JPH10242764A - ミキサー回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低電源電圧においても、扱える信号の振幅を
大きくし、十分な歪特性のミキサー回路を得る。 【解決手段】 差動入力信号ｉｎ１により、それぞれ第
１および第２の差動増幅回路を構成する、トランジスタ
ペアＱ３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６の信号入力点と低電位
側の電流合流点との間の同相電位差を変化させ、差動入
力信号ｉｎ２を第１および第２の差動増幅回路に差動信
号として入力するようにしたので、第１および第２の差
動増幅回路の同相電流を変化させる回路を、第１および
第２の差動増幅回路と電源電圧方向に直列接続する必要
がなくなり、低電源電圧で動作が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、アナログ信号の
変調あるいは復調を行うときに必要となる、ミキサー回
路に関する。

【０００２】

【従来の技術】放送や通信の分野において、信号の周波
数変換は不可欠な技術である。図５は、従来より一般的
に用いられているダブルバランス型ミキサーである。こ
の形式のミキサーは、次のように動作する。すなわち、
差動入力端子ｉｎ１から入力される信号は、エミッタ結
合トランジスタペアＱ１，Ｑ２のベースに加えられ、ト
ランジスタペアＱ１とＱ２のコレクタに電流信号となっ
て現れ、この電流がそれぞれエミッタ結合トランジスタ
ペアＱ３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６のエミッタ電流になっ
ている。

【０００３】一方、エミッタ結合トランジスタペアＱ
３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６のベースには、差動入力端子
ｉｎ２から入力される信号を加えられるので、エミッタ
結合トランジスタペアＱ３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６のコ
レクタに差動入力端子ｉｎ１から入力される信号と差動
入力端子ｉｎ２から入力される信号を掛け算した電流が
現れ、負荷抵抗Ｒ１とＲ２によって電圧変換して出力し
ている。

【０００４】しかしながら、従来のダブルバランス型の
ミキサー回路は、直流電流源Ｉ１の電圧降下と、トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧２段と、さらに負荷抵
抗の電圧降下が直列にかかるので、信号の振幅を十分に
確保し、良好な歪特性を得るには、高い電源電圧が必要
になるという問題があった。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
ミキサー回路では、高い電源電圧が必要であり、低電源
電圧を有する回路においては、信号の振幅を大きくする
と歪が大きくなり、歪を小さくしようとすると、これに
従い信号振幅も小さくする必要がある、という問題があ
った。

【０００６】この発明の目的は、低電源電圧において
も、扱える信号の振幅を大きくし、十分な歪特性を得る
ことにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ために、この発明のミキサー回路では、第１および第２
の差動信号入力端子と、差動信号出力端子と、前記第１
の差動信号入力端子から入力される差動信号の正相信号
と前記第２の差動信号入力端子から入力される差動信号
の正相信号を加算し、第１の加算信号を得る手段と、前
記第１の差動信号入力端子から入力される差動信号の正
相信号と前記第２の差動信号入力端子から入力される差
動信号の逆相信号を加算し、第２の加算信号を得る手段
と、前記第１の差動信号入力端子から入力される差動信
号の逆相信号と前記第２の差動信号入力端子から入力さ
れる差動信号の正相信号を加算し、第３の加算信号を得
る手段と、前記第１の差動信号入力端子から入力される
差動信号の逆相信号と前記第２の差動信号入力端子から
入力される差動信号の逆相信号を加算し、第４の加算信
号を得る手段と、前記第１の加算信号から前記第２の加
算信号を引いた信号を増幅する第１の差動増幅回路と、
前記第４の加算信号から前記第３の加算信号を引いた信
号を増幅する第２の差動増幅回路と、前記第１および前
記第２の差動増幅回路の出力を加算し、前記差動出力端
子に取り出す回路とを備えたことを特徴とする。

【０００８】また、第１および第２の差動信号入力端子
と、差動信号出力端子と、前記第２の差動信号入力端子
から入力される差動信号の正相信号から前記第２の差動
信号入力端子から入力される差動信号の逆相信号を引い
た信号を増幅する第１の差動増幅回路と、前記第２の差
動信号入力端子から入力される差動信号の逆相信号から
前記第２の差動信号入力端子から入力される差動信号の
正相信号を引いた信号を増幅する第２の差動増幅回路
と、前記第１の差動信号入力端子から入力される信号に
よって前記第１および第２の差動増幅回路の低電位側の
電流合流点の電圧を変化させる手段と、前記第１の差動
増幅回路の出力と前記第２の差動増幅回路の出力を加算
し、前記差動出力端子に取り出す回路とを備えたことを
特徴とする。

【０００９】上記した手段により、第１の差動入力信号
により第１および第２の差動増幅回路の信号入力点と低
電位側の電流合流点との間の同相電位差を変化させ、第
２の差動入力信号を第１および第２の差動増幅回路に差
動信号として入力するようにしたので、第１および第２
の差動増幅回路の同相電流を変化させる回路を第１およ
び第２の差動増幅回路と電源電圧方向に直列接続する必
要がなくなり、低電源電圧で動作が可能となる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、こ
の発明の第１の実施の形態について説明するための回路
図である。差動入力端子ｉｎ１の正相入力＋は、エミッ
タが抵抗Ｒ１を介して接地されたトランジスタＱ１のコ
レクタに接続する。差動入力端子ｉｎ１の逆相入力−
は、エミッタが抵抗Ｒ２を介して接地されたトランジス
タＱ２のコレクタに接続する。トランジスタＱ１のベー
スは、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＱ１のコレクタに
接続するとともに、抵抗Ｒ５，Ｒ６の一方に接続する。
抵抗Ｒ５の他方はトランジスタＱ３のベースに接続する
とともに、コンデンサＣ１を介して差動入力端子ｉｎ２
の正相入力＋に接続する。抵抗Ｒ６の他方はトランジス
タＱ４のベースに接続するとともに、コンデンサＣ３を
介して差動入力端子ｉｎ２の正相入力＋に接続する。ト
ランジスタＱ２のベースは、抵抗Ｒ４を介してトランジ
スタＱ２のコレクタに接続するとともに、抵抗Ｒ７，Ｒ
８の一方に接続する。抵抗Ｒ７の他方はトランジスタＱ
５のベースに接続するとともに、コンデンサＣ２を介し
て差動入力端子ｉｎ２の正相入力＋に接続する。抵抗Ｒ
８の他方はトランジスタＱ６のベースに接続するととも
に、コンデンサＣ４を介して差動入力端子ｉｎ２の正相
入力−に接続する。トランジスタＱ３，Ｑ４とＱ５，Ｑ
６はそれぞれエミッタ結合トランジスタペアを構成す
る。

【００１１】トランジスタＱ３のコクレタは、抵抗Ｒ９
を介して、トランジスタＱ４のコクレタは抵抗Ｒ１２を
介してそれぞれ電源Ｖｃｃに接続する。トランジスタＱ
３，Ｑ４の各コレクタを差動出力端子Ｏｕｔに接続す
る。トランジスタＱ３のエミッタは抵抗Ｒ１０を介して
接地し、トランジスタＱ４のエミッタは抵抗Ｒ１３を介
して接地する。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ間に
は抵抗Ｒ１１を挿入接続する。トランジスタＱ５，Ｑ６
のコレクタは、差動出力端子Ｏｕｔに接続し、トランジ
スタＱ５のエミッタは抵抗Ｒ１４を介して接地し、トラ
ンジスタＱ６のエミッタは抵抗Ｒ１６を介して接地す
る。トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタ間には抵抗Ｒ１
５を挿入接続する。

【００１２】このように構成された回路の動作は次のよ
うになる。すなわち、差動入力端子ｉｎ１の正相入力＋
から入力された信号は、カレントミラーによってトラン
ジスタＱ３，Ｑ４の両コレクタに同相成分として現れ、
このエミッタ結合トランジスタペアのエミッタ電流を変
化させる。同様に、差動入力端子ｉｎ１の逆相入力−か
ら入力された信号は、カレントミラーによってトランジ
スタＱ５，Ｑ６の両コレクタに同相成分として現れ、こ
のエミッタ結合トランジスタペアのエミッタ電流を変化
させる。

【００１３】これにより、トランジスタを電源方向に２
段直列接続せずに、差動入力端子ｉｎ１から入力された
信号でエミッタ結合ペアであるトランジスタＱ３，Ｑ４
およびＱ５，Ｑ６のエミッタ電流をそれぞれ変化させる
ことができたことになる。

【００１４】一方、差動信号入力端子ｉｎ２から入力さ
れた信号は、結合容量Ｃ１〜Ｃ４を通じてエミッタ結合
ペアのトランジスタＱ３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６のそれ
ぞれベースに差動成分として現れる。トランジスタＱ
３，Ｑ４およびＱ５，Ｑ６のコレクタと負荷抵抗は、従
来のダブルバランスミキサーと同様の回路となってお
り、これによりこのシステムはミキサーとして動作でき
る。

【００１５】図２は、この発明の第２の実施の形態につ
いて説明するための回路図である。この実施の形態は、
入力端子ｉｎ２１の正相入力＋は、コレクタが電源Ｖｃ
ｃに、エミッタが抵抗Ｒ２４を介して接地されたトラン
ジスタＱ２１のベースに接続する。入力端子ｉｎ２１の
正相入力−は、コレクタが電源Ｖｃｃに、エミッタが抵
抗Ｒ２９を介して接地されたトランジスタＱ２２のベー
スに接続する。

【００１６】差動入力端子ｉｎ２２の正相入力＋は、コ
レクタが抵抗Ｒ１を介して電源Ｖｃｃに、エミッタが抵
抗Ｒ２２を介してトランジスタＱ２１のエミッタと抵抗
Ｒ２４の接続点に接続されたトランジスタＱ２３のベー
スに接続するとともに、トランジスタＱ２６のベースに
接続する。入力端子ｉｎ２２の正相入力−は、コレクタ
が抵抗Ｒ２５を介して電源Ｖｃｃに、エミッタが抵抗Ｒ
２６を介してトランジスタＱ２１のエミッタと抵抗Ｒ２
４の接続点に接続されたトランジスタＱ２４のベースに
接続するとともに、トランジスタＱ２５のベースに接続
する。トランジスタＱ２５のエミッタは抵抗Ｒ７を介し
てトランジスタＱ２２のエミッタと抵抗Ｒ２９の接続点
に接続し、トランジスタＱ２６のエミッタは抵抗Ｒ３０
を介してトランジスタＱ２２のエミッタと抵抗Ｒ２９の
接続点に接続する。

【００１７】トランジスタＱ２３，Ｑ２４のエミッタ間
には抵抗Ｒ２３を挿入接続する。トランジスタＱ２５，
Ｑ２６のエミッタ間には抵抗Ｒ２８を挿入接続する。ま
た、トランジスタＱ２３，Ｑ２５のコレクタとトランジ
スタＱ２４，Ｑ２６のコレクタは差動出力端子Ｏｕｔに
接続する。トランジスタＱ２１，Ｑ２２はエミッタフォ
ロアのペアとなっており、トランジスタＱ２３，Ｑ２４
とＱ２５，Ｑ２６はエミッタ結合のペアとなっている。

【００１８】この回路の動作は次のようになる。すなわ
ち、差動入力端子ｉｎ２１の入力端子から入力された信
号は、トランジスタＱ２１およびＱ２２を通してインピ
ーダンス変換されて、抵抗Ｒ２４およびＲ２９の非接地
側端子に電圧として現れ、トランジスタペアＱ２３，Ｑ
２４とＱ２５，Ｑ２６に流れる同相電流を変化させる。
一方、差動入力端子ｉｎ２２の入力端子から入力された
信号は、トランジスタペアＱ２３，Ｑ２４およびＱ２
５，Ｑ２６のベースに加えられ、差動電流を変化させ
る。トランジスタペアＱ２３，Ｑ２４とＱ２５，Ｑ２６
のコレクタと負荷抵抗は、従来のダブルバランスミキサ
ーと同形式の回路を構成しており、これによりこのシス
テムはミキサーとして動作する。

【００１９】なお、差動入力端子ｉｎ２１を駆動する信
号源の出力インピーダンスが低い場合は、エミッタフォ
ロアトランジスタペアＱ２１，Ｑ２２は不要である。

【００２０】この実施の形態でも、電源電圧方向にトラ
ンジスタを２段直列接続せずに、エミッタ結合トランジ
スタペアの電流を制御していることから、低電源電圧で
の動作が可能となる図３は、この発明の第３の実施の形
態について説明するための回路図である。この実施の形
態は、図１のミキサー回路の差動入力端子部分に、差動
増幅回路を付加した場合の例であり、図１と同一の構成
部分には同一の符号を付して説明する。

【００２１】まず、図１の構成と異なる構成の部分につ
いて説明する。差動信号入力端子ｉｎ１の正相入力＋
は、トランジスタＱ３１，Ｑ３２および抵抗Ｒ３１，Ｒ
３２により構成する差動増幅エミッタ結合回路のトラン
ジスタＱ３１のベースに接続する。差動信号入力端子ｉ
ｎ１の正相入力＋は、差動増幅エミッタ結合回路のトラ
ンジスタＱ３２のベースに接続する。トランジスタＱ３
１，Ｑ３２の各エミッタは、電流源Ｉ３１を介して接地
する。トランジスタＱ３１のコレクタは、抵抗３１を介
して電源Ｖｃｃに接続し、トランジスタＱ３２のコレク
タは、抵抗３２を介して電源Ｖｃｃに接続する。トラン
ジスタＱ３１のコレクタと抵抗３１の接続点にベースが
接続されたトランジスタＱ３３は、エミッタをトランジ
スタＱ１のコレクタに接続するとともに、そのコレクタ
を電源Ｖｃｃに接続する。トランジスタＱ３２のコレク
タと抵抗３２の接続点にベースが接続されたトランジス
タＱ３４は、エミッタをトランジスタＱ２のコレクタに
接続するとともに、そのコレクタを電源Ｖｃｃに接続す
る。

【００２２】このように構成されたシステムの動作につ
いて説明する。差動信号入力端子ｉｎ１より入力された
信号を、差動増幅エミッタ結合回路を構成する、トラン
ジスタＱ３１，Ｑ３２、抵抗Ｒ３１およびＲ３２により
増幅し、増幅された信号をさらにトランジスタＱ３３，
抵抗Ｒ１およびＱ３４，抵抗Ｒ２により電流に変換して
いる。これ以降の動作は、図１の場合と同様である。

【００２３】この実施の形態では、トランジスタが電源
電圧方向に２段直列接続しているが、差動入力端子ｉｎ
１に局部発振器の出力を入れて変調あるいは復調をさせ
る場合、この信号の歪は通常問題にならないので、抵抗
Ｒ３１とＲ３２の電圧降下分を低く設定できる。従っ
て、従来のダブルバランスミキサーより低電源電圧で使
用できる。

【００２４】図４は、この発明の第４の実施の形態につ
いて説明するための回路図である。この実施の形態は、
図１の回路のエミッタ結合トランジスタペアのエミッタ
に直流電流を流し込む回路を付加した例であり、図１の
構成と同一部分には同一の符号を付して説明する。

【００２５】この実施の形態は、電源Ｖｃｃとトランジ
スタＱ３〜Ｑ６のエミッタ間にそれぞれ電流源Ｉ４１〜
Ｉ４４を接続した構成部分が図１と異なる。なお、電流
源Ｉ４１〜Ｉ４４は記号であらわしたが、エミッタ結合
トランジスタペアのエミッタ電位と電源電位との間には
少なくともトランジスタのベースエミッタ間電圧以上の
電位差があるので、ｐｎｐ型トランジスタを使うことに
より、容易に電流源を実現できる。

【００２６】この実施の形態では、トランジスタＱ３〜
Ｑ６の各エミッタにそれぞれ直流電流を流し込むことに
よって、エミッタ結合トランジスタペアのトランジスタ
に流れる電流が減少し、カレントミラーのミラー比が上
昇する。このことにより、ミキサーの変換利得を大きく
させることができる。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
エミッタ結合トランジスタペアを電源方向に２段直列に
接続せずに、入力端子から入力した差動信号でエミッタ
結合トランジスタペアのエミッタ電流を変化させるよう
にしたので、低電源でも大振幅かつ低歪特性を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態について説明する
ための回路図。

【図２】この発明の第２の実施の形態について説明する
ための回路図。

【図３】この発明の第３の実施の形態について説明する
ための回路図。

【図４】この発明の第４の実施の形態について説明する
ための回路図。

【図５】従来例のミキサー回路について説明するための
回路図。

【符号の説明】

Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ２１〜Ｑ２６…トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ
１６，Ｒ２１〜Ｒ３０…抵抗、ｉｎ１，ｉｎ２，ｉｎ２
１，ｉｎ２２…差動入力端子、Ｖｃｃ…電源、Ｏｕｔ…
差動出力端子。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１および第２の差動信号入力端子と、 差動信号出力端子と、 前記第１の差動信号入力端子から入力される差動信号の
   正相信号と前記第２の差動信号入力端子から入力される
   差動信号の正相信号を加算し、第１の加算信号を得る手
   段と、 前記第１の差動信号入力端子から入力される差動信号の
   正相信号と前記第２の差動信号入力端子から入力される
   差動信号の逆相信号を加算し、第２の加算信号を得る手
   段と、 前記第１の差動信号入力端子から入力される差動信号の
   逆相信号と前記第２の差動信号入力端子から入力される
   差動信号の正相信号を加算し、第３の加算信号を得る手
   段と、 前記第１の差動信号入力端子から入力される差動信号の
   逆相信号と前記第２の差動信号入力端子から入力される
   差動信号の逆相信号を加算し、第４の加算信号を得る手
   段と、 前記第１の加算信号から前記第２の加算信号を引いた信
   号を増幅する第１の差動増幅回路と、 前記第４の加算信号から前記第３の加算信号を引いた信
   号を増幅する第２の差動増幅回路と、 前記第１および前記第２の差動増幅回路の出力を加算
   し、前記差動出力端子に取り出す回路とを備えたことを
   特徴とするミキサー回路。
2. 【請求項２】 前記第１および第２の差動増幅回路のエ
   ミッタ端子に直流電流を流して、前記エミッタ端子のバ
   イアス電圧を変化させることにより、変換利得を増大さ
   せたことを特徴とするミキサー回路。
3. 【請求項３】 第１および第２の差動信号入力端子と、 差動信号出力端子と、 前記第２の差動信号入力端子から入力される差動信号の
   正相信号から前記第２の差動信号入力端子から入力され
   る差動信号の逆相信号を引いた信号を増幅する第１の差
   動増幅回路と、 前記第２の差動信号入力端子から入力される差動信号の
   逆相信号から前記第２の差動信号入力端子から入力され
   る差動信号の正相信号を引いた信号を増幅する第２の差
   動増幅回路と、 前記第１の差動信号入力端子から入力される信号によっ
   て前記第１および第２の差動増幅回路の低電位側の電流
   合流点の電圧を変化させる手段と、 前記第１の差動増幅回路の出力と前記第２の差動増幅回
   路の出力を加算し、前記差動出力端子に取り出す回路と
   を備えたことを特徴とするミキサー回路。