JP2011512741A - ミキサ回路 - Google Patents

Abstract

ダブル・バランスド・ミキサ回路は、ＲＦ差動入力信号に対応する第１の増幅器素子（T₁, T₂）の差動対（102）と、ＬＯ差動入力信号に対応する第２の増幅器素子（T₃, T₄, T₅, T₆）の２つの差動対（104, 106）と、第２の接続器経路に接続された差動出力端子（406）とを備える。結合素子は、混合された差動増幅信号を差動出力端子（406）において生成するように、第１の増幅器経路および２つの第２の増幅器経路に対するＤＣ電圧源レール（+V, -V）間にそれぞれ第１および第２の並列ＤＣ接続部を提供するとともに、ＤＣ電圧源レール間に第１および第２の増幅器経路の直列ＲＦ接続部を提供する。結合素子は、ＤＣ電圧源レールの一方（+V）と第１の増幅器素子（T₁, T₂）のそれぞれの一方との間に接続された第１の増幅器経路のそれぞれの伝送線（Z_L6, Z_L13 & Z_L7, Z_L14）と、ＤＣ電圧源レールの他方（-V）と両方の第１の増幅器素子（T₁, T₂）との間に接続された共通伝送線（Z_L1）とを含む。
【選択図】図４

Description

本発明は、ミキサ回路に関し、より具体的には、ダブル・バランスド・ミキサ回路に関する。

ミキサ回路は、無線周波数（「ＲＦ」）通信システムにおいて広く採用される。「無線周波数」という表現は、本明細書では、特定の上限のない無線通信周波数を指定して使用され、本発明の実施形態はミリメートル波長周波数以上まで使用可能である。

最新の無線通信システムは、厳しいダイナミックレンジ要件を有する。受信機のダイナミックレンジは、特に、第１ダウン・コンバージョン・ミキサによって制限されることが多い。

一般的に言えば、ミキサは、２つの信号（および、場合によりこれらの高調波）を乗じることによって周波数変換を行なう。受信経路に採用されるダウン・コンバージョン・ミキサは、２つの入力、即ち、ダウンコンバートされるべきＲＦ信号と、局部発振器（「ＬＯ」）によって発生される選択された周波数における波形とを有しており、これらの信号はミキサのＲＦポートとＬＯポートとにそれぞれ印加される。

典型的なダウン・コンバージョン・ミキサの性能パラメータは、雑音指数、直線性、変換利得、入力インピーダンス、第３次インターセプトポイント、ポート間絶縁などのパラメータ間で妥協点が模索される。雑音指数は、ミキサがシステム内にどれほど多くの雑音を加えるかを表す尺度であるためミキサにおいて重要である。受信機の入力インピーダンスは、変換利得を増加させるために十分に整合させられるべきである。第３次インターセプトポイントは、ミキサの直線性の尺度であるため重要である。ＬＯ−ＲＦ間のフィードスルー（feed-through）は、受信機の低雑音増幅器ひいてはアンテナにＬＯリークをもたらす一方、ＲＦ経路に大きな干渉をもたらしてミキサを駆動する局部発振器と相互作用するので、ポート間絶縁も、やはり重要な課題である。ミキサのＬＯから中間周波数（「ＩＦ」）出力までのフィードスルー、すなわちＬＯ−ＩＦ間のフィードスルーは、低域通過フィルタ処理後もＩＦ出力に実質的なＬＯ信号が存在する場合には次段の感度が低下するおそれがあるので、重要である。最後に、ＲＦ−ＩＦ間絶縁は、ＲＦ経路の信号がいかなる割合でＩＦにそのまま現れるかを決定する。

図１は、電源レール＋Ｖと電源レール−Ｖとの間に直列に接続されたＲＦ段およびＬＯ段を含む、公知のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサ１００の主な素子群を示す。ＲＦ段は端子ＲＦ＋と端子ＲＦ−とからなるポートでＲＦ信号を受け取り、ＬＯ段は端子ＬＯ＋と端子ＬＯ−とからなるポートでＬＯ信号を受け取る。出力ポートは、ＬＯ段と、電源レール＋Ｖに接続された各出力インピーダンスＺ_Ｌとの間の相互接続部１０８，１１０に接続された端子ＩＦ＋と端子ＩＦ−とからなる。ＲＦ段は、エミッタフォロワ構成のバイポーラトランジスタの差動対１０２を電流源とともに備える。ＬＯ段は、ＲＦ段のすべてのテール電流を交互に整流することによって差動対の一方の側から他方の側に電流を導き、ＬＯ周波数においてＬＯ段の一方の側から他方の側に電流源を導くように交差結合されたバイポーラトランジスタの２つの差動対１０４，１０６を備える。入力信号がシングルエンドの場合、入力信号は入力整合平衡不平衡変換器（「バラン」）を介してギルバートセルの入力ポートに印加される。バイポーラトランジスタの代わりに相補型金属酸化電界効果トランジスタなどの電界効果トランジスタを用いた他のギルバート・セル・ミキサが公知である。

非特許文献１は、ギルバートミキサを元にした図２に示されるミキサ回路２００を記載している。ＲＦ段は、トランジスタＴ_１を備え、ＬＯ段はトランジスタＴ_２，Ｔ_３を備える。特に、この回路では長さλ／４の伝送線Ｌ_３が使用されており、ここでλは関係するＲＦ信号の波長であり、したがって、伝送線Ｌ_３は、ＲＦ信号を減衰させることなくＲＦ差動対Ｔ_１のベースにバイアス電圧Ｖｂ_ＲＦを供給するための誘導性インピーダンスを呈する。ＬＯ段のノードＡにおける２ωＲＦの第２高調波は、λ／４伝送線Ｌ_１によって強力に減衰され、λ／４伝送線Ｌ_１は、差動対Ｔ_２，Ｔ_３のエミッタ（ノードＡ）における低インピーダンスをＲＦ差動対Ｔ_１のコレクタにおける高インピーダンスに変換し、２ωＲＦにおける第２高調波は、２ωＲＦにおいてλ／２伝送線であるＬ_３を含む低インピーダンス経路を通ってグランドに流れる。このミキサ回路において、Ｌ_１は、図１の回路に比べて直線性および雑音指数を改善する。しかし、ＲＦ対に対するバイアス電圧とＬＯ対に対するバイアス電圧は無関係ではなく、このことによって雑音指数が低下する。また、大きい電圧源が必要である。

特許文献１は、図３に示されるミキサ回路３００を含む種々の回路を記載している。この回路は、バイポーラトランジスタの差動対１０２を備えるＲＦ段とバイポーラトランジスタの２つの差動対１０４，１０６を備えるＬＯ段とを有し、ＤＣ電圧源レール間においてそれぞれＲＦ段およびＬＯ段に対し並列ＤＣ接続部を提供する結合素子を有する。ＤＣ結合部における共振素子Ｚ_Ｌ、Ｃ_Ｌ１、Ｃ_Ｌ２、Ｚ_Ｌ、Ｃ_Ｌ３、Ｃ_Ｌ４は、ＤＣ絶縁コンデンサＣ_Ｃを介して結合され、ＬＯ段の増幅器経路と接続された差動出力端子において混合された差動増幅信号を生成するように電源レール間でＲＦ段とＬＯ段の直列ＲＦ接続を提供する。共振素子は、ＤＣ供給電流用の低抵抗経路に電圧源レール＋Ｖ，−Ｖを提供し、これによって、ＲＦ段電流源１１２両端のＤＣ電圧降下がＬＯ段に加わるのを回避するタンク回路である。共振周波数において、タンク回路は、グランドに対して高インピーダンスを示し、ＡＣ電流源に類似している。しかし、この回路構成は、特にＲＦ段について、バイアス、不安定、不整合除去、雑音、温度補償、および安定性に関係したいくつかの問題を提起する。

米国特許第６，２３２，８４８号明細書

S.Trottaら著、論文「Design Considerations for Low-Noise, Highly-Linear Millimeter-Wave Mixers in SiGe Bipolar Technology」IEEE ESSCIRC 2007 Digest

本発明は、添付の特許請求の範囲に記載されるミキサ回路を提供する。本発明の具体的な実施形態は、従属形式の請求項において記述される。本発明のそれらの態様およびその他の態様は、本明細書において以下で説明する実施形態を参照することにより明らかになる。本発明の詳細、態様、および実施形態は、図面を参照して単に一例として記述されており、図中の素子は、簡単かつ明瞭にするために必ずしも一定の縮尺で描かれていない。

公知のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 別の公知のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 更に別の公知のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 本発明の一実施形態による一例のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 本発明の一実施形態による一例の別のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 本発明の一実施形態による一例のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 本発明の一実施形態による一例のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。 本発明の一実施形態による一例のダブル・バランスド・ギルバート・ミキサの簡略回路図である。

図４は、本発明の実施形態によるミキサ回路４００を示す。ミキサ回路４００は、バイポーラトランジスタＴ_１，Ｔ_２の差動対１０２を備えるＲＦ段と、バイポーラトランジスタＴ_３、Ｔ_４およびバイポーラトランジスタＴ_５、Ｔ_６の２つの差動対１０４，１０６を備えるＬＯ段とを含む。いずれのトランジスタも、エミッタ−コレクタ増幅器経路に対する制御電極を形成するベースを有しており、ＲＦ段トランジスタＴ_１，Ｔ_２のベースはＲＦポート４０２に接続され、ＬＯ段トランジスタＴ_３，Ｔ_６のベースはＬＯポート４０２の一方の端子に接続され、ＬＯ段トランジスタＴ_４，Ｔ_５のベースはＬＯポート４０２の他方の端子に接続されている。結合素子は、ＤＣ電圧源レール＋Ｖ，−Ｖ間にそれぞれＲＦ段およびＬＯ段の並列ＤＣ接続部を提供する。

ＲＦ段のＤＣ接続部は、電流源Ｉ_{ｔａｉｌ＿１}を介してトランジスタＴ_１，Ｔ_２のエミッタと電圧源レール−Ｖとの間の増幅器経路に共通に接続された伝送線Ｚ_Ｌ１と、トランジスタＴ_１のコレクタと電圧源レール＋Ｖとの間の増幅器経路に直列に接続された伝送線Ｚ_Ｌ６，Ｚ_Ｌ１３と、トランジスタＴ_２のコレクタと電圧源レール＋Ｖとの間の増幅器経路に直列に接続された伝送線Ｚ_Ｌ７，Ｚ_Ｌ１４とを備える。伝送線は、低周波数において低インピーダンスを呈し、一実施形態ではマイクロストリップラインによって形成される。

ＬＯ段のＤＣ接続部は、抵抗器Ｒ_Ｅ１を介してトランジスタＴ_３，Ｔ_４のエミッタと電圧源レール−Ｖとの間の増幅器経路に共通に接続された伝送線Ｚ_Ｌ１１と、抵抗器Ｒ_Ｅ２を介してトランジスタＴ_５，Ｔ_６のエミッタと電圧源レール−Ｖとの間の増幅器経路に共通に接続された伝送線Ｚ_Ｌ１２とを備える。また、ＬＯ段のＤＣ接続部は、トランジスタＴ_３，Ｔ_５のコレクタと電圧源レール＋Ｖとの間の増幅器経路に直列に接続された抵抗器Ｒ_ＬとコンデンサＣ_Ｌとの並列接続部を備えるＲＣ回路と、トランジスタＴ_４，Ｔ_６のコレクタと電圧源レール＋Ｖとの間の増幅器経路に直列に接続された抵抗器Ｒ_ＬとコンデンサＣ_Ｌとの並列接続部を備えるＲＣ回路とを備える。ノード１０８はトランジスタＴ_３，Ｔ_５のコレクタとＩＦポート４０６の一方の端子とに接続され、ノード１１０はトランジスタＴ_４，Ｔ_６のコレクタとＩＦポート４０６の他方の端子とに接続されている。

トランジスタＴ_１，Ｔ_２のベースに対するバイアスは、伝送線Ｚ_Ｌ２，Ｚ_Ｌ３をそれぞれ介してベースに接続されたバイアス電圧源Ｖｂ＿ＲＦによって提供される。トランジスタＴ_３，Ｔ_４，Ｔ_５，Ｔ_６のベースに対するバイアスは、伝送線Ｚ_Ｌ４，Ｚ_Ｌ５を介してトランジスタＴ_３，Ｔ_６のベースとトランジスタＴ_４，Ｔ_５のベースとにそれぞれ接続されたバイアス電圧源Ｖｂ＿ＬＯによって提供される。

動作中、他のギルバート・セル・ミキサと同様に、２つのＬＯ差動増幅器対（スイッチング差動対）１０４，１０６のエミッタに対しＲＦ差動増幅器１０２の増幅器経路によって印加されるＲＦ周波数のＲＦ信号と、２つのＬＯ差動増幅器対１０４，１０６のトランジスタのベースである制御端子に印加されるＬＯ周波数のＬＯ信号とは、ＩＦポート４０６においてＩＦ周波数の混合信号を生成する。本発明の実施形態はＲＦ信号の基本周波数がＬＯ周波数に近いホモダイン受信機に適用可能であるが、本発明は他の用途においても採用可能である。

ＲＦ段およびＬＯ段のＤＣ接続部は、互いに独立しており、かつ並列である。ＲＦ相互接続は、ＲＦ段とＬＯ段とを結合するものであり、伝送線Ｚ_Ｌ６，Ｚ_Ｌ１３間のノード１１２をトランジスタＴ_３，Ｔ_４の共通エミッタに接続する伝送線Ｚ_Ｌ８とＤＣ絶縁コンデンサＣ_Ｃ１との直列接続と、伝送線Ｚ_Ｌ７，Ｚ_Ｌ１４間のノード１１４をトランジスタＴ_５，Ｔ_６の共通エミッタに接続する伝送線Ｚ_Ｌ９とＤＣ絶縁コンデンサＣ_Ｃ２との直列接続とを備える。

伝送線は、低周波数において低インピーダンスを呈し、一実施形態ではマイクロストリップラインによって形成される。各ＲＦ増幅器経路における伝送線Ｚ_Ｌ６，Ｚ_Ｌ７は、各々がλ／４にほぼ等しい長さであり、ここでλはＲＦ信号の基本周波数の波長である。伝送線Ｚ_Ｌ８，Ｚ_Ｌ９，Ｚ_Ｌ１３，Ｚ_Ｌ１４の長さは、トランジスタＴ_３，Ｔ_４の共通エミッタにおけるインピーダンスとトランジスタＴ_１，Ｔ_２のコレクタにおける出力インピーダンスとに応じて選定され、それにより、ノード１１２，１１４は増幅されたＲＦ信号電圧を相互接続部Ｃ_Ｃ１，Ｚ_Ｌ８，Ｃ_Ｃ２，Ｚ_Ｌ９に印加する。ＲＦ増幅器経路と直列に共通に接続された伝送線Ｚ_Ｌ１は、差動増幅器トランジスタＴ_１，Ｔ_２のコモンモードの安定性を高めるために、電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿１}によって生じるインピーダンスを変更する。伝送線Ｚ_Ｌ１の長さは、電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿１}の出力インピーダンスと電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿１}の寄生容量とに応じて選定される。

伝送線Ｚ_Ｌ２，Ｚ_Ｌ３，Ｚ_Ｌ４，Ｚ_Ｌ５，Ｚ_Ｌ１１、Ｚ_Ｌ１２は長さλ／４であり、ここでλは関係するＲＦ信号の波長であり、それにより、それらの伝送線は、ＲＦ信号を減衰させることなくＲＦ増幅器段およびＬＯ増幅器段にバイアス電圧Ｖｂ＿ＲＦ、Ｖｂ＿ＬＯ、および−Ｖを供給するための誘導性インピーダンスを呈する。ＬＯ段の共通エミッタにおける２ωＲＦでの第２高調波は、λ／４伝送線Ｚ_Ｌ２，Ｚ_Ｌ３，Ｚ_Ｌ４，Ｚ_Ｌ５，Ｚ_Ｌ１１，Ｚ_Ｌ１２によって強力に減衰され、これらの伝送線は２ωＲＦにおいてλ／２伝送線であり、バイアス電圧源および電圧源レールへの低インピーダンス経路を介して２ωＲＦにおける第２高調波をグランドに流す。

本発明の実施形態は、ＲＦ差動増幅器１０２とＬＯスイッチング差動増幅器１０４，１０６に対して独立したバイアスおよび電源電圧を提供する。ＲＦ差動増幅器とＬＯ差動増幅器は、ＤＣの観点から、ミキサが圧縮状態にあるときでも独立している。つまり、入力ＲＦ差動増幅器１０２は低雑音および高直線性に対して最適化され、ＬＯスイッチング差動増幅器１０４，１０６は、たとえば、低い１／ｆ雑音に対して最適化される。さらに、ＲＦ増幅器とＬＯ増幅器は、電源レール＋Ｖと電源レール−Ｖとの間のＤＣ電圧に対して積み重ねられないので、本発明の実施形態では、図１および図２の公知のギルバートミキサの場合よりも低い電源電圧を使用することができる。

図４のミキサ４００における抵抗器Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２は、ミキサの温度安定性、特に、ミキサの変換利得の安定性を改善する。図５に示される本発明の実施形態は、抵抗器Ｒ_Ｅ１，Ｒ_Ｅ２が伝送線Ｚ_Ｌ１１，Ｚ_Ｌ１２と電圧源レール−Ｖとの間の共通接続によって置き換えられることを除いて図４の実施形態に類似したミキサ５００であり、対応する素子群は同じ参照符号を有し、共通接続部は電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿２}とＬＯ増幅器経路において直列に接続された伝送線Ｚ_Ｌ１０とを備える。伝送線Ｚ_Ｌ１０の長さは電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿２}の出力インピーダンスと電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿２}の寄生容量とに応じて選定される。本発明のこの実施形態は、２つの無相関の雑音源を有しないようにするので、図４の実施形態と比較して単側帯波雑音指数を抑制することができる。

図６に示される本発明の実施形態は、伝送線Ｚ_Ｌ１に直列の電流源Ｉ_Ｔａｉｌが抵抗器Ｒ_Ｅ３によって置き換えられることを除いて図５の実施形態に類似したミキサ６００であり、対応する素子群は同じ参照符号を有する。また、電流源Ｉ_{Ｔａｉｌ＿２}は、ＬＯ増幅器経路１０４，１０６に共通の抵抗器Ｒ_Ｅ４によって置き換えられ、この抵抗器Ｒ_Ｅ４は差動出力の一部の用途において十分なインピーダンスを呈する。

図７に示される本発明の実施形態は、抵抗器Ｒ_Ｅ４が呈するインピーダンスがウィドラー（Widlar）電流源のトランジスタＴ_７に直列に接続することによって増加されることを除いて図６の実施形態に類似したミキサ７００であり、対応する素子群は同じ参照符号を有し、トランジスタＴ_７はトランジスタＴ_８と電流ミラー構成で接続されている。トランジスタＴ_８のエミッタは抵抗器Ｒ_Ｅ５を介して電圧源レール−Ｖに接続され、トランジスタＴ_８のベースはトランジスタＴ_８のコレクタとトランジスタＴ_７のベースとに接続され、トランジスタＴ_８のコレクタはトランジスタＴ_９のエミッタ−コレクタ経路に直列の抵抗器Ｒ_Ｅ６，Ｒ_Ｅ７を介して電圧源レール＋Ｖに接続され、トランジスタＴ_９のベースはそのコレクタに接続されている。トランジスタＴ_７は抵抗器Ｒ_Ｅ４のみにより得られる抵抗よりも高い抵抗（そのコレクタ−エミッタ経路に印加される電圧にあまり依存しない電流）を呈するだけでなく、ＬＯ差動増幅器テールの電流は温度およびデバイスパラメータ変動ならびに回路電圧変動に対する感度が低い。従って、不安定および不整合除去の改善が得られ、差動ＩＦポート４０６がシングルエンド出力の駆動に利用される特に一部の用途においては、ＬＯ差動増幅器１０４，１０６の安定性の妥協が受け入れられる。

図８に示される本発明の実施形態は、バイアス電圧源Ｖｂ＿ＬＯが抵抗器Ｒ_Ｅ５とともに分圧器を形成する抵抗器Ｒ_Ｅ６と抵抗器Ｒ_Ｅ７との間のノード８０２によって置き換えられることを除いて図７の実施形態に類似したミキサ８００であり、対応する素子群は同じ参照符号を有する。

各図面に示される本発明の実施形態は、増幅器素子としてバイポーラトランジスタを含む。たとえば、相補型金属酸化電界効果トランジスタなど、電界効果トランジスタが代わりに使用されてもよい。

本明細書において、本発明は、本発明の実施形態の具体例を参照して説明されている。しかし、添付の特許請求の範囲に記述されるように、本発明のより広範な主旨および範囲から逸脱することなく様々な変形および変更が本発明においてなされてもよい。たとえば接続部は、たとえば中間デバイスを介してそれぞれのノード、ユニット、またはデバイスから、あるいはそれぞれのノード、ユニット、またはデバイスに信号を転送するのに適した一種の接続部であってもよい。したがって、特に黙示的または明示的記述がない限り、接続部は、たとえば、直接的接続部であってもよく、あるいは間接的接続部であってもよい。しかし、他の変形、変更、および代替も可能である。したがって、本明細書および本図面は、限定的意味ではなく例示的意味として考えられるべきである。

Claims (11)

1. ダブル・バランスド・ミキサ回路であって、
   第１の差動制御端子と該第１の差動制御端子に印加される第１のＲＦ差動入力信号（ＲＦ）に対応するそれぞれの第１の増幅器経路とを有する第１の増幅器素子（Ｔ_１，Ｔ_２）の差動対（１０２）と、
   ２つの第２の差動制御端子と該２つの第２の差動制御端子に印加される第２のＲＦ差動入力信号（ＬＯ）に対応する２つの第２の増幅器経路と該２つの第２の増幅器経路に接続された差動出力端子（４０６）とを具備する第２の増幅器素子（Ｔ_３，Ｔ_４，Ｔ_５，Ｔ_６）の２つの差動対（１０４，１０６）と、
   混合された差動増幅信号を前記差動出力端子（４０６）において生成するように、前記第１の増幅器経路および前記２つの第２の増幅器経路に対するＤＣ電圧源レール（＋Ｖ，−Ｖ）間にそれぞれ第１および第２の並列ＤＣ接続部を提供するとともに、前記ＤＣ電圧源レール間に前記第１および第２の増幅器経路の直列ＲＦ接続部を提供する結合素子と、
   を備え、
   前記結合素子は、前記ＤＣ電圧源レールの一方（＋Ｖ）と前記第１の増幅器素子（Ｔ_１，Ｔ_２）のそれぞれ１つとの間に接続された前記第１の増幅器経路におけるそれぞれの伝送線（Ｚ_Ｌ６，Ｚ_Ｌ１３＆Ｚ_Ｌ７，Ｚ_Ｌ１４）と、前記ＤＣ電圧源レールの他方（−Ｖ）と両方の前記第１の増幅器素子（Ｔ_１，Ｔ_２）との間に接続された共通伝送線（Ｚ_Ｌ１）とを含む、ダブル・バランスド・ミキサ回路。
2. 前記第１の差動制御端子と前記第２の差動制御端子とに対するバイアスは、伝送線（Ｚ_Ｌ２，Ｚ_Ｌ３＆Ｚ_Ｌ４，Ｚ_Ｌ５）を含む絶縁素子によってＲＦ信号から絶縁される、請求項１に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
3. 前記絶縁素子の前記伝送線（Ｚ_Ｌ２，Ｚ_Ｌ３＆Ｚ_Ｌ４，Ｚ_Ｌ５）は、それが伝送する前記ＲＦ信号の基本周波数の１／４波長に実質的に等しい長さである、請求項２に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
4. 前記直列ＲＦ接続部は、前記第１の増幅器経路と前記２つの第２の増幅器経路との間に接続された伝送線（Ｚ_Ｌ８，Ｚ_Ｌ９）を含む、請求項１乃至３のいずれか一項に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
5. 前記結合素子は、前記第２の増幅器素子と前記他方のＤＣ電圧源レールとの間に接続された少なくとも１つの伝送線（Ｚ_Ｌ１０，Ｚ_Ｌ１１，Ｚ_Ｌ１２）を含む、前記１乃至４のいずれか一項に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
6. 前記結合素子は、前記第２の増幅器素子のそれぞれの対（Ｔ_３，Ｔ_４＆Ｔ_５，Ｔ_６）とノードとの間に接続された複数の伝送線（Ｚ_Ｌ１１，Ｚ_Ｌ１２）と、前記ノードと前記他方のＤＣ電圧源レール（−Ｖ）との間に接続された伝送線（Ｚ_Ｌ１０）とを含む、請求項５に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
7. 前記第２の増幅器素子のそれぞれの対と前記ノードとの間に接続された前記結合素子の前記複数の伝送線（Ｚ_Ｌ２，Ｚ_Ｌ３＆Ｚ_Ｌ４，Ｚ_Ｌ５）は、それが伝送する前記ＲＦ信号の基本周波数の１／４波長に実質的に等しい長さである、請求項６に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
8. 前記結合素子は、前記ＤＣ電圧源レール間に接続された第１のミラー分岐部（Ｔ_８，Ｔ_９，Ｒ_Ｅ５，Ｒ_Ｅ６，Ｒ_Ｅ７）と前記第２の増幅器素子（Ｔ_３，Ｔ_４＆Ｔ_５，Ｔ_６）と前記他方のＤＣ電圧源レール（−Ｖ）との間に直列に接続された第２のミラー分岐部（Ｔ_７，Ｒ_Ｅ４）とを有し、前記第２のミラー分岐部に制御電流を提供する電流ミラーを含む、請求項５または６に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
9. 前記第１のミラー分岐部（Ｔ_８，Ｔ_９，Ｒ_Ｅ５，Ｒ_Ｅ６，Ｒ_Ｅ７）は、前記ＤＣ電圧源レール間に接続された分圧器（Ｒ_Ｅ６，Ｒ_Ｅ７）を含み、前記第２の増幅器素子のバイアスを提供する、請求項７に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
10. 前記第２のＲＦ差動入力信号は局部情報源（ＬＯ）によって提供される、請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。
11. 前記第１の増幅器経路の各々は、前記ＤＣ電圧源レールの一方（＋Ｖ）と前記第１の増幅器素子のそれぞれ１つ（Ｔ_１，Ｔ_２）との間に接続された前記複数の伝送線（Ｚ_Ｌ６，Ｚ_Ｌ７）のそれぞれ１つを含み、これら複数の伝送線の長さは前記ＲＦ信号の基本周波数の１／４波長に実質的に等しい、請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のダブル・バランスド・ミキサ回路。

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