DE60203336T2

DE60203336T2 - Sigma-Delta AD-Wandler

Info

Publication number: DE60203336T2
Application number: DE60203336T
Authority: DE
Inventors: Yuji Kawagoe-shi Yamamoto
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2001-05-16
Filing date: 2002-05-09
Publication date: 2005-09-01
Anticipated expiration: 2022-05-10
Also published as: US6700519B2; US20020171572A1; EP1261136A1; DE60203336D1; JP2002344321A; EP1261136B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen AD-Wandler, der eingegebene Analogsignale quantisiert und sie in Digitalsignale umwandelt und sie ausgibt, insbesondere das technische Gebiet des Sigma-Delta AD-Wandlers mit einer Bandpassfilter-Übertragungsfunktion.
In den vergangenen Jahren richtete sich die öffentliche Aufmerksamkeit auf einen digitalen Tuner, der analoge Rundfunkwellen empfängt und Zwischenfrequenz-(ZF)Signale, die über eine Hochfrequenz-Schaltung erhalten werden, so in digitale Signale umwandelt, dass die anschließende Verarbeitung digitalisiert wird. Der digitale Tuner verwendet einen Sigma-Delta AD-Wandler als eine Komponente zum Umwandeln der ZF-Signale in digitale Signale. Der Einsatz des Sigma-Delta AD-Wandlers ermöglicht es, das Quantisierungsrauschen in der Nähe des Bands der Frequenz von ZF-Signalen ausreichend so zu dämpfen, dass die Quantisierung mit einer hohen Auflösung erzielt wird.
Im Allgemeinen wird in dem Sigma-Delta AD-Wandler die Frequenz des ZF-Signals, das eingegeben werden soll, auf ¼ der Abtastfrequenz eingestellt. Wenn beispielsweise 10,7 MHz, was eine allgemeine ZF-Frequenz ist, verwendet werden, wird die Abtastfrequenz auf 42,8 MHz eingestellt. Wenn alternativ dazu gefaltete Frequenz (folded frequency) verwendet wird, kann die Frequenz des einzugebenden Signals auf ¾ der Abtastfrequenz eingestellt werden. In diesem Fall wird die Abtastfrequenz für das ZF-Signal von 10,7 MHz auf 14,25 MHz eingestellt.
Wie oben beschrieben ist in dem Sigma-Delta AD-Wandler das Verhältnis zwischen der Frequenz des Eingangssignals und der Abtastfrequenz unveränderlich. Es kann jedoch sein, dass das Verhältnis der Frequenz manchmal geändert werden muss aufgrund von Faktoren der Auslegung der Vorrichtung. Beispielsweise wird ein Quarzvibrator als Referenz der Abtastfrequenz verwendet, und in einigen Fällen überlappen seine Oberschwingungskomponenten ein Empfangsband des digitalen Tuners, wodurch es gestört wird. Um mit einem solchen Fall zurechtzukommen, kann in Erwägung gezogen werden, die Abtastfrequenz zu ändern und gleichzeitig die Frequenz des ZF-Signals zu ändern. Obwohl jedoch in dem vorher erwähnten Fall mit 10,7 MHz kostengünstige Komponen ten verwvendet werden können, weil die Frequenz als die Frequenz des ZF-Signals weit verbreitet werden muss, erhöht die Verwendung einer beliebigen speziellen ZF-Frequenz den Preis der Komponenten, was eine Efhöhung der Kosten der gesamten Vorrichtung einschließt. In einem herkömmlichen Sigma-Delta AD-Wandler ist das Verhältnis der Frequenz geeignet, festgelegt zu werden, so dass es schwierig wird, das Verhältnis der Frequenz in Abhängigkeit von Faktoren in Bezug auf die Auslegung anzupassen.
US-A-5736950 offenbart einen abstimmbaren Sigma-Delta-Modulator. US-A-570722 offenbart eine Reihe von kaskadierten Modulatoren. US-A-5838270 offenbart einen überabgetasteten kaskadierten Modulator zweiter Ordnung (second order and cascaded oversampled modulator).
Dementsprechend wurde die vorliegende Erfindung in Bezug auf die vorher beschriebenen Probleme ausgeführt, und daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Sigma-Delta AD-Wandler bereitzustellen, in dem durch Steuern eines Rückkopplungsbetrags von einer Verzögerungsvorrichtung das Verhältnis zwischen dem ZF-Signal und der Abtastfrequenz frei eingestellt werden kann, ohne festgelegt zu werden, so dass es gemäß Faktoren in Bezug auf die Auslegung und die Nutzungsbedingungen angepasst werden kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Sigma-Delta AD-Wandler zum Quantisieren eines eingegebenen Analogsignals und zu dessen Umwandeln in ein Ausgabe-Digitalsignal bereitgestellt, gekennzeichnet dadurch, dass er Folgendes umfasst:
eine Rechnervorrichtung, die ein erstes Rückmeldesignal und ein zweites Rückmeldesignal von dem eingegebenen Analogsignal subtrahiert und ein drittes Rückmeldesignal dazu addiert;
eine Verzögerungsvorrichtung, welche die Ausgabe der Rechnervorrichtung mit einer Verzögerung ausgibt, wobei die Verzögerungsvorrichtung ein erstes Verzögerungselement auf einer vorhergehenden Stufe der ersten Verzögerungsvorrichtung und ein zweites Verzögerungselement auf einer späteren Stufe der ersten Verzögerungsvorrichtung umfasst, wobei die ersten und zweiten Verzögerungselemente in Reihe geschaltet sind;
eine erste Rückmeldevorrichtung, welche die Ausgabe der Verzögerungsvorrichtung als das erste Rückmeldesignal ausgibt und die Ausgabe des ersten Verzögerungselements mit einem vorgegebenen Koeffizienten multipliziert und sie als das zweite Rückmeldesignal ausgibt;
eine Quantisierungsvorrichtung, welche die Ausgabe der Verzögerungsvorrichtung mit einer Abtastfrequenz quantisiert, sie in ein Digitalsignal umwandelt und das Digitalsignal ausgibt; und
eine zweite Rückmeldevorrichtung die das Ausgabe-Digitalsignal in ein Analogsignal umwandelt und es als das dritte Rückmeldesignal ausgibt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das eingegebene Analogsignal an den Sigma-Delta AD-Wandler einer Addition und Subtraktion in Bezug auf verschiedene Rückmeldesignale durch die Rechnervorrichtung unterzogen, und eine Ausgabe wird durch die Verzögerungsvorrichtung verzögert. Danach wird es mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz quantisiert und in Ausgabe-Digitalsignale umgewandelt. Andererseits werden ein erstes Rückmeldesignal, das nachgeschaltet durch die Verzögerungsvorrichtung ausgegeben wird, die aus zwei Stufen besteht, und ein zweites Rückmeldesignal, das durch Multiplizieren der gleichen Ausgabe mit einem vorgegebenen Koeffizienten erhalten wird, durch eine erste Rückmeldevorrichtung ausgegeben. Ein drittes Rückmeldesignal, das durch Umwandeln des Ausgangssignals in das analoge Signal erhalten wird, wird durch eine zweite Rückmeldevorrichtung ausgegeben. Demzufolge kann das Frequenzmerkmal von Quantisierungsrauschen, das auf die Quantisierungsvorrichtung basierend auf der Einstellung eines vorgegebenen Koeffizienten angewendet wird, durch den Betrieb der ersten und der zweiten Rückmeldevorrichtungen frei angepasst werden. Daher muss das Verhältnis zwischen dem eingegebenen analogen Signal und der Abtastfrequenz nicht festgelegt werden, so dass das Frequenzverhältnis, das genau zu Auslegungsfaktoren passt, und die Einsatzbedingungen eingestellt werden können.
Unter einem Gesichtspunkt des Wandlers der vorliegenden Erfindung sind entsprechende Stufen, von denen jede die Rechnervorrichtung, die Verzögerungsvorrichtung, die erste Rückkopplung, die Quantisierungsvorrichtung und die zweite Rückkopplung enthält, durch n Stufen verbunden, um so eine n-te Ordnung (n order) auszubilden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Sigma-Delta AD-Wandler der n-ten Ordnung ausgeführt werden, indem die erste Stufe mit den unter dem zweiten Gesichtspunkt der Erfindung genannten Komponenten ausgebildet wird, und die n Stufen davon verbunden werden. Daher wird n hoch eingestellt, wenn es zum Dämpfen des Quantisierungsrauschens dienen soll, und wenn eine Kostenreduzierung durch Vereinfachen der Struktur beabsichtigt ist, wird n niedrig eingestellt. Demzufolge wird nicht nur die vorher beschriebene Freiheit hinsichtlich des Frequenzverhältnisses sichergestellt, sondern auch die Ausgewogenheit zwischen Leistung und Kosten kann durch Auswählen einer optimalen Ordnung erreicht werden.
Unter einem anderen Gesichtspunkt des Wandlers der vorliegenden Erfindung ist die erste Rückmeldevorrichtung so ausgebildet, dass sie auf zwei oder mehrere Koeffizienten als den vorgegebenen Koeffizienten umschalten kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden zusätzlich zu den unter dem zweiten und dem dritten Gesichtspunkt erwähnten Strukturen mehrere Koeffizienten als der erste Rückmelde-Koeffizient erstellt, und sie können umgeschaltet werden. Daher kann durch Verändern des Betrags der Rückmeldung von der Vorab-Ausgabe (pre-output) der Verzögerungsvorrichtung das Verhältnis zwischen der Frequenz des eingegebenen Analogsignals und der Abtastfrequenz umgeschaltet werden, und wenn es unter einer anderen Nutzungsbedingung verwendet wird, kann ein entsprechendes Frequenzverhältnis wahlweise eingestellt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann das Verhältnis zwischen der Eingangsfrequenz und der Abtastfrequenz frei eingestellt werden, ohne durch Steuern des Betrags der Rückmeldung von der Verzögerungsvorrichtung in dem Sigma-Delta AD-Wandler festgelegt zu werden. Demzufolge ist es möglich, den Sigma-Delta AD-Wandler auszuführen, der in Abhängigkeit von Auslegungsfaktoren und Nutzungsbedingung entsprechend angepasst werden kann.
Unter einem weiteren Gesichtspunkt des Wandlers der vorliegenden Erfindung ist das eingegebene Analogsignal ein ZF-Signal, das einer Rundfunkwelle entspricht, und der vorgegebene Koeffizient und die Abtastfrequenz sind so eingestellt, dass das Frequenzmerkmal des Quantisierungsrauschens einen Übertragungsnullpunkt in dem Frequenzband des ZF-Signals aufweist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das analoge ZF-Signal in ein Digitalsignal umgewandelt, indem der vorher genannte Sigma-Delta AD-Wandler an eine Rundfunkempfängereinheit oder Ähnliches angelegt wird. Daher kann das ZF-Signal, indem der Übertragungsnullpunkt von Quantisierungsrauschen so angepasst wird, dass er sich mit dem Frequenzband des ZF-Signals deckt, mit einer hohen Auflösung quantisiert werden, wodurch die Empfangsleistung verbessert wird.
Unter einem weiteren Gesichtspunkt des Wandlers der vorliegenden Erfindung werden der vorgegebene Koeffizient und die Abtastfrequenz so eingestellt, dass die Oberschwingungen der Abtastfrequenz das Empfangsband der Rundfunkwelle nicht überlappen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann die Abtastfrequenz zusätzlich zu dem gleichen Vorgang wie der fünfte Gesichtspunkt so eingestellt werden, dass die Oberschwingungen der Abtastfrequenz das Empfangsband der Rundfunkwelle nicht überlappen. Daher ist es möglich, zu verhindern, dass sich die Empfangsleistung durch einen Sprung in das Funksystem der Oberschwingungen der Abtastfrequenz verschlechtert.
Unter einem weiteren Gesichtspunkt des Wandlers der vorliegenden Erfindung ist die erste Rückmeldevorrichtung so ausgebildet, dass sie in der Lage ist, einen ersten Koeffizienten, der einem ersten Bereich entspricht, und einen zweiten Koeffizienten, der einem zweiten Bereich entspricht, als den vorgegebenen Koeffizienten umzuschalten und in der Lage ist, eine erste Abtastfrequenz, die dem ersten Koeffizienten entspricht, und eine zweite Abtastfrequenz, die dem zweiten Koeffizienten entspricht, auszuwählen, und wobei der erste Koeffizient und die erste Abtastfrequenz so eingestellt sind, dass Oberschwingungen der ersten Abtastfrequenz das Empfangsband der Runkfunkwelle in dem ersten Bereich nicht überlappen, während der zweite Koeffizient und die zweite Abtast frequenz so eingestellt sind, dass die Oberschwingungen der zweiten Abtastfrequenz das Empfangsband der Rundfunkwelle in dem zweiten Bereich nicht überlappen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn der Sigma-Delta AD-Wandler an eine Rundfunkempfängereinheit oder Ähnliches angelegt und in zwei verschiedenen Bereichen verfügbar gemacht wird, werden zwei Kombinationen zwischen einem vorgegebenen Koeffizienten und der Abtastfrequenz so erstellt, dass sie umgeschaltet werden können. Demzufolge kann die Einstellung so erfolgen, dass eine Kombination das Rundfunkwellen-Empfängerband des einen Bereichs nicht überlappt, während die andere Kombination das Rundfunkwellen-Empfängerband des anderen Bereichs nicht überlappt. Daher ist es nur durch Verändern der Einstellung des gleichen Sigma-Delta AD-Wandlers möglich, zu verhindern, dass die Empfangsleistung durch einen Sprung in das Funksystem der Oberschwingungen der Abtastfrequenz in zwei Bereichen verschlechtert wird, die ein unterschiedliches Empfangsband aufweisen.
1 ist ein Blockschaltbild, das die schematische Struktur eines digitalen Tuners zeigt, der einen Sigma-Delta AD-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet;
2 ist ein Blockschaltbild, das die Struktur des Sigma-Delta AD-Wandlers zeigt;
3 ist ein Blockschaltbild, das die Struktur des Sigma-Delta AD-Wandlers zeigt, der nicht mit den Koeffizientenpuffern 102, 110 in der Struktur von 2 ausgestattet ist;
4 ist eine schematische Darstellung, die das Frequenzmerkmal zeigt, das einem Einstellungsbeispiel des Sigma-Delta AD-Wandlers entspricht, der die Struktur von 2 aufweist
5 ist ein Blockschaltbild des Sigma-Delta AD-Wandlers, der sich aus der ersten Ordnung zusammensetzt; und
6 ist ein Blockschaltbild des Sigma-Delta AD-Wandlers, der so ausgelegt ist, dass das Frequenzmerkmal umgeschaltet werden kann.
Im Folgenden werden die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben. In dieser Ausführungsform wird ein Fall beschrieben, in dem die vorliegende Erfindung auf einen Sigma-Delta AD-Wandler für den Einsatz in einem digitalen Tuner, der FM-Rundfunk und AM-Rundfunk empfangen kann, angewendet wird.
1 ist ein Blockschaltbild, das die schematische Struktur des digitalen Tuners zeigt, der den Sigma-Delta AD-Wandler gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet. 1 zeigt einen Schaltungsabschnitt des digitalen Tuners zum Empfangen von Rundfunkwellen, in denen ein Hochfrequenzsignal, wie beispielsweise ein FM-Empfangssignal und ein AM-Empfangssignal, in das ZF-Signal umgewandelt wird, und es AD-umgewandelt wird. 1 zeigt eine Antenne 11, eine Antennen-Abstimmschaltung 12, einen Hochfrequenzverstärker 13, eine Hochfrequenz-Abstimmschaltung 14, einen Mischerabschnitt 15, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16, einen Phasenregelkreis (PLL) 17, ein Bandpassfilter 18, einen ZF-Verstärker 19 und einen Sigma-Delta AD-Wandler 20.
Mit einer solchen Struktur wird eine elektrische Rundfunkwelle von einer Rundfunkstation von der Antenne 11 empfangen, und das Empfangssignal wird auf ein vorgegebenes Frequenzband abgestimmt mittels der Antennen-Abstimmschaltung 12 und anschließend als das Hochfrequenzsignal ausgegeben. Ein Frequenzband, das von der Antennen-Abstimmschaltung 12 abzustimmen ist, ändert sich in Abhängigkeit von der Einstellung des PLL 17. Das Hochfrequenzsignal, das von der Antennen-Abstimmschaltung 12 ausgegeben wird, wird durch den Hochfrequenzverstärker 13 verstärkt und dann durch die Hochfrequenz-Abstimmschaltung 14 auf ein schmaleres Frequenzband abgestimmt, so dass es auf die Nähe der Frequenz einer gewünschten Rundfunkstation beschränkt wird. Das von der Hochfrequenz-Abstimmschaltung 14 abzustimmende Frequenzband ändert sich entsprechend der Einstellung des PLL 17. Das Hochfrequenzsignal, dessen Band durch die Hochfrequenz-Abstimmschaltung 14 eingeschränkt wird, wird einem Mischerabschnitt 15 zugeführt.
Andererseits wird ein Schwingsignal von dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16 dem Mischerabschnitt 15 zugeführt. Dieser VCO 16 steuert seine Schwingfrequenz fv durch den Phasenregelkreis (PLL) 17. Der PLL 17 steuert sich selbst so, dass das Schwingsignal mit dem Referenzsignal in Bezug auf die Phase synchron ist, und eine Schwingfrequenz fv, die einer gewünschten Rundfunkstation entspricht, beibehalten wird. Danach generiert der Mischer 15 das ZF-Signal, indem das Hochfrequenzsignal von der Hochfrequenz-Abstimmschaltung 14 mit dem Schwingsignal des VCO 16 gemischt wird. Hier ist die Frequenz fi des ZF-Signalausgangs aus dem Mischerabschnitt 15 gleichwertig mit einer Differenz zwischen der Frequenz fr des Hochfrequenzsignals und der Schwingfrequenz fv des VCO 16. Da die Frequenz fi des ZF-Signals konstant gehalten werden muss, ist es erforderlich, die Schwingfrequenz fv des VCO 16, die mit der Frequenz der gewünschten Rundfunkstation verknüpft ist, mittels des PLL 17 zu steuern.
Danach werden der ZF-Signalausgabe von dem Mischerabschnitt 15 alle unnötigen Frequenzkomponenten durch das Bandpassfilter 18 entzogen, und danach wird sie mit einer vorgegebenen Verstärkung durch den ZF-Verstärker 19 verstärkt. Anschließend wird die ZF-Signalausgabe von dem ZF-Verstärker 19 in den Sigma-Delta AD-Wandler 20 der vorliegenden Erfindung eingegeben und mit der Abtastfrequenz fs abgetastet. Danach wird sie in digitale Signale umgewandelt und ausgegeben. Die detaillierte Struktur und der Vorgang der Signalverarbeitung, die in dem Sigma-Delta AD-Wandler 20 auszuführen sind, werden zu einem späteren Zeitpunkt beschrieben. Verschiedene Arten von digitalen Verarbeitungen werden auf die Digitalsignalausgabe aus dem Sigma-Delta AD-Wandler 20 angewendet und letztendlich als ein Sprachsignal nach außen ausgegeben.
2 ist ein Blockschaltbild, das die Struktur des Sigma-Delta AD-Wandlers 20 gemäß dieser Ausführungsform zeigt. Der in 2 gezeigte Sigma-Delta AD-Wandler 20 weist ein Bandpassfilter auf, das zweiter Ordnung ist, einschließlich eines Koeffizientenpuffers 101, eines Rechnerelements 102, einer Verzögerungseinheit 103, eines Koeffizientenpuffers 104, einer Verzögerungseinheit 105, eines Koeffizientenpuffers 106, eines Rechnerelements 107, eines Koeffizientenpuffers 108, einer Verzögerungseinheit 109, eines Koeffizientenpuffers 110, einer Verzögerungseinheit 111, einer Quantisierungseinheit 112, einer Verzögerungseinheit 113 und eines DA-Umwandlungsabschnitts 114. Bei einer solchen Struktur wird das Eingangssignal X(Z) mit dem Merkmal versehen, das durch eine später beschriebene Übertragungsfunktion bestimmt wird, um ein digitalisier tes Ausgangssignal Y(Z) zu erzeugen und das Quantisierungsrauschen Q(Z) mit dem vorgegebenen Rauschprofilmerkmal zu dämpfen.
Unter der oben beschriebenen Struktur sind die Koeffizientenpuffer 101, 104, 106, 108, 110 Vorrichtungen, die das Eingangssignal mit einem vorgegebenen Koeffizienten verstärken und ausgeben. Die Verzögerungseinheiten 103, 105, 109, 111, 113 sind Vorrichtungen, die das Eingangssignal um einen Takt verzögern und ausgeben. Die Rechnerelemente 102, 107 sind Vorrichtungen, die Addition/Subtraktion an mehreren von Eingangssignalen gemäß einer vorgegebenen Kombination ausführen und ausgeben. Die Quantisierungseinheit 112 ist eine Vorrichtung, die das Eingangssignal mit der Abtastfrequenz fs quantisiert, um es in ein digitales Signal umzuwandeln. Der DA-Umwandlungsabschnitt 114 ist eine Vorrichtung, die das eingegebene digitale Signal in das analoge Signal zur Rückmeldung umwandelt.
Das Merkmal der in 2 gezeigten Struktur ist, dass die Ausgabe der Verzögerungseinheit 103 zu dem Rechnerelement 102 mittels des Koeffizientenpuffers 104 rückgekoppelt wird, während die Ausgabe der Verzögerungseinheit 109 zu dem Rechnerelement 107 mittels des Koeffizientenpuffers 110 rückgekoppelt wird. Mit einer derartigen Struktur kann das Frequenzmerkmal des Sigma-Delta AD-Wandlers abhängig von dem Koeffizienten α der Koeffizientenpuffer 104, 110 angepasst werden.
In dem Sigma-Delta AD-Wandler 20, der die in 2 gezeigte Struktur aufweist, wird das Verhältnis zwischen dem Eingangssignal X(Z) und dem Ausgangssignal Y(Z) gemäß der folgenden Gleichung (1) ausgedrückt: Y(Z) = aX(Z)Z–4 + (1 + αZ–1 + Z–2)2Q(Z) (1)(a ist der Koeffizient des Koeffizientenpuffers 101)
Der Ausdruck (1) entspricht einer Übertragungsfunktion zwischen dem Eingangssignal X(Z) und dem Ausgangssignal Y(Z) und gibt gleichzeitig das Frequenzmerkmal des Quantisierungsrauschens Q(Z) an, das in dem Ausdruck (1) enthalten ist. Gemäß dieser Ausführungsform muss das Quantisierungsrauschen Q(Z) in dem Frequenzband des ZF-Signals, von dem angenommen wird, dass es das Eingangssignal X(Z) ist, so gut wie möglich Null sein. Daher kann der Übertragungsnullpunkt, der durch einen Koeffizienten (1 + αZ^–1 + Z^–2) des Quantisierungsrauschens Q(Z) im Ausdruck (1) bestimmt wird, sich mit dem ZF-Signal decken.
Hier wird die in 2 gezeigte Struktur im Vergleich mit der Struktur beschrieben, die auf einer Struktur basiert, die nicht mit den Koeffizientenpuffern 104, 110 ausgestattet ist, d. h. die auf der herkömmlichen Technologie basiert. 3 ist ein Blockschaltbild, das die Struktur des Sigma-Delta AD-Wandlers zeigt, der nicht mit den Koeffizientenpuffern 104, 110 ausgestattet ist, die in der Struktur in 2 gezeigt werden. Die in 3 gezeigten Komponenten sind im Wesentlichen die Gleichen wie die Komponenten der 2 und weisen die gleichen Bezugszeichen auf, ausgenommen entsprechende Koeffizientenwerte der Koeffizientenpuffer 106, 108.
Unter der in 3 gezeigten Struktur wird das Verhältnis zwischen dem Eingangssignal X(Z) und dem Ausgangssignal Y(Z), das dem Ausdruck (1) entspricht, mit einem Ausdruck (2) ausgedrückt. Y(Z) = aX(Z)Z–4 + (1 + Z–2)2Q(Z) (2)
Der Koeffizient für das Quantisierungsrauschens Q(Z) beträgt im Fall des Ausdrucks (2) (1 + Z^–2)², der sich vom Ausdruck (1) unterscheidet. Daher ist kein Raum zum Anpassen des Frequenzmerkmals des Quantisierungsrauschens Q(Z), das dem Übertragungsnullpunkt entspricht, vorhanden. Tatsächlich wird entsprechend zu dem durch den Ausdruck (2) bestimmten Übertragungsnullpunkt im Allgemeinen das Verhältnis zwischen der Abtastfrequenz fs und der ZF-Frequenz in der Quantisierungseinheit 112 auf 4 : 1 eingestellt. Wenn alternativ beabsichtigt ist, das Verhältnis zwischen der Abtastfrequenz fs und der gefalteten Frequenz der ZF-Frequenz auf 4 : 1 einzustellen, wird das Verhältnis zwischen der Abtastfrequenz fs und der ZF-Frequenz auf 4 : 3 eingestellt. Beispielsweise beträgt in dem Fall, in dem die ZF-Frequenz 10,7 MHz beträgt, die Abtastfrequenz fs in der ersten Einstellung 42,8 MHz, während die Abtastfrequenz fs in der letzten Einstellung 14,25 MHz beträgt. Daher gibt die Struktur von 3 an, dass das Verhältnis zwischen der Abtastfrequenz fs und der ZF-Frequenz ein unveränderliches Frequenz-Verhältnis wird, um das Rauschprofilmerkmal für das Quantisierungsrauschen Q(Z) zu optimieren.
Im Gegensatz dazu wird gemäß der Struktur von 2 der Übertragungsnullpunkt, der durch den Ausdruck (1) bestimmt wird, auf der Frequenzachse abhängig von dem Koeffizienten α der Koeffizientenpuffer 104, 110 verschoben. Das Frequenz-Verhältnis des Sigma-Delta AD-Wandlers 20 kann leicht angepasst werden, um das Rauschprofilmerkmal für das Quantisierungsrauschen Q(Z) zu optimieren.
4 ist eine schematische Darstellung, die das Frequenzmerkmal entsprechend zu einem Einstellungsbeispiel des Sigma-Delta AD-Wandlers 20 zeigt, der die in 2 gezeigte Struktur aufweist. Das in 4 gezeigte Beispiel zeigt, dass der vorher erwähnte Koeffizient α so eingestellt ist, dass er 0,485 beträgt, während die Abtastfrequenz fs so eingestellt ist, dass sie 37,05 MHz beträgt. Obwohl der herkömmliche Sigma-Delta AD-Wandler 20 ein Frequenzmerkmal bereitstellt, das einen Einschnitt bei ¼ und ¾ der Frequenzen der Abtastfrequenz fs aufweist, ist es offenkundig, dass der in 4 gezeigte Fall in Bezug auf die vorher erwähnte Frequenz verschoben ist. Die in 4 gezeigte Frequenz weist den Einschnitt auf, wenn die ZF-Frequenz 10,7 MHZ beträgt, was AM/FM entspricht. In diesem Fall beträgt das Verhältnis zwischen der Abtastfrequenz fs und der ZF-Frequenz fast 3,46 : 1, was durch die vorher beschriebenen 4 : 1 oder 4 : 3 nicht eingeschränkt wird.
Wenn die Einstellung des Sigma-Delta AD-Wandlers 20, der die in 2 gezeigte Struktur aufweist, festgelegt ist, wird die Abtastfrequenz unter Berücksichtigung verschiedener Arten von Bedingungen festgelegt, die von einem festen Bereich (residential area) für eine vorgegebene ZF-Frequenz abhängen, und anschließend wird ein Frequenz-Verhältnis eingestellt, das es ermöglicht, ein gewünschtes Frequenzmerkmal zu erzielen. In dem in 4 gezeigten Beispiel überlappen Oberschwingungen, wie eine zweifache Welle oder eine dreifache Welle der Abtastfrequenz fs, ein Empfangsband nicht. Dieses Beispiel ist eine Einstellung, die geeignet ist, um zu verhindern, dass die Empfangsleistung durch Oberschwingungen der Abtastfrequenz fs in dem Sigma-Delta AD-Wandler 20 verschlechtert wird, auch wenn ein Sprung in das Funksystem erfolgt und eine Störung auftritt.
Inzwischen können verschiedene Arten von Einstellungen sowie dieses Beispiel für den Koeffizienten α und die Abtastfrequenz fs betrachtet werden. Beispielsweise kann der Koeffizient α auf 0,77 eingestellt werden, während die Abtastfrequenz fs auf 34,2 MHz eingestellt werden kann. Dies ist eine Einstellung, die geeignet ist, zu verhindern, dass Empfangsrauschen durch die Abtastfrequenz fs in den Sigma-Delta AD-Wandler 20 zu induzieren, der in Japan verwendet wird, weil die Oberschwingungen der Abtastfrequenz fs das Empfangsband von FM-Rundfunk und AM-Rundfunk in Japan nicht überlappen. Des Weiteren kann der Koeffizient α auf 0,23 eingestellt werden, während die Abtastfrequenz fs auf 39,9 MHZ eingestellt werden kann. Dies ist eine Einstellung, die geeignet ist, zu verhindern, dass Empfangsrauschen durch die Abtastfrequenz fs in den Sigma-Delta AD-Wandler 20 zu induzieren, der in den USA und Europa verwendet wird, weil die Oberschwingungen der Abtastfrequenz fs das Empfangsband von FM-Rundfunk und AM-Rundfunk in den USA und Europa nicht überlappen.
Als Nächstes wird eine Modifizierung des Sigma-Delta AD-Wandlers 20 dieser Ausführungsform beschrieben. Obwohl 2 den Sigma-Delta AD-Wandler 20 mit der Struktur zweiter Ordnung zeigt, wie oben beschrieben, ist es zulässig, die vorliegende Erfindung anzuwenden, auch wenn eine andere Ordnung als diese gewählt wird. 5 ist ein Blockschaltbild des Sigma-Delta AD-Wandlers, der sich aus der ersten Ordnung zusammensetzt (composed of the first order). Wie in 5 gezeigt, umfasst der Sigma-Delta AD-Wandler 20 dieses Falls einen Koeffizientenpuffer 201, ein Rechnerelement 202, eine Verzögerungseinheit 203, einen Koeffizientenpuffer 204, eine Verzögerungseinheit 205, eine Quantisierungseinheit 206, eine DA-Wandler 207 und einen Koeffizientenpuffer 208. Unter dieser Struktur wird der Koeffizient α nur auf den einzigen Koeffizientenpuffer 204 eingestellt. Die Funktionen der jeweiligen Komponenten in 5 sind die Gleichen wie im Fall von 2.
In dem in 5 gezeigten Sigma-Delta AD-Wandler 20 der ersten Ordnung wird das Verhältnis zwischen dem Eingangssignal X(Z) und dem Ausgangssignal Y(Z) gemäß einem folgenden Ausdruck (3) ausgedrückt: Y(Z) = aX(Z)Z–2 + (1 + αZ–1 + Z–2)2Q(Z) (3)
Obwohl die Frequenzen in diesem Ausdruck (3) mit welchen in dem Ausdruck (1) gemein sind, ist das Rauschprofilmerkmal in dem Ausdruck (3) milder. Andererseits, weil der in 5 gezeigte Sigma-Delta AD-Wandler 20 eine Vereinfachung seiner Struktur ermöglicht, wirkt sich dies nachhaltig auf die Reduzierung der Kosten aus.
Es ist inzwischen möglich, den Sigma-Delta AD-Wandler durch Erhöhen der Ordnung der Struktur der ersten Ordnung oder der zweiten Ordnung, die in den 2 und 5 gezeigt sind, auszubilden. In diesem Fall kann durch Verbinden des in 5 gezeigten Sigma-Delta AD-Wandlers 20 erster Ordnung mit mehreren Stufen die Ordnung erhöht werden. Obwohl im Allgemeinen das Erhöhen der Ordnung des Sigma-Delta AD-Wandlers 20 sich nachhaltig auf die Rauschreduzierung auswirkt, erhöhen sich die Kosten entsprechend. Daher ist es wünschenswert, unter Berücksichtigung von Leistung und Kosten eine optimale Ordnung zu wählen.
Als Nächstes wird eine andere Modifizierung des Sigma-Delta AD-Wandlers dieser Ausführungsform beschrieben. Obwohl jeder beliebige der vorher beschriebenen Sigma-Delta AD-Wandler 20 eine konstante Frequenz aufweist, geht eine folgende Modifizierung davon aus, dass das Frequenzmerkmal, das der Sigma-Delta AD-Wandler 20 in einem gegenwärtigen digitalen Tuner aufweist, ausgewählt werden kann.
6 ist ein Blockschaltbild des Sigma-Delta AD-Wandlers 20, der so ausgelegt ist, dass er das Frequenzmerkmal auswählen kann. Der in 6 gezeigte Sigma-Delta AD-Wandler 20 umfasst nicht nur die in 2 gezeigte Struktur, sondern auch einen Koeffizientenpuffer 115, einen Schaltabschnitt 1156, einen Koeffizientenpuffer 117 und einen Schaltabschnitt 118. Die Koeffizientenpuffer 115, 117 sind zu den Koeffizientenpuffern 104, 110 jeweils parallel geschaltet, und ein Koeffizient β wird eingestellt. Die Schaltabschnitte 116, 118 sind Vorrichtungen, die Verbindungen von den Rechnerelementen 102, 107 zu den Koeffizientenpuffern 104, 110, in denen der Koeffizient α eingestellt wird, oder zu den Koeffizientenpuffern 115, 117, in denen der Koeffizient β eingestellt wird, umschalten.
Unter der vorher beschriebenen Struktur, wenn die Schaltabschnitte 116, 118 zur Seite der Koeffizientenpuffer 104, 110 hin eingestellt sind, weist der Sigma-Delta AD-Wandler 20 das Merkmal gemäß des Ausdrucks (1) auf. Wenn andererseits die Schaltabschnitte 116, 118 zur Seite der Koeffizientenpuffer 115, 117 hin geändert werden, weist der Sigma-Delta AD-Wandler 20 das Merkmal gemäß des Ausdrucks (4) auf. Y(Z) = aX(Z)Z–4 + (1 + βZ–1 + Z–2)2Q(Z) (4)
Wenn daher die Koeffizienten α, β unabhängig eingestellt werden, steht der Sigma-Delta AD-Wandler für zwei verschiedene Arten von Frequenzmerkmalen zur Verfügung. Zu diesem Zeitpunkt, wobei die Abtastfrequenz fs für zwei Arten gewählt werden kann, wenn die Abtastfrequenz fs geändert wird, sobald die Koeffizienten α, β geändert werden, kann das Frequenzmerkmal frei gewählt werden.
Beispielsweise wird, wenn α = 0,77 ist, fs = 34,2 MHz für den Einsatz in Japan als die erste Einstellung bevorzugt, und wenn β = 0,23 ist, wird fs = 39,9 MHz für den Einsatz in Übersee als die zweite Einstellung bevorzugt, wobei die erste Einstellung und die zweite Einstellung umgeschaltet werden können in Abhängigkeit vom Bestimmungsland der Lieferung des digitalen Tuners. Eine derartige Struktur kann vermeiden, dass Oberschwingungsrauschen ein Empfangsband in irgendeinem Bereich überlappt, und ist für Hochgeschwindigkeits-Abstimmung (high-speed tuning) effektiv. Selbst wenn vermieden werden kann, dass Oberschwingungsrauschen das Empfangsband überlappt, indem α = 0,485, fs = 37,05 MHz eingestellt wird, wie unter Bezugnahme auf 4 beschrieben, wird die dem PLL zugeführte Frequenz als 50-kHz-Schritt verwendet, weil die Abtastfrequenz fs nicht vollständig durch 100 kHz geteilt wird. Andererseits kann der 100-kHz-Schritt die Frequenz sein, die dem PLL zugeführt wird, weil die erste Einstellung und die zweite Einstellung es gestatten, dass die Abtastfrequenz fs vollständig durch 100 kHz geteilt wird, eine relative Abstimmung kann bei relativ hohen Geschwindigkeiten ausgeführt werden.
Obwohl ein Fall, in dem der Sigma-Delta AD-Wandler der vorliegenden Erfindung auf einen digitalen Tuner, der FM-Rundfunk und AM-Rundfunk empfangen kann, angewendet wird, in den jeweiligen Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist die vorliegende Erfindung nicht auf dieses Beispiel beschränkt. Die vorliegende Erfindung kann in breitem Umfang auf verschiedene Arten von Vorrichtungen angewendet werden, die eine Struktur zum Quantisieren des eingegebenen Analogsignals, zum seinem Umwandeln in das ausgegebene Digitalsignal aufweisen.

Claims

Sigma-Delta AD-Wandler zum Quantisieren eines Eingabe-Analogsignals und zum Umwandeln von diesem in ein Eingabe-Digitalsignal, dadurch gekennzeichnet, dass er Folgendes umfasst: eine Rechnervorrichtung (102, 107), die ein erstes Rückmeldesignal und ein zweites Rückmeldesignal von dem Eingabe-Analogsignal subtrahiert und ein drittes Rückmeldesignal dazu addiert; eine Verzögerungsvorrichtung (103, 105; 109, 111), welche die Ausgabe der Rechnervorrichtung mit einer Verzögerung ausgibt, wobei die Verzögerungsvorrichtung ein erstes Verzögerungselement auf einer vorhergehenden Stufe der ersten Verzögerungsvorrichtung und ein zweites Verzögerungselement auf einer späteren Stufe der ersten Verzögerungsvorrichtung umfasst, wobei die ersten und zweiten Verzögerungselemente in Reihe geschaltet sind; eine erste Rückmeldevorrichtung (104, 110), welche die Ausgabe der Verzögerungsvorrichtung als das erste Rückmeldesignal ausgibt und die Ausgabe des ersten Verzögerungselements mit einem vorgegebenen Koeffizienten multipliziert und sie als das zweite Rückmeldesignal ausgibt; eine Quantisierungsvorrichtung (112), welche die Ausgabe der Verzögerungsvorrichtung mit einer Abtastfrequenz quantisiert, sie in ein Digitalsignal umwandelt und das Digitalsignal ausgibt; und eine zweite Rückmeldevorrichtung (114, 113, 108), die das Ausgabe-Digitalsignal in ein Analogsignal umwandelt und es als das dritte Rückmeldesignal ausgibt.
Sigma-Delta AD-Wandler nach Anspruch 1, wobei entsprechende Stufen, die jeweils die Rechnervorrichtung enthalten, wobei die Verzögerungsvorrichtung und die erste Rückmeldevorrichtung durch n Stufen verbunden sind, und das Ausgabesignal zu jeder Rechnervorrichtung jeweils durch die Quantisierungsvorrichtung und die zweite Rückmeldevorrichtung zurückgeht.
Sigma-Delta AD-Wandler nach Anspruch 2, wobei die erste Rückmeldevorrichtung so konstruiert ist, dass sie in der Lage ist, sich über zwei oder mehrere Koeffizienten als den vorgegebenen Koeffizient zu ändern.
Sigma-Delta AD-Wandler nach Anspruch 1, wobei in dem Eingabe-Analogsignal ein Zwischenfrequenzsignal (IF signal) ist, das einer Rundfunkwelle (broadcasting wave) entspricht, und der vorgegebene Koeffizient und die Abtastfrequenz so eingestellt sind, dass die Frequenzeigenschaft des Quantisierungsrauschens eine Übertragungs-Nullstelle in dem Frequenzband des Zwischenfrequenzsignals aufweist.
Sigma-Delta AD-Wandler nach Anspruch 4, wobei der vorgegebene Koeffizient und die Abtastfrequenz so eingestellt sind, dass die Oberwellen der Abtastfrequenz das Empfangsband der Rundfunkwelle nicht überlappen.
Sigma-Delta AD-Wandler nach Anspruch 5, wobei die erste Rückmeldevorrichtung so konstruiert ist, dass sie in der Lage ist, einen ersten Koeffizienten, der einem ersten Bereich entspricht, und einen zweiten Koeffizienten, der einem zweiten Bereich entspricht, als den vorgegebenen Koeffizienten umzuschalten, und eine erste Abtastfrequenz, die dem ersten Koeffizienten entspricht, und eine zweite Abtastfrequenz, die dem zweiten Koeffizienten entspricht, auswählen kann und der erste Koeffizient und die erste Abtastfrequenz so eingestellt sind, dass Oberwellen der ersten Abtastfrequenz das Empfangsband der Rundfunkwelle in dem ersten Bereich nicht überlappen, wogegen der zweite Koeffizient und die zweite Abtastfrequenz so eingestellt sind, dass die Oberwellen der zweiten Abtastfre quenz das Empfangsband der Rundfunkwelle in dem zweiten Bereich nicht überlappen.