DE19754114C2 - Mischvorrichtung zum Mischen eines ersten und eines zweiten Signals mit gegenseitig verschiedenen Frequenzen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Mischvorrichtung zum Mischen eines ersten und zweiten Signals mit gegen­ seitig verschiedenen, d. h. unterschiedlichen Frequenzen zum Ausgeben eines dritten Signals.

Eine Mischvorrichtung wurde zum Mischen zweier Signale V₁ und V₂ mit gegenseitig verschiedenen Frequenzen im Bereich der Kommu­ nikation verwendet. Die Mischvorrichtung bildet einen Teil eines Vervielfacherschaltkreises, eines Modulators, eines Phasen­ detektors und dergleichen.

Fig. 7 ist ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur ei­ nes bei der Anmelderin vorhandenen Gilbert-Typ-Mischschaltkrei­ ses zeigt. Es wird auf Fig. 7 Bezug genommen; der Mischschalt­ kreis weist eine Konstantstromquelle 50, NPN-Bipolartransistoren 51 bis 56, ein erstes Eingangsanschlußpaar 61a, 61b, ein zweites Eingangsanschlußpaar 62a, 62b und ein Ausgangsanschlußpaar 63a, 63b auf.

Das erste Paar von Eingangsanschlüssen 61a und 61b empfängt ge­ genseitig komplementäre, d. h. gegenphasige Signale V_I+ und V_I- (wobei V_I = V₁₊ - V_I-). Das zweite Paar von Eingangsanschlüssen 62a und 62b empfängt gegenseitig komplementäre, d. h. gegenphasige Signale V₂₊ und V_2- (wobei V₂ = V₂₊ - V_2-). Die Transistoren 51 und 52, 53 und 54 bzw. 55 und 56 bilden differentielle Transistor­ paare (Differenztransistorpaare).

Insbesondere haben die Transistoren 51 und 52 ihre Basis mit den Eingangsanschlüssen 61a bzw. 61b verbunden und Emitter, die gemeinsam miteinander und mit einer Leitung eines Massenpoten­ tials GND verbunden sind durch die Konstantstromquelle 50. Die Konstantstromquelle 50 verursacht einen Fluß eines Konstant­ stromes 2I_EE.

Die Transistoren 53 und 54 haben ihre Basis mit den Eingangsan­ schlüssen 62a bzw. 62b verbunden und Emitter, die gemeinsam miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 51 verbunden sind.

Die Transistoren 55 und 56 haben ihre Gates mit den Eingangsan­ schlüssen 62b bzw. 62a verbunden und Emitter, die gemeinsam miteinander und mit dem Kollektor des Transistors 52 verbunden sind.

Die Transistoren 53 und 55 haben ihre Kollektoren gemeinsam miteinander und mit dem Ausgangsanschluß 63a verbunden, und die Transistoren 54 und 56 haben ihre Kollektoren gemeinsam mitein­ ander und mit dem Ausgangsanschluß 63b verbunden.

Der Betrieb der Mischvorrichtung, der in Fig. 7 gezeigt ist, wird nun beschrieben. Die Signale V₁₊ und V_1- werden zu Kollek­ torströmen der Transistoren 51 und 52 umgewandelt und verstärkt durch das differentielle Transistorpaar, das aus den Transisto­ ren 51 und 52 besteht. Der Kollektorstrom des Transistors 51 dient als der Emitterstrom (Basisstrom) des differentiellen Transistorpaares, das aus den Transistoren 53 und 54 besteht.

Der Kollektorstrom des Transistors 52 dient als der Emitter­ strom des differentiellen Transistorpaares, das aus den Transi­ storen 55 und 56 besteht.

Die Signale V₂₊ und V_2- werden zu Kollektorströmen der Transi­ storen 53 und 54 umgewandelt und verstärkt durch das differen­ tielle Transistorpaar, das aus den Transistoren 53 und 54 be­ steht, bzw. zu Kollektorströmen der Transistoren 56 und 55 um­ gewandelt und verstärkt durch das differentielle Transistor­ paar, das aus den Transistoren 55 und 56 besteht. Die Summe der Kollektorströme der Transistoren 53 und 55 ist als ein Aus­ gangsstrom i_AUS+ vorgesehen und die Summe der Kollektorströme der Transistoren 54 und 56 ist als ein Ausgangsstrom i_AUS- vor­ gesehen. Deshalb haben die Ausgangsströme i_AUS+ und i_AUS- Mischsi­ gnale V₁ und V₂ mit gegenseitig komplementären Wellenformen.

Diese Beziehung wird durch die folgenden Gleichungen ausge­ drückt. Wenn die thermische Spannung durch V_T ausgedrückt wird, werden die Kollektorströme i_c51 bis i_c56 der Transistoren 51 bis 56 durch die folgenden Gleichungen (1) bis (6) entsprechend ausgedrückt.

Von den Gleichungen (1) bis (6) können die Beziehungen zwischen den Kollektorströmen i_c53 bis i_c56 und der Eingangssignale V₁ und V₂ durch die folgenden Gleichungen (7) bis (10) ausgedrückt werden.

Hier ist gültig, daß i_AUS+ = i_c53 + i_c55, i_AUS- = i_c54 + i_c56. Die Differenz i_AUS+ - i_AUS- zwischen den Ausgangsströmen i_AUS+ und i_AUS- wird durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt.

Hier ergibt die Reihenentwicklung des tanhx tanhx = x - x³/3 und daher ist es gültig, daß tanhx ≈ x ist, wobei x ausreichend klei­ ner ist als 1. Daher kann die Beziehung zwischen den Eingangs­ signalen V₁ und V₂ und den Ausgangsströmen i_AUS+ und i_AUS- als i_AUS+ - i_AUS- ≈ 2I_EE(V₁/2V_T)(V₂/2V_T) dargestellt werden.

In anderen Worten, durch Berechnen der Differenz zwischen den Ausgangsströmen i_AUS+ und i_AUS- und durch Multiplizieren der Dif­ ferenz mit einer Konstanten können die Eingangssignale V₁ und V₂ multipliziert werden.

Wenn die Eingangssignale V₁ und V₂ sinusförmige Wellen von ge­ genseitig verschiedenen Frequenzen f₁ und f₂ sind, dann ist das Produkt V₁V₂ der zwei Signale durch Asin(f₁ + f₂)t + Bsin(f₁ - f₂)t ge­ geben (wobei A und B Konstanten sind). Daher ist es möglich, durch Trennen der Komponenten Asin(f₁ + f₂)t von der Komponente Bsin(f₁ - f₂)t durch das Mittel eines Filters, ein Signal zu er­ halten mit der Frequenz (f₁ + f₂), die die Summe der Frequenzen der zwei Signale V₁ und V₂ ist, oder ein Signal zu erhalten mit der Frequenz (f₁ - f₂), die die Differenz zwischen den Frequenzen der zwei Signale V₁ und V₂ ist.

Jedoch war es in der oben beschriebenen Mischvorrichtung schwierig, die Leistungsversorgungsspannung zu verringern, da er senkrecht verbunden zwei Stufen von differentiellen Transistorpaaren ver­ wendet.

In der US 5,329,189 ist ein Mischschaltkreis mit einem Diffe­ renzverstärker aus einem Transistorpaar und einem Doppelgegen­ taktmischer bestehend aus zwei Transistorpaaren beschrieben. Aus der DE 44 10 030 A1 ist ein doppelt abgestimmter aktiver Mischer mit drei angepaßten Differentialtransistorpaaren be­ kannt. Diese Mischschaltkreise enthalten ebenfalls zwei Stufen von differentiellen Transistorpaaren.

Deshalb ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Mischvorrichtung anzugeben, der eine Verkleinerung der Lei­ stungsversorgungsspannung erlaubt.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Mischvorrichtung nach An­ spruch 1.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen ange­ geben.

Kurz beschrieben wird in der vorliegenden Erfindung jeweils in das erste und zweite Differenztransistorpaar ein zweites Signal und ein gegenphasiges Signal eingegeben und ein erstes Signal wird in einen ersten Knoten eingegeben, der eine gemeinsame zweite Elektrode des ersten Differenztransistorpaares ist. Ein Phasenschieber verändert die Phase des eingegebenen ersten Signales nur um einen vorbestimmten Winkel und legt es an einen zweiten Knoten an, der eine gemeinsame zweite Elektrode des zweiten Differenztransistorpaares ist, und verursacht einen Strom, der der Spannung zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten entspricht und zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten fließen soll. Deshalb ist nur eine Stufe von Differenz­ transistorpaaren erforderlich und deshalb kann die Leistungs­ versorgungsspannung im Vergleich zu einem Mischschaltkreis verringert werden, welcher zwei Stufen von senkrecht verbun­ denen Differenztransistorpaaren einsetzt.

Vorzugsweise ist der vorbestimmte Winkel auf 180° gesetzt. Theoretisch wird in diesem Fall ein maximaler Umwandlungsgewinn erhalten.

Vorzugsweise ist der vorbestimmte Winkel derart gesetzt, daß der Umwandlungsgewinn der Mischvorrichtung maximal wird. In diesem Fall wird der Umwandlungsgewinn tatsächlich maximal.

Vorzugsweise ist der Phasenschieber aus einem Filter gebildet. In diesem Fall kann der Phasenschieber durch ein passives Element gebildet sein und deshalb kann eine Eingangs/Ausgangs­ charakteristik mit einer kleinen Verzerrung erhalten werden im Vergleich zu dem Fall, in dem das erste Signal durch ein aktives Element verstärkt wird.

Weiter vorzugsweise ist das Filter ein Tiefpaßfilter. Dies er­ leichtert die Phasenumwandlung.

Vorzugsweise ist das Tiefpaßfilter aus einer Induktivität ge­ bildet, die zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten verbun­ den ist. Deshalb kann das Tiefpaßfilter einfach vorgesehen wer­ den.

Vorzugsweise weist das Tiefpaßfilter ferner eine Kapazität auf, der zwischen dem zweiten Knoten und einer Leitung eines Refe­ renzpotentials verbunden ist. Dies erleichtert die Phasenum­ wandlung weiter.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der vorliegenden Erfin­ dung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausfüh­ rungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren. Von den Figuren zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur einer Mischvorrichtung zeigt gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur einer Mischvorrichtung zeigt gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild, das eine detaillierte Struktur der in Fig. 2 ge­ zeigten Mischvorrichtung zeigt;

Fig. 4A und 4B schematische Darstellungen, die Schalt­ kreise zeigen, wobei parasitäre Komponen­ ten einer Kapazität und einer Induktivi­ tät, die in Fig. 3 gezeigt sind, berück­ sichtigt werden;

Fig. 5 das Ergebnis einer Simulation von Verän­ derungen in dem Umwandlungsgewinn und in der Phasendifferenz mit Bezug auf eine Veränderung in der Induktivität der Mischvorrichtung, der in Fig. 2 bis 4A und 4B gezeigt ist;

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild, das eine Verbesserung der in Fig. 2 bis 5 gezeig­ ten Mischvorrichtung zeigt;

Fig. 7 ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur einer bei der Anmelderin vorhan­ denen Mischvorrichtung zeigt.

Erste Ausführungsform

Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild, das die Struktur der Mischvorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vor­ liegenden Erfindung zeigt. Es wird auf die Fig. 1 Bezug genom­ men; die Mischvorrichtung weist NPN-Bipolartransistoren 1 bis 4, Konstantstromquellen 5 und 6, einen Phasenschieber 7, einen ersten Eingangsanschluß 11, einen zweiten Eingangsanschluß 12a, einen dritten Eingangsanschluß 12b und ein Paar von Ausgangsan­ schlüssen 13a und 13b auf.

An den ersten Eingangsanschluß 11 ist ein Spannungssignal V₁ angelegt. An den zweiten und dritten Eingangsanschluß 12a und 12b sind gegenseitig komplementäre, d. h. gegenphasige Spannungssignale V₂₊ und V_2- (wobei V₂ = V₂₊ - V_2- ist) angelegt. Die Transistoren 1 und 2 bzw. die Transistoren 3 und 4 bilden differentielle Transistorpaare, d. h. Differenztransistorpaare.

Insbesondere haben die Transistoren 1 und 2 ihre Basis mit den Eingangsanschlüssen 12a bzw. 12b verbunden und die Emitter ge­ meinsam miteinander und mit der Leitung des Massenpotentials GND durch einen Knoten N5 und durch die Konstantstromquelle 5 verbunden. Die Konstantstromquelle 5 verursacht ein Fließen ei­ nes Konstantstromes I_EE. Der erste Eingangsanschluß 11 ist mit dem Knoten N5 verbunden.

Die Transistoren 3 und 4 haben ihre Basis mit den Eingangsan­ schlüssen 12b bzw. 12a verbunden und die Emitter gemeinsam mit­ einander und mit der Leitung des Massenpotentials GND durch ei­ nen Knoten N6 und der Konstantstromquelle 6 verbunden. Die Kon­ stantstromquelle 6 verursacht ein Fließen eines Konstantstromes I_EE.

Der Phasenschieber 7 ist zwischen den Knoten N5 und N6 verbun­ den und verändert die Phase des Signals V₁, das in den Knoten N5 eingegeben ist, um 180°, das heißt, er kehrt das Signal V₁ um und gibt es an den Knoten N6 aus.

Die Transistoren 1 und 3 haben ihre Kollektoren gemeinsam mit­ einander und mit dem Ausgangsanschluß 13a verbunden, und die Transistoren 2 und 4 haben ihre Kollektoren gemeinsam miteinan­ der und mit dem Ausgangsanschluß 13b verbunden.

Der Betrieb der Mischvorrichtung der in Fig. 1 gezeigt ist, wird nun beschrieben. Wenn das Signal V₁ durch den Eingangsan­ schluß 11 in den Knoten N5 eingegeben wird, wird ein invertier­ tes Signal von V₁ am Knoten N6 ausgegeben. Demzufolge wird eine Potentialdifferenz zwischen den Knoten N5 und N6 erzeugt, und ein Strom i_IN1 fließt vom Knoten N5 zum Knoten N6 durch den Pha­ senschieber 7. Der Strom i_A, der von den Emittern der Transi­ storen 1 und 2 zum Knoten N5 fließt, wird zu i_A = I_EE + i_IN1, und der Strom i_B der von den Emittern der Transistoren 3 und 4 zum Knoten N6 fließt, wird zu i_B = I_EE - i_IN1.

Die Signale V₂₊ und V_2- werden zu den Kollektorströmen der Tran­ sistoren 1 und 2 umgewandelt und durch das differentielle Transistorpaar, d. h. Differenztransistorpaar, das aus den Transistoren 1 und 2 besteht, verstärkt bzw. zu den Kollektor­ strömen der Transistoren 4 und 3 umgewandelt und durch das differentielle Transistorpaar, d. h. Differenztransistorpaar, das aus den Transistoren 3 und 4 besteht, verstärkt. Die Summe der Kollektorströme der Transistoren 1 und 3 wird der Aus­ gangsstrom i_AUS+ sein, und die Summe der Kollektorströme der Transistoren 2 und 4 wird der Ausgangsstrom i_AUS- sein. Deshalb haben die Ausgangsströme i_AUS+ und i_AUS- Mischsignale V₁ und V₂ mit gegenseitig komplementären Wellenformen.

Diese Beziehung kann durch die folgenden Gleichungen ausge­ drückt werden. Insbesondere werden die Kollektorströme i_C1 bis i_C4 der Transistoren 1 bis 4 durch die folgenden Gleichungen (12) bis (15) ausgedrückt.

Hier ist gültig, daß i_AUS+ = i_c1 + i_c3 und i_AUS- = i_c2 + i_c4 ist. Die Diffe­ renz i_AUS+ - i_AUS- zwischen den Ausgangsströmen i_AUS+ und i_AUS- ist durch die folgende Gleichung (16) gegeben.

Wie schon erwähnt, ist es gültig, daß tanhx ≈ x ist, und daher ist es gültig, daß i_AUS+ - i_AUS- = 2i_IN1(V₂/2V_T).

Insbesondere können durch das Berechnen der Differenz zwischen den Ausgangsströmen i_AUS+ und i_AUS- und dem Multiplizieren der Differenz mit einer Konstanten der Strom i_IN1 und das Signal V₂ multipliziert werden. Da die Frequenz f₁ des Stroms i_IN1 gleich ist der Frequenz f₁ des Signals V₁, kann i_IN1V₂ durch Asin(f₁ + f₂)t + Bsin(f₁ - f₂)t gegeben sein. Deshalb kann durch Tren­ nen der Komponente Asin(f₁ + f₂)t von der Komponente Bsin(f₁ - f₂)t mittels eines Filters, ein Signal mit der Frequenz (f₁ + f₂), das die Summe der Frequenzen zweier Signale V₁ und V₂ ist, erhalten werden, oder ein Signal mit der Frequenz (f₁ - f₂), das die Diffe­ renz zwischen den Frequenzen zweier Signale V₁ und V₂ ist, kann erhalten werden.

In der vorliegenden Ausführungsform ist nur eine Stufe von dif­ ferentiellen Transistorpaaren erforderlich und deshalb kann im Vergleich zum Mischschaltkreis, der zwei Stufen von senkrecht verbundenen differentiellen Transistorpaaren einsetzt, die Lei­ stungsversorgungsspannung verringert werden.

Ferner kann der Phasenschieber 7 aus einem passiven Element ge­ bildet sein und deshalb kann im Vergleich zu dem Fall, der ak­ tive Elemente (die Transistoren 51, 52) zum Verstärken der Si­ gnale V₁ und V₂ einsetzt, eine Charakteristik mit einer kleinen Verzerrung erhalten werden.

Zweite Ausführungsform

Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild, das eine Struktur des Mischschaltkreises gemäß der zweiten Ausführungsform der vor­ liegenden Erfindung zeigt. Es wird auf die Fig. 2 Bezug genom­ men; der Mischschaltkreis ist vom in Fig. 1 gezeigten Misch­ schaltkreis darin verschieden, daß der Phasenschieber 7 durch ein Tiefpaßfilter (LPF) 8 ersetzt ist. Das Tiefpaßfilter 8 dient als der Phasenschieber 7.

Das Tiefpaßfilter 8 weist, wie in Fig. 3 gezeigt ist, eine In­ duktionsspule 9, die zwischen den Knoten N5 und N6 verbunden ist, und einen Kondensator 10, der zwischen den Knoten N5 und der Leitung des Massenpotentials GND verbunden ist, auf. Wenn die Induktivität LE der Induktionsspule 9 und die Kapazität CE des Kondensators 10 die Beziehung des unten folgenden Ausdrucks (17) erfüllen, kann ein invertiertes Signal mit der Phase, die um 180° geändert ist, aus dem Eingangssignal V₁ am Knoten N6 erhalten werden.

Derselbe Effekt wie in der ersten Ausführungsform kann gemäß der zweiten Ausführungsform erhalten werden.

Jedoch liegt tatsächlich, wegen des Verlustes, der durch para­ sitäre Komponenten der Induktionsspule 9 und des Kondensators 10 und durch die Filtercharakteristik des Tiefpaßfilters 8 ver­ ursacht wird, die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den Knoten N5 und N6, die zum Maximieren des Umwandlungsgewinns nö­ tig ist, außerhalb 180°.

Insbesondere kann, wenn eine parasitäre Komponente berücksich­ tigt wird, die Induktionsspule 9 so dargestellt werden, daß sie eine Induktionsspule 21 und ein Widerstandselement 22, die in Reihe zwischen einem Anschluß 9a und dem anderen Anschluß 9b geschaltet sind, einen Kondensator 23 und ein Widerstandsele­ ment 24, die in Reihe zwischen einem Anschluß 9a und einer Lei­ tung des Massenpotentials GND geschaltet sind, und einen Kon­ densator 25 und ein Widerstandselement 26, die in Reihe zwi­ schen dem anderen Ende 9b und der Leitung des Massenpotentials GND geschaltet sind, aufweist, wie in Fig. 4A gezeigt ist.

In ähnlicher Weise ist, wenn eine parasitäre Komponente berück­ sichtigt wird, der Kondensator 9 derart dargestellt, daß er ein Widerstandselement 31 und einen Kondensator 32, die in Reihe zwischen einem Anschluß 10a und dem anderen Anschluß 10b ge­ schaltet sind, und einem Kondensator 33 und ein Widerstandsele­ ment 34, die in Reihe zwischen einem Anschluß 10a und dem ande­ ren Anschluß 10b geschaltet sind, aufweist, wie in Fig. 4B ge­ zeigt ist.

Fig. 5 zeigt das Ergebnis einer Simulation, wenn die Indukti­ onsspule 9 und der Kondensator 10 der Fig. 3 durch den Schalt­ kreis der Fig. 4A und 4B ersetzt sind. In Fig. 5 stellt die Ab­ szisse die Induktivität Lint der Induktionsspule 21 dar, eine Ordinate stellt den Umwandlungsgewinn dar und die andere Ordi­ nate stellt die Phasendifferenz des Signals am Knoten N6 mit Bezug auf das Signal V₁ am Knoten N5 dar. Hier ist die Kapazi­ tät CE auf 7,2 pF gesetzt, und ein Betrag der parasitären Kompo­ nente der Induktionsspule 9 ist gemäß des Betrages der Indukti­ vität Lint geändert. Wie aus Fig. 5 ersichtlich ist, ist der Umwandlungsgewinn nicht maximiert, wenn die Phasendifferenz 180° beträgt, das heißt, wenn die Induktivität Lint ungefähr 6,5 nH beträgt, aber maximiert, wenn die Induktivität Lint unge­ fähr 3,5 nH beträgt. Deshalb ist die Induktivität Lint vorzugs­ weise auf ungefähr 3,5 nH gesetzt, damit der Umwandlungsgewinn maximiert ist.

In dieser Ausführungsform sind die differentiellen Transistor­ paare aus NPN-Bipolartransistoren 1 bis 4 gebildet. Jedoch kön­ nen die differentiellen Transistorpaare aus N-Kanal-MOS- Transistoren 41 bis 44 gebildet sein, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Es ist vorteilhaft für einen höheren Integrationsgrad, an­ stelle der NPN-Bipolartransistoren 1 bis 4 N-Kanal-MOS- Transistoren 41 bis 44 zu verwenden. Ferner können die diffe­ rentiellen Transistorpaare aus P-Kanal-MOS-Transistoren gebil­ det sein oder aus irgendwelchen anderen Transistoren, wie zum Beispiel GaAs-Transistoren oder MES-Transistoren.

Claims (7)

1. Mischvorrichtung, die aus einem ersten Signal (V₁) und ei­ nem zweiten Signal (V₂) unterschiedlicher Frequenzen ein drittes Signal (i_AUS+, i_AUS-) bildet und dieses an einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluß (13a, 13b) in zwei Signalanteile aufbe­ reitet ausgibt und die ferner aufweist:
ein erstes Differenztransistorpaar (1, 2), das an jeweiligen Eingangselektroden das in zwei gegenphasige Signalanteile aufbe­ reitete zweite Signal (V₂₊, V_2-) empfängt, mit jeweiligen ersten Elektroden, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Ausgangsanschluß (13a, 13b) verbunden sind, und jeweiligen zweiten Elektroden, die gemeinsam mit einem ersten Knoten (N5) verbunden sind, zum Empfangen des ersten Signals (V₁);
ein zweites Differenztransistorpaar (3, 4), das an jeweiligen Eingangselektroden ebenfalls das in zwei gegenphasige Signalan­ teile aufbereitete zweite Signal (V₂₊, V_2-) empfängt, mit jewei­ ligen ersten Elektroden, die mit dem zweiten bzw. dem ersten Ausgangsanschluß (13a, 13b) verbunden sind, und jeweiligen zwei­ ten Elektroden, die gemeinsam mit einem zweiten Knoten (N6) ver­ bunden sind;
gekennzeichnet durch
eine erste und eine zweite Konstantstromquelle (5, 6), die mit dem ersten bzw. dem zweiten Knoten (N5, N6) verbunden sind und diese Knoten jeweils mit einem Konstantstrom (I_EE) beaufschlagen und
einen zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten (N5, N6) ange­ ordneten Phasenschieber (7), über den das an dem ersten Knoten (N5) anliegende erste Signal (V₁) um einen vorbestimmten Winkel phasenverschoben an den zweiten Knoten (N6) gelangt, wodurch ein Strom (i_IN1) vom ersten Knoten (N5) durch den Phasenschieber (7) zum zweiten Knoten (N6) fließt.

2. Mischvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Winkel 180° beträgt.

3. Mischvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Winkel derart gesetzt ist, daß er den Um­ wandlungsgewinn des Mischschaltkreises maximiert.

4. Mischvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (7) ein Filter ist.

5. Mischvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter ein Tiefpaßfilter (8) ist.

6. Mischvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (8) eine Induktivität (9) aufweist, die zwischen dem ersten und dem zweiten Knoten (N5, N6) verbunden ist.

7. Mischvorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Tiefpaßfilter (8) eine Kapazität (10) auf­ weist, die zwischen dem zweiten Knoten (N6) und einer Leitung eines Referenzpotentials (GND) verbunden ist.