DE19754114C2 - Mischvorrichtung zum Mischen eines ersten und eines zweiten Signals mit gegenseitig verschiedenen Frequenzen - Google Patents
Mischvorrichtung zum Mischen eines ersten und eines zweiten Signals mit gegenseitig verschiedenen FrequenzenInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Mischvorrichtung
zum Mischen eines ersten und zweiten Signals mit gegen
seitig verschiedenen, d. h. unterschiedlichen Frequenzen zum
Ausgeben eines dritten Signals.
Eine Mischvorrichtung wurde zum Mischen zweier Signale V1 und V2
mit gegenseitig verschiedenen Frequenzen im Bereich der Kommu
nikation verwendet. Die Mischvorrichtung bildet einen Teil eines
Vervielfacherschaltkreises, eines Modulators, eines Phasen
detektors und dergleichen.
Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur ei
nes bei der Anmelderin vorhandenen Gilbert-Typ-Mischschaltkrei
ses zeigt. Es wird auf Fig. 7 Bezug genommen; der Mischschalt
kreis weist eine Konstantstromquelle 50, NPN-Bipolartransistoren
51 bis 56, ein erstes Eingangsanschlußpaar 61a, 61b, ein zweites
Eingangsanschlußpaar 62a, 62b und ein Ausgangsanschlußpaar 63a,
63b auf.
Das erste Paar von Eingangsanschlüssen 61a und 61b empfängt ge
genseitig komplementäre, d. h. gegenphasige Signale VI+ und VI-
(wobei VI = V1+ - VI-). Das zweite Paar von Eingangsanschlüssen 62a
und 62b empfängt gegenseitig komplementäre, d. h. gegenphasige
Signale V2+ und V2- (wobei V2 = V2+ - V2-). Die Transistoren 51 und
52, 53 und 54 bzw. 55 und 56 bilden differentielle Transistor
paare (Differenztransistorpaare).
Insbesondere haben die Transistoren 51 und 52 ihre Basis mit
den Eingangsanschlüssen 61a bzw. 61b verbunden und Emitter, die
gemeinsam miteinander und mit einer Leitung eines Massenpoten
tials GND verbunden sind durch die Konstantstromquelle 50. Die
Konstantstromquelle 50 verursacht einen Fluß eines Konstant
stromes 2IEE.
Die Transistoren 53 und 54 haben ihre Basis mit den Eingangsan
schlüssen 62a bzw. 62b verbunden und Emitter, die gemeinsam
miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 51 verbunden
sind.
Die Transistoren 55 und 56 haben ihre Gates mit den Eingangsan
schlüssen 62b bzw. 62a verbunden und Emitter, die gemeinsam
miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 52 verbunden
sind.
Die Transistoren 53 und 55 haben ihre Kollektoren gemeinsam
miteinander und mit dem Ausgangsanschluß 63a verbunden, und die
Transistoren 54 und 56 haben ihre Kollektoren gemeinsam mitein
ander und mit dem Ausgangsanschluß 63b verbunden.
Der Betrieb der Mischvorrichtung, der in Fig. 7 gezeigt ist,
wird nun beschrieben. Die Signale V1+ und V1- werden zu Kollek
torströmen der Transistoren 51 und 52 umgewandelt und verstärkt
durch das differentielle Transistorpaar, das aus den Transisto
ren 51 und 52 besteht. Der Kollektorstrom des Transistors 51
dient als der Emitterstrom (Basisstrom) des differentiellen
Transistorpaares, das aus den Transistoren 53 und 54 besteht.
Der Kollektorstrom des Transistors 52 dient als der Emitter
strom des differentiellen Transistorpaares, das aus den Transi
storen 55 und 56 besteht.
Die Signale V2+ und V2- werden zu Kollektorströmen der Transi
storen 53 und 54 umgewandelt und verstärkt durch das differen
tielle Transistorpaar, das aus den Transistoren 53 und 54 be
steht, bzw. zu Kollektorströmen der Transistoren 56 und 55 um
gewandelt und verstärkt durch das differentielle Transistor
paar, das aus den Transistoren 55 und 56 besteht. Die Summe der
Kollektorströme der Transistoren 53 und 55 ist als ein Aus
gangsstrom iAUS+ vorgesehen und die Summe der Kollektorströme
der Transistoren 54 und 56 ist als ein Ausgangsstrom iAUS- vor
gesehen. Deshalb haben die Ausgangsströme iAUS+ und iAUS- Mischsi
gnale V1 und V2 mit gegenseitig komplementären Wellenformen.
Diese Beziehung wird durch die folgenden Gleichungen ausge
drückt. Wenn die thermische Spannung durch VT ausgedrückt wird,
werden die Kollektorströme ic51 bis ic56 der Transistoren 51 bis
56 durch die folgenden Gleichungen (1) bis (6) entsprechend
ausgedrückt.
Von den Gleichungen (1) bis (6) können die Beziehungen zwischen
den Kollektorströmen ic53 bis ic56 und der Eingangssignale V1 und
V2 durch die folgenden Gleichungen (7) bis (10) ausgedrückt
werden.
Hier ist gültig, daß iAUS+ = ic53 + ic55, iAUS- = ic54 + ic56. Die Differenz
iAUS+ - iAUS- zwischen den Ausgangsströmen iAUS+ und iAUS- wird durch
die folgende Gleichung (11) ausgedrückt.
Hier ergibt die Reihenentwicklung des tanhx tanhx = x - x3/3 und
daher ist es gültig, daß tanhx ≈ x ist, wobei x ausreichend klei
ner ist als 1. Daher kann die Beziehung zwischen den Eingangs
signalen V1 und V2 und den Ausgangsströmen iAUS+ und iAUS- als
iAUS+ - iAUS- ≈ 2IEE(V1/2VT)(V2/2VT) dargestellt werden.
In anderen Worten, durch Berechnen der Differenz zwischen den
Ausgangsströmen iAUS+ und iAUS- und durch Multiplizieren der Dif
ferenz mit einer Konstanten können die Eingangssignale V1 und V2
multipliziert werden.
Wenn die Eingangssignale V1 und V2 sinusförmige Wellen von ge
genseitig verschiedenen Frequenzen f1 und f2 sind, dann ist das
Produkt V1V2 der zwei Signale durch Asin(f1 + f2)t + Bsin(f1 - f2)t ge
geben (wobei A und B Konstanten sind). Daher ist es möglich,
durch Trennen der Komponenten Asin(f1 + f2)t von der Komponente
Bsin(f1 - f2)t durch das Mittel eines Filters, ein Signal zu er
halten mit der Frequenz (f1 + f2), die die Summe der Frequenzen
der zwei Signale V1 und V2 ist, oder ein Signal zu erhalten mit
der Frequenz (f1 - f2), die die Differenz zwischen den Frequenzen
der zwei Signale V1 und V2 ist.
Jedoch war es in der oben beschriebenen Mischvorrichtung schwierig,
die Leistungsversorgungsspannung zu verringern, da er senkrecht
verbunden zwei Stufen von differentiellen Transistorpaaren ver
wendet.
In der US 5,329,189 ist ein Mischschaltkreis mit einem Diffe
renzverstärker aus einem Transistorpaar und einem Doppelgegen
taktmischer bestehend aus zwei Transistorpaaren beschrieben.
Aus der DE 44 10 030 A1 ist ein doppelt abgestimmter aktiver
Mischer mit drei angepaßten Differentialtransistorpaaren be
kannt. Diese Mischschaltkreise enthalten ebenfalls zwei Stufen
von differentiellen Transistorpaaren.
Deshalb ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine
Mischvorrichtung anzugeben, der eine Verkleinerung der Lei
stungsversorgungsspannung erlaubt.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Mischvorrichtung nach An
spruch 1.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen ange
geben.
Kurz beschrieben wird in der vorliegenden Erfindung jeweils in
das erste und zweite Differenztransistorpaar ein zweites Signal
und ein gegenphasiges Signal eingegeben und ein erstes Signal
wird in einen ersten Knoten eingegeben, der eine gemeinsame
zweite Elektrode des ersten Differenztransistorpaares ist. Ein
Phasenschieber verändert die Phase des eingegebenen ersten
Signales nur um einen vorbestimmten Winkel und legt es an einen
zweiten Knoten an, der eine gemeinsame zweite Elektrode des
zweiten Differenztransistorpaares ist, und verursacht einen
Strom, der der Spannung zwischen dem ersten und dem zweiten
Knoten entspricht und zwischen dem ersten und dem zweiten
Knoten fließen soll. Deshalb ist nur eine Stufe von Differenz
transistorpaaren erforderlich und deshalb kann die Leistungs
versorgungsspannung im Vergleich zu einem Mischschaltkreis
verringert werden, welcher zwei Stufen von senkrecht verbun
denen Differenztransistorpaaren einsetzt.
Vorzugsweise ist der vorbestimmte Winkel auf 180° gesetzt.
Theoretisch wird in diesem Fall ein maximaler Umwandlungsgewinn
erhalten.
Vorzugsweise ist der vorbestimmte Winkel derart gesetzt, daß
der Umwandlungsgewinn der Mischvorrichtung maximal wird. In
diesem Fall wird der Umwandlungsgewinn tatsächlich maximal.
Vorzugsweise ist der Phasenschieber aus einem Filter gebildet.
In diesem Fall kann der Phasenschieber durch ein passives
Element gebildet sein und deshalb kann eine Eingangs/Ausgangs
charakteristik mit einer kleinen Verzerrung erhalten werden im
Vergleich zu dem Fall, in dem das erste Signal durch ein
aktives Element verstärkt wird.
Weiter vorzugsweise ist das Filter ein Tiefpaßfilter. Dies er
leichtert die Phasenumwandlung.
Vorzugsweise ist das Tiefpaßfilter aus einer Induktivität ge
bildet, die zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten verbun
den ist. Deshalb kann das Tiefpaßfilter einfach vorgesehen wer
den.
Vorzugsweise weist das Tiefpaßfilter ferner eine Kapazität auf,
der zwischen dem zweiten Knoten und einer Leitung eines Refe
renzpotentials verbunden ist. Dies erleichtert die Phasenum
wandlung weiter.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der vorliegenden Erfin
dung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausfüh
rungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die
beiliegenden Figuren. Von den Figuren zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Schaltbild, das eine
Struktur einer Mischvorrichtung zeigt
gemäß einer ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein schematisches Schaltbild, das eine
Struktur einer Mischvorrichtung zeigt
gemäß einer zweiten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein schematisches Schaltbild, das eine
detaillierte Struktur der in Fig. 2 ge
zeigten Mischvorrichtung zeigt;
Fig. 4A und 4B schematische Darstellungen, die Schalt
kreise zeigen, wobei parasitäre Komponen
ten einer Kapazität und einer Induktivi
tät, die in Fig. 3 gezeigt sind, berück
sichtigt werden;
Fig. 5 das Ergebnis einer Simulation von Verän
derungen in dem Umwandlungsgewinn und in
der Phasendifferenz mit Bezug auf eine
Veränderung in der Induktivität der
Mischvorrichtung, der in Fig. 2 bis 4A
und 4B gezeigt ist;
Fig. 6 ein schematisches Schaltbild, das eine
Verbesserung der in Fig. 2 bis 5 gezeig
ten Mischvorrichtung zeigt;
Fig. 7 ein schematisches Schaltbild, das eine
Struktur einer bei der Anmelderin vorhan
denen Mischvorrichtung zeigt.
Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild, das die Struktur der
Mischvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vor
liegenden Erfindung zeigt. Es wird auf die Fig. 1 Bezug genom
men; die Mischvorrichtung weist NPN-Bipolartransistoren 1 bis
4, Konstantstromquellen 5 und 6, einen Phasenschieber 7, einen
ersten Eingangsanschluß 11, einen zweiten Eingangsanschluß 12a,
einen dritten Eingangsanschluß 12b und ein Paar von Ausgangsan
schlüssen 13a und 13b auf.
An den ersten Eingangsanschluß 11 ist ein Spannungssignal V1
angelegt. An den zweiten und dritten Eingangsanschluß 12a und
12b sind gegenseitig komplementäre, d. h. gegenphasige
Spannungssignale V2+ und V2- (wobei V2 = V2+ - V2- ist) angelegt. Die
Transistoren 1 und 2 bzw. die Transistoren 3 und 4 bilden
differentielle Transistorpaare, d. h. Differenztransistorpaare.
Insbesondere haben die Transistoren 1 und 2 ihre Basis mit den
Eingangsanschlüssen 12a bzw. 12b verbunden und die Emitter ge
meinsam miteinander und mit der Leitung des Massenpotentials
GND durch einen Knoten N5 und durch die Konstantstromquelle 5
verbunden. Die Konstantstromquelle 5 verursacht ein Fließen ei
nes Konstantstromes IEE. Der erste Eingangsanschluß 11 ist mit
dem Knoten N5 verbunden.
Die Transistoren 3 und 4 haben ihre Basis mit den Eingangsan
schlüssen 12b bzw. 12a verbunden und die Emitter gemeinsam mit
einander und mit der Leitung des Massenpotentials GND durch ei
nen Knoten N6 und der Konstantstromquelle 6 verbunden. Die Kon
stantstromquelle 6 verursacht ein Fließen eines Konstantstromes
IEE.
Der Phasenschieber 7 ist zwischen den Knoten N5 und N6 verbun
den und verändert die Phase des Signals V1, das in den Knoten
N5 eingegeben ist, um 180°, das heißt, er kehrt das Signal V1
um und gibt es an den Knoten N6 aus.
Die Transistoren 1 und 3 haben ihre Kollektoren gemeinsam mit
einander und mit dem Ausgangsanschluß 13a verbunden, und die
Transistoren 2 und 4 haben ihre Kollektoren gemeinsam miteinan
der und mit dem Ausgangsanschluß 13b verbunden.
Der Betrieb der Mischvorrichtung der in Fig. 1 gezeigt ist,
wird nun beschrieben. Wenn das Signal V1 durch den Eingangsan
schluß 11 in den Knoten N5 eingegeben wird, wird ein invertier
tes Signal von V1 am Knoten N6 ausgegeben. Demzufolge wird eine
Potentialdifferenz zwischen den Knoten N5 und N6 erzeugt, und
ein Strom iIN1 fließt vom Knoten N5 zum Knoten N6 durch den Pha
senschieber 7. Der Strom iA, der von den Emittern der Transi
storen 1 und 2 zum Knoten N5 fließt, wird zu iA = IEE + iIN1, und der
Strom iB der von den Emittern der Transistoren 3 und 4 zum
Knoten N6 fließt, wird zu iB = IEE - iIN1.
Die Signale V2+ und V2- werden zu den Kollektorströmen der Tran
sistoren 1 und 2 umgewandelt und durch das differentielle
Transistorpaar, d. h. Differenztransistorpaar, das aus den
Transistoren 1 und 2 besteht, verstärkt bzw. zu den Kollektor
strömen der Transistoren 4 und 3 umgewandelt und durch das
differentielle Transistorpaar, d. h. Differenztransistorpaar,
das aus den Transistoren 3 und 4 besteht, verstärkt. Die Summe
der Kollektorströme der Transistoren 1 und 3 wird der Aus
gangsstrom iAUS+ sein, und die Summe der Kollektorströme der
Transistoren 2 und 4 wird der Ausgangsstrom iAUS- sein. Deshalb
haben die Ausgangsströme iAUS+ und iAUS- Mischsignale V1 und V2
mit gegenseitig komplementären Wellenformen.
Diese Beziehung kann durch die folgenden Gleichungen ausge
drückt werden. Insbesondere werden die Kollektorströme iC1 bis
iC4 der Transistoren 1 bis 4 durch die folgenden Gleichungen
(12) bis (15) ausgedrückt.
Hier ist gültig, daß iAUS+ = ic1 + ic3 und iAUS- = ic2 + ic4 ist. Die Diffe
renz iAUS+ - iAUS- zwischen den Ausgangsströmen iAUS+ und iAUS- ist
durch die folgende Gleichung (16) gegeben.
Wie schon erwähnt, ist es gültig, daß tanhx ≈ x ist, und daher
ist es gültig, daß iAUS+ - iAUS- = 2iIN1(V2/2VT).
Insbesondere können durch das Berechnen der Differenz zwischen
den Ausgangsströmen iAUS+ und iAUS- und dem Multiplizieren der
Differenz mit einer Konstanten der Strom iIN1 und das Signal V2
multipliziert werden. Da die Frequenz f1 des Stroms iIN1 gleich
ist der Frequenz f1 des Signals V1, kann iIN1V2 durch
Asin(f1 + f2)t + Bsin(f1 - f2)t gegeben sein. Deshalb kann durch Tren
nen der Komponente Asin(f1 + f2)t von der Komponente Bsin(f1 - f2)t
mittels eines Filters, ein Signal mit der Frequenz (f1 + f2), das
die Summe der Frequenzen zweier Signale V1 und V2 ist, erhalten
werden, oder ein Signal mit der Frequenz (f1 - f2), das die Diffe
renz zwischen den Frequenzen zweier Signale V1 und V2 ist, kann
erhalten werden.
In der vorliegenden Ausführungsform ist nur eine Stufe von dif
ferentiellen Transistorpaaren erforderlich und deshalb kann im
Vergleich zum Mischschaltkreis, der zwei Stufen von senkrecht
verbundenen differentiellen Transistorpaaren einsetzt, die Lei
stungsversorgungsspannung verringert werden.
Ferner kann der Phasenschieber 7 aus einem passiven Element ge
bildet sein und deshalb kann im Vergleich zu dem Fall, der ak
tive Elemente (die Transistoren 51, 52) zum Verstärken der Si
gnale V1 und V2 einsetzt, eine Charakteristik mit einer kleinen
Verzerrung erhalten werden.
Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur des
Mischschaltkreises gemäß der zweiten Ausführungsform der vor
liegenden Erfindung zeigt. Es wird auf die Fig. 2 Bezug genom
men; der Mischschaltkreis ist vom in Fig. 1 gezeigten Misch
schaltkreis darin verschieden, daß der Phasenschieber 7 durch
ein Tiefpaßfilter (LPF) 8 ersetzt ist. Das Tiefpaßfilter 8
dient als der Phasenschieber 7.
Das Tiefpaßfilter 8 weist, wie in Fig. 3 gezeigt ist, eine In
duktionsspule 9, die zwischen den Knoten N5 und N6 verbunden
ist, und einen Kondensator 10, der zwischen den Knoten N5 und
der Leitung des Massenpotentials GND verbunden ist, auf. Wenn
die Induktivität LE der Induktionsspule 9 und die Kapazität CE
des Kondensators 10 die Beziehung des unten folgenden Ausdrucks
(17) erfüllen, kann ein invertiertes Signal mit der Phase, die
um 180° geändert ist, aus dem Eingangssignal V1 am Knoten N6
erhalten werden.
Derselbe Effekt wie in der ersten Ausführungsform kann gemäß
der zweiten Ausführungsform erhalten werden.
Jedoch liegt tatsächlich, wegen des Verlustes, der durch para
sitäre Komponenten der Induktionsspule 9 und des Kondensators
10 und durch die Filtercharakteristik des Tiefpaßfilters 8 ver
ursacht wird, die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den
Knoten N5 und N6, die zum Maximieren des Umwandlungsgewinns nö
tig ist, außerhalb 180°.
Insbesondere kann, wenn eine parasitäre Komponente berücksich
tigt wird, die Induktionsspule 9 so dargestellt werden, daß sie
eine Induktionsspule 21 und ein Widerstandselement 22, die in
Reihe zwischen einem Anschluß 9a und dem anderen Anschluß 9b
geschaltet sind, einen Kondensator 23 und ein Widerstandsele
ment 24, die in Reihe zwischen einem Anschluß 9a und einer Lei
tung des Massenpotentials GND geschaltet sind, und einen Kon
densator 25 und ein Widerstandselement 26, die in Reihe zwi
schen dem anderen Ende 9b und der Leitung des Massenpotentials
GND geschaltet sind, aufweist, wie in Fig. 4A gezeigt ist.
In ähnlicher Weise ist, wenn eine parasitäre Komponente berück
sichtigt wird, der Kondensator 9 derart dargestellt, daß er ein
Widerstandselement 31 und einen Kondensator 32, die in Reihe
zwischen einem Anschluß 10a und dem anderen Anschluß 10b ge
schaltet sind, und einem Kondensator 33 und ein Widerstandsele
ment 34, die in Reihe zwischen einem Anschluß 10a und dem ande
ren Anschluß 10b geschaltet sind, aufweist, wie in Fig. 4B ge
zeigt ist.
Fig. 5 zeigt das Ergebnis einer Simulation, wenn die Indukti
onsspule 9 und der Kondensator 10 der Fig. 3 durch den Schalt
kreis der Fig. 4A und 4B ersetzt sind. In Fig. 5 stellt die Ab
szisse die Induktivität Lint der Induktionsspule 21 dar, eine
Ordinate stellt den Umwandlungsgewinn dar und die andere Ordi
nate stellt die Phasendifferenz des Signals am Knoten N6 mit
Bezug auf das Signal V1 am Knoten N5 dar. Hier ist die Kapazi
tät CE auf 7,2 pF gesetzt, und ein Betrag der parasitären Kompo
nente der Induktionsspule 9 ist gemäß des Betrages der Indukti
vität Lint geändert. Wie aus Fig. 5 ersichtlich ist, ist der
Umwandlungsgewinn nicht maximiert, wenn die Phasendifferenz
180° beträgt, das heißt, wenn die Induktivität Lint ungefähr
6,5 nH beträgt, aber maximiert, wenn die Induktivität Lint unge
fähr 3,5 nH beträgt. Deshalb ist die Induktivität Lint vorzugs
weise auf ungefähr 3,5 nH gesetzt, damit der Umwandlungsgewinn
maximiert ist.
In dieser Ausführungsform sind die differentiellen Transistor
paare aus NPN-Bipolartransistoren 1 bis 4 gebildet. Jedoch kön
nen die differentiellen Transistorpaare aus N-Kanal-MOS-
Transistoren 41 bis 44 gebildet sein, wie in Fig. 6 gezeigt
ist. Es ist vorteilhaft für einen höheren Integrationsgrad, an
stelle der NPN-Bipolartransistoren 1 bis 4 N-Kanal-MOS-
Transistoren 41 bis 44 zu verwenden. Ferner können die diffe
rentiellen Transistorpaare aus P-Kanal-MOS-Transistoren gebil
det sein oder aus irgendwelchen anderen Transistoren, wie zum
Beispiel GaAs-Transistoren oder MES-Transistoren.
Claims (7)
1. Mischvorrichtung, die aus einem ersten Signal (V1) und ei
nem zweiten Signal (V2) unterschiedlicher Frequenzen ein drittes
Signal (iAUS+, iAUS-) bildet und dieses an einen ersten und einen
zweiten Ausgangsanschluß (13a, 13b) in zwei Signalanteile aufbe
reitet ausgibt und die ferner aufweist:
ein erstes Differenztransistorpaar (1, 2), das an jeweiligen Eingangselektroden das in zwei gegenphasige Signalanteile aufbe reitete zweite Signal (V2+, V2-) empfängt, mit jeweiligen ersten Elektroden, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß (13a, 13b) verbunden sind, und jeweiligen zweiten Elektroden, die gemeinsam mit einem ersten Knoten (N5) verbunden sind, zum Empfangen des ersten Signals (V1);
ein zweites Differenztransistorpaar (3, 4), das an jeweiligen Eingangselektroden ebenfalls das in zwei gegenphasige Signalan teile aufbereitete zweite Signal (V2+, V2-) empfängt, mit jewei ligen ersten Elektroden, die mit dem zweiten bzw. dem ersten Ausgangsanschluß (13a, 13b) verbunden sind, und jeweiligen zwei ten Elektroden, die gemeinsam mit einem zweiten Knoten (N6) ver bunden sind;
gekennzeichnet durch
eine erste und eine zweite Konstantstromquelle (5, 6), die mit dem ersten bzw. dem zweiten Knoten (N5, N6) verbunden sind und diese Knoten jeweils mit einem Konstantstrom (IEE) beaufschlagen und
einen zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten (N5, N6) ange ordneten Phasenschieber (7), über den das an dem ersten Knoten (N5) anliegende erste Signal (V1) um einen vorbestimmten Winkel phasenverschoben an den zweiten Knoten (N6) gelangt, wodurch ein Strom (iIN1) vom ersten Knoten (N5) durch den Phasenschieber (7) zum zweiten Knoten (N6) fließt.
ein erstes Differenztransistorpaar (1, 2), das an jeweiligen Eingangselektroden das in zwei gegenphasige Signalanteile aufbe reitete zweite Signal (V2+, V2-) empfängt, mit jeweiligen ersten Elektroden, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß (13a, 13b) verbunden sind, und jeweiligen zweiten Elektroden, die gemeinsam mit einem ersten Knoten (N5) verbunden sind, zum Empfangen des ersten Signals (V1);
ein zweites Differenztransistorpaar (3, 4), das an jeweiligen Eingangselektroden ebenfalls das in zwei gegenphasige Signalan teile aufbereitete zweite Signal (V2+, V2-) empfängt, mit jewei ligen ersten Elektroden, die mit dem zweiten bzw. dem ersten Ausgangsanschluß (13a, 13b) verbunden sind, und jeweiligen zwei ten Elektroden, die gemeinsam mit einem zweiten Knoten (N6) ver bunden sind;
gekennzeichnet durch
eine erste und eine zweite Konstantstromquelle (5, 6), die mit dem ersten bzw. dem zweiten Knoten (N5, N6) verbunden sind und diese Knoten jeweils mit einem Konstantstrom (IEE) beaufschlagen und
einen zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten (N5, N6) ange ordneten Phasenschieber (7), über den das an dem ersten Knoten (N5) anliegende erste Signal (V1) um einen vorbestimmten Winkel phasenverschoben an den zweiten Knoten (N6) gelangt, wodurch ein Strom (iIN1) vom ersten Knoten (N5) durch den Phasenschieber (7) zum zweiten Knoten (N6) fließt.
2. Mischvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der vorbestimmte Winkel 180° beträgt.
3. Mischvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der vorbestimmte Winkel derart gesetzt ist, daß er den Um
wandlungsgewinn des Mischschaltkreises maximiert.
4. Mischvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (7) ein Filter ist.
5. Mischvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das Filter ein Tiefpaßfilter (8) ist.
6. Mischvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,
daß das Tiefpaßfilter (8) eine Induktivität (9) aufweist, die
zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten (N5, N6) verbunden
ist.
7. Mischvorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Tiefpaßfilter (8) eine Kapazität (10) auf
weist, die zwischen dem zweiten Knoten (N6) und einer Leitung
eines Referenzpotentials (GND) verbunden ist.
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Patent Citations (2)
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