JPH07131278A - 信号組合わせ器 - Google Patents
信号組合わせ器Info
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- JPH07131278A JPH07131278A JP6251358A JP25135894A JPH07131278A JP H07131278 A JPH07131278 A JP H07131278A JP 6251358 A JP6251358 A JP 6251358A JP 25135894 A JP25135894 A JP 25135894A JP H07131278 A JPH07131278 A JP H07131278A
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- circuit
- combiner
- signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F9/00—Magnetic amplifiers
- H03F9/02—Magnetic amplifiers current-controlled, i.e. the load current flowing in both directions through a main coil
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/541—Transformer coupled at the output of an amplifier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】誘導性部品のみを使用するベクトル信号組合わ
せ器を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、周波数が同じで位
相が互いに２ａ（ｔ）異なる第１、第２信号を組合わせ
る回路が提供される。この回路は信号の和または差に比
例した信号を発生する。また、この回路は抵抗性負荷と
して機能するが、純粋な誘導性回路素子から構成するこ
とができ、電力を消費しない。具体的には、この回路
は、１つのトランスと２つのＬＣ回路とを備え、コンデ
ンサはａ（ｔ）に応答して変化する。この回路は高効率
ＲＦ増幅段を構築するのに使用することができる。
せ器を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、周波数が同じで位
相が互いに２ａ（ｔ）異なる第１、第２信号を組合わせ
る回路が提供される。この回路は信号の和または差に比
例した信号を発生する。また、この回路は抵抗性負荷と
して機能するが、純粋な誘導性回路素子から構成するこ
とができ、電力を消費しない。具体的には、この回路
は、１つのトランスと２つのＬＣ回路とを備え、コンデ
ンサはａ（ｔ）に応答して変化する。この回路は高効率
ＲＦ増幅段を構築するのに使用することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＲＦ電力増幅器に関する
ものであり、更に詳しくいえば、位相変調されている２
つの一定包絡線搬送波を組合わせるための回路に関する
ものである。
ものであり、更に詳しくいえば、位相変調されている２
つの一定包絡線搬送波を組合わせるための回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】移動無線電話および移動データ通信が次
第に一般的になってきている。しかし、それらの用途に
は２つの特殊な問題がある。第１の問題は、利用できる
スペクトラムの全体的な不足のために、情報を送信する
ために利用できる帯域幅が制限されることである。その
結果、所要の帯域幅を制限するために搬送波の振幅と位
相の両方を変調せねばならない。送信機の出力段におい
て過大な歪み無しに振幅変調された搬送波を増幅するこ
とは、出力段増幅器に直線性の大きな制約を課すことに
なる。
第に一般的になってきている。しかし、それらの用途に
は２つの特殊な問題がある。第１の問題は、利用できる
スペクトラムの全体的な不足のために、情報を送信する
ために利用できる帯域幅が制限されることである。その
結果、所要の帯域幅を制限するために搬送波の振幅と位
相の両方を変調せねばならない。送信機の出力段におい
て過大な歪み無しに振幅変調された搬送波を増幅するこ
とは、出力段増幅器に直線性の大きな制約を課すことに
なる。
【０００３】第２の問題は、無線通信リンクの移動端が
通常は電池によって電力を供給されるから、移動送信機
の電力効率が非常に重要なことである。通常は、送信機
の出力段が電力を最大に消費する。したがって、この段
の改良が最も重要である。最も効率的な電力増幅器の１
つがＣ級ＲＦ増幅器およびＥ級ＲＦ増幅器である。それ
らの増幅器においては、出力トランジスタがコレクタ−
エミッタ電圧が最低値にある時だけ電流を流す。不幸な
ことに、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器は直線性が非常に
低く、振幅変調に大きな歪みを導入する。この歪みのた
めに、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器はＲＦ搬送波の振幅
すなわち「包絡線」が一定であり、したがって、そのよ
うな歪みが影響を及ぼさないＦＭ送信機において主とし
て用いられている。
通常は電池によって電力を供給されるから、移動送信機
の電力効率が非常に重要なことである。通常は、送信機
の出力段が電力を最大に消費する。したがって、この段
の改良が最も重要である。最も効率的な電力増幅器の１
つがＣ級ＲＦ増幅器およびＥ級ＲＦ増幅器である。それ
らの増幅器においては、出力トランジスタがコレクタ−
エミッタ電圧が最低値にある時だけ電流を流す。不幸な
ことに、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器は直線性が非常に
低く、振幅変調に大きな歪みを導入する。この歪みのた
めに、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器はＲＦ搬送波の振幅
すなわち「包絡線」が一定であり、したがって、そのよ
うな歪みが影響を及ぼさないＦＭ送信機において主とし
て用いられている。
【０００４】Ｃ級送信機においてこの歪みを避け、しか
も直線振幅変調を行えるようにする１つの方法は、Ｃ級
送信機を用いて振幅一定の信号を２つ発生し、それから
それらの信号を組合わせることである。２つの一定振幅
信号の相対的な位相を変調することによって振幅変調を
行う。２つの信号をそれぞれＶ1、Ｖ2で示す。 Ｖ1＝Ｖｓｉｎ［ωｔ＋ｍｔ（ｔ）＋ａ（ｔ）］ （１） Ｖ2＝Ｖｓｉｎ［ωｔ＋ｍｔ（ｔ）−ａ（ｔ）］ （２） ここで、ｍ（ｔ）は角周波数ωを持つ搬送波の希望の位
相変調、ａ（ｔ）および−ａ（ｔ）は２つの搬送波の追
加の位相変調である。ａ（ｔ）を調整することによっ
て、和信号の出力を０から２Ｖまで変化できる。とく
に、出力電圧Ｖｏｕｔを希望したとするとａ（ｔ）＝ａ
ｒｃｃｏｓ（Ｖｏｕｔ／２Ｖ）である。位相角度、ａ
（ｔ）、を発生する方法については、たとえば、D.C.Co
x による“Linear Amplification with Nonlinear Comp
onents",IEEE Transactions on Communications,Decemb
er 1974,pp1942-1945に記述されている。
も直線振幅変調を行えるようにする１つの方法は、Ｃ級
送信機を用いて振幅一定の信号を２つ発生し、それから
それらの信号を組合わせることである。２つの一定振幅
信号の相対的な位相を変調することによって振幅変調を
行う。２つの信号をそれぞれＶ1、Ｖ2で示す。 Ｖ1＝Ｖｓｉｎ［ωｔ＋ｍｔ（ｔ）＋ａ（ｔ）］ （１） Ｖ2＝Ｖｓｉｎ［ωｔ＋ｍｔ（ｔ）−ａ（ｔ）］ （２） ここで、ｍ（ｔ）は角周波数ωを持つ搬送波の希望の位
相変調、ａ（ｔ）および−ａ（ｔ）は２つの搬送波の追
加の位相変調である。ａ（ｔ）を調整することによっ
て、和信号の出力を０から２Ｖまで変化できる。とく
に、出力電圧Ｖｏｕｔを希望したとするとａ（ｔ）＝ａ
ｒｃｃｏｓ（Ｖｏｕｔ／２Ｖ）である。位相角度、ａ
（ｔ）、を発生する方法については、たとえば、D.C.Co
x による“Linear Amplification with Nonlinear Comp
onents",IEEE Transactions on Communications,Decemb
er 1974,pp1942-1945に記述されている。
【０００５】この方法は、原理的には、希望の振幅変調
を行うためにＣ級増幅器を用いる問題を解決するが、そ
のようなシステムにおいて使用するためのベクトル組合
わせ器の製作には２つの問題がある。第１の問題は、ベ
クトル信号組合わせ器自体における電力損失を最少にす
るために、組合わせ器は公称リアクティブ部品のみで構
成せねばならない。こうすると組合わせ器自体において
消費される電力が減少する。
を行うためにＣ級増幅器を用いる問題を解決するが、そ
のようなシステムにおいて使用するためのベクトル組合
わせ器の製作には２つの問題がある。第１の問題は、ベ
クトル信号組合わせ器自体における電力損失を最少にす
るために、組合わせ器は公称リアクティブ部品のみで構
成せねばならない。こうすると組合わせ器自体において
消費される電力が減少する。
【０００６】第２の問題は、あらゆるレベルの変調され
た出力に対して、２つの一定包絡線増幅器に対して、組
合わせ器が力率が１である負荷とならなければならない
ことである。力率が１である負荷は虚数部を持たないイ
ンピーダンスを示す、すなわち、負荷における電圧と電
流が同相である。この制約は、負荷がＣ級増幅器または
Ｅ級増幅器によって駆動される時に全体の電力効率を最
高にする。一定包絡線搬送波がＣ級ｎｐｎトランジスタ
段によって供給される場合について考えることにする。
あらゆる位相角ａ（ｔ）において、トランジスタが電流
を流す時には、トランジスタにおける電力消費を最少に
するためには、コレクタにおける正弦波電圧をそれの負
のピークにせねばならない。これが発生するのは、力率
が１である負荷をＣ級増幅器が駆動する場合のみであ
る。
た出力に対して、２つの一定包絡線増幅器に対して、組
合わせ器が力率が１である負荷とならなければならない
ことである。力率が１である負荷は虚数部を持たないイ
ンピーダンスを示す、すなわち、負荷における電圧と電
流が同相である。この制約は、負荷がＣ級増幅器または
Ｅ級増幅器によって駆動される時に全体の電力効率を最
高にする。一定包絡線搬送波がＣ級ｎｐｎトランジスタ
段によって供給される場合について考えることにする。
あらゆる位相角ａ（ｔ）において、トランジスタが電流
を流す時には、トランジスタにおける電力消費を最少に
するためには、コレクタにおける正弦波電圧をそれの負
のピークにせねばならない。これが発生するのは、力率
が１である負荷をＣ級増幅器が駆動する場合のみであ
る。
【０００７】それら２つの条件を満たす組合わせ器は従
来技術には存在しない。上記目標に最も近い組合わせ器
が、Proceedings of the Institute of Radio Engineer
s、1935年11月号、1370〜1392ページ所載の“High Powe
r Outphasing Modulation"と題するH.Chireixの論文に
記載されている組合わせ器である。この組合わせ器には
２つの欠陥がある。第１に、その組合わせ器は位相差ａ
（ｔ）が変化しても同調されない固定素子を使用してい
ることである。固定素子を用いることによって、力率が
ほぼ１のみで、ａ（ｔ）＞７２度では急速に０になる組
合わせ器が得られる結果となる。これは回路によって供
給できる出力振幅の範囲が制約され、その範囲内におい
てさえも効率が犠牲になる。第２に、その組合わせ器は
負荷に接続するための結合されていないインダクタを使
用する。それらのインダクタの端子間には常に電圧降下
が存在し、２つの増幅器が同相（ａ（ｔ）＝０）である
場合にも電圧降下が存在する。したがって、負荷におい
て与えられる最大電圧の振れを維持するために、増幅器
においてより大きい電圧の振れが求められる。電池を電
源とする機器においては大きい電圧の振れを生ずること
は望ましくない。
来技術には存在しない。上記目標に最も近い組合わせ器
が、Proceedings of the Institute of Radio Engineer
s、1935年11月号、1370〜1392ページ所載の“High Powe
r Outphasing Modulation"と題するH.Chireixの論文に
記載されている組合わせ器である。この組合わせ器には
２つの欠陥がある。第１に、その組合わせ器は位相差ａ
（ｔ）が変化しても同調されない固定素子を使用してい
ることである。固定素子を用いることによって、力率が
ほぼ１のみで、ａ（ｔ）＞７２度では急速に０になる組
合わせ器が得られる結果となる。これは回路によって供
給できる出力振幅の範囲が制約され、その範囲内におい
てさえも効率が犠牲になる。第２に、その組合わせ器は
負荷に接続するための結合されていないインダクタを使
用する。それらのインダクタの端子間には常に電圧降下
が存在し、２つの増幅器が同相（ａ（ｔ）＝０）である
場合にも電圧降下が存在する。したがって、負荷におい
て与えられる最大電圧の振れを維持するために、増幅器
においてより大きい電圧の振れが求められる。電池を電
源とする機器においては大きい電圧の振れを生ずること
は望ましくない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、改良
したベクトル信号組合わせ器を得ることである。
したベクトル信号組合わせ器を得ることである。
【０００９】本発明の別の目的は、リアクティブ部品の
みを使用するベクトル信号組合わせ器を得ることであ
る。
みを使用するベクトル信号組合わせ器を得ることであ
る。
【００１０】本発明の更に別の目的は、あらゆるレベル
の変調された出力に対して力率が１である負荷を、２つ
の一定包絡線増幅器に提供するベクトル信号組合わせ器
を得ることである。
の変調された出力に対して力率が１である負荷を、２つ
の一定包絡線増幅器に提供するベクトル信号組合わせ器
を得ることである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は周波数が同じで
ある第１の信号および第２の信号を組合わせる回路に関
するものである。それらの信号は相対的な位相差２ａ
（ｔ）を有する。この回路は信号の和または差に比例す
る信号を発生する。この回路は第１の信号を受ける第１
の入力端子と、第２の信号を受ける第２の入力端子とを
含む。受けた信号を、それらの受けた信号のベクトル和
またはベクトル差に関連する振幅を持つ信号を発生する
回路素子において組合わせる。第１のリアクティブ回路
素子と第２のリアクティブ回路素子がそれぞれ第１の入
力端子と第２の入力端子に接続される。第１の入力端子
と第２の入力端子のおのおのにおける電圧が、第１の入
力端子と第２の入力端子のおのおのに入る電流とそれぞ
れ同相であるように、それらの素子のインピーダンスが
移相差ａ（ｔ）の変化に応じて変化させられる。本発明
の一実施例においては、第１のリアクティブ回路素子お
よび第２のリアクティブ回路素子をＬＣタンク回路から
製作する。そのタンク回路においては、コンデンサまた
はインダクタを流れる電流がａ（ｔ）に応じて変化させ
られる。
ある第１の信号および第２の信号を組合わせる回路に関
するものである。それらの信号は相対的な位相差２ａ
（ｔ）を有する。この回路は信号の和または差に比例す
る信号を発生する。この回路は第１の信号を受ける第１
の入力端子と、第２の信号を受ける第２の入力端子とを
含む。受けた信号を、それらの受けた信号のベクトル和
またはベクトル差に関連する振幅を持つ信号を発生する
回路素子において組合わせる。第１のリアクティブ回路
素子と第２のリアクティブ回路素子がそれぞれ第１の入
力端子と第２の入力端子に接続される。第１の入力端子
と第２の入力端子のおのおのにおける電圧が、第１の入
力端子と第２の入力端子のおのおのに入る電流とそれぞ
れ同相であるように、それらの素子のインピーダンスが
移相差ａ（ｔ）の変化に応じて変化させられる。本発明
の一実施例においては、第１のリアクティブ回路素子お
よび第２のリアクティブ回路素子をＬＣタンク回路から
製作する。そのタンク回路においては、コンデンサまた
はインダクタを流れる電流がａ（ｔ）に応じて変化させ
られる。
【００１２】本発明のそれらの目的およびその他の目的
は、本発明の以下の詳細な説明および添付図面から当業
者には明らかとなるであろう。
は、本発明の以下の詳細な説明および添付図面から当業
者には明らかとなるであろう。
【００１３】
【実施例】電圧源１２と１３によってそれぞれ発生され
た信号Ｖ1（ｔ）とＶ2（ｔ）を組合わせるための本発明
の組合わせ器の回路図が図１に１０で示されている。そ
れらの信号はトランス１６において組合わされる。この
トランスは組合わせた信号を希望の負荷１７（アンテ
ナ）に加えるためのセンタータップ付き巻線を１つ有す
る。電圧源１２と１３から取り出される電流を、インピ
ーダンスがそれぞれＸ1、Ｘ2である２つのリアクティブ
負荷１５と１４を用いて調整する。以下の説明において
は、電圧源１２と１３から取り出される電流をそれぞれ
Ｉ1（ｔ）、Ｉ2（ｔ）で示す。負荷によってとられる電
流をＩR（ｔ）で示し、リアクティブ負荷を流れる電流
をそれぞれＩX1（ｔ）、ＩX2（ｔ）で示す。負荷Ｒの端
子間電圧をＶR（ｔ）で示す。
た信号Ｖ1（ｔ）とＶ2（ｔ）を組合わせるための本発明
の組合わせ器の回路図が図１に１０で示されている。そ
れらの信号はトランス１６において組合わされる。この
トランスは組合わせた信号を希望の負荷１７（アンテ
ナ）に加えるためのセンタータップ付き巻線を１つ有す
る。電圧源１２と１３から取り出される電流を、インピ
ーダンスがそれぞれＸ1、Ｘ2である２つのリアクティブ
負荷１５と１４を用いて調整する。以下の説明において
は、電圧源１２と１３から取り出される電流をそれぞれ
Ｉ1（ｔ）、Ｉ2（ｔ）で示す。負荷によってとられる電
流をＩR（ｔ）で示し、リアクティブ負荷を流れる電流
をそれぞれＩX1（ｔ）、ＩX2（ｔ）で示す。負荷Ｒの端
子間電圧をＶR（ｔ）で示す。
【００１４】以下の説明においては、位相変調ａ（ｔ）
およびｍ（ｔ）の帯域幅が搬送波の帯域幅のほんの一部
であり、かつ、位相変調ｍ（ｔ）をＶ1（ｔ）とＶ
2（ｔ）に等しく加えるものと仮定することにする。し
たがって、以下の説明においてはｍ（ｔ）を無視でき
る。すなわち、ｍ（ｔ）を零に等しくとる。
およびｍ（ｔ）の帯域幅が搬送波の帯域幅のほんの一部
であり、かつ、位相変調ｍ（ｔ）をＶ1（ｔ）とＶ
2（ｔ）に等しく加えるものと仮定することにする。し
たがって、以下の説明においてはｍ（ｔ）を無視でき
る。すなわち、ｍ（ｔ）を零に等しくとる。
【００１５】Ｖ1（ｔ）とＶ2（ｔ）を、トランス１６の
３つのノードの全てに同じ電圧を生じて、負荷１７の端
子間に作用する同相成分と、トランス１６の端子間に作
用する差動モード成分との２つの成分として表すことが
できる。負荷Ｒの端子間の同相成分の振幅は２Ｖｃｏｓ
［ａ（ｔ）］であり、差動モード成分の大きさは２Ｖｓ
ｉｎ［ａ（ｔ）］である。同相成分は負荷１７を流れる
振幅が２（Ｖ／Ｒ）ｃｏｓ［ａ（ｔ）］の電流を発生す
る。差動モードは負荷の端子間に零電圧を発生し、差動
信号に対するトランスの理想化した無限大インピーダン
スのために、トランスへ流れ込む電流は存在しない。付
加リアクタンスＸ1とＸ2が存在しないと、２つの電圧源
は負荷へ半分の電流をそれぞれ供給する。すなわち、２
つの電圧源は振幅が（Ｖ／Ｒ）ｃｏｓ［ａ（ｔ）］の電
流と同相成分の電流を供給する。そうすると、電圧Ｖ1
（ｔ）と電流Ｉ1（ｔ）の間の位相差、およびＶ2（ｔ）
とＩ2（ｔ）との間の位相差はそれぞれａ（ｔ）および
−ａ（ｔ）である。この場合には、力率はｃｏｓ［ａ
（ｔ）］である。ａ（ｔ）が９０度に近い場合には、力
率は零に近づく。
３つのノードの全てに同じ電圧を生じて、負荷１７の端
子間に作用する同相成分と、トランス１６の端子間に作
用する差動モード成分との２つの成分として表すことが
できる。負荷Ｒの端子間の同相成分の振幅は２Ｖｃｏｓ
［ａ（ｔ）］であり、差動モード成分の大きさは２Ｖｓ
ｉｎ［ａ（ｔ）］である。同相成分は負荷１７を流れる
振幅が２（Ｖ／Ｒ）ｃｏｓ［ａ（ｔ）］の電流を発生す
る。差動モードは負荷の端子間に零電圧を発生し、差動
信号に対するトランスの理想化した無限大インピーダン
スのために、トランスへ流れ込む電流は存在しない。付
加リアクタンスＸ1とＸ2が存在しないと、２つの電圧源
は負荷へ半分の電流をそれぞれ供給する。すなわち、２
つの電圧源は振幅が（Ｖ／Ｒ）ｃｏｓ［ａ（ｔ）］の電
流と同相成分の電流を供給する。そうすると、電圧Ｖ1
（ｔ）と電流Ｉ1（ｔ）の間の位相差、およびＶ2（ｔ）
とＩ2（ｔ）との間の位相差はそれぞれａ（ｔ）および
−ａ（ｔ）である。この場合には、力率はｃｏｓ［ａ
（ｔ）］である。ａ（ｔ）が９０度に近い場合には、力
率は零に近づく。
【００１６】ここでリアクタンスＸ1、Ｘ2が存在する場
合について考えることにする。純リアクティブ・インピ
ーダンスの場合には、電流ＩX1（ｔ）がＶ1とは位相が
９０度異なる。Ｖ1からのＩRに対する寄与はＩR／２で
あり、Ｖ1とは位相がａ（ｔ）度異なる。リアクタンス
Ｘ1が適切に選択されるならば、Ｖ1の電圧源によって供
給される全電流Ｉ1（ｔ）が電圧Ｖ1（ｔ）と同相である
ように、電流ＩX1（ｔ）が電流ＩR（ｔ）／２に加え合
わされる。このようにして、力率１が確保される。ａ
（ｔ）の全ての値に対して力率１を維持するために、電
流ＩX1（ｔ）、したがって、リアクタンスＸ1はａ
（ｔ）の関数でなければならない。リアクタンスＸ1は
誘導性でなければならず、したがって、 Ｘ1（ａ）＝４Ｒ／ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］ （３） として位相角ａ（ｔ）に必ず依存することを示すことが
できる。Ｘ1は、ａ（ｔ）＝０に対しては無限大、ａ
（ｔ）＝４５度に対しては誘導性４Ｒ、ａ（ｔ）＝９０
度に対しては再び無限大である。リアクタンスＸ2は類
似のパターンに追従する。 Ｘ2（ａ）＝−４Ｒ／ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］ （４） Ｘ2は、ａ（ｔ）＝０に対しては無限大、ａ（ｔ）＝４
５度に対しては容量性４Ｒ、ａ（ｔ）＝９０度に対して
は再び無限大である。
合について考えることにする。純リアクティブ・インピ
ーダンスの場合には、電流ＩX1（ｔ）がＶ1とは位相が
９０度異なる。Ｖ1からのＩRに対する寄与はＩR／２で
あり、Ｖ1とは位相がａ（ｔ）度異なる。リアクタンス
Ｘ1が適切に選択されるならば、Ｖ1の電圧源によって供
給される全電流Ｉ1（ｔ）が電圧Ｖ1（ｔ）と同相である
ように、電流ＩX1（ｔ）が電流ＩR（ｔ）／２に加え合
わされる。このようにして、力率１が確保される。ａ
（ｔ）の全ての値に対して力率１を維持するために、電
流ＩX1（ｔ）、したがって、リアクタンスＸ1はａ
（ｔ）の関数でなければならない。リアクタンスＸ1は
誘導性でなければならず、したがって、 Ｘ1（ａ）＝４Ｒ／ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］ （３） として位相角ａ（ｔ）に必ず依存することを示すことが
できる。Ｘ1は、ａ（ｔ）＝０に対しては無限大、ａ
（ｔ）＝４５度に対しては誘導性４Ｒ、ａ（ｔ）＝９０
度に対しては再び無限大である。リアクタンスＸ2は類
似のパターンに追従する。 Ｘ2（ａ）＝−４Ｒ／ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］ （４） Ｘ2は、ａ（ｔ）＝０に対しては無限大、ａ（ｔ）＝４
５度に対しては容量性４Ｒ、ａ（ｔ）＝９０度に対して
は再び無限大である。
【００１７】本発明の組合わせ器１００の一層詳しい回
路図である図２を再び参照する。組合わせ器１００は電
圧源１１２と１１３の出力をトランス１１６を用いて組
合わせる。図１に示されているリアクタンスＸ1とＸ2と
して用いるリアクタンスは入手できるコンデンサおよび
インダクタの並列組合わせから構成される。このリアク
タンスを電圧源１１２、１１３から別々のものとして示
されているが、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器を電圧源と
して用いるような場合に、それらのリアクタンスをその
ような増幅器の一部とすることができる。この場合に
は、リアクタンスは増幅器のためのタンク回路として、
および組合わせ器の力率改善器として作用する。
路図である図２を再び参照する。組合わせ器１００は電
圧源１１２と１１３の出力をトランス１１６を用いて組
合わせる。図１に示されているリアクタンスＸ1とＸ2と
して用いるリアクタンスは入手できるコンデンサおよび
インダクタの並列組合わせから構成される。このリアク
タンスを電圧源１１２、１１３から別々のものとして示
されているが、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器を電圧源と
して用いるような場合に、それらのリアクタンスをその
ような増幅器の一部とすることができる。この場合に
は、リアクタンスは増幅器のためのタンク回路として、
および組合わせ器の力率改善器として作用する。
【００１８】組合わせ器１００においては、リアクタン
スＸ1はインダクタ１２３とコンデンサ１２４で構成さ
れ、リアクタンスＸ2はインダクタ１２１とコンデンサ
１２２で構成される。無限大から、誘導性または容量性
の４Ｒまでのリアクタンスを持つようにＬＣ回路を調整
できる。ここでの説明のために、インダクタ１２１と１
２３のリアクタンスＬが同じであると仮定する。コンデ
ンサ１２２と１２４の容量をそれぞれＣ1、Ｃ2で示す。
コンデンサ１２２と１２４をたとえばバラクタ・ダイオ
ードを用いて調整できる。回路が搬送波周波数と共振す
るように調整されると、それらは無限大のリアクタンス
を表す。コンデンサの容量が共振値より高くされると、
回路は容量性リアクタンスになり、コンデンサの容量が
共振値より低くされると、回路は誘導性リアクタンスに
なる。
スＸ1はインダクタ１２３とコンデンサ１２４で構成さ
れ、リアクタンスＸ2はインダクタ１２１とコンデンサ
１２２で構成される。無限大から、誘導性または容量性
の４Ｒまでのリアクタンスを持つようにＬＣ回路を調整
できる。ここでの説明のために、インダクタ１２１と１
２３のリアクタンスＬが同じであると仮定する。コンデ
ンサ１２２と１２４の容量をそれぞれＣ1、Ｃ2で示す。
コンデンサ１２２と１２４をたとえばバラクタ・ダイオ
ードを用いて調整できる。回路が搬送波周波数と共振す
るように調整されると、それらは無限大のリアクタンス
を表す。コンデンサの容量が共振値より高くされると、
回路は容量性リアクタンスになり、コンデンサの容量が
共振値より低くされると、回路は誘導性リアクタンスに
なる。
【００１９】式（３）と（４）を満たすための容量Ｃ1
とＣ2の適切な選択は、 Ｃ1／Ｃ0＝１＋ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］／（２Ｑ） （５） Ｃ2／Ｃ0＝１−ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］／（２Ｑ） （６） によって与えられる。ここに、Ｑ＝２Ｒ／ωＬ、Ｃ0は
搬送波周波数ωにおいてＬと共振する容量Ｃ1とＣ2の値
である。
とＣ2の適切な選択は、 Ｃ1／Ｃ0＝１＋ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］／（２Ｑ） （５） Ｃ2／Ｃ0＝１−ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］／（２Ｑ） （６） によって与えられる。ここに、Ｑ＝２Ｒ／ωＬ、Ｃ0は
搬送波周波数ωにおいてＬと共振する容量Ｃ1とＣ2の値
である。
【００２０】組合わせ器１００をコンデンサの調整に関
して説明したが、インダクタ１２１と１２３を調整する
ことによって可変リアクタンスＸ1とＸ2を実現できるこ
とが当業者には明らかであろう。
して説明したが、インダクタ１２１と１２３を調整する
ことによって可変リアクタンスＸ1とＸ2を実現できるこ
とが当業者には明らかであろう。
【００２１】別の方法は、各側における２個の素子の１
つの端子間に変化する百分率のＶ1（ｔ）とＶ2（ｔ）を
それぞれ加えることによって、Ｌ1とＣ1およびＬ2とＣ2
を流れる無効電流の平衡を変化させることである。この
リアクタンス電流を調整する方法を利用する本発明の実
施例が図３に２００で示されている。組合わせ器２００
が電圧源２１２および２１３からの信号をトランス２１
６においてベクトル的に加え合わせる。リアクタンスＸ
2がコンデンサ２３２およびインダクタ２２１として実
現される。電圧源２１３からの信号の一部が減衰器２３
６によってコンデンサ２３２の一方の端子に加えられ
る。その結果、図２に示されている実施例においては、
コンデンサ２３２の端子間電位はコンデンサ１２２の端
子間に加えられる電位の一部である。問題の割合はａ
（ｔ）の関数によって制御される。コンデンサ２３２を
流れる電流はコンデンサ２３２の端子間電位差に比例す
るから、コンデンサ２３２の「実効容量」は割合が低下
するにつれて減少する。
つの端子間に変化する百分率のＶ1（ｔ）とＶ2（ｔ）を
それぞれ加えることによって、Ｌ1とＣ1およびＬ2とＣ2
を流れる無効電流の平衡を変化させることである。この
リアクタンス電流を調整する方法を利用する本発明の実
施例が図３に２００で示されている。組合わせ器２００
が電圧源２１２および２１３からの信号をトランス２１
６においてベクトル的に加え合わせる。リアクタンスＸ
2がコンデンサ２３２およびインダクタ２２１として実
現される。電圧源２１３からの信号の一部が減衰器２３
６によってコンデンサ２３２の一方の端子に加えられ
る。その結果、図２に示されている実施例においては、
コンデンサ２３２の端子間電位はコンデンサ１２２の端
子間に加えられる電位の一部である。問題の割合はａ
（ｔ）の関数によって制御される。コンデンサ２３２を
流れる電流はコンデンサ２３２の端子間電位差に比例す
るから、コンデンサ２３２の「実効容量」は割合が低下
するにつれて減少する。
【００２２】リアクタンスＸ1が同様に固定コンデンサ
２３４および固定インダクタ２２３として実現される。
電圧源２１２からの電位の一部が減衰器２３７によって
インダクタ２２３の一方の端子に加えられる。問題の割
合はａ（ｔ）の関数によって制御される。加えられる信
号の割合とａ（ｔ）の間の関係を得るために、式（５）
および（６）を使用できる。
２３４および固定インダクタ２２３として実現される。
電圧源２１２からの電位の一部が減衰器２３７によって
インダクタ２２３の一方の端子に加えられる。問題の割
合はａ（ｔ）の関数によって制御される。加えられる信
号の割合とａ（ｔ）の間の関係を得るために、式（５）
および（６）を使用できる。
【００２３】本発明の上記実施例は２つの信号源の信号
のベクトル和を計算することによって動作するが、２つ
の信号のベクトル差を計算することによって動作する組
合わせ器も、本発明の教示から製作できることが当業者
には明らかであろう。そのような組合わせ器が図４の３
００に示されている。組合わせ器３００は信号発生器３
１２と３１３により発生される電流のベクトル差に比例
する信号を発生する。トランス３４６が電流Ｉ1とＩ2の
ベクトル差に比例する信号を発生する。この差信号はト
ランス３４６の二次巻線によって負荷３１７の端子間に
供給される。リアクタンス３１４と３１５が上記に類似
するやり方で調整される。
のベクトル和を計算することによって動作するが、２つ
の信号のベクトル差を計算することによって動作する組
合わせ器も、本発明の教示から製作できることが当業者
には明らかであろう。そのような組合わせ器が図４の３
００に示されている。組合わせ器３００は信号発生器３
１２と３１３により発生される電流のベクトル差に比例
する信号を発生する。トランス３４６が電流Ｉ1とＩ2の
ベクトル差に比例する信号を発生する。この差信号はト
ランス３４６の二次巻線によって負荷３１７の端子間に
供給される。リアクタンス３１４と３１５が上記に類似
するやり方で調整される。
【００２４】以上の説明から、本発明は従来技術につい
て先に説明した諸問題を解決するものであることが明ら
かであろう。ａ（ｔ）が変化させられるにつれて、組合
わせ器中のリアクティブ素子が調整されるから、ａ
（ｔ）のあらゆる値にわたって力率を常に正確に１にで
きる。こうすることによって、負荷における信号の１０
０％振幅変調を行うことができ、しかも可能な最高効率
を常に達成できる。本発明の組合わせ器は、増幅器を負
荷へ結合するためにトランスを利用する。増幅器が同相
（ａ（ｔ）＝０）である場合には、トランスの巻線端子
間には電圧は発生されない。したがって、増幅器におけ
る電圧の振れは負荷において求められる電圧の振れより
大きい必要はない。
て先に説明した諸問題を解決するものであることが明ら
かであろう。ａ（ｔ）が変化させられるにつれて、組合
わせ器中のリアクティブ素子が調整されるから、ａ
（ｔ）のあらゆる値にわたって力率を常に正確に１にで
きる。こうすることによって、負荷における信号の１０
０％振幅変調を行うことができ、しかも可能な最高効率
を常に達成できる。本発明の組合わせ器は、増幅器を負
荷へ結合するためにトランスを利用する。増幅器が同相
（ａ（ｔ）＝０）である場合には、トランスの巻線端子
間には電圧は発生されない。したがって、増幅器におけ
る電圧の振れは負荷において求められる電圧の振れより
大きい必要はない。
【００２５】本発明の上記実施例は、ベクトル加算また
はベクトル減算を行うためにトランスを用いているが、
この機能を達成するために別の回路素子を利用できるこ
とが当業者には明らかであろう。本発明においては、加
算器において電力を消費しないように加算器はリアクテ
ィブ素子のみで構成する。本発明の組合わせ器はリアク
ティブ素子を利用するが、それは各信号発生器へ純「抵
抗」負荷を提供する。すなわち、各信号発生器によって
供給される電流および電圧は、ａ（ｔ）における位相シ
フトと無関係に相互に同相である。
はベクトル減算を行うためにトランスを用いているが、
この機能を達成するために別の回路素子を利用できるこ
とが当業者には明らかであろう。本発明においては、加
算器において電力を消費しないように加算器はリアクテ
ィブ素子のみで構成する。本発明の組合わせ器はリアク
ティブ素子を利用するが、それは各信号発生器へ純「抵
抗」負荷を提供する。すなわち、各信号発生器によって
供給される電流および電圧は、ａ（ｔ）における位相シ
フトと無関係に相互に同相である。
【００２６】以上、本発明の実施例について詳述した
が、以下、本発明の各実施例毎に列挙する。
が、以下、本発明の各実施例毎に列挙する。
【実施例１】周波数が同じで、相対的な位相差、２ａ
（ｔ）、を有する第１の信号および第２の信号をそれぞ
れ受けるための第１の入力端子および第２の入力端子
と、それらの入力端子へ接続され、前記第１の信号およ
び前記第２の信号のベクトル和およびベクトル差に関連
する信号を発生するための手段（１６、１１６、２１
６、３４６）と、前記第１の入力端子へ接続される第１
のリアクティブ回路素子（１４、３１４）および前記第
２の入力端子へ接続される第２のリアクティブ回路素子
（１５、３１５）と、を備え、各回路素子のリアクタン
スはａ（ｔ）の関数である、周波数が同じで、相対的な
位相差、２ａ（ｔ）、を有する第１の信号と第２の信号
を組み合わせて、前記第１の信号および前記第２の信号
のベクトル和またはベクトル差に比例する信号を発生す
るための組合わせ器（１０、１００、２００、３００）
において、ａ（ｔ）の各値に対して、前記第１のリアク
ティブ回路素子および前記第２のリアクティブ回路素子
のインピーダンスが、前記第１の入力端子および前記第
２の入力端子のおのおのに入る電流を前記第１の入力端
子および前記第２の入力端子のおのおのにおける電位と
同相にさせることを特徴とする、位相変調された２つの
一定包絡線搬送波を加え合わせることによって振幅変調
された搬送波を発生するためのベクトル信号組合わせ
器。
（ｔ）、を有する第１の信号および第２の信号をそれぞ
れ受けるための第１の入力端子および第２の入力端子
と、それらの入力端子へ接続され、前記第１の信号およ
び前記第２の信号のベクトル和およびベクトル差に関連
する信号を発生するための手段（１６、１１６、２１
６、３４６）と、前記第１の入力端子へ接続される第１
のリアクティブ回路素子（１４、３１４）および前記第
２の入力端子へ接続される第２のリアクティブ回路素子
（１５、３１５）と、を備え、各回路素子のリアクタン
スはａ（ｔ）の関数である、周波数が同じで、相対的な
位相差、２ａ（ｔ）、を有する第１の信号と第２の信号
を組み合わせて、前記第１の信号および前記第２の信号
のベクトル和またはベクトル差に比例する信号を発生す
るための組合わせ器（１０、１００、２００、３００）
において、ａ（ｔ）の各値に対して、前記第１のリアク
ティブ回路素子および前記第２のリアクティブ回路素子
のインピーダンスが、前記第１の入力端子および前記第
２の入力端子のおのおのに入る電流を前記第１の入力端
子および前記第２の入力端子のおのおのにおける電位と
同相にさせることを特徴とする、位相変調された２つの
一定包絡線搬送波を加え合わせることによって振幅変調
された搬送波を発生するためのベクトル信号組合わせ
器。
【実施例２】前記組合わせ手段がセンタータップを持つ
トランス（１６、１１６、２１６）を備えることを特徴
とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、１００、
２００、３００）。
トランス（１６、１１６、２１６）を備えることを特徴
とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、１００、
２００、３００）。
【実施例３】前記第１のリアクティブ回路素子および前
記第２のリアクティブ回路素子のおのおのはインダクタ
（２２１、２２３、１２１、１２３）およびコンデンサ
（２３２、２３４、１２２、２２４）の並列組合わせを
備え、前記インダクタまたは前記コンデンサもしくは両
方を流れる電流がａ（ｔ）に応答して変化させられるこ
とを特徴とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、
１００、２００、３００）。
記第２のリアクティブ回路素子のおのおのはインダクタ
（２２１、２２３、１２１、１２３）およびコンデンサ
（２３２、２３４、１２２、２２４）の並列組合わせを
備え、前記インダクタまたは前記コンデンサもしくは両
方を流れる電流がａ（ｔ）に応答して変化させられるこ
とを特徴とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、
１００、２００、３００）。
【実施例４】前記インダクタまたは前記コンデンサの一
方のインピーダンス、もしくは両方のインピーダンスを
変化することによって前記電流が変化させられることを
特徴とする、実施例３に記載の組合わせ器（１０、１０
０、２００、３００）。
方のインピーダンス、もしくは両方のインピーダンスを
変化することによって前記電流が変化させられることを
特徴とする、実施例３に記載の組合わせ器（１０、１０
０、２００、３００）。
【実施例５】前記インダクタまたは前記コンデンサの一
方にかかる電位、もしくは両方にかかる電位を変化する
ことによって前記電流が変化させられることを特徴とす
る、実施例３に記載の組合わせ器（１０、１００、２０
０、３００）。
方にかかる電位、もしくは両方にかかる電位を変化する
ことによって前記電流が変化させられることを特徴とす
る、実施例３に記載の組合わせ器（１０、１００、２０
０、３００）。
【実施例６】前記第１の信号および前記第２の信号がＣ
級増幅器またはＥ級増幅器によって発生され、前記第１
のリアクティブ回路素子および前記第２のリアクティブ
回路素子が前記Ｃ級増幅器またはＥ級増幅器中にタンク
回路を構成することを特徴とする、実施例１に記載の組
合わせ器（１０、１００、２００、３００）。
級増幅器またはＥ級増幅器によって発生され、前記第１
のリアクティブ回路素子および前記第２のリアクティブ
回路素子が前記Ｃ級増幅器またはＥ級増幅器中にタンク
回路を構成することを特徴とする、実施例１に記載の組
合わせ器（１０、１００、２００、３００）。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、リアクティブ部品のみを使用するベクトル信
号組合わせ器を得ることができる。また、あらゆるレベ
ルの変調された出力に対して力率が１である負荷を、２
つの一定包絡線増幅器に提供するベクトル信号組合わせ
器を得ることができる。
とにより、リアクティブ部品のみを使用するベクトル信
号組合わせ器を得ることができる。また、あらゆるレベ
ルの変調された出力に対して力率が１である負荷を、２
つの一定包絡線増幅器に提供するベクトル信号組合わせ
器を得ることができる。
【図１】本発明の組合わせ器の回路図である。
【図２】本発明の組合わせ器のより詳しい回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の組合わせ器の別の実施例の回路図であ
る。
る。
【図４】組合わせ器が入力信号のベクトル差に比例する
信号を発生する本発明の別の実施例の回路図である。
信号を発生する本発明の別の実施例の回路図である。
１０、１００、２００、３００：組合わせ器 １２、１３：信号源 １４、３１４：第１のリアクティブ回路素子 １５、３１５：第２のリアクティブ回路素子 １６、１１６、２１６、３４６：トランス １２１、１２３、２２１、２２３：インダクタ １２２、１２４、２３２、２３４：コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】第１信号を受信する第１入力と、 前記第１信号と周波数がほぼ同じで位相がほぼ２ａ
（ｔ）（ｔは時間）ずれている第２信号を受信する第２
入力と、 前記第１、第２入力に接続され、前記第１、第２信号の
和または差に関連する信号を発生する組合わせ手段と、 前記第１入力に接続され、リアクタンスがほぼａ（ｔ）
で表される第１誘導性回路要素と、 前記第２入力に接続され、リアクタンスがほぼａ（ｔ）
で表される第２誘導性回路要素と、 を備えて成る信号組合わせ器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/124,123 US5345189A (en) | 1993-09-20 | 1993-09-20 | Vectorial signal combiner for generating an amplitude modulated carrier by adding two phase modulated constant envelope carriers |
| US124,123 | 1993-09-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07131278A true JPH07131278A (ja) | 1995-05-19 |
| JP3526923B2 JP3526923B2 (ja) | 2004-05-17 |
Family
ID=22412904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25135894A Expired - Fee Related JP3526923B2 (ja) | 1993-09-20 | 1994-09-20 | 信号組合わせ器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5345189A (ja) |
| JP (1) | JP3526923B2 (ja) |
| DE (1) | DE4417611C2 (ja) |
| GB (1) | GB2282926B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012086015A1 (ja) | 2010-12-21 | 2012-06-28 | 富士通株式会社 | 増幅装置 |
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| US6587511B2 (en) | 2001-01-26 | 2003-07-01 | Intel Corporation | Radio frequency transmitter and methods thereof |
| US20030123566A1 (en) * | 2001-12-27 | 2003-07-03 | Jaime Hasson | Transmitter having a sigma-delta modulator with a non-uniform polar quantizer and methods thereof |
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| WO2009145887A1 (en) | 2008-05-27 | 2009-12-03 | Parkervision, Inc. | Systems and methods of rf power transmission, modulation, and amplification |
| KR20140026458A (ko) | 2011-04-08 | 2014-03-05 | 파커비전, 인크. | Ｒｆ 전력 송신, 변조 및 증폭 시스템들 및 방법들 |
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1993
- 1993-09-20 US US08/124,123 patent/US5345189A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-05-19 DE DE4417611A patent/DE4417611C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-20 JP JP25135894A patent/JP3526923B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-20 GB GB9418902A patent/GB2282926B/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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| DE4417611C2 (de) | 1999-08-05 |
| GB9418902D0 (en) | 1994-11-09 |
| GB2282926A (en) | 1995-04-19 |
| US5345189A (en) | 1994-09-06 |
| JP3526923B2 (ja) | 2004-05-17 |
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| GB2282926B (en) | 1998-01-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20031209 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040121 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040218 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |