数帯域が選局周波数に連動
して変化する、ダイレクトコンバージョンチューナであ
る。
れたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、前記
挿入したフィルタの通過周波数帯域が選局周波数に連動
して変化する、ダイレクトコンバージョンチューナであ
る。
【００１９】以上の各発明により、前記の課題は以下の
ように解決される。 課題１：局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波
数と異なるものとなるので、空間やアースライン等を介
しての高周波信号入力端子１とＲＦアンプ３の間の回路
への局部発振信号の漏洩のうち、トラッキングバンドパ
スフィルタ２とＲＦアンプ３の間の回路への漏洩は、高
周波信号入力端子１へ流れる途中にあるトラッキングバ
ンドパスフィルタ２で濾波できるようになる。また、高
周波信号入力端子１とトラッキングバンドパスフィルタ
２の間の回路への漏洩は濾波することができず、高周波
信号入力端子１からのチューナ外部への局部発振信号の
不要放射は避けられないが局部発振信号の周波数が受信
高周波信号の周波数と異なるため、同じ受信周波数を持
つ受信機に対して妨害とならなくなる。
ように解決される。 課題１：局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波
数と異なるものとなるので、空間やアースライン等を介
しての高周波信号入力端子１とＲＦアンプ３の間の回路
への局部発振信号の漏洩のうち、トラッキングバンドパ
スフィルタ２とＲＦアンプ３の間の回路への漏洩は、高
周波信号入力端子１へ流れる途中にあるトラッキングバ
ンドパスフィルタ２で濾波できるようになる。また、高
周波信号入力端子１とトラッキングバンドパスフィルタ
２の間の回路への漏洩は濾波することができず、高周波
信号入力端子１からのチューナ外部への局部発振信号の
不要放射は避けられないが局部発振信号の周波数が受信
高周波信号の周波数と異なるため、同じ受信周波数を持
つ受信機に対して妨害とならなくなる。
【００２０】課題２：空間やアースライン等を介して高
周波信号入力端子１とミキサ６，７の間の回路への局部
発振信号の漏洩のうち、高周波信号入力端子１とトラッ
キングバンドパスフィルタ２の間の回路への漏洩やチュ
ーナ外部のアンテナ等のインピーダンスミスマッチなど
の要因で反射されチューナに戻ってくる局部発振信号の
漏洩は、局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波
数と異なるためミキサ６，７への回路の途中にあるトラ
ッキングバンドパスフィルタ２で濾波されミキサに到達
しない。また、トラッキングバンドパスフィルタ２とミ
キサ６，７の間の回路への局部発振信号の漏洩はそのま
まミキサ６，７へ入力してしまうが、両波の周波数が異
なるために直流オフセットにはならずローパスフィルタ
９，１０によって濾波されるので妨害にはならない。た
だし、以上の課題１，２に関して、トラッキングバンド
パスフィルタ２は一例に過ぎず、漏洩局部発振信号を濾
波できるフィルタであればよい。分周器や分周・移相器
を挿入した場合はトラッキングバンドパスフィルタの
他、通過帯域が変化しない通常のバンドパスフィルタ，
ローパスフィルタが適当である。また、逓倍器を挿入し
た場合はトラッキングバンドパスフィルタの他、トラッ
キングハイパスフィルタや通過帯域が変化しない通常の
バンドパスフィルタ，ハイパスフィルタが適当である。
周波信号入力端子１とミキサ６，７の間の回路への局部
発振信号の漏洩のうち、高周波信号入力端子１とトラッ
キングバンドパスフィルタ２の間の回路への漏洩やチュ
ーナ外部のアンテナ等のインピーダンスミスマッチなど
の要因で反射されチューナに戻ってくる局部発振信号の
漏洩は、局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波
数と異なるためミキサ６，７への回路の途中にあるトラ
ッキングバンドパスフィルタ２で濾波されミキサに到達
しない。また、トラッキングバンドパスフィルタ２とミ
キサ６，７の間の回路への局部発振信号の漏洩はそのま
まミキサ６，７へ入力してしまうが、両波の周波数が異
なるために直流オフセットにはならずローパスフィルタ
９，１０によって濾波されるので妨害にはならない。た
だし、以上の課題１，２に関して、トラッキングバンド
パスフィルタ２は一例に過ぎず、漏洩局部発振信号を濾
波できるフィルタであればよい。分周器や分周・移相器
を挿入した場合はトラッキングバンドパスフィルタの
他、通過帯域が変化しない通常のバンドパスフィルタ，
ローパスフィルタが適当である。また、逓倍器を挿入し
た場合はトラッキングバンドパスフィルタの他、トラッ
キングハイパスフィルタや通過帯域が変化しない通常の
バンドパスフィルタ，ハイパスフィルタが適当である。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１から図１０は、本発明による
ダイレクトコンバージョン方式チューナの実施例を説明
するためのブロック図である。なお、従来のダイレクト
コンバージョン方式チューナのブロック図１１と同じ部
品には同じ番号を付している。 （実施例１）図１は、従来のダイレクトコンバージョン
方式チューナに対して分周器（分周比Ｎ）を挿入して改
良したチューナのブロック図で、図２はさらにＩＣ化を
施したブロック図である。高周波信号入力端子１より入
力された受信高周波信号（周波数をｆ1とする）は、Ｐ
ＬＬ４の選択する周波数に連動して通過帯域が変化でき
るトラッキングバンドパスフィルタ２で不要周波数成分
が濾波された後、ＲＦアンプ３を介してミキサ６，７に
送られる。一方、局部発振器５からはＰＬＬ４によって
周波数選択された高周波信号が出力され、挿入した分周
器１１により周波数がＮ分の１（Ｎは２以上の整数）に
された局部発振信号は９０゜移相器８により互いに９０
゜位相差を持つ２つの信号としてミキサ６，７に送られ
る。ここで、ミキサに送られる信号は受信高周波信号に
等しい周波数でなければならないので、その周波数はｆ
1である。よって局部発振器５で発生させる信号の周波
数はＮ×ｆ1（Ｎは２以上の整数）となり、受信高周波
信号と異なる周波数の信号とすることができる。
ダイレクトコンバージョン方式チューナの実施例を説明
するためのブロック図である。なお、従来のダイレクト
コンバージョン方式チューナのブロック図１１と同じ部
品には同じ番号を付している。 （実施例１）図１は、従来のダイレクトコンバージョン
方式チューナに対して分周器（分周比Ｎ）を挿入して改
良したチューナのブロック図で、図２はさらにＩＣ化を
施したブロック図である。高周波信号入力端子１より入
力された受信高周波信号（周波数をｆ1とする）は、Ｐ
ＬＬ４の選択する周波数に連動して通過帯域が変化でき
るトラッキングバンドパスフィルタ２で不要周波数成分
が濾波された後、ＲＦアンプ３を介してミキサ６，７に
送られる。一方、局部発振器５からはＰＬＬ４によって
周波数選択された高周波信号が出力され、挿入した分周
器１１により周波数がＮ分の１（Ｎは２以上の整数）に
された局部発振信号は９０゜移相器８により互いに９０
゜位相差を持つ２つの信号としてミキサ６，７に送られ
る。ここで、ミキサに送られる信号は受信高周波信号に
等しい周波数でなければならないので、その周波数はｆ
1である。よって局部発振器５で発生させる信号の周波
数はＮ×ｆ1（Ｎは２以上の整数）となり、受信高周波
信号と異なる周波数の信号とすることができる。
【００２２】高周波信号入力端子１からミキサ６，７ま
での高周波信号が流れる回路へのこの信号の漏洩はトラ
ッキングバンドパスフィルタ２により部分的に濾波さ
れ、局部発振信号の不要放射による他のチューナへの妨
害や、自己混合によるベースバンド信号への雑音の発生
を減少させることになる。このトラッキングバンドパス
フィルタ２は使用フィルタの一例であり、トラッキング
ローパスフィルタや通過帯域が変化しない通常のバンド
パスフィルタや、ローパスフィルタもＮ×ｆ1の周波数
の信号を濾波できるので適当である。ただし、分周器１
１からミキサ６，７までの回路については、受信高周波
信号の周波数と同じ周波数の信号が流れているため、こ
の回路から空中への信号の漏洩は、回路の短縮や図３に
示すようなミキサ６，７と９０゜移相器８と分周器１１
と、その周辺回路のワンチップＩＣ化、等の対策により
極力減らすべきである。以上のようにして、ミキサ６，
７に送られた受信高周波信号と局部発振信号（共に周波
数ｆ1）はミキシングされて直流近辺の周波数のベース
バンド信号Ｉ，Ｑに変換される。その後、両信号はベー
スバンド信号の通過帯域を有し、局部発振信号やサンプ
リング信号の漏洩を防ぐローパスフィルタを通過し、デ
ジタル復調部へ入力される。
での高周波信号が流れる回路へのこの信号の漏洩はトラ
ッキングバンドパスフィルタ２により部分的に濾波さ
れ、局部発振信号の不要放射による他のチューナへの妨
害や、自己混合によるベースバンド信号への雑音の発生
を減少させることになる。このトラッキングバンドパス
フィルタ２は使用フィルタの一例であり、トラッキング
ローパスフィルタや通過帯域が変化しない通常のバンド
パスフィルタや、ローパスフィルタもＮ×ｆ1の周波数
の信号を濾波できるので適当である。ただし、分周器１
１からミキサ６，７までの回路については、受信高周波
信号の周波数と同じ周波数の信号が流れているため、こ
の回路から空中への信号の漏洩は、回路の短縮や図３に
示すようなミキサ６，７と９０゜移相器８と分周器１１
と、その周辺回路のワンチップＩＣ化、等の対策により
極力減らすべきである。以上のようにして、ミキサ６，
７に送られた受信高周波信号と局部発振信号（共に周波
数ｆ1）はミキシングされて直流近辺の周波数のベース
バンド信号Ｉ，Ｑに変換される。その後、両信号はベー
スバンド信号の通過帯域を有し、局部発振信号やサンプ
リング信号の漏洩を防ぐローパスフィルタを通過し、デ
ジタル復調部へ入力される。
【００２３】（実施例２）図３は、従来のダイレクトコ
ンバージョン方式チューナに対して逓倍器（倍周比Ｎ）
を挿入して改良したチューナのブロック図で、図４はさ
らにＩＣ化を施したブロック図である。分周器を挿入し
た場合と同様にして、逓倍器１２（倍周比Ｎ）を挿入す
ると局部発振器５からの信号の周波数はＮ倍される。受
信高周波信号の周波数をｆ1とした場合、局部発振器５
で発生させる信号の周波数はｆ1／Ｎ（Ｎは２以上の整
数）となり、受信高周波信号と異なる周波数の信号とす
ることができる。フィルタは、図中のトラッキングバン
ドパスフィルタ２の他にｆ1／Ｎの周波数の信号を濾波
できるトラッキングハイパスフィルタ、又は、通過帯域
が変化しない通常のバンドパスフィルタやハイパスフィ
ルタが適当である。ただし、逓倍器１２からミキサ６，
７までの回路については、受信高周波信号の周波数と同
じ周波数の信号が流れているため実施例１におけると同
様に回路の短縮や、図５に示すようなミキサ６，７と９
０゜移相器８と逓倍器１２とその周辺回路のワンチップ
ＩＣ化、等の対策による空中への信号の漏洩の防止が必
要である。９，１０はそれぞれミキサ６，７に接続さ
れ、局部発振信号やサンプリング信号の漏洩を防ぐロー
パスフィルタである。
ンバージョン方式チューナに対して逓倍器（倍周比Ｎ）
を挿入して改良したチューナのブロック図で、図４はさ
らにＩＣ化を施したブロック図である。分周器を挿入し
た場合と同様にして、逓倍器１２（倍周比Ｎ）を挿入す
ると局部発振器５からの信号の周波数はＮ倍される。受
信高周波信号の周波数をｆ1とした場合、局部発振器５
で発生させる信号の周波数はｆ1／Ｎ（Ｎは２以上の整
数）となり、受信高周波信号と異なる周波数の信号とす
ることができる。フィルタは、図中のトラッキングバン
ドパスフィルタ２の他にｆ1／Ｎの周波数の信号を濾波
できるトラッキングハイパスフィルタ、又は、通過帯域
が変化しない通常のバンドパスフィルタやハイパスフィ
ルタが適当である。ただし、逓倍器１２からミキサ６，
７までの回路については、受信高周波信号の周波数と同
じ周波数の信号が流れているため実施例１におけると同
様に回路の短縮や、図５に示すようなミキサ６，７と９
０゜移相器８と逓倍器１２とその周辺回路のワンチップ
ＩＣ化、等の対策による空中への信号の漏洩の防止が必
要である。９，１０はそれぞれミキサ６，７に接続さ
れ、局部発振信号やサンプリング信号の漏洩を防ぐロー
パスフィルタである。
【００２４】（実施例３）図５は、従来のダイレクトコ
ンバージョン方式チューナに分周器１１（分周比Ｎ）を
挿入し、また、９０゜移相器の代わりに周波数が１／２
分周され互いに９０゜の位相差を持つ２つの信号を出力
する分周・移相器１３を用いて改良したチューナのブロ
ック図である。また、図６はさらにＩＣ化を施したブロ
ック図である。実施例１におけると同様の分周器１１
（分周比Ｎ）の挿入により局部発振器５からの信号は周
波数がＮ分の１にされる。さらに分周・移相器１３によ
り周波数が１／２分周され、互いに９０°位相差を持つ
周波数が得られる。局部発振器５からミキサ６，７への
入力までに信号の周波数は２Ｎ分の１になる。よって、
受信高周波信号の周波数をｆ1とした場合、局部発振器
５で発生させる信号の周波数は、２Ｎ×ｆ1（Ｎは２以
上の整数）、即ち、受信高周波信号の周波数の２Ｎ倍と
なり、受信高周波信号と異なる周波数の信号とすること
ができる。フィルタは、図中のトラッキングバンドパス
フィルタ２の他に、２Ｎ×ｆ1の周波数の信号を濾波で
きるトラッキングハイパスフィルタや通過帯域が変化し
ない通常のバンドパスフィルタやハイパスフィルタが適
当である。ただし、分周・移相器１３からミキサ６，７
までの回路については、受信高周波信号の周波数と同じ
周波数の信号が流れているため実施例１と同様に回路の
短縮や、図７に示すようなミキサ６，７と分周・移相器
１３と分周器１１とその周辺回路のワンチップＩＣ化、
等の対策による空中への信号の漏洩の防止が必要であ
る。９，１０はそれぞれそれぞれミキサ６，７に接続さ
れ、局部発振信号やサンプリング信号の漏洩を防ぐロー
パスフィルタである。
ンバージョン方式チューナに分周器１１（分周比Ｎ）を
挿入し、また、９０゜移相器の代わりに周波数が１／２
分周され互いに９０゜の位相差を持つ２つの信号を出力
する分周・移相器１３を用いて改良したチューナのブロ
ック図である。また、図６はさらにＩＣ化を施したブロ
ック図である。実施例１におけると同様の分周器１１
（分周比Ｎ）の挿入により局部発振器５からの信号は周
波数がＮ分の１にされる。さらに分周・移相器１３によ
り周波数が１／２分周され、互いに９０°位相差を持つ
周波数が得られる。局部発振器５からミキサ６，７への
入力までに信号の周波数は２Ｎ分の１になる。よって、
受信高周波信号の周波数をｆ1とした場合、局部発振器
５で発生させる信号の周波数は、２Ｎ×ｆ1（Ｎは２以
上の整数）、即ち、受信高周波信号の周波数の２Ｎ倍と
なり、受信高周波信号と異なる周波数の信号とすること
ができる。フィルタは、図中のトラッキングバンドパス
フィルタ２の他に、２Ｎ×ｆ1の周波数の信号を濾波で
きるトラッキングハイパスフィルタや通過帯域が変化し
ない通常のバンドパスフィルタやハイパスフィルタが適
当である。ただし、分周・移相器１３からミキサ６，７
までの回路については、受信高周波信号の周波数と同じ
周波数の信号が流れているため実施例１と同様に回路の
短縮や、図７に示すようなミキサ６，７と分周・移相器
１３と分周器１１とその周辺回路のワンチップＩＣ化、
等の対策による空中への信号の漏洩の防止が必要であ
る。９，１０はそれぞれそれぞれミキサ６，７に接続さ
れ、局部発振信号やサンプリング信号の漏洩を防ぐロー
パスフィルタである。
【００２５】（実施例４）図７は、従来のダイレクトコ
ンバージョン方式チューナに逓倍器１２（倍周比Ｎ）を
挿入し、９０゜移相器の代わりに周波数が１／２分周さ
れ互いに９０゜の位相差を持つ２つの信号を出力する分
周・移相器１３を用いて改良したチューナのブロック図
である。また、図８はさらにＩＣ化を施したブロック図
である。実施例２におけると同様の逓倍器１２（倍周比
Ｎ）の挿入により局部発振器５からの信号は周波数がＮ
倍にされる。さらに分周・移相器１３により周波数が１
／２分周されるので、局部発振器５からミキサ６，７へ
の入力までに信号の周波数は２分のＮになる。よって、
受信高周波信号の周波数をｆ1とした場合、局部発振器
５で発生させる信号の周波数は（２／Ｎ）×ｆ1（Ｎは
３以上の整数）となり、受信高周波信号と異なる周波数
の信号とすることができる。フィルタは、図中のトラッ
キングバンドパスフィルタ２の他に（２／Ｎ）×ｆ1の
周波数の信号を濾波できるトラッキングハイパスフィル
タや通過帯域が変化しない通常のバンドパスフィルタや
ハイパスフィルタが適当である。ただし、分周・移相器
１３からミキサ６，７までの回路については、受信高周
波信号の周波数と同じ周波数の信号が流れているため、
実施例１におけると同様に回路の短縮や、図８に示すよ
うなミキサ６，７と分周・移相器１３と逓倍器１２とそ
の周辺回路のワンチップＩＣ化、等の対策による空中へ
の信号の漏洩の防止が必要である。９，１０はそれぞれ
ミキサ６，７に接続され、局部発振信号やサンプリング
信号の漏洩を防ぐローパスフィルタである。
ンバージョン方式チューナに逓倍器１２（倍周比Ｎ）を
挿入し、９０゜移相器の代わりに周波数が１／２分周さ
れ互いに９０゜の位相差を持つ２つの信号を出力する分
周・移相器１３を用いて改良したチューナのブロック図
である。また、図８はさらにＩＣ化を施したブロック図
である。実施例２におけると同様の逓倍器１２（倍周比
Ｎ）の挿入により局部発振器５からの信号は周波数がＮ
倍にされる。さらに分周・移相器１３により周波数が１
／２分周されるので、局部発振器５からミキサ６，７へ
の入力までに信号の周波数は２分のＮになる。よって、
受信高周波信号の周波数をｆ1とした場合、局部発振器
５で発生させる信号の周波数は（２／Ｎ）×ｆ1（Ｎは
３以上の整数）となり、受信高周波信号と異なる周波数
の信号とすることができる。フィルタは、図中のトラッ
キングバンドパスフィルタ２の他に（２／Ｎ）×ｆ1の
周波数の信号を濾波できるトラッキングハイパスフィル
タや通過帯域が変化しない通常のバンドパスフィルタや
ハイパスフィルタが適当である。ただし、分周・移相器
１３からミキサ６，７までの回路については、受信高周
波信号の周波数と同じ周波数の信号が流れているため、
実施例１におけると同様に回路の短縮や、図８に示すよ
うなミキサ６，７と分周・移相器１３と逓倍器１２とそ
の周辺回路のワンチップＩＣ化、等の対策による空中へ
の信号の漏洩の防止が必要である。９，１０はそれぞれ
ミキサ６，７に接続され、局部発振信号やサンプリング
信号の漏洩を防ぐローパスフィルタである。
【００２６】（実施例５）図９は、従来のダイレクトコ
ンバージョン方式チューナに対して９０゜移相器の代わ
りに周波数が１／２分周され、互いに９０゜の位相差を
持つ２つの信号を出力する分周・移相器を用いて改良し
たチューナのブロック図である。また、図１０はさらに
ＩＣ化を施したブロック図である。挿入された分周・移
相器１３により周波数が１／２分周されるので、局部発
振器５で発振する信号の周波数はミキサ６，７への入力
までに２分の１になる。よって、受信高周波信号の周波
数をｆ1とした場合、局部発振器５で発生させる信号の
周波数は２×ｆ1となり、受信高周波信号と異なる周波
数の信号とすることができる。フィルタは、図中のトラ
ッキングバンドパスフィルタ２の他に２×ｆ1の周波数
の信号を濾波できるトラッキングローパスフィルタや、
通過帯域が変化しない通常のバンドパスフィルタやロー
パスフィルタが適当である。ただし、分周・移相器１３
からミキサ６，７までの回路については、受信高周波信
号の周波数と同じ周波数の信号が流れているため実施例
１におけると同様に回路の短縮や、図１０に示すように
ミキサ６，７と分周・移相器１３とその周辺回路のワン
チップＩＣ化、等の対策による空中への信号の漏洩の防
止が必要である。９，１０はそれぞれミキサ６，７に接
続され局部発振信号やサンプリング信号の漏洩を防ぐロ
ーパスフィルタである。
ンバージョン方式チューナに対して９０゜移相器の代わ
りに周波数が１／２分周され、互いに９０゜の位相差を
持つ２つの信号を出力する分周・移相器を用いて改良し
たチューナのブロック図である。また、図１０はさらに
ＩＣ化を施したブロック図である。挿入された分周・移
相器１３により周波数が１／２分周されるので、局部発
振器５で発振する信号の周波数はミキサ６，７への入力
までに２分の１になる。よって、受信高周波信号の周波
数をｆ1とした場合、局部発振器５で発生させる信号の
周波数は２×ｆ1となり、受信高周波信号と異なる周波
数の信号とすることができる。フィルタは、図中のトラ
ッキングバンドパスフィルタ２の他に２×ｆ1の周波数
の信号を濾波できるトラッキングローパスフィルタや、
通過帯域が変化しない通常のバンドパスフィルタやロー
パスフィルタが適当である。ただし、分周・移相器１３
からミキサ６，７までの回路については、受信高周波信
号の周波数と同じ周波数の信号が流れているため実施例
１におけると同様に回路の短縮や、図１０に示すように
ミキサ６，７と分周・移相器１３とその周辺回路のワン
チップＩＣ化、等の対策による空中への信号の漏洩の防
止が必要である。９，１０はそれぞれミキサ６，７に接
続され局部発振信号やサンプリング信号の漏洩を防ぐロ
ーパスフィルタである。
【００２７】以上、実施例１乃至実施例５に関連して、
局部発振器の発振周波数が受信高周波信号の周波数より
低い周波数である場合には、局部発振器の設計が容易に
なるという利点はあるが、局部発振信号の高調波成分と
受信高周波信号のミキシングによる直流オフセットの発
生も考慮しなければならない。
局部発振器の発振周波数が受信高周波信号の周波数より
低い周波数である場合には、局部発振器の設計が容易に
なるという利点はあるが、局部発振信号の高調波成分と
受信高周波信号のミキシングによる直流オフセットの発
生も考慮しなければならない。
【００２８】
【発明の効果】請求項１乃至１３に対応する効果： （１）局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波数
と異なるものとなるので、空間やアースライン等を介し
ての高周波信号入力端子１とＲＦアンプ３の間の回路へ
の局部発振信号の漏洩のうち、トラッキングバンドパス
フィルタ２とＲＦアンプ３の間の回路への漏洩は、高周
波信号入力端子１へ流れる途中にあるトラッキングバン
ドパスフィルタ２で濾波できるようになる。また、高周
波信号入力端子１とトラッキングバンドパスフィルタ２
の間の回路への漏洩は濾波することができず、高周波信
号入力端子１からのチューナ外部への局部発振信号の不
要放射は避けられないが局部発振信号の周波数が受信高
周波信号の周波数と異なるため、同じ受信周波数を持つ
受信機に対して妨害とならなくなる。
と異なるものとなるので、空間やアースライン等を介し
ての高周波信号入力端子１とＲＦアンプ３の間の回路へ
の局部発振信号の漏洩のうち、トラッキングバンドパス
フィルタ２とＲＦアンプ３の間の回路への漏洩は、高周
波信号入力端子１へ流れる途中にあるトラッキングバン
ドパスフィルタ２で濾波できるようになる。また、高周
波信号入力端子１とトラッキングバンドパスフィルタ２
の間の回路への漏洩は濾波することができず、高周波信
号入力端子１からのチューナ外部への局部発振信号の不
要放射は避けられないが局部発振信号の周波数が受信高
周波信号の周波数と異なるため、同じ受信周波数を持つ
受信機に対して妨害とならなくなる。
【００２９】（２）空間やアースライン等を介して高周
波信号入力端子１とミキサ６，７の間の回路への局部発
振信号の漏洩のうち、高周波信号入力端子とトラッキン
グバンドパスフィルタの間の回路への漏洩やチューナ外
部のアンテナ等のインピーダンスミスマッチなどの要因
で反射されチューナに戻ってくる局部発振信号の漏洩
は、局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波数と
異なるためミキサへの回路の途中にあるトラッキングバ
ンドパスフィルタで濾波されミキサに到達しない。ま
た、トラッキングバンドパスフィルタとミキサの間の回
路への局部発振信号の漏洩はそのままミキサへ入力して
しまうが、両波の周波数が異なるために直流オフセット
にはならずローパスフィルタによって濾波されるので妨
害にはならない。請求項９乃至１１に対応する効果：受
信高周波信号の周波数と同一の周波数の信号の漏洩を低
減させることができる。
波信号入力端子１とミキサ６，７の間の回路への局部発
振信号の漏洩のうち、高周波信号入力端子とトラッキン
グバンドパスフィルタの間の回路への漏洩やチューナ外
部のアンテナ等のインピーダンスミスマッチなどの要因
で反射されチューナに戻ってくる局部発振信号の漏洩
は、局部発振信号の周波数が受信高周波信号の周波数と
異なるためミキサへの回路の途中にあるトラッキングバ
ンドパスフィルタで濾波されミキサに到達しない。ま
た、トラッキングバンドパスフィルタとミキサの間の回
路への局部発振信号の漏洩はそのままミキサへ入力して
しまうが、両波の周波数が異なるために直流オフセット
にはならずローパスフィルタによって濾波されるので妨
害にはならない。請求項９乃至１１に対応する効果：受
信高周波信号の周波数と同一の周波数の信号の漏洩を低
減させることができる。
【図１】本発明の第１の実施例のダイレクトコンバージ
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すダイレクトコンバージョンチューナ
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
【図３】本発明の第２の実施例のダイレクトコンバージ
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
【図４】図３に示すダイレクトコンバージョンチューナ
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
【図５】本発明の第３の実施例のダイレクトコンバージ
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
【図６】図５に示すダイレクトコンバージョンチューナ
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
【図７】本発明の第４の実施例のダイレクトコンバージ
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
【図８】図７に示すダイレクトコンバージョンチューナ
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
における信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック図
である。
【図９】本発明の第５の実施例のダイレクトコンバージ
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
ョンチューナの構成を示すブロック図である。
【図１０】図９に示すダイレクトコンバージョンチュー
ナにおける信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック
図である。
ナにおける信号漏洩対策としてのＩＣ化を示すブロック
図である。
【図１１】従来のダイレクトコンバージョンチューナの
構成の一例を示すブロック図である。
構成の一例を示すブロック図である。
１…高周波信号入力端子、２…トラッキングバンドパス
フィルタ、３…ＲＦアンプ、４…ＰＬＬ（フェイズロッ
クドループ）、５…局部発振器、６，７…ミキサ（混合
器）、８…９０゜移相器、９，１０…ローパスフィル
タ、１１…分周器、１２…逓倍器、１３…分周・移相
器。
フィルタ、３…ＲＦアンプ、４…ＰＬＬ（フェイズロッ
クドループ）、５…局部発振器、６，７…ミキサ（混合
器）、８…９０゜移相器、９，１０…ローパスフィル
タ、１１…分周器、１２…逓倍器、１３…分周・移相
器。
Claims (13)
- 【請求項１】 デジタル変調方式の放送電波を受信する
受信機において、受信高周波信号の周波数と異なる周波
数で発振する局部発振器と、前記局部発振器からの局部
発振信号に基づき受信周波数とほぼ一致する周波数を発
生させる手段と、該手段の出力の信号を互いに９０°位
相差を持つ２つの信号として出力する９０°移相器と、
前記９０°移相器出力からの２つの信号を受信高周波信
号とミキシングする２つのミキサと、からなる直交復調
器を有することを特徴とするダイレクトコンバージョン
チューナ。 - 【請求項２】 請求項１に記載されたダイレクトコンバ
ージョンチューナにおいて、前記局部発振器の周波数が
受信高周波信号の周波数のＮ倍（Ｎは２以上の整数）に
ほぼ一致する周波数であり、かつ、前記局部発振器から
の局部発振信号に基づき受信周波数とほぼ一致する周波
数を発生させる手段が前記局部発振器からの局部発振信
号の周波数をＮ分周する分周器であることを特徴とす
る、ダイレクトコンバージョンチューナ。 - 【請求項３】 請求項１に記載されたダイレクトコンバ
ージョンチューナにおいて、前記局部発振器の周波数が
受信高周波信号の周波数のＮ分の１（Ｎは２以上の整
数）にほぼ一致する周波数であり、かつ、前記局部発振
器からの局部発振信号に基づき受信周波数とほぼ一致す
る周波数を発生させる手段が前記局部発振器からの局部
発振信号の周波数をＮ倍周する逓倍器であることを特徴
とする、ダイレクトコンバージョンチューナ。 - 【請求項４】 デジタル変調方式の放送電波を受信する
受信機において、受信高周波信号の周波数と異なる周波
数で発振する局部発振器と、前記局部発振器からの局部
発振信号に基づき受信周波数の２倍にほぼ一致する周波
数を発生させる手段と、該手段の出力の信号を１／２分
周することで受信周波数とほぼ一致する周波数にして、
互いに、９０°位相差を持つ２つの信号として出力する
分周・移相器と、前記分周・移相器出力からの２つの信
号を受信高周波信号とミキシングする２つのミキサと、
からなる直交復調器を有することを特徴とするダイレク
トコンバージョンチューナ。 - 【請求項５】 請求項４に記載されたダイレクトコンバ
ージョンチューナにおいて、前記局部発振器の周波数が
受信高周波信号の周波数の２Ｎ倍（Ｎは２以上の整数）
にほぼ一致する周波数であり、前記局部発振器からの局
部発振信号に基づき受信周波数の２倍にほぼ一致する周
波数を発生させる手段が、前記局部発振器からの局部発
振信号の周波数をＮ分周する分周器であることを特徴と
するダイレクトコンバージョンチューナ。 - 【請求項６】 請求項４に記載されたダイレクトコンバ
ーションチューナにおいて、前記局部発振器の周波数が
受信高周波信号の周波数の２／Ｎ倍（Ｎは３以上の整
数）にほぼ一致する周波数であり、前記局部発振器から
の局部発振信号に基づき受信周波数の２倍にほぼ一致す
る周波数を発生させる手段が、前記局部発振器からの局
部発振信号の周波数をＮ倍周する逓倍器であることを特
徴とするダイレクトコンバージョンチューナ。 - 【請求項７】 デジタル変調方式の放送電波を受信する
受信機において、受信高周波信号の周波数の２倍にほぼ
一致する周波数で発振する局部発振器と、前記局部発振
器出力の信号の周波数を１／２分周し互いに９０゜位相
差を持つ２つの信号として出力する分周・移相器と、前
記分周・移相器出力から２つの信号と受信高周波信号を
ミキシングする２つのミキサと、から成る直交復調器を
有することを特徴とするダイレクトコンバージョンチュ
ーナ。 - 【請求項８】 請求項１又は４のいずれかに記載された
ダイレクトコンバージョンチューナにおいて、受信高周
波信号の周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減らすため
に、受信高周波信号と同じ周波数の信号が流れる回路を
ＩＣ化したことを特徴とする、ダイレクトコンバージョ
ンチューナ。 - 【請求項９】 請求項２又は３に記載されたダイレクト
コンバージョンチューナにおいて、受信高周波信号の周
波数と同じ周波数の信号の漏洩を減らすために２つのミ
キサと９０゜移相器と分周器又は逓倍器とその周辺回路
をＩＣ化したことを特徴とするダイレクトコンバージョ
ンチューナ。 - 【請求項１０】 請求項５又は６に記載されたダイレク
トコンバージョンチューナにおいて、受信高周波信号の
周波数と同じ周波数の信号の漏洩を減らすために、２つ
のミキサと分周・移相器と分周器又は逓倍器とその周辺
回路をＩＣ化したことを特徴とするダイレクトコンバー
ジョンチューナ。 - 【請求項１１】 請求項７に記載されたコンバージョン
チューナにおいて、受信高周波信号の周波数と同じ周波
数の信号の漏洩を減らすために２つのミキサと分周・移
相器とその周辺回路をＩＣ化したことを特徴とするダイ
レクトコンバージョンチューナ。 - 【請求項１２】 請求項１乃至１１のいずれかに記載さ
れたダイレクトコンバージョンチューナにおいて、アン
テナ等で受信した放送電波の信号の入力部から前記ミキ
サまでの間の回路に、漏洩した局部発振信号を濾波する
ためのバンドパスフィルタ或いはローパスフィルタを挿
入したことを特徴とする、ダイレクトコンバージョンチ
ューナ。 - 【請求項１３】 請求項１２に記載されたダイレクトコ
ンバージョンチューナにおいて、前記挿入したフィルタ
の通過周波数帯域が選局周波数に連動して変化すること
を特徴とする、ダイレクトコンバージョンチューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10126097A JPH11331011A (ja) | 1998-05-08 | 1998-05-08 | ダイレクトコンバージョン方式デジタルチューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10126097A JPH11331011A (ja) | 1998-05-08 | 1998-05-08 | ダイレクトコンバージョン方式デジタルチューナ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331011A true JPH11331011A (ja) | 1999-11-30 |
Family
ID=14926544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10126097A Pending JPH11331011A (ja) | 1998-05-08 | 1998-05-08 | ダイレクトコンバージョン方式デジタルチューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11331011A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1271792A1 (en) * | 2001-06-25 | 2003-01-02 | Motorola, Inc. | Low leakage local oscillator system |
| JP2003174360A (ja) * | 2001-12-05 | 2003-06-20 | Rohm Co Ltd | 局部発振器及びこれを用いた送信装置並びに受信装置 |
| JP2007525877A (ja) * | 2003-12-26 | 2007-09-06 | 韓國電子通信研究院 | 直接変換ｒｆフロントエンド送受信機及びその構成部品 |
| US7280163B2 (en) | 2003-08-08 | 2007-10-09 | Alps Electric Co., Ltd. | Direct conversion tuner capable of receiving digital television signals in UHF band and VHF band |
| US7373132B2 (en) | 2003-06-18 | 2008-05-13 | Sony Corporation | High frequency signal receiver |
| WO2008102411A1 (ja) * | 2007-02-20 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 信号処理装置および方法 |
-
1998
- 1998-05-08 JP JP10126097A patent/JPH11331011A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1271792A1 (en) * | 2001-06-25 | 2003-01-02 | Motorola, Inc. | Low leakage local oscillator system |
| WO2003001692A3 (en) * | 2001-06-25 | 2003-12-18 | Motorola Inc | Low leakage local oscillator system |
| CN100341251C (zh) * | 2001-06-25 | 2007-10-03 | 飞思卡尔半导体公司 | 低泄漏本地振荡器系统 |
| US7327993B2 (en) | 2001-06-25 | 2008-02-05 | Freescale Semiconductor, Inc. | Low leakage local oscillator system |
| JP2003174360A (ja) * | 2001-12-05 | 2003-06-20 | Rohm Co Ltd | 局部発振器及びこれを用いた送信装置並びに受信装置 |
| US7373132B2 (en) | 2003-06-18 | 2008-05-13 | Sony Corporation | High frequency signal receiver |
| KR101008056B1 (ko) | 2003-06-18 | 2011-01-13 | 소니 주식회사 | 고주파 신호 수신 장치 |
| US7280163B2 (en) | 2003-08-08 | 2007-10-09 | Alps Electric Co., Ltd. | Direct conversion tuner capable of receiving digital television signals in UHF band and VHF band |
| JP2007525877A (ja) * | 2003-12-26 | 2007-09-06 | 韓國電子通信研究院 | 直接変換ｒｆフロントエンド送受信機及びその構成部品 |
| WO2008102411A1 (ja) * | 2007-02-20 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 信号処理装置および方法 |
| JPWO2008102411A1 (ja) * | 2007-02-20 | 2010-05-27 | 富士通株式会社 | 信号処理装置および方法 |
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