WO2006046709A1 - 受信装置 - Google Patents

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WO2006046709A1
WO2006046709A1 PCT/JP2005/019918 JP2005019918W WO2006046709A1 WO 2006046709 A1 WO2006046709 A1 WO 2006046709A1 JP 2005019918 W JP2005019918 W JP 2005019918W WO 2006046709 A1 WO2006046709 A1 WO 2006046709A1
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WO
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analog
signal
digital
band
frequency
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Application number
PCT/JP2005/019918
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English (en)
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Inventor
Yuji Yamamoto
Original Assignee
Pioneer Corporation
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Publication date
Application filed by Pioneer Corporation filed Critical Pioneer Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0294—Variable filters; Programmable filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
    • H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0294—Variable filters; Programmable filters
    • H03H2017/0297—Coefficients derived from input parameters

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus that converts an analog reception signal such as an intermediate frequency signal generated by tuned reception into a digital signal and processes it.
  • a “band” incorporating a bandpass filter which is introduced in JP-A-7-183806, JP-A-9-312571, etc.
  • the ⁇ D modulation (delta sigma modulation) type AZD modification called "path delta sigma type AD converter" is used.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 7-183806
  • Patent Document 2 JP-A-9 312571
  • a receiving apparatus including a plurality of digital tuners such as the above-described conventional mobile receiving apparatus
  • all the digital tuners each receive an intermediate frequency signal having the same center frequency (carrier frequency) fo at the time of tuning reception.
  • the digital signal is converted by analog-to-digital conversion of these intermediate frequency signals under the same sampling frequency fs by a bandpass delta-sigma type AD converter with a built-in bandpass filter having the same transfer characteristics.
  • each bandpass delta sigma type AD converter A DCa, ADCb includes adders ADDa and ADDb that receive analog intermediate frequency signals Xa and Xb generated by tuned reception, and bandpass filters BP Fa and BPFb expressed by transfer function B (z) in the following equation (1): , A delay element DYla, DY2a, DYlb, DY2b having one sample delay (z—) and quantizers CMPa, CMPb for generating and outputting digital signals Ya, Yb.
  • the function B (z) is in z-transform notation.
  • the sampling frequency fs is generally set.
  • the center frequency of the intermediate frequency signals Xa and Xb (generally 10.7 MHz in the case of FM broadcasting) is set so that fo exists at the same frequency as 1Z4.
  • the predetermined frequency bandwidth W including fo is a stop band that suppresses the quantization noise.
  • the bandpass delta sigma type AD converters ADCa and ADCb extract the intermediate frequency signals Xa and Xb existing in the above-mentioned frequency bandwidth W, and sufficiently generate the quantization noise generated by the quantizers CMPa and CMPb.
  • the digital signals Ya and Yb can be generated.
  • the digital tuners A and B when receiving a multi-channel broadcast such as a traffic message channel (TMC) broadcasted by the above-described radio data system (RDS), the digital tuners A and B receive incoming radio waves using different receiving antennas ANTa, Receives signals via ANTb and performs tuned reception based on local oscillation signals with different tuning frequencies in order to receive tuned channels CHa and CHb different from each other to generate intermediate frequency signals Xa and Xb with the same center frequency fo.
  • the analog signal is converted into digital signals Ya and Yb under the same sampling frequency fs.
  • the digital tuners A and B have both stopbands for attenuating the quantization noise of the bandpass delta sigma type ADCs ADCa and ADCb, as shown in Fig. 1 (b) and (c).
  • the intermediate frequency signals Xa and Xb having the same center frequency fo are generated so that the intermediate frequency signals Xa and Xb exist together in the same frequency bandwidth W. is doing.
  • the digital tuners A and B tune to receive different channels CHa and CHb and generate intermediate frequency signals Xa and Xb having the same center frequency fo.
  • Frequency conversion is performed based on the local signal consisting of the frequency fca corresponding to the frequency difference (fcha -fo) between the frequency fcha and the center frequency fo.
  • the channel frequency fchb and the center frequency fo Frequency conversion is performed on the basis of a local oscillation signal with a frequency fcb force equivalent to the frequency difference (fcha-fo).
  • the broadcast contents which are information of the intermediate frequency signals Xa and Xb
  • the intermediate frequency signals Xa and Xb are received by the separate receiving antennas ANTa and ANTb. It is more convenient to convert the frequency to a different intermediate frequency before processing.
  • the digital tuners A and B are caused by radiation noise in the electric circuit board.
  • noise components such as the other side force are mixed between the intermediate frequency signals Xa and Xb and between the digital signals Ya and Yb. Since the noise component has the same frequency component as the intermediate frequency signals Xa and Xb, it is extremely difficult to separate and remove the intermediate frequency signals Xa and Xb forces. In order to solve this difficulty, For this, it is more convenient to set the intermediate frequency signals Xa and Xb to different intermediate frequencies.
  • the present invention has been made in view of these conventional problems, and is a receiving apparatus having a bandpass delta-sigma type AD converter, which converts a plurality of analog received signals having different frequencies from analog to digital.
  • An object of the present invention is to provide a receiving apparatus capable of generating a high-quality digital signal.
  • the invention according to claim 1 is a band-pass delta-sigma type AD converter incorporating a band-pass filter that converts a plurality of analog received signals having different frequencies into digital signals by quantization.
  • the band-pass delta sigma type AD converter is provided in a number corresponding to the number of analog reception signals to be analog-to-digital converted, and is incorporated in each band-pass delta sigma converter,
  • Each of the band-pass filters is a band-pass filter having a filter coefficient for matching a stop band for suppressing quantization noise generated in the quantization to a frequency of each analog reception signal.
  • the invention according to claim 6 is a band-pass delta-sigma type AD converter incorporating a band-pass filter that converts a plurality of analog received signals having different frequencies into digital signals by quantization.
  • a receiver having the band A path delta-sigma type AD converter includes an adder that adds the analog reception signals to be converted into analog signals and inputs the signals, and a number of bandpass filters corresponding to the number of the analog reception signals to be converted into analog signals.
  • each band-pass filter is a band-pass filter having a filter coefficient for matching a stop band for suppressing quantization noise generated during the quantization to a frequency of each analog reception signal.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a configuration of a receiving apparatus including a conventional digital tuner.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the configuration and frequency characteristics of the receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the configuration and frequency characteristics of a receiving apparatus according to a second embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of the receiving apparatus shown in FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving apparatus according to a second embodiment.
  • FIG. 7 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of the receiving apparatus shown in FIG.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the receiving device according to the first embodiment
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the receiving device according to the second embodiment. Each embodiment will be explained in order.
  • the receiving device 1 has two systems of digital tuners A and B formed on an electric circuit board.
  • the digital tuner A is configured to include a front end unit 2a to which a receiving antenna ANTa is connected, a local signal generating unit 3a, and a bandpass delta sigma type AD converter 4a.
  • the local oscillation signal generator 3a A local oscillation signal Sa having a tuning frequency fca force for tuned reception of the broadcast channel is generated and supplied to the front end unit 2a.
  • the front end unit 2a obtains a predetermined center frequency fa by frequency conversion by mixing the local oscillation signal Sa and the high-frequency reception signal RFa supplied from the reception antenna ANTa that receives the incoming radio wave. Generates an intermediate received analog signal at the center frequency (hereinafter referred to as “analog IF signal”) Xa and supplies it to the bandpass delta sigma type AD converter 4 & .
  • the local oscillation signal generator 3a is offset from the channel frequency fcha by the center frequency fa.
  • the local oscillation signal of the tuning frequency fca Sa is generated, and the front end unit 2a performs frequency conversion on the above-described high-frequency received signal RFa, so that an analog signal having a center frequency fa corresponding to the frequency difference between the tuning frequency fca and the channel frequency fcha is obtained.
  • Generate IF signal Xa Generate IF signal Xa.
  • the bandpass delta-sigma type AD converter 4a is a ⁇ modulation type AZD converter in which a bandpass filter represented by a transfer function Ba (z) of the following equation (2) is incorporated.
  • a bandpass filter represented by a transfer function Ba (z) of the following equation (2) is incorporated.
  • the above equations (2) and (3) are expressed in the ⁇ -transform notation, and the coefficient ⁇ is the position of the frequency bandwidth for extracting the analog IF signal Xa (z) as the center frequency fa. At the same time, it is a self-adjusting filter coefficient for adjusting the stop band for suppressing the quantization noise Qa (z) to the frequency bandwidth.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4a includes a bandpass filter represented by the above equation (2) in which the coefficient a is adjusted to a predetermined value, so that the right side of the above equation (3)
  • the frequency bandwidth Wa for extracting the analog IF signal Xa (z) located at the center frequency fa is set as shown in item 1, and then the second term on the right side of the above equation (3) is set.
  • analog-to-digital conversion is performed in accordance with the frequency bandwidth Wa of the stopband for suppressing the quantization noise Qa (z) generated during quantization.
  • the predetermined analog bandwidth (maximum frequency transition width) where the input analog IF signal Xa is located at the center frequency fa.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4a has a frequency band that matches the predetermined bandwidth including its center frequency fa.
  • the bandpass delta-sigma AD converter ⁇ 4a extracts the analog IF signal Xa and converts it to analog-to-digital, and at the same time, converts it into a digital IF signal Ya with sufficiently reduced quantization noise Qa (z). It is possible to convert.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4b is a ⁇ modulation type AZD converter incorporating a bandpass filter expressed by the transfer function Bb (z) in the following equation (4).
  • a predetermined sampling frequency fsb that is a real number multiple ⁇ of the wave number fb
  • the entire system exhibits the transfer characteristic expressed by the following equation (5).
  • the input analog IF signal Xb is converted from digital to analog IF signal Yb and output.
  • the sampling frequency fsb and the sampling frequency fsa of the bandpass delta-sigma AD conversion 4a may be the same frequency.
  • the above equations (4) and (5) are expressed in z conversion notation.
  • the coefficient j8 matches the position of the frequency bandwidth for extracting the analog IF signal Xb (z) with the center frequency fb and the stopband that suppresses the quantization noise Qb (z) with the frequency bandwidth.
  • the bandpass delta-sigma type AD converter ⁇ 4a and its bandpass filter, and the nodepass delta-sigma type AD converter ⁇ 4b and its bandpass filter are expressed by the following equations (6) and (7): Assuming that it is expressed by a general formula, the above equations (2) and (3) are obtained when the coefficient ⁇ is the coefficient ex, and the above equations (4) and (5) are obtained when the coefficient K is the coefficient ⁇ .
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4b includes a bandpass filter represented by the above equation (4) in which the coefficient B is adjusted to a predetermined value, so that the right side of the above equation (5) Set the frequency bandwidth Wb for extracting the analog IF signal Xb (z) located at the center frequency fb, as expressed by the first term, and then the second term on the right side of the above equation (5).
  • the stop band for suppressing the quantization noise Qb (z) generated during quantization is matched with the frequency bandwidth Wb. Then, analog-digital conversion is performed.
  • the predetermined bandwidth (maximum frequency transition width) where the input analog IF signal Xb is located at the center frequency fb.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4b has a frequency band that matches the predetermined bandwidth including its center frequency fb.
  • the bandpass delta-sigma type AD converter ⁇ 4b extracts the analog IF signal Xb and performs analog-to-digital conversion.
  • the band-pass delta-sigma AD conversion ⁇ It is possible to convert.
  • the analog IF signals Xa, Xb having different frequencies are used in the front end portions 2a, 2b of the two digital tuners A, B. Even if the analog IF signals Xa and Xb are analog-to-digital-converted, the band-pass delta-sigma type AD converter 4 & , 4b can be used.
  • a receiver that is convenient for receiving different broadcast channels such as deterioration resistance against multiple different broadcast channels and fading. Can be provided.
  • the analog IF signals Xa and Xb having different frequencies are converted into digital IF signals Ya and Yb. It is possible to suppress the influence of interference due to radiation noise, etc. Therefore, according to the receiver 1 according to the first embodiment, not only can the high-quality digital IF signals Ya and Yb be generated, but also the interference between the tuners A and B can be suppressed.
  • the shield structure can be simplified, downsized, and the degree of freedom in design can be improved.
  • the first embodiment relates to the receiving device 1 having two digital tuners A and B, but is not limited to this, and the receiving device has three or more digital tuners. It is also possible to apply to.
  • the bandpass delta sigma type AD converter ⁇ of this embodiment may be formed by a so-called discrete circuit or a semiconductor integrated circuit device (IC, MSI, LSI, etc.). However, it may be configured by a microprocessor (MPU) that exhibits the same function as the bandpass delta sigma type AD converter ⁇ of this embodiment by executing a predetermined computer program, and a digital signal processor ( DSP).
  • MPU microprocessor
  • DSP digital signal processor
  • FIG. 3 (a) is a block diagram showing the configuration of the receiving apparatus of the present embodiment, and the same or corresponding parts as those in FIG. 2 (a) are denoted by the same reference numerals.
  • the receiving device 1 includes two front end portions 2a, 2b and local signal generating portions 3a, 3b formed on an electric circuit board, and front end portions 2a, 2b.
  • it is configured to have a bandpass delta-sigma AD conversion 4c that converts the digital IF signal Yc from analog to digital.
  • the front end units 2a and 2b and the local signal generators 3a and 3b have the same configuration as that of the receiving apparatus of the first embodiment shown in FIG. Tuning reception is performed on broadcast channels received by the receiving antennas ANTa and ANTb, and analog IF signals Xa and Xb having different center frequencies fa and fb are generated and output.
  • the bandpass delta-sigma type AD converter 4c includes two bands represented by the transfer functions Ba (z) and Bb (z) of the above-described equations (2) and (4) described in the first embodiment.
  • This is an AZD converter with a ⁇ ⁇ modulation system that incorporates a pass filter, and further performs quantization according to a predetermined sampling frequency fsc that is a real number multiple of the center frequency fa or fb ⁇ . It has a configuration that exhibits the transfer characteristics expressed by Equation (8).
  • the analog IF signal Xc that is input is converted from analog to digital by the configuration to generate, and a digital IF signal Yc that includes both digital signal components of the analog IF signals Xa and Xb is generated and output.
  • the coefficient a in the above equation (8) is the frequency bandwidth Wa for extracting the analog IF signal Xa (z) of the center frequency fa included in the analog IF signal Xc (z).
  • Filter coefficient to be set is a filter coefficient for setting the frequency bandwidth Wb for extracting the analog IF signal Xb (z) of the center frequency fb included in the analog IF signal Xc (z).
  • a stop band that suppresses the quantization noise Qc (z) generated during quantization is set to the frequency bandwidth Wa. , Can be adjusted to Wb.
  • the input analog IF signal Xc has a predetermined bandwidth (maximum frequency) located at the center frequencies fa and fb.
  • the bandpass delta-sigma AD conversion 4c is the first term on the right-hand side of equation (8) above for the analog IF signal Xc (z).
  • the quantization noise represented by the second term on the right side of the above equation (8) is shown in the hatched area in Fig. 3 (b), that is, in the area between the frequency bandwidths Wa and Wb and the outer area.
  • a vector related to Qc (z) is generated, and the stopband for suppressing the quantization noise Qc (z) almost coincides with the frequency bandwidths Wa and Wb.
  • 8 means that the frequency bandwidths Wa and Wb can be set as transmission zero points for the quantization noise Qc (z).
  • the bandpass delta-sigma AD converter ⁇ 4c extracts the analog IF signals Xa and Xb from the analog IF signal Xc and performs analog-to-digital conversion, and at the same time introduces quantization noise Q c (z) Can be converted to a digital IF signal Yc with a sufficiently reduced value.
  • the receiving device 1 has a configuration in which the analog IF signals Xa and Xb having different frequencies are generated in the two systems of the front end units 2a and 2b.
  • the analog IF signals Xa and Xb can be added to perform analog-to-digital conversion so that the band-pass delta-sigma AD conversion can be used. It is possible to provide a receiver that is convenient for receiving broadcast channels having different tolerances.
  • the receiving device 1 according to the second embodiment not only can the high-quality digital IF signal Yc be generated, but also simplification of the shield structure for suppressing interference due to radiation noise or the like, It is possible to reduce the size and improve the degree of design freedom.
  • the analog / digital conversion is performed by one bandpass delta-sigma type AD converter 4c for each of the two systems of the front end units 2a and 2b, the entire configuration of the receiving device 1 can be simplified. The size can be reduced.
  • the second embodiment is a force related to the receiving apparatus 1 having two systems of front end portions 2a and 2b and one band-pass delta sigma type AD converter.
  • the present invention is not limited to this.
  • the present invention can also be applied to a receiver having three or more front end units and one bandpass delta sigma type AD converter.
  • a bandpass delta sigma type AD converter 4c incorporating three or more bandpass filters represented by the above formula (6) is formed. Adjust the coefficient ⁇ of each bandpass filter to a different value ⁇ , ⁇ , ..., etc. By setting the frequency bandwidth Wa, Wb, etc. according to the center frequencies fa, fb, etc. of the analog IF signals Xa, Xb, etc., the stop band (transmission) Z)
  • bandpass delta-sigma type AD conversion 4c of the present embodiment also exhibits bandpass delta-sigma type AD conversion that exhibits the same characteristics as the above equation (8), for example, the characteristics represented by the state equation.
  • a receiving apparatus configured to have a bandpass delta sigma type AD conversion or the like is included in this embodiment.
  • the bandpass delta sigma type AD conversion of the present embodiment may be formed by a discrete circuit or a semiconductor integrated circuit device (IC, MSI, LSI, etc.), and executes a predetermined computer program Therefore, it may be configured by a microprocessor (MPU) that exhibits the same function as the bandpass delta-sigma type AD converter ⁇ of this embodiment, or it may be formed by a digital signal processor (DSP)! /.
  • MPU microprocessor
  • DSP digital signal processor
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the receiving apparatus according to the present embodiment, and the same or corresponding parts as those in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing the results of actual measurement of the frequency characteristics of the bandpass delta sigma type AD converter.
  • the receiving device 1 includes two digital tuners (not shown) that receive FM broadcasts, AM broadcasts, and the like, and can perform detection, demodulation, and the like by digital signal processing. It is a receiving device.
  • the first-system digital tuner includes a front-end unit 2a, a local oscillation signal generation unit 3a, and a bandpass delta-sigma type AD converter 4a, and a second-system digital tuner.
  • the front end unit 2b, the local oscillation signal generation unit 3b, and the bandpass delta sigma type AD conversion 4b are configured.
  • the front end unit 2a includes an RF amplifier unit 2aa to which a receiving antenna ANTa for receiving an incoming radio wave is connected, a mixer unit 2ab, an IF filter 2ac, and an IF amplifier 2ad.
  • the RF amplifier 2aa amplifies the received signal generated at the receiving antenna ANTa, and the mixer part 2ab mixes the amplified high-frequency received signal RFa with the local signal Sa from the local signal generator 3a.
  • the IF amplifier 2ad amplifies the signal.
  • the analog IF signal Xa having a level suitable for signal processing is generated and supplied to the bandpass delta sigma type AD conversion 4a.
  • the local oscillation signal generator 3a controls the frequency fca of the local oscillation signal Sa by a PLL circuit (not shown).
  • the local oscillation signal generator 3a performs the PLL control so that the local oscillation signal Sa is phase-synchronized with the reference signal generated by a predetermined oscillator, so that the frequency f ca of the local oscillation signal Sa is set to the desired station ( The oscillation frequency corresponding to the broadcast channel to be received is maintained.
  • the mixer unit 3 mixes the reception signal RFa and the local oscillation signal Sa to generate an intermediate frequency signal having a center frequency corresponding to the frequency difference between the signals RFa and Sa, and supplies it to the IF filter 2ac. It comes to supply.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4a includes an adder ADa for adding an analog IF signal Xa and a feedback signal FBa from a delay element DYa described later, and performs digital filtering on the output of the adder ADa.
  • the delay element DYa generates the feedback signal FBa by delaying the IF signal Ya.
  • the bandpass filter Ba has a transfer function Ba (z) expressed by the above equation (2).
  • the bandpass delta-sigma type AD conversion 4 & exhibits the input / output characteristics represented by the above equation (3), and converts the analog IF signal Xa to the digital IF signal Ya from analog to digital.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4a includes the bandpass filter Ba in which the coefficient ⁇ in the equations (2) and (3) is adjusted, so that a predetermined bandwidth including the center frequency fa (When the frequency bandwidth Wa is set according to the analog IF signal Xa (maximum frequency transition width), the frequency bandwidth Wa and the quantization noise Qa generated by the quantizer CMPa are suppressed. The frequency characteristics are combined with the stop band. As a result, the digital IF signal Ya is generated as a high-quality signal in which the quantization noise Qa is sufficiently suppressed.
  • Fig. 5 (a) is a characteristic diagram of the measured frequency characteristics of this bandpass delta-sigma type AD converter.
  • An analog IF signal Xa (shown in the upper part of the figure) having a center frequency fa of 10.7 MHz is shown.
  • the spectrum of quantization noise in the digital IF signal Ya when converted to the digital IF signal Ya under the sampling frequency fsa of 39.9 MHz (shown in the lower part of the figure).
  • the quantization noise decreases in the frequency bandwidth Wa centered at the frequency of 10.7 MHz.
  • This frequency bandwidth An analog IF signal Xa having a center frequency fa of 10.7 MHz exists in Wa. Therefore, the frequency bandwidth Wa is a frequency band for extracting the analog IF signal Xa, and at the same time a stop band for setting a transmission zero point for the quantization noise Qa generated by the quantizer CMPa. I understand that.
  • the stop band for the quantization noise Qa can be matched with the center frequency fa of the analog IF signal Xa, and the digital IF signal with sufficiently reduced quantization noise can be obtained. Ya can be generated.
  • the front end unit 2b provided in the second digital tuner is composed of an RF amplifier unit 2ba to which a receiving antenna ANTb for receiving incoming radio waves is connected, a mixer part 2bb, an IF filter 2bc, an IF amplifier. It has 2bd. Then, the RF amplifier 2ba amplifies the reception signal generated in the reception antenna ANTb, and the mixer 2bb mixes the amplified high-frequency reception signal RFb and the local oscillation signal Sb from the local oscillation signal generation section 3b.
  • an intermediate frequency signal centered on the center frequency fb is generated, and after the IF filter 2bc limits the band of the intermediate frequency signal with a predetermined frequency bandwidth, the IF amplifier 2bd is amplified.
  • an analog IF signal Xb of a level suitable for signal processing is generated and supplied to the bandpass delta sigma type AD conversion 4b.
  • the local oscillation signal generator 3b maintains the frequency fcb of the local oscillation signal Sb at the oscillation frequency corresponding to the desired station by PLL control, similarly to the local oscillation signal generator 3a described above. And thus, when the mixer unit 2bb mixes the local signal Sb and the received signal RFb with a frequency fcb different from the frequency fca on the first system side, the center frequency fb corresponding to the frequency difference between the signals RFb and Sb is obtained. The intermediate frequency signal is generated and supplied to the IF filter 2bc.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4b includes an adder ADb for adding an analog IF signal Xb and a feedback signal FBb of a delay element DYb, which will be described later, and digital filtering for the output of the adder ADb.
  • Bandpass filter Bb, and a quantum filter CMPb that generates and outputs a digital IF signal Yb by quantizing the output of the bandpass filter Bb according to the sampling frequency fb, and a two-sample delay (z- 2 )
  • delay element DYb for delaying digital IF signal Yb to generate feedback signal FBb.
  • the bandpass filter Bb has a transfer function Bb (z) expressed by the above equation (4).
  • the bandpass delta-sigma type AD converter 41 exhibits the input / output characteristics represented by the above equation (5), and converts the analog IF signal Xb to the digital IF signal Yb from analog to digital.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4b includes the bandpass filter Bb in which the coefficient ⁇ in the above equations (4) and (5) is adjusted, so that a predetermined bandwidth including the center frequency fb (
  • the frequency bandwidth Wb is set according to the analog IF signal Xb of the maximum frequency transition)
  • the frequency bandwidth Wb is combined with the stopband that suppresses the quantization noise Qb generated by the quantizer CMPb. Frequency characteristics.
  • the digital IF signal Yb is generated as a high-quality signal in which the quantization noise Qb is sufficiently suppressed.
  • FIG. 5 (b) is a characteristic diagram obtained by actually measuring the frequency characteristics of the bandpass delta sigma type AD converter 4b.
  • the quantization noise is reduced in the frequency bandwidth Wb centered on the frequency of 12.1 MHz, and within this frequency bandwidth Wb, 12.
  • the frequency bandwidth Wb is equal to the frequency band for extracting the analog IF signal Xb.
  • it is a stopband for setting the transmission zero point for the quantization noise Qb.
  • the stop band for the quantization noise Qb can be matched with the center frequency fb of the analog IF signal Xb, and the digital IF signal with sufficiently reduced quantization noise can be obtained.
  • Yb can be generated.
  • the receiving apparatus 1 of the present embodiment is configured to generate analog IF signals Xa and Xb having different frequencies in the front end portions 2a and 2b of the two digital tuners.
  • the analog IF signals Xa and Xb can be converted from analog to digital, it has a band-pass delta-sigma type AD conversion 4a and 4b. It is possible to provide a receiver that is convenient for receiving different broadcast channels such as degradation resistance against the like.
  • the present embodiment relates to the receiving apparatus 1 having two systems of digital tuners, but is not limited to this, as in the case of the first embodiment described above.
  • the present invention can also be applied to a receiving apparatus having a digital tuner.
  • the bandpass delta-sigma type AD converters 4a and 4b can form binary sequences such as PWM (pulse width modulation) and PDM (pulse density modulation) by forming the quantizers CMPa and CMPb with comparators.
  • Digital IF signals Ya and Yb that is, so-called 1-bit AZD converters that generate digital IF signals Ya and Yb in the form of a 1-bit stream
  • quantizers C MPa and CMPb are quantized with multiple tones
  • it can be used as a so-called multi-bit AZD converter that generates digital IF signals Ya and Yb in multi-bit format.
  • the bandpass delta-sigma type AD converter ⁇ of the present embodiment may be formed by a so-called discrete circuit or a semiconductor integrated circuit device (IC, MSI, LSI, etc.) It may be configured by a microprocessor (MPU) that performs the same function as the bandpass delta-sigma AD converter ⁇ of this embodiment by executing a predetermined computer program! / ⁇ However, it may be formed with a digital signal processor (DSP).
  • MPU microprocessor
  • DSP digital signal processor
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the receiving apparatus according to the present embodiment, and the same or corresponding parts as those in FIG. Fig. 7 is a diagram showing the results of actual measurement of the frequency characteristics of the bandpass delta-sigma AD converter.
  • this receiver 1 receives FM broadcast, AM broadcast, etc., and can perform detection, demodulation, etc. by digital signal processing, and two front end units 2a, 2b and one This is a receiver equipped with bandpass delta-sigma AD conversion.
  • the front end portions 2a and 2b of the first and second systems have the same configuration as that of the first embodiment shown in Fig. 4, and are supplied from the local signal generators 3a and 3b. Tuned reception based on local oscillation signals Sa and Sb with different frequencies fca and fcb, so that analog IF signals Xa and Xb with different center frequencies fa and fb are output from the IF amplifier sections 2ad and 2bd, respectively. It has become.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4c includes an adder ADcx for adding analog IF signals Xa and Xb and a feedback signal FBc from a delay element DYc described later, and digital filtering for the output of the adder ADcx.
  • the output of Bb is quantized according to the sampling frequency fsc to generate the digital IF signal Yc and output it, and the digital IF signal Ya is delayed by a two-sample delay (z— 2 ) and the feedback signal.
  • a delay element DYc for generating FBc for generating FBc.
  • the bandpass filter Ba has a transfer function Ba (z) expressed by the above equation (2).
  • the band pass filter Bb has a transfer function Bb (z) expressed by the above equation (4).
  • the band-pass delta-sigma AD conversion exhibits the input / output characteristics expressed by the above equation (8), and the analog IF signal Xa and Xb added by the adder ADcx (that is, the analog IF signal (that is, The analog IF signal Xc) described in the second embodiment is subjected to analog-digital conversion to generate and output a digital IF signal Yc.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4c includes the bandpass filters Ba and Bb in which the coefficients ⁇ and ⁇ of the equations (2), (4), and (8) are adjusted, so that the center frequency fa To the analog IF signal Xb with the specified bandwidth (maximum frequency transition width) and the analog IF signal Xb with the specified bandwidth (maximum frequency transition width) including the center frequency fb.
  • the frequency characteristics are obtained by combining the frequency bandwidths Wa and Wb and the stop band for suppressing the quantization noise Qc generated in the quantum filter CMPc.
  • the bandpass delta sigma type AD converter 4c extracts the analog IF signals Xa and Xb input via the adder ADcx and converts them to a digital IF signal Yc containing these components.
  • Figure 7 shows the measured frequency characteristics of this bandpass delta-sigma type AD converter 4c.
  • the analog IF signal Xa with a center frequency fa of 10.7 MHz and the center frequency fb of 12.1 MHz are shown.
  • Digital IF signal Yc when analog IF signal (indicated by symbol Xc) obtained by adding analog IF signal Xb with adder ADcx is converted to digital IF signal Yc under sampling frequency fsc of 39.9 MHz
  • the quantization noise spelling (shown at the bottom of the figure) is shown.
  • the quantization noise spectrum shows that the quantization noise decreases in the frequency bandwidths Wa and Wb centered on the frequencies of 10.7 MHz and 12.1 MHz.
  • An analog IF signal Xa having a center frequency fa of 10.7 MHz exists in the bandwidth Wa
  • an analog IF signal Xb having a center frequency fb of 12.1 MHz exists in the frequency bandwidth Wb. Therefore, the frequency bandwidths Wa and Wb become the frequency band for extracting the analog IF signals Xa and Xb, and at the same time, the blocking for setting the transmission zero point for the quantization noise Qc generated by the quantizer CMPc. It turns out that it is a band.
  • the stop band for the quantization noise Qc can be adjusted to the center frequency fa of each analog IF signal Xa and Xb. Therefore, it is possible to sufficiently reduce the quantization noise and perform analog digital conversion of the analog IF signals Xa and Xb to generate a digital IF signal Yc having these digital signal components.
  • the analog IF signals Xa and Xb having different frequencies may be generated in the two systems of the front end units 2a and 2b.
  • the analog IF signals Xa and Xb can be added to convert the signal to analog to digital, so it has a bandpass delta sigma type AD conversion, so it is resistant to deterioration of broadcast channels with different broadcast content, fuzzing, etc. It is possible to provide a receiver that is convenient for receiving different broadcast channels.
  • the analog IF signals Xa and Xb having different frequencies can be obtained. Since analog-to-digital conversion is performed, it is possible to suppress the influence of interference due to radiation noise in the electric circuit board, and to generate a high-quality digital IF signal Yc. Simplification of the shield structure for suppression, miniaturization, improvement in design freedom, and the like can be realized.
  • analog / digital conversion is performed by one bandpass delta-sigma type AD converter 4c for each of the two front end sections 2a and 2b, so that a receiving apparatus that is simplified, miniaturized, etc. can be provided. Can be realized.
  • the present embodiment relates to the receiving apparatus 1 having two systems of front end units 2a and 2b and one bandpass delta sigma type AD converter 4c, but is not limited to this.
  • the present invention can also be applied to a receiving apparatus having three or more front end units and one bandpass delta sigma type AD conversion.
  • the adder ADcx includes a plurality of analog IF signals to be digitally converted as described above, and FIG. It is formed by a multi-input adder that inputs and adds the feedback signal FBc of the delay element DYc. Further, according to the number of analog IF signals to be digitally converted, a plurality of bandpass filters B (z) represented by the general formula (6) are respectively added to an adder (an adder corresponding to the adder ADcy). The first bandpass filter is connected to the output of the adder ADcx, and the output of the last bandpass filter is connected to the input of the quantizer CMPc.
  • each adder between the bandpass filters is also connected to input the feedback signal FBc of the delay element DYc shown in FIG. Add feedback signal FBc and output.
  • the bandpass delta-sigma type AD converter of the present embodiment may be formed by a discrete circuit or a semiconductor integrated circuit device (IC, MSI, LSI, etc.), or a predetermined computer program is executed. By doing so, it may be configured by a microprocessor (MPU) that exhibits the same function as the bandpass delta sigma type AD converter in this embodiment, or it may be formed by a digital signal processor (DSP)! /.
  • MPU microprocessor
  • DSP digital signal processor
  • the bandpass delta sigma type AD converter of the present embodiment generates a 1-bit stream format digital IF signal Yc by forming a quantum filter CMPc with a comparator, so-called 1-bit AZD. It is also possible to change the quantizer CMPc with multiple gradations, so that it is a so-called multi-bit AZD transformation that generates a multi-bit digital IF signal Yc.
  • the first and second embodiments described above, and the receivers 1 according to Examples 1 and 2 are all receivers that receive FM broadcasts, AM broadcasts, and terrestrial digital broadcasts. It is possible to apply.

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Abstract

本発明は、バンドパスデルタシグマ型ＡＤ変換器により周波数の異なる複数のアナログ受信信号を高品位のディジタル信号にアナログディジタル変換することが可能な受信装置を提供することを目的とする。 バンドパスデルタシグマ型ＡＤ変換器４a，４bをアナログディジタル変換すべきアナログ受信信号Ｘa，Ｘbの数に対応する個数設ける。各々のバンドパスデルタシグマ型ＡＤ変換器４a，４bに組み込まれる各バンドパスフィルタは、量子化に際して生じる量子化ノイズを抑制する阻止帯域を各々のアナログ受信信号Ｘa，Ｘbの周波数に合わせるフィルタ係数α，βを有するバンドパスフィルタで形成する。これにより、周波数の異なるアナログ受信信号Ｘa，Ｘbを、量子化ノイズの混入を低減して、各々のディジタル信号Ｙa，Ｙbにアナログディジタル変換する。

Description

明 細 書
受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、同調受信によって生じる中間周波信号等のアナログ受信信号をデイジ タル信号に変換して処理する受信装置に関する。
背景技術
[0002] 近年、同調受信によって得られる中間周波信号等のアナログ受信信号をディジタ ル信号にアナログディジタル変換し、そのディジタル信号をディジタル信号処理によ つて検波、復調等を行うことを可能にするディジタルチューナを備えた受信装置が注 目されている。
[0003] 例えば、多様なコンテンツを放送可能な地上放送等のディジタル化に伴!、、受信 装置側では、時分割処理その他の処理をディタル信号処理で行う必要から、デイジ タルチューナが注目され、欧州圏で実施されているラジオデータシステム（Radio Dat a Systems :RDS)においてサブキャリアで伝送されてくるトラフィックメッセージチヤネ ル（Traffic Message Channel:TMC)を受信する移動体受信装置では、共にディジタ ルチューナで構成された 2つの受信系統を備えることで、ディジタル信号処理を行う 上で好適なディジタルシグナルプロセッサ（DSP)等を利用できる構成となって！/ヽる。
[0004] また、上述のアナログディジタル変換を行うための AZD変換器として、特開平 7— 183806号公報、特開平 9— 312571号公報等で紹介されている、バンドパスフィル タを組み込んだ「バンドパスデルタシグマ型 AD変換器」と称される Δ∑変調 (デルタ シグマ変調）方式の AZD変^^が用いられて 、る。このバンドパスデルタシグマ型 AD変 を用いると、中間周波信号の周波数帯域 (最大周波数偏移)内における 量子化ノイズを十分に減衰させて SZNの向上を図ると共に、高い分解能での量子 化を実現して広帯域ィ匕及び高速制御を行うことが可能である。
[0005] 特許文献 1 :特開平 7— 183806号公報
特許文献 2：特開平 9 312571号公報
発明の開示 発明が解決しょうとする課題
[0006] ところで、上記従来の移動体受信装置等の複数のディジタルチューナを備えた受 信装置では、何れのディジタルチューナも全て、同調受信に際して同じ中心周波数（ 搬送周波数) foの中間周波信号を各々生成し、更に同じ伝達特性を有するバンドパ スフィルタが組み込まれたバンドパスデルタシグマ型 AD変^^によって、同じサンプ リング周波数 f sの下でそれら中間周波信号をアナログディジタル変換することにより、 ディジタル信号を各々生成して 、た。
[0007] つまり、典型的な場合として、図 1 (a)に例示するような 2系統のディジタルチューナ A, Bを有する従来の受信装置では、各々のバンドパスデルタシグマ型 AD変換器 A DCa, ADCbは、同調受信によって生じるアナログの中間周波信号 Xa, Xbを入力す る加算器 ADDa,ADDbと、次式 (1)の伝達関数 B(z)で表されるバンドパスフィルタ BP Fa, BPFbと、 1サンプル遅延（z— を有する遅延素子 DYla, DY2a, DYlb, DY2bと 、ディジタル信号 Ya, Ybを生成して出力する量子化器 CMPa, CMPbとを有する構 成となっている。なお、伝達関数 B(z)は、 z変換表記によるものである。
[0008] [数 1]
1
B ( z ) =
1 + z- 2
[0009] そして、バンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^ADCa, ADCbを共に等しい所定の サンプリング周波数 fsで動作させることで、図 1 (b) (c)に例示するように、一般にその サンプリング周波数 fsの 1Z4の周波数の位置に中間周波信号 Xa, Xbの中心周波 数 (FM放送の場合には、一般に 10. 7MHz) foが存在することとなるように周波数特 性を設定させると同時に、中心周波数 foを含む所定の周波数帯域幅 Wが量子化ノィ ズを抑制させる阻止帯域となるようにしている。その結果、バンドパスデルタシグマ型 AD変 ADCa, ADCbは、上述の周波数帯域幅 W内に存在する中間周波信号 Xa, Xbを抽出し、且つ量子化器 CMPa, CMPbで生じる量子化ノイズを十分に抑制 して、ディジタル信号 Ya, Ybを生成できるようにしている。
[0010] ところが、こうした複数のディジタルチューナを備えた従来の受信装置では、次のよ うな問題があった。
[0011] まず、上述のラジオデータシステム（RDS)によって放送されるトラフィックメッセージ チャネル (TMC)等の多チャンネル放送等を受信する場合、ディジタルチューナ A, Bは、到来電波を別々の受信アンテナ ANTa, ANTbを介して受信し、互いに異なる チャンネル CHa, CHbを同調受信すべく互いに異なる同調周波数の局発信号に基 づいて同調受信を行って、同じ中心周波数 foの中間周波信号 Xa, Xbを生成し、同じ サンプリング周波数 fsの下でディジタル信号 Ya, Ybにアナログディジタル変換して!/ヽ る。
[0012] つまり、ディジタルチューナ A, Bは、バンドパスデルタシグマ型 AD変^^ ADCa, ADCbの量子化ノイズを減衰させるための各々の阻止帯域が共に、図 1 (b) (c)に示 したように同じ周波数帯域幅 Wであることから、その周波数帯域幅 Wに中間周波信 号 Xa, Xbが共に存在することとなるように、同じ中心周波数 foの中間周波信号 Xa, X bを生成している。
[0013] 更に、ディジタルチューナ A, Bが異なるチャンネル CHa, CHbを同調受信して、同 じ中心周波数 foの中間周波信号 Xa, Xbを生成するために、ディジタルチューナ A側 では、チャンネル CHaのチャンネル周波数 fchaと中心周波数 foとの周波数差 (fcha -fo)に相当する周波数 fcaからなる局発信号に基づいて周波数変換を行い、デイジ タルチューナ B側では、チャンネル CHbのチャンネル周波数 fchbと中心周波数 foと の周波数差 (fcha— fo)に相当する周波数 fcb力 なる局発信号に基づいて周波数変 換を行っている。
[0014] しかしながら、多チャンネル放送等に含まれている異なったチャンネル CHa, CHb をディジタルチューナ A, Bで別々に同調受信するような場合には、中間周波信号 Xa , Xbの情報である放送内容は異なり、更に、別々の受信アンテナ ANTa, ANTbで 受信して得られる中間周波信号 Xa, Xbの電界強度や、フェージング等に対する劣化 耐性等も異なるため、中間周波信号 Xa, Xbを同じ中心周波数 foに周波数変換する よりも、異なる中間周波数に周波数変換して処理する方が都合がよい。
[0015] 更に、一般には、同一の電気回路基板に複数個のディジタルチューナ A, Bが形成 されているため、電気回路基板内での輻射ノイズ等により、ディジタルチューナ A, B 間で互いに干渉し合うこととなり、中間周波信号 Xa, Xb間やディジタル信号 Ya, Yb 間等で、互いに相手側力ゝらのノイズ成分が混入する場合が多い。そして、ノイズ成分 は中間周波信号 Xa, Xbと同じ周波数の成分を有していることから、中間周波信号 Xa , Xb力も分離して除去することは極めて困難であり、この困難性を解決するためには 、中間周波信号 Xa, Xbを異なる中間周波数とした方が都合がよい。
[0016] このうように、複数のディジタルチューナを有する受信装置では、夫々の中間周波 信号の中心周波数を異ならせた方が都合がよいのであるが、上記式 (1)の伝達関数 B(z)で表されるバンドパスフィルタが組み込まれたバンドパスデルタシグマ型 AD変 を備えた従来の受信装置では、サンプリング周波数のと、量子化ノイズを抑制さ せる阻止帯域と、中間周波信号の中心周波数 foとの関係を変更することができない ため、周波数の異なる複数の中間周波信号をディジタル信号にアナログディジタル 変換することが可能な受信装置とすることは困難であった。
[0017] 本発明は、こうした従来の問題に鑑みてなされてものであり、バンドパスデルタシグ マ型 AD変 を有する受信装置であって、周波数の異なる複数のアナログ受信信 号をアナログディジタル変換し、高品位のディジタル信号を生成することが可能な受 信装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0018] 請求項 1に記載の発明は、複数の各々異なる周波数のアナログ受信信号を量子化 によってディジタル信号にアナログディジタル変換する、バンドパスフィルタが組み込 まれたバンドパスデルタシグマ型 AD変換器を有する受信装置であって、前記バンド パスデルタシグマ型 AD変換器は、前記アナログディジタル変換すべきアナログ受信 信号の数に対応する個数設けられると共に、各々のバンドパスデルタシグマ変換器 に組み込まれて 、る前記各バンドパスフィルタは、前記量子化に際して生じる量子化 ノイズを抑制する阻止帯域を各々のアナログ受信信号の周波数に合わせるフィルタ 係数を有するバンドパスフィルタであることを特徴とする。
[0019] 請求項 6に記載の発明は、複数の各々異なる周波数のアナログ受信信号を量子化 によってディジタル信号にアナログディジタル変換する、バンドパスフィルタが組み込 まれたバンドパスデルタシグマ型 AD変換器を有する受信装置であって、前記バンド パスデルタシグマ型 AD変換器は、前記アナログディジタル変換すべき各アナログ受 信信号を加算して入力する加算器と、前記アナログディジタル変換すべきアナログ受 信信号の数に対応する個数のバンドパスフィルタとを有し、前記各バンドパスフィルタ は、前記量子化に際して生じる量子化ノイズを抑制する阻止帯域を各々のアナログ 受信信号の周波数に合わせるフィルタ係数を有するバンドパスフィルタであることを 特徴とする。
図面の簡単な説明
[0020] [図 1]従来のディジタルチューナを備えた受信装置の構成等を説明するための図で ある。
[図 2]第 1の実施形態に係る受信装置の構成並びに周波数特性を説明するための図 である。
[図 3]第 2の実施形態に係る受信装置の構成並びに周波数特性を説明するための図 である。
[図 4]実施例 1に係る受信装置の構成を表したブロック図である。
[図 5]図 4に示した受信装置の周波数特性を表した特性図である。
[図 6]実施例 2に係る受信装置の構成を表したブロック図である。
[図 7]図 6に示した受信装置の周波数特性を表した特性図である。
発明を実施するための最良の形態
[0021] 本発明の好適な実施の形態について、図 2及び図 3を参照して説明する。図 2は、 第 1の実施形態に係る受信装置、図 3は、第 2の実施形態に係る受信装置を説明す るための図であり、各々の実施形態について順に説明することとする。
[0022] 〔第 1の実施形態〕
図 2 (a)に示すブロック図において、この受信装置 1は、電気回路基板上に形成さ れた 2系統のディジタルチューナ A, Bを有している。
[0023] ディジタルチューナ Aは、受信アンテナ ANTaが接続されたフロントエンド部 2aと、 局発信号発生部 3aと、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4aとを有して構成されて いる。
[0024] 局発信号発生部 3aは、ユーザ等力 所望の放送チャンネルが選局されると、その 放送チャンネルを同調受信するための同調周波数 fca力もなる局発信号 Saを発生し 、フロントエンド部 2aに供給する。
[0025] フロントエンド部 2aは、局発信号 Saと、到来電波を受信する受信アンテナ ANTaか ら供給される高周波の受信信号 RFaとを混合することによる周波数変換によって、所 定の中心周波数 faを中心とする中間周波数のアナログ受信信号 (以下「アナログ IF 信号」と称する) Xaを生成し、バンドパスデルタシグマ型 AD変翻4&に供給する。
[0026] すなわち、選局された放送チャンネルのチャンネル周波数を fchaで表すこととする と、局発信号発生部 3aが、チャンネル周波数 fchaから中心周波数 fa分偏倚している 同調周波数 fcaの局発信号 Saを発生し、フロントエンド部 2aは、上述の高周波の受信 信号 RFaに対して周波数変換を行うことで、その同調周波数 fcaとチャンネル周波数 f chaとの周波数差に相当する中心周波数 faを有するアナログ IF信号 Xaを生成する。
[0027] バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4aは、次式 (2)の伝達関数 Ba(z)で表されるバ ンドパスフィルタが組み込まれた Δ∑変調方式の AZD変換器であり、更に、中心周 波数 faの実数倍 γの所定のサンプリング周波数 fsaに従って量子化を行うことにより、 全体として、次式 (3)で表される伝達特性を発揮する構成となっている。かかる構成に より、入力されるアナログ IF信号 Xaをディジタル信号 (以下「ディジタル IF信号」と称 する) Yaにアナログディジタル変換して出力する。
[0028] [数 2]
1
Ba(z) = '"(2)
1 + ζ-' +z-2
[0029] [数 3]
Xa(z) (1 + αζ— 1 +ζ— 2 )Qa(z)
Ya(z) = + ^ -"(3)
1 +ひ z-1 1 + αζ-ι
[0030] ここで、上記式 (2)(3)は、 ζ変換表記としたものであり、係数 αは、アナログ IF信号 Xa (z)を抽出するための周波数帯域幅の位置を中心周波数 faに合わせると同時に、量 子化ノイズ Qa(z)を抑制する阻止帯域をその周波数帯域幅に合わせるための調整自 在なフィルタ係数となって 、る。 [0031] すなわち、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4aは、係数 aが所定値に調整され た上記式 (2)で表されるバンドパスフィルタを有することで、上記式 (3)の右辺第 1項で 表されるよう〖こ、中心周波数 faに位置するアナログ IF信号 Xa(z)を抽出するための周 波数帯域幅 Waを設定し、更に、上記式 (3)の右辺第 2項で表されるように、量子化の 際に生じる量子化ノイズ Qa(z)を抑制するための阻止帯域をその周波数帯域幅 Waに 合わせて、アナログディジタル変換を行う。
[0032] つまり、図 2 (b)〖こ模式的に示す周波数特性を参照して述べれば、入力されるアナ ログ IF信号 Xaが中心周波数 faに位置する所定帯域幅 (最大周波数遷移の幅）の信 号であるとすると、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4aは、上記式 (3)の右辺第 1 項で表されるように、その中心周波数 faを含む所定帯域幅に合わせた周波数帯域幅 Waを設定することにより、アナログ IF信号 Xaを抽出してディタル IF信号 Yaに変換す る。
[0033] 更に、図 2 (b)中のハッチングで示す領域に、上記式 (3)の右辺第 2項で表される量 子化ノイズ Qa(z)に関するスペクトルが生じることとなり、量子化ノイズ Qa(z)を抑制する ための阻止帯域と周波数帯域幅 Waとがほぼ一致する。つまり、係数 αを調整すると 、周波数帯域幅 Waを量子化ノイズ Qa(z)に対する伝送ゼロ点に設定することができる ことを意味する。
[0034] このため、バンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^4aは、アナログ IF信号 Xaを抽出し てアナログディジタル変換すると同時に、量子化ノイズ Qa(z)の混入を十分低減した ディジタル IF信号 Yaに変換することが可能となっている。
[0035] 次に、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bについて説明する。
バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bは、次式 (4)の伝達関数 Bb(z)で表されるバ ンドパスフィルタが組み込まれた Δ∑変調方式の AZD変換器であり、更に、中心周 波数 fbの実数倍 ηの所定のサンプリング周波数 fsbに従って量子化を行うことにより、 全体として、次式 (5)で表される伝達特性を発揮する構成となっている。カゝかる構成に より、入力されるアナログ IF信号 Xbをディジタル IF信号 Ybにアナログディジタル変換 して出力する。なお、サンプリング周波数 fsbとバンドパスデルタシグマ型 AD変翻 4 aのサンプリング周波数 fsaとを同じ周波数にしてもよい。 [0036] [数 4]
Bb(z)二 (4)
1 + z—1 +
[0037] [数 5]
Xb(z) ( 1 + /S Z" + Z—2 ) Qb(z)
Yb(z) - + (5)
1 + ^ z"1 1 + /3 .-1
[0038] ここで、上記式 (4)(5)は、 z変換表記としたものである。係数 j8は、アナログ IF信号 Xb (z)を抽出するための周波数帯域幅の位置を中心周波数 f bに合わせると同時に、量 子化ノイズ Qb(z)を抑制する阻止帯域をその周波数帯域幅に合わせるための調整可 能なフィルタ係数となって！/、る。
[0039] つまり、バンドパスデルタシグマ型 AD変^^ 4a及びそのバンドパスフィルタと、ノ ンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^4b及びそのバンドパスフィルタとは、次式 (6)(7)の 一般式で表すものとすると、係数 κを係数 exとすれば上記式 (2)(3)、係数 Kを係数 β とすれば上記式 (4)(5)となるという関係にある。
[0040] [数 6]
1
Figure imgf000010_0001
1 + ΛΓ ζ-1 +ζ-2
[0041] [数 7]
Χ(ζ) ( 1 + Κ ζ—』 +ζ-2 )Q(z)
Figure imgf000010_0002
1 + κ '― 1 1 + C z-1
[0042] そして、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bは、係数 Bが所定値に調整された 上記式 (4)で表されるバンドパスフィルタを有することで、上記式 (5)の右辺第 1項で表 されるように、中心周波数 fbに位置するアナログ IF信号 Xb(z)を抽出するための周波 数帯域幅 Wbを設定し、更に、上記式 (5)の右辺第 2項で表されるように、量子化の際 に生じる量子化ノイズ Qb(z)を抑制するための阻止帯域をその周波数帯域幅 Wbに合 わせて、アナログディジタル変換を行う。
[0043] つまり、図 2 (c)〖こ模式的に示す周波数特性を参照して述べれば、入力されるアナ ログ IF信号 Xbが中心周波数 fbに位置する所定帯域幅 (最大周波数遷移の幅）の信 号であるとすると、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bは、上記式 (5)の右辺第 1 項で表されるように、その中心周波数 fbを含む所定帯域幅に合わせた周波数帯域幅 Wbを設定することにより、アナログ IF信号 Xbを抽出してディタル IF信号 Ybに変換す る。
[0044] 更に、図 2 (c)中のハッチングで示す領域に、上記式 (5)の右辺第 2項で表される量 子化ノイズ Qb(z)に関するスペクトルが生じることとなり、量子化ノイズ Qb(z)を抑制する ための阻止帯域と周波数帯域幅 Wbとがほぼ一致する。つまり、係数 |8を調整すると 、周波数帯域幅 Wbを量子化ノイズ Qb(z)に対する伝送ゼロ点に設定することができる ことを意味する。
[0045] このため、バンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^4bは、アナログ IF信号 Xbを抽出し てアナログディジタル変換すると同時に、量子化ノイズ Qb(z)の混入を十分低減した ディジタル IF信号 Ybに変換することが可能となっている。
[0046] そして、バンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^4a, 4bに組み込まれている上記式 (2) (4)に示した各々のバンドパスフィルタの調整係数 a , βを異なる値に調整すると、異 なった中心周波数 fa, fbに位置しているアナログ IF信号 Xa, Xbを高品位のディジタ ル IF信号 Ya, Ybにアナログディジタル変換することができる。そして、ディジタル IF 信号 Ya, Ybを検波器等に供給することで、放送局側力 送られてきた音声や音楽等 の信号を再生させ、スピーカ等を駆動させることにより、高品位の音声や音楽等をュ 一ザに提供することができる。
[0047] 以上説明したように、第 1の実施形態に係る受信装置 1によれば、 2系統のデジジタ ルチューナ A, Bの各フロントエンド部 2a, 2bにおいて、周波数の異なるアナログ IF 信号 Xa, Xbを生成する構成としたとしても、それらのアナログ IF信号 Xa, Xbをアナ口 グディジタル変換することが可能なバンドパスデルタシグマ型 AD変 4&, 4bを有 する構成であるため、放送内容の異なる複数の放送チャンネルやフェージング等に 対する劣化耐性等の異なる放送チャンネルを受信するのに都合のよい受信装置を 提供することができる。
[0048] 更に、同一の電気回路基板上にディジタルチューナ A, Bを形成しても、周波数の 異なるアナログ IF信号 Xa, Xbをディジタル IF信号 Ya, Ybにアナログディジタル変換 するので、電気回路基板内での輻射ノイズ等による干渉の影響を抑制することができ る。このため、第 1の実施形態に係る受信装置 1によれば、高品位のディジタル IF信 号 Ya, Ybを生成することができるのみならず、チューナ A, B間での干渉を抑制する ためのシールド構造の簡素化、小型化、設計の自由度の向上等を実現することがで きる。
[0049] なお、第 1の実施形態は、 2系統のディジタルチューナ A, Bを有する受信装置 1に 関するものであるが、これに限定されるものではなぐ 3個以上のディジタルチューナ を有する受信装置にも適用することが可能である。
[0050] すなわち、変形例として、 3系統以上のフロントエンド部及びバンドパスデルタシグ マ型 AD変 を備える構成とし、上記式 (6)で表される各々のバンドパスフィルタの 係数 κを異なった値に調整することにより、各フロントエンド部で生成される周波数の 異なるアナログ IF信号を各バンドパスデルタシグマ型 AD変換器でアナログディジタ ル変換することができる。
[0051] また、上記式 (2)〜 )に示したバンドパスフィルタの伝達関数 Ba(z), Bb(z)とバンドパ スデルタシグマ型 AD変換器 4a, 4bの伝達特性は、説明の便宜上、 z変換によって数 式ィ匕して示したものである。よって、上記式 (2)〜 )と同様の特性を発揮するバンドパ スデルタシグマ型 AD変換器、例えば状態方程式で表される特性を発揮するバンド パスデルタシグマ型 AD変換器等を有して構成される受信装置は、本実施形態に含 まれるものである。
[0052] また、本実施形態のバンドパスデルタシグマ型 AD変 ^^は、 、わゆるディスクリー ト回路で形成したり、半導体集積回路装置 (IC、 MSI, LSI等)で形成してもよいし、 所定のコンピュータプログラムを実行することで本実施形態のバンドパスデルタシグ マ型 AD変^^と同様の機能を発揮するマイクロプロセッサ（MPU)によって構成し てもよ 、し、ディジタルシグナルプロセッサ（DSP)で形成してもよ 、。
[0053] 〔第 2の実施の形態〕 次に、第 2の実施形態に係る受信装置について、図 3を参照して説明する。なお、 図 3 (a)は、本実施形態の受信装置の構成を表したブロック図であり、図 2 (a)と同一 又は相当する部分を同一符号で示している。
[0054] 図 3 (a)において、この受信装置 1は、電気回路基板上に形成された 2系統のフロン トエンド部 2a, 2b及び局発信号発生部 3a, 3bと、フロントエンド部 2a, 2bから出力さ れる中心周波数 fa, fbの異なるアナログ IF信号 Xa, Xbを加算して、その加算したァ ナログ IF信号 Xcを出力する加算器 5と、アナログ IF信号 Xcを所定のサンプリング周 波数 fscの下で量子化することで、ディジタル IF信号 Ycにアナログディジタル変換す るバンドパスデルタシグマ型 AD変翻 4cを有して構成されている。
[0055] すなわち、フロントエンド部 2a, 2bと局発信号発生部 3a, 3bは、図 2 (a)に示した第 1の実施形態の受信装置の場合と同様の構成を有し、別個の受信アンテナ ANTa, ANTbで受信した放送チャンネルに対し同調受信を行って、異なる中心周波数 fa, f bのアナログ IF信号 Xa, Xbを生成して出力する。
[0056] バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4cは、第 1の実施形態で述べた前記式 (2)と (4 )の伝達関数 Ba(z)と Bb(z)で表される 2つのバンドパスフィルタが組み込まれて!/、る Δ ∑変調方式の AZD変換器であり、更に、中心周波数 fa又は fbの実数倍 ζの所定の サンプリング周波数 fscに従って量子化を行うことにより、全体として、次式 (8)で表され る伝達特性を発揮する構成となっている。カゝかる構成により、入力されるアナログ IF 信号 Xcをアナログディジタル変換し、アナログ IF信号 Xaと Xbとのディジタル信号成 分を共に含むディジタル IF信号 Ycを生成して出力する。
[0057] [数 8]
XcCz)
Yc ( z ) =
1 + ( + ）z— ' + ( + 1 ) j8 z -2
( 1 + a z-1 + z -2 )■ ( 1 + a z-1 + ζ -2 ) - Q c(z)
+ ― -- (8)
1 + ( + ） z-1 + ( a + 1 ) z-2
[0058] ここで、上記式 (8)の係数 aは、アナログ IF信号 Xc(z)に含まれて 、る中心周波数 fa のアナログ IF信号 Xa(z)を抽出するための周波数帯域幅 Waを設定するフィルタ係数 であり、更に係数 j8は、アナログ IF信号 Xc(z)に含まれている中心周波数 fbのアナ口 グ IF信号 Xb(z)を抽出するための周波数帯域幅 Wbを設定するフィルタ係数である。 更に、これらの係数 a , βを調整することにより、周波数帯域幅 Wa, Wbの設定と同 時に、量子化に際して生じる量子化ノイズ Qc(z)を抑制する阻止帯域をそれらの周波 数帯域幅 Wa, Wbに合わせることができる。
[0059] つまり、図 3 (b)〖こ模式的に示す周波数特性を参照して述べれば、入力されるアナ ログ IF信号 Xcが、中心周波数 fa, fbに各々位置する所定帯域幅 (最大周波数遷移 の幅）のアナログ IF信号 Xa, Xbの加算信号であるとすると、バンドパスデルタシグマ 型 AD変翻 4cは、アナログ IF信号 Xc(z)に対して上記式 (8)の右辺第 1項で表される ディジタルフィルタリングを行うことにより、中心周波数 fa, fbを含む所定帯域幅に合 わせた 2つの周波数帯域幅 Wa, Wbを設定し、アナログ IF信号 Xa, Xbを抽出してそ れらの成分を含んだディタル IF信号 Ycに変換する。
[0060] 更に、図 3 (b)中のハッチングで示す領域、すなわち周波数帯域幅 Wa, Wbの間の 領域と外側領域に、上記式 (8)の右辺第 2項で表される量子化ノイズ Qc(z)に関するス ベクトルが生じることとなり、量子化ノイズ Qc(z)を抑制するための阻止帯域と周波数 帯域幅 Wa, Wbとがほぼ一致する。つまり、係数 αと |8を調整すると、周波数帯域幅 Wa, Wbを量子化ノイズ Qc(z)に対する伝送ゼロ点に設定することができることを意味 する。
[0061] このため、バンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^4cは、アナログ IF信号 Xcからアナ ログ IF信号 Xa, Xbを抽出してアナログディジタル変換すると同時に、量子化ノイズ Q c(z)の混入を十分低減したディジタル IF信号 Ycに変換することが可能となっている。
[0062] そして、バンドパスデルタシグマ型 AD変 に組み込まれている上記式 (2), (4) に示した 2つのバンドパスフィルタの係数 oc , βを異なる値に調整すると、異なった中 心周波数 fa, fbに位置しているアナログ IF信号 Xa, Xbを、ディジタル IF信号 Ycに含 めて高精度にアナログディジタル変換することができる。そして、ディジタル IF信号 Yc を検波器等に供給することで、ディジタル IF信号 Yc中のアナログ IF信号 Xaに相当す るディジタル信号成分から、一方の放送チャンネルで送られてきた音声や音楽等の 信号を再生させると共に、他方の放送チャンネルで送られてきた音声や音楽等の信 号を再生させ、スピーカ等を駆動させることにより、高品位の音声や音楽等をユーザ に提供することができる。
[0063] 以上説明したように、第 2の実施形態に係る受信装置 1によれば、 2系統の各フロン トエンド部 2a, 2bにおいて、周波数の異なるアナログ IF信号 Xa, Xbを生成する構成 としたとしても、それらのアナログ IF信号 Xa, Xbを加算して、アナログディジタル変換 することが可能なバンドパスデルタシグマ型 AD変 を有する構成であるため、 放送内容の異なる放送チャンネルやフ ージング等に対する劣化耐性等の異なる放 送チャンネルを受信するのに都合のよい受信装置を提供することができる。
[0064] 更に、同一の電気回路基板上に 2系統の各フロントエンド部 2a, 2bとバンドパスデ ルタシグマ型 AD変換器 4cとを形成しても、中心周波数 fa, fbの異なるアナログ IF信 号 Xa, Xbについてアナログディジタル変換することとなるので、電気回路基板内での 輻射ノイズ等による干渉の影響を抑制することができる。このため、第 2の実施形態に 係る受信装置 1によれば、高品位のディジタル IF信号 Ycを生成することができるのみ ならず、輻射ノイズ等による干渉を抑制するためのシールド構造の簡素化、小型化、 設計の自由度の向上等を実現することができる。
[0065] 更に、 2系統の各フロントエンド部 2a, 2bに対し、 1個のバンドパスデルタシグマ型 A D変換器 4cでアナログディジタル変換を行うので、受信装置 1の構成全体をより簡素 ィ匕、小型化等することができる。
[0066] なお、第 2の実施形態は、 2系統のフロントエンド部 2a, 2bと 1つのバンドパスデルタ シグマ型 AD変 とを有する受信装置 1に関するものである力 これに限定され るものではなぐ 3個以上のフロントエンド部と 1つのバンドパスデルタシグマ型 AD変 翻を有する受信装置にも適用することが可能である。
[0067] すなわち、変形例として、 3系統以上のフロントエンド部 2a, 2b,…等を設けておき、 各フロントエンド部から出力される中心周波数の異なるアナログ IF信号 Xa, Xb,…等 を加算器で加算することで、その加算したアナログ IF信号 Xcを生成するように構成 する。更に、アナログ IF信号 Xa, Xb,…等の数に合わせて、前記式 (6)で表される 3 個以上のバンドパスフィルタを組み込んだバンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4cを 形成し、それらの各バンドパスフィルタの係数 κを異なった値 α , β ,…等に調整す ることで、アナログ IF信号 Xa, Xb,…等の各中心周波数 fa, fb,…等に合わせた周 波数帯域幅 Wa, Wb,…等を設定し且つ量子化ノイズを抑制する阻止帯域 (伝送ゼ 口点)を設定する。
[0068] そして、中心周波数 fa, fb,…等の実数倍の周波数をサンプリング周波数 fscとして 、そのバンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^4cを動作させてアナログ IF信号 Xcをァ ナログディジタル変換すると、周波数の異なるより多くのアナログ IF信号 Xa, Xb,… 等を変換したディジタル IF信号 Ycを生成することができる。
[0069] また、本実施形態のバンドパスデルタシグマ型 AD変翻 4cも上記式 (8)と同様の 特性を発揮するバンドパスデルタシグマ型 AD変翻、例えば状態方程式で表され る特性を発揮するバンドパスデルタシグマ型 AD変翻等を有して構成される受信装 置は、本実施形態に含まれるものである。
[0070] また、本実施形態のバンドパスデルタシグマ型 AD変翻は、ディスクリート回路や 、半導体集積回路装置 (IC、 MSI, LSI等)で形成してもよいし、所定のコンピュータ プログラムを実行することで本実施形態のバンドパスデルタシグマ型 AD変^^と同 様の機能を発揮するマイクロプロセッサ（MPU)によって構成してもよいし、ディジタ ルシグナルプロセッサ（DSP)で形成してもよ!/、。
実施例 1
[0071] 次に、第 1の実施形態に係る、より具体的な実施例について、図 4及び図 5を参照し て説明する。図 4は、本実施例の受信装置の構成を表したブロック図であり、図 2 (a) と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図 5は、バンドパスデルタシグマ 型 AD変換器の周波数特性を実測した結果を示す図である。
[0072] 図 4において、この受信装置 1は、 FM放送、 AM放送等を受信し、ディジタル信号 処理による検波、復調等を行うことを可能にする 2系統のディジタルチューナ (符号略 )を備えた受信装置である。
[0073] そして、第 1系統のディジタルチューナは、フロントエンド部 2aと局発信号発生部 3a とバンドパスデルタシグマ型 AD変 4aとを有して構成されており、第 2系統のディ ジタルチューナは、フロントエンド部 2bと局発信号発生部 3bとバンドパスデルタシグ マ型 AD変翻 4bとを有して構成されて 、る。 [0074] フロントエンド部 2aは、到来電波を受信する受信アンテナ ANTaが接続された RFァ ンプ部 2aaと、ミキサー部 2ab、 IFフィルタ 2ac、 IFアンプ 2adを有して構成されている。 そして、受信アンテナ ANTaに生じる受信信号を RFアンプ部 2aaが増幅し、その増 幅された高周波の受信信号 RFaと局発信号発生部 3aからの局発信号 Saとをミキサ 一部 2abが混合して周波数変換を行うことにより、中心周波数 faを中心とする中間周 波信号を生成し、更に IFフィルタ 2acがその中間周波信号を所定の周波数帯域幅で 帯域制限した後、 IFアンプ 2adが増幅することにより、信号処理に適したレベルのァ ナログ IF信号 Xaを生成して、バンドパスデルタシグマ型 AD変翻 4aに供給する。
[0075] ここで、局発信号発生部 3aは、図示しない PLL回路によって局発信号 Saの周波数 fcaを制御する。つまり、局発信号発生部 3aは、所定の発振器で生成される基準信号 に局発信号 Saが位相同期されるように PLL制御を行うことで、局発信号 Saの周波数 f caを希望局 (受信すべき放送チャンネル）に対応する発振周波数に維持する。そして 、ミキサー部 3が、受信信号 RFaと局発信号 Saとを混合することにより、それらの信号 RFa, Saの周波数差に相当する中心周波数を有する中間周波信号を生成し、 IFフィ ルタ 2acに供給するようになって 、る。
[0076] バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4aは、アナログ IF信号 Xaと後述の遅延素子 DYaからの帰還信号 FBaとを加算する加算器 ADaと、加算器 ADaの出力に対して ディジタルフィルタリングを施すバンドパスフィルタ Baと、バンドパスフィルタ Baの出力 をサンプリング周波数 faに従って量子化することでディジタル IF信号 Yaを生成して出 力する量子ィ匕器 CMPaと、 2サンプル遅延（z—2)によってディジタル IF信号 Yaを遅延 させて帰還信号 FBaを生成する遅延素子 DYaとを有して構成されている。
[0077] バンドパスフィルタ Baは、前記式 (2)で表される伝達関数 Ba(z)を有している。これに より、バンドパスデルタシグマ型 AD変翻4&は、前記式 (3)で表される入出力特性を 発揮し、アナログ IF信号 Xaをディジタル IF信号 Yaにアナログディジタル変換する。
[0078] つまり、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4aは、前記式 (2)(3)の係数 αが調整さ れたバンドパスフィルタ Baを有することで、中心周波数 faを含む所定帯域幅 (最大周 波数遷移の幅）のアナログ IF信号 Xaに合わせた周波数帯域幅 Waを設定すると同時 に、その周波数帯域幅 Waと量子化器 CMPaで生じる量子化ノイズ Qaを抑制する阻 止帯域とを合わせた周波数特性となる。これにより、ディジタル IF信号 Yaは、量子化 ノイズ Qaが十分に抑制された高品質の信号として生成される。
[0079] 図 5 (a)は、このバンドパスデルタシグマ型 AD変 の周波数特性を実測した 特性図であり、 10. 7MHzの中心周波数 faを有するアナログ IF信号 Xa (同図上段に 示す）を、 39. 9MHzのサンプリング周波数 fsaの下でディジタル IF信号 Yaに変換し たときの、ディジタル IF信号 Ya中の量子化ノイズのスペルトル（同図下段に示す）を 表している。
[0080] 図 5 (a)から分かるように、量子化ノイズのスペクトルを見ると、 10. 7MHzの周波数 を中心とする周波数帯域幅 Waにおいて量子化ノイズが減少しており、この周波数帯 域幅 Wa内に、 10. 7MHzの中心周波数 faを有するアナログ IF信号 Xaが存在する。 したがって、周波数帯域幅 Waは、アナログ IF信号 Xaを抽出するための周波数帯域 となると同時に、量子化器 CMPaで生じる量子化ノイズ Qaに対して伝送ゼロ点を設 定するための阻止帯域となっていることが分かる。
[0081] このように、バンドパスフィルタ Baの係数 αを調整すると、量子化ノイズ Qaに対する 阻止帯域をアナログ IF信号 Xaの中心周波数 faに合わせることができ、量子化ノイズ を十分低減したディジタル IF信号 Yaを生成することが可能となっている。
[0082] 次に、第 2系統のディジタルチューナについて説明する。
図 4において、第 2系統のディジタルチューナに設けられているフロントエンド部 2b は、到来電波を受信する受信アンテナ ANTbが接続された RFアンプ部 2baと、ミキサ 一部 2bb、 IFフィルタ 2bc、 IFアンプ 2bdを有して構成されている。そして、受信アンテ ナ ANTbに生じる受信信号を RFアンプ部 2baが増幅し、その増幅された高周波の受 信信号 RFbと局発信号発生部 3bからの局発信号 Sbとをミキサー部 2bbが混合して周 波数変換を行うことにより、中心周波数 fbを中心とする中間周波信号を生成し、更に I Fフィルタ 2bcがその中間周波信号を所定の周波数帯域幅で帯域制限した後、 IFァ ンプ 2bdが増幅することにより、信号処理に適したレベルのアナログ IF信号 Xbを生成 して、バンドパスデルタシグマ型 AD変翻 4bに供給する。
[0083] ここで、局発信号発生部 3bは、上述した局発信号発生部 3aと同様に、 PLL制御に よって、局発信号 Sbの周波数 fcbを希望局に対応する発振周波数に維持する。そし て、第 1系統側の周波数 fcaとは異なる周波数 fcbの局発信号 Sbと受信信号 RFbとを ミキサー部 2bbが混合することにより、それらの信号 RFb, Sbの周波数差に相当する 中心周波数 fbを有する中間周波信号を生成し、 IFフィルタ 2bcに供給するようになつ ている。
[0084] バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bは、アナログ IF信号 Xbと後述の遅延素子 DYb力ゝらの帰還信号 FBbとを加算する加算器 ADbと、加算器 ADbの出力に対して ディジタルフィルタリングを施すバンドパスフィルタ Bbと、バンドパスフィルタ Bbの出力 をサンプリング周波数 fbに従って量子化することでディジタル IF信号 Ybを生成して出 力する量子ィ匕器 CMPbと、 2サンプル遅延（z—2)によってディジタル IF信号 Ybを遅延 させて帰還信号 FBbを生成する遅延素子 DYbとを有して構成されている。
[0085] バンドパスフィルタ Bbは、前記式 (4)で表される伝達関数 Bb(z)を有している。これに より、バンドパスデルタシグマ型 AD変翻41)は、前記式 (5)で表される入出力特性を 発揮し、アナログ IF信号 Xbをディジタル IF信号 Ybにアナログディジタル変換する。
[0086] つまり、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bは、前記式 (4)(5)の係数 βが調整さ れたバンドパスフィルタ Bbを有することで、中心周波数 fbを含む所定帯域幅 (最大周 波数遷移の幅）のアナログ IF信号 Xbに合わせた周波数帯域幅 Wbを設定すると同時 に、その周波数帯域幅 Wbと量子化器 CMPbで生じる量子化ノイズ Qbを抑制する阻 止帯域とを合わせた周波数特性となる。これにより、ディジタル IF信号 Ybは、量子化 ノイズ Qbが十分に抑制された高品質の信号として生成される。
[0087] 図 5 (b)は、このバンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4bの周波数特性を実測した 特性図であり、 12. 1MHzの中心周波数 fbを有するアナログ IF信号 Xa (同図上段に 示す）を、 33. 9MHzのサンプリング周波数 fsbの下でディジタル IF信号 Ybに変換し たときの、ディジタル IF信号 Yb中の量子化ノイズのスペルトル（同図下段に示す）を 表している。
[0088] 同図力 分かるように、量子化ノイズのスペクトルを見ると、 12. 1MHzの周波数を 中心とする周波数帯域幅 Wbにおいて量子化ノイズが減少しており、この周波数帯域 幅 Wb内に、 12. 1MHzの中心周波数 fbを有するアナログ IF信号 Xbが存在する。し たがって、周波数帯域幅 Wbは、アナログ IF信号 Xbを抽出するための周波数帯域と なると同時に、量子化ノイズ Qbに対して伝送ゼロ点を設定するための阻止帯域とな つていることが分かる。
[0089] このように、バンドパスフィルタ Bbの係数 13を調整すると、量子化ノイズ Qbに対する 阻止帯域をアナログ IF信号 Xbの中心周波数 fbに合わせることができ、量子化ノイズ を十分低減したディジタル IF信号 Ybを生成することが可能となっている。
[0090] 以上説明したように、本実施例の受信装置 1は、 2系統のデジジタルチューナの各 フロントエンド部 2a, 2bにおいて、周波数の異なるアナログ IF信号 Xa, Xbを生成する 構成としたとしても、それらのアナログ IF信号 Xa, Xbをアナログディジタル変換するこ とが可能なバンドパスデルタシグマ型 AD変翻 4a, 4bを有する構成であるため、放 送内容の異なる複数の放送チャンネルやフ ージング等に対する劣化耐性等の異 なる放送チャンネルを受信するのに都合のよい受信装置を提供することができる。
[0091] 更に、同一の電気回路基板上に 2系統のディジタルチューナを形成しても、電気回 路基板内での輻射ノイズ等による干渉の影響を抑制することができ、ディジタルチュ ーナ間での干渉を抑制するためのシールド構造の簡素化、小型化、設計の自由度 の向上等を実現することができる。
[0092] なお、本実施例は、 2系統のディジタルチューナを有する受信装置 1に関するもの であるが、これに限定されるものではなぐ前述した第 1の実施形態の場合と同様に、 3個以上のディジタルチューナを有する受信装置にも適用することが可能である。
[0093] また、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4a, 4bは、量子化器 CMPa, CMPbを コンパレータで形成することにより、 PWM (パルス幅変調）や PDM (パルス密度変調 )等の 2値系列のディジタル IF信号 Ya, Yb、すなわち 1ビットストリーム形式のデイジ タル IF信号 Ya, Ybを生成する所謂 1ビット AZD変換器としてもよいし、量子化器 C MPa, CMPbを複数階調で量子化する構成とすることにより、マルチビット形式のデ イジタル IF信号 Ya, Ybを生成する所謂マルチビット AZD変換器としてもょ 、。
[0094] また、本実施例のバンドパスデルタシグマ型 AD変 ^^は、 、わゆるディスクリート 回路で形成したり、半導体集積回路装置 (IC、 MSI、 LSI等)で形成してもよいし、所 定のコンピュータプログラムを実行することで本実施例のバンドパスデルタシグマ型 A D変^^と同様の機能を発揮するマイクロプロセッサ (MPU)によって構成してもよ!/ヽ し、ディジタルシグナルプロセッサ（DSP)で形成してもよ 、。
実施例 2
[0095] 次に、第 2の実施形態に係る、より具体的な実施例について、図 6及び図 7を参照し て説明する。図 6は、本実施例の受信装置の構成を表したブロック図であり、図 3 (a) と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図 7は、バンドパスデルタシグマ 型 AD変換器の周波数特性を実測した結果を示す図である。
[0096] 図 6において、この受信装置 1は、 FM放送、 AM放送等を受信し、ディジタル信号 処理による検波、復調等を行うことを可能にする 2系統のフロントエンド部 2a, 2bと 1 つのバンドパスデルタシグマ型 AD変翻 を備えた受信装置である。
[0097] そして、第 1,第 2系統のフロントエンド部 2a, 2bは、図 4に示した上述の実施例 1と 同様の構成を有しており、局発信号発生部 3a, 3bから供給される周波数 fca, fcbの 異なる局発信号 Sa, Sbに基づいて同調受信を行うことにより、夫々の IFアンプ部 2ad , 2bdから中心周波数 fa, fbの異なるアナログ IF信号 Xa, Xbを出力するようになって いる。
[0098] バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4cは、アナログ IF信号 Xa, Xbと後述の遅延 素子 DYcからの帰還信号 FBcとを加算する加算器 ADcxと、加算器 ADcxの出力に 対してディジタルフィルタリングを施すバンドパスフィルタ Baと、バンドパスフィルタ Ba の出力と帰還信号 FBcとを加算する加算器 ADcyと、加算器 ADcyの出力に対してデ イジタルフィルタリングを施すバンドパスフィルタ Bbと、バンドパスフィルタ Bbの出力を サンプリング周波数 fscに従って量子化することでディジタル IF信号 Ycを生成して出 力する量子ィ匕器 CMPcと、 2サンプル遅延（z—2)によってディジタル IF信号 Yaを遅延 させて帰還信号 FBcを生成する遅延素子 DYcとを有して構成されている。
[0099] バンドパスフィルタ Baは、前記式 (2)で表される伝達関数 Ba(z)を有している。バンド パスフィルタ Bbは、前記式 (4)で表される伝達関数 Bb(z)を有している。これにより、バ ンドパスデルタシグマ型 AD変翻 は、前記式 (8)で表される入出力特性を発揮し て、アナログ IF信号 Xaと Xbとを加算器 ADcxで加算したアナログ IF信号 (すなわち、 第 2の実施形態で説明したアナログ IF信号 Xc)につ 、てアナログディジタル変換を 行って、ディジタル IF信号 Ycを生成して出力する。 [0100] つまり、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4cは、前記式 (2)(4)(8)の係数 α , βが 調整されたバンドパスフィルタ Ba, Bbを有することで、中心周波数 faを含む所定帯域 幅 (最大周波数遷移の幅）のアナログ IF信号 Xaに合わせた周波数帯域幅 Waと、中 心周波数 fbを含む所定帯域幅 (最大周波数遷移の幅）のアナログ IF信号 Xbに合わ せた周波数帯域幅 Wbとを設定すると同時に、それらの周波数帯域幅 Wa, Wbと量子 ィ匕器 CMPcで生じる量子化ノイズ Qcを抑制する阻止帯域とを合わせた周波数特性と なる。これにより、バンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4cは、加算器 ADcxを介して 入力するアナログ IF信号 Xa, Xbを抽出してそれらの成分を含んだディタル IF信号 Y cにアナログディジタル変換する。
[0101] 図 7は、このバンドパスデルタシグマ型 AD変 4cの周波数特性を実測した特性 図であり、 10. 7MHzの中心周波数 faを有するアナログ IF信号 Xaと、 12. 1MHZの 中心周波数 fbを有するアナログ IF信号 Xbとを加算器 ADcxで加算したアナログ IF信 号（符号 Xcで示す）を、 39. 9MHzのサンプリング周波数 fscの下でディジタル IF信 号 Ycに変換したときの、ディジタル IF信号 Yc中の量子化ノイズのスペルトル（同図下 段に示す)を表している。
[0102] 同図力 分かるように、量子化ノイズのスペクトルを見ると、 10. 7MHzと 12. 1MH zの周波数を中心とする周波数帯域幅 Wa, Wbにおいて量子化ノイズが減少しており 、周波数帯域幅 Wa内に、 10. 7MHzの中心周波数 faを有するアナログ IF信号 Xa、 周波数帯域幅 Wb内に、 12. 1MHzの中心周波数 fbを有するアナログ IF信号 Xbが 各々存在する。したがって、周波数帯域幅 Wa, Wbは、アナログ IF信号 Xa, Xbを抽 出するための周波数帯域となると同時に、量子化器 CMPcで生じる量子化ノイズ Qc に対して伝送ゼロ点を設定するための阻止帯域となっていることが分かる。
[0103] このように、バンドパスフィルタ Ba, Bbの係数 α , βを調整すると、量子化ノイズ Qc に対する阻止帯域を、各々のアナログ IF信号 Xa, Xbの中心周波数 fa,間に合わせる ことができるため、量子化ノイズを十分低減してアナログ IF信号 Xa, Xbをアナログデ イジタル変換し、それらのディジタル信号成分を有するディジタル IF信号 Ycを生成す ることが可能となっている。
[0104] そして、ディジタル IF信号 Ycを検波器等に供給することで、ディジタル IF信号 Yc中 のアナログ IF信号 Xaに相当するディジタル信号成分から、一方の放送チャンネルで 送られてきた音声や音楽等の信号を再生させると共に、ディジタル IF信号 Yc中のァ ナログ IF信号 Xbに相当するディジタル信号成分から、他方の放送チャンネルで送ら れてきた音声や音楽等の信号を再生させ、スピーカ等を駆動させることにより、高品 位の音声や音楽等をユーザに提供することができる。
[0105] 以上説明したように、本実施例の受信装置 1によれば、 2系統の各フロントエンド部 2a, 2bにおいて、周波数の異なるアナログ IF信号 Xa, Xbを生成する構成としたとし ても、それらのアナログ IF信号 Xa, Xbを加算して、アナログディジタル変換することが 可能なバンドパスデルタシグマ型 AD変翻 を有する構成であるため、放送内容 の異なる放送チャンネルやフ ージング等に対する劣化耐性等の異なる放送チャン ネルを受信するのに都合のよい受信装置を提供することができる。
[0106] 更に、同一の電気回路基板上に 2系統の各フロントエンド部 2a, 2bとバンドパスデ ルタシグマ型 AD変換器 4cとを形成しても、周波数の異なるアナログ IF信号 Xa, Xb につ 、てアナログディジタル変換することとなるので、電気回路基板内での輻射ノィ ズ等による干渉の影響を抑制して、高品位のディジタル IF信号 Ycを生成することが でき、更に、輻射ノイズ等による干渉を抑制するためのシールド構造の簡素化、小型 ィ匕、設計の自由度の向上等を実現することができる。
[0107] 更に、 2系統の各フロントエンド部 2a, 2bに対し、 1個のバンドパスデルタシグマ型 A D変換器 4cでアナログディジタル変換を行うので、簡素化、小型化等を図った受信 装置を実現することができる。
[0108] なお、本実施例は、 2系統のフロントエンド部 2a, 2bと 1つのバンドパスデルタシグ マ型 AD変換器 4cを有する受信装置 1に関するものであるが、これに限定されるもの ではなぐ前述した第 2の実施形態の場合と同様に、 3個以上のフロントエンド部と 1 つのバンドパスデルタシグマ型 AD変翻を有する受信装置にも適用することが可能 である。
つまり、図 6に示したバンドパスデルタシグマ型 AD変換器 4cのうち、加算器 ADcx, ADcyとバンドパスフィルタ Ba, Bbと力 成る部分を次のように変更すればよ!、。
[0109] まず、加算器 ADcxは、上述のディジタル変換すべき複数のアナログ IF信号と、図 6 に示す遅延素子 DYcの帰還信号 FBcとを入力して加算する多入力加算器で形成す る。更に、ディジタル変換すべきアナログ IF信号の数に応じて、前記一般式 (6)で表さ れる複数個のバンドパスフィルタ B(z)を、夫々加算器 (加算器 ADcyに相当する加算 器)を介して従属接続させ、最前段のバンドパスフィルタを加算器 ADcxの出力に接 続すると共に、最後段のバンドパスフィルタの出力を量子化器 CMPcの入力に接続 する。
[0110] つまり、加算器 ADcxと量子化器 CMPcの間に、「最前段のバンドパスフィルター加 算器—バンドパスフィルタ—加算器 最後段のバンドパスフィルタ」等となる複 数のバンドパスフィルタと加算器で構成される回路を接続する。
[0111] そして、バンドパスフィルタ間の各加算器にも、図 6に示す遅延素子 DYcの帰還信 号 FBcを入力させるベく接続を行って、各々の前側に位置するバンドパスフィルタの 出力と帰還信号 FBcとを加算させて出力させる。
[0112] そして更に、各々のバンドパスフィルタの係数 κを異なった所定値に調整すること により、周波数の異なるより多くのアナログ IF信号をアナログディジタル変換すること が可能なバンドパスデルタシグマ型 AD変翻を構成することができる。
[0113] また、本実施例のバンドパスデルタシグマ型 AD変^ ^を、ディスクリート回路や、 半導体集積回路装置 (IC、 MSI, LSI等)で形成してもよいし、所定のコンピュータプ ログラムを実行することで本実施例のバンドパスデルタシグマ型 AD変^^と同様の 機能を発揮するマイクロプロセッサ（MPU)によって構成してもよいし、ディジタルシ グナルプロセッサ（DSP)で形成してもよ!/、。
[0114] また、本実施例のバンドパスデルタシグマ型 AD変換器は、量子ィ匕器 CMPcをコン パレータで形成することにより、 1ビットストリーム形式のディジタル IF信号 Ycを生成す る所謂 1ビット AZD変 としてもよいし、量子化器 CMPcを複数階調で量子化す る構成とすることにより、マルチビット形式のディジタル IF信号 Ycを生成する所謂マル チビット AZD変翻としてもょ 、。
[0115] また、以上に説明した第 1,第 2の実施形態と、実施例 1と実施例 2に係る受信装置 1は、何れも FM放送、 AM放送、地上ディジタル放送を受信する受信装置として適 用することが可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 複数の各々異なる周波数のアナログ受信信号を量子化によってディジタル信号に アナログディジタル変換する、バンドパスフィルタが組み込まれたバンドパスデルタシ ダマ型 AD変換器を有する受信装置であって、
前記バンドパスデルタシグマ型 AD変換器は、前記アナログディジタル変換すべき アナログ受信信号の数に対応する個数設けられると共に、
各々のバンドパスデルタシグマ変換器に組み込まれて ヽる前記各バンドパスフィル タは、前記量子化に際して生じる量子化ノイズを抑制する阻止帯域を各々のアナ口 グ受信信号の周波数に合わせるフィルタ係数を有するバンドパスフィルタであること を特徴とする受信装置。
[2] 前記各バンドパスフィルタは、前記フィルタ係数 κを有する、
1
B ( z ) =
^ + κ ζ ^ + ζ - 2 で表される伝達関数 Β(ζ)を有することを特徴とする請求項 1に記載の受信装置。
[3] 前記各バンドパスデルタシグマ変翻は、
前記バンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタの出力を量子化することでディジタル信号を生成する量子 化器と、
前記量子化器で量子化される前記ディジタル信号を所定のサンプル遅延で遅延さ せる遅延素子と、
前記遅延素子の出力と前記各アナログ受信信号とを加算して前記バンドパスフィル タに供給する加算器と、
を有することを特徴とする請求項 1又は 2に記載の受信装置。
[4] 前記遅延素子は、 2サンプル遅延の素子であることを特徴とする請求項 3に記載の受 信装置。
[5] 前記各バンドパスデルタシグマ型 AD変翻は、前記各アナログ受信信号 Χ(ζ)の 入力と前記量子化ノイズ Q(z)に対して、 X(z) ( 1 + AT z"1 + z-2 ) Q Cz)
Y ( z ) = +
1 + z * 1 + /ί z"1 で表されるディジタル信号 Y(z)を生成する伝達特性を有することを特徴とする請求項 1〜4の何れか 1項に記載の受信装置。
[6] 複数の各々異なる周波数のアナログ受信信号を量子化によってディジタル信号に アナログディジタル変換する、バンドパスフィルタが組み込まれたバンドパスデルタシ ダマ型 AD変換器を有する受信装置であって、
前記バンドパスデルタシグマ型 AD変換器は、前記アナログディジタル変換すべき 各アナログ受信信号を加算して入力する加算器と、前記アナログディジタル変換す べきアナログ受信信号の数に対応する個数のバンドパスフィルタとを有し、
前記各バンドパスフィルタは、前記量子化に際して生じる量子化ノイズを抑制する 阻止帯域を各々のアナログ受信信号の周波数に合わせるフィルタ係数を有するバン ドバスフィルタであることを特徴とする受信装置。
[7] 前記各バンドパスフィルタは、前記フィルタ係数 κを有する、
1
B ( z ) =
1 + ΛΓ Z "1 + ζ-2 で表される伝達関数 Β(ζ)を有することを特徴とする請求項 6に記載の受信装置。
[8] 前記バンドパスデルタシグマ変翻は、
前記加算器と、
前記量子化によってディジタル信号を生成する量子化器と、
前記伝達関数 Β(ζ)で表される複数個のバンドパスフィルタ間に他の加算器が夫々 介在する、複数のバンドパスフィルタ及び加算器力も成る従属接続した回路と、 量子化器で量子化される前記ディジタル信号を所定のサンプル遅延で遅延させる 遅延素子とを有し、
前記従属接続した回路の最前段のバンドパスフィルタが前記加算器の出力に接続 され、最後段のパンドパスフィルタの出力が前記量子化器の入力に接続され、前記 他の加算器の夫々の前記帰還信号が入力されると共に、前記複数個の各バンドパス フィルタの各係数 Kが、前記量子化ノイズを抑制する阻止帯域を各々のアナログ受 信信号の周波数に合わせる所定値に設定されていることを特徴とする請求項 7に記 載の受信装置。
[9] 前記遅延素子は、 2サンプル遅延の素子であることを特徴とする請求項 8に記載の 受信装置。
[10] 前記バンドパスデルタシグマ型 AD変翻は、
前記加算器の出力である複数のアナログ受信信号を加算した信号 Yc(z)と前記量 子化ノイズ Qc(z)に対して、
Xc(z)
Figure imgf000027_0001
(1 + a z 1 +z-2 )■ (1 + az-i +z-2 ) 'Qc(z)
+ ―
1 + ( a + ）z— 1 + ( ひ + 1 ) z-2 で表されるディジタル信号 Yc(z)を生成する伝達特性を有し、
係数 a , βは、前記量子化ノイズを抑制する阻止帯域を各々のアナログ受信信号 の周波数に合わせる所定値であることを特徴とする請求項 6〜9の何れか 1項に記載 の受信装置。
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