JPH0541618A - 直流オフセツトの補正回路 - Google Patents
直流オフセツトの補正回路Info
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- JPH0541618A JPH0541618A JP3219147A JP21914791A JPH0541618A JP H0541618 A JPH0541618 A JP H0541618A JP 3219147 A JP3219147 A JP 3219147A JP 21914791 A JP21914791 A JP 21914791A JP H0541618 A JPH0541618 A JP H0541618A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 差動アンプと、その負荷用のカレントミラー
回路とを有するアンプにおいて、直流オフセットを補正
する。 【構成】 差動アンプの定電流源用のトランジスタの出
力電流を取り出す第１のトランジスタと、この第１のト
ランジスタに接続されてカレントミラー回路のベース電
流に対応した電流を出力する第２のトランジスタと、別
のカレントミラー回路とを設ける。この別のカレントミ
ラー回路の出力側のトランジスタのコレクタを、差動ア
ンプ及びカレントミラー回路の出力側のトランジスタの
コレクタに接続する。第２のトランジスタの出力電流を
別のカレントミラー回路に供給して直流オフセット電流
を補正する。
回路とを有するアンプにおいて、直流オフセットを補正
する。 【構成】 差動アンプの定電流源用のトランジスタの出
力電流を取り出す第１のトランジスタと、この第１のト
ランジスタに接続されてカレントミラー回路のベース電
流に対応した電流を出力する第２のトランジスタと、別
のカレントミラー回路とを設ける。この別のカレントミ
ラー回路の出力側のトランジスタのコレクタを、差動ア
ンプ及びカレントミラー回路の出力側のトランジスタの
コレクタに接続する。第２のトランジスタの出力電流を
別のカレントミラー回路に供給して直流オフセット電流
を補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、アンプの直流オフセ
ットの補正回路に関する。
ットの補正回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＭラジオ受信機を、１チップＩＣ化す
る場合、その検波回路から出力アンプまでの低周波回路
を、例えば図２に示すように構成して１チップＩＣ化す
ることができる。
る場合、その検波回路から出力アンプまでの低周波回路
を、例えば図２に示すように構成して１チップＩＣ化す
ることができる。
【０００３】すなわち、図２において、鎖線で囲った部
分１０が１チップＩＣ化されたＡＭラジオ受信機の低周
波回路を示し、Ｔ11〜Ｔ14はその外部端子ピンで、ピン
Ｔ12は電源端子ピン、ピンＴ14は接地端子ピンである。
分１０が１チップＩＣ化されたＡＭラジオ受信機の低周
波回路を示し、Ｔ11〜Ｔ14はその外部端子ピンで、ピン
Ｔ12は電源端子ピン、ピンＴ14は接地端子ピンである。
【０００４】そして、検波回路１１において中間周波信
号がＡＭ検波され、その検波出力としてオーディオ信号
Ｓs 及び中間周波信号のレベルに対応したレベルの直流
電圧Ｖ11が取り出される。そして、この検波出力（Ｓs+
Ｖ11）が、抵抗器Ｒ12及びコンデンサＣ1 を有するロー
パスフィルタ１２に供給されて直流電圧Ｖ11が取り出さ
れ、この直流電圧Ｖ11が、バッファアンプ１３を通じて
中間周波アンプ（図示せず）にＡＧＣ電圧として供給さ
れる。なお、この場合、コンデンサＣ1 は、端子ピンＴ
11を通じてＩＣ１０に外付けされる。
号がＡＭ検波され、その検波出力としてオーディオ信号
Ｓs 及び中間周波信号のレベルに対応したレベルの直流
電圧Ｖ11が取り出される。そして、この検波出力（Ｓs+
Ｖ11）が、抵抗器Ｒ12及びコンデンサＣ1 を有するロー
パスフィルタ１２に供給されて直流電圧Ｖ11が取り出さ
れ、この直流電圧Ｖ11が、バッファアンプ１３を通じて
中間周波アンプ（図示せず）にＡＧＣ電圧として供給さ
れる。なお、この場合、コンデンサＣ1 は、端子ピンＴ
11を通じてＩＣ１０に外付けされる。
【０００５】また、トランジスタＱ11、Ｑ12のエミッタ
が、定電流源用のトランジスタＱ16のコレクタに共通接
続されて電源端子ピンＴ12を基準電位点とする差動アン
プ１４が構成される。さらに、トランジスタＱ11、Ｑ12
のコレクタに、トランジスタＱ13、Ｑ14のコレクタが接
続され、これらトランジスタＱ13、Ｑ14により、端子ピ
ンＴ14を基準電位点としてカレントミラー回路１５が構
成される。また、トランジスタＱ16に、トランジスタＱ
15が接続され、このトランジスタＱ15を入力側とし、か
つ、端子ピンＴ12を基準電位点としてカレントミラー回
路１６が構成されるとともに、このトランジスタＱ15に
可変電流源Ｑ10が接続される。こうして、差動アンプ１
４及びカレントミラー回路１５、１６により、プリアン
プ１７が構成される。
が、定電流源用のトランジスタＱ16のコレクタに共通接
続されて電源端子ピンＴ12を基準電位点とする差動アン
プ１４が構成される。さらに、トランジスタＱ11、Ｑ12
のコレクタに、トランジスタＱ13、Ｑ14のコレクタが接
続され、これらトランジスタＱ13、Ｑ14により、端子ピ
ンＴ14を基準電位点としてカレントミラー回路１５が構
成される。また、トランジスタＱ16に、トランジスタＱ
15が接続され、このトランジスタＱ15を入力側とし、か
つ、端子ピンＴ12を基準電位点としてカレントミラー回
路１６が構成されるとともに、このトランジスタＱ15に
可変電流源Ｑ10が接続される。こうして、差動アンプ１
４及びカレントミラー回路１５、１６により、プリアン
プ１７が構成される。
【０００６】そして、検波回路１１の検波出力（Ｓs+Ｖ
11）がトランジスタＱ11のベースに供給されるととも
に、ローパスフィルタ１２からの直流電圧Ｖ11がトラン
ジスタＱ12のベースに供給される。
11）がトランジスタＱ11のベースに供給されるととも
に、ローパスフィルタ１２からの直流電圧Ｖ11がトラン
ジスタＱ12のベースに供給される。
【０００７】さらに、トランジスタＱ12、Ｑ14のコレク
タが、パワーアンプ１８の反転入力に接続されるととも
に、このアンプ１８の出力端が、端子ピンＴ13及びカッ
プリングコンデンサＣ2 を通じてスピーカSPに接続され
る。
タが、パワーアンプ１８の反転入力に接続されるととも
に、このアンプ１８の出力端が、端子ピンＴ13及びカッ
プリングコンデンサＣ2 を通じてスピーカSPに接続され
る。
【０００８】このような構成によれば、トランジスタＱ
11のベースに、オーディオ信号Ｓs及び直流電圧Ｖ11が
供給されるとともに、トランジスタＱ12のベースに直流
電圧Ｖ11が供給されるので、トランジスタＱ11、Ｑ12の
コレクタには互いに逆相の信号Ｓs が取り出される。そ
して、このとき、カレントミラー回路１５が差動アンプ
１４の負荷として働き、トランジスタＱ11、Ｑ12からの
信号Ｓs が、カレントミラー回路１５により一体に合成
され、この合成された信号Ｓs が、トランジスタＱ12、
Ｑ14のコレクタからアンプ１８に供給され、さらに、ス
ピーカSPに供給される。
11のベースに、オーディオ信号Ｓs及び直流電圧Ｖ11が
供給されるとともに、トランジスタＱ12のベースに直流
電圧Ｖ11が供給されるので、トランジスタＱ11、Ｑ12の
コレクタには互いに逆相の信号Ｓs が取り出される。そ
して、このとき、カレントミラー回路１５が差動アンプ
１４の負荷として働き、トランジスタＱ11、Ｑ12からの
信号Ｓs が、カレントミラー回路１５により一体に合成
され、この合成された信号Ｓs が、トランジスタＱ12、
Ｑ14のコレクタからアンプ１８に供給され、さらに、ス
ピーカSPに供給される。
【０００９】また、このとき、可変電流源Ｑ10の出力電
流を変更すると、これによりトランジスタＱ15のコレク
タ電流が変化してトランジスタＱ16のコレクタ電流が変
化する。そして、トランジスタＱ16のコレクタ電流が変
化すると、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタ電流が変
化してトランジスタＱ11、Ｑ12の相互コンダクタンスｇ
m が変化するので、これにより差動アンプ１４の利得が
変化する。したがって、可変電流源Ｑ10の出力電流を変
更すると、プリアンプ１７の利得が変化し、スピーカSP
からの再生音の音量を調整することができる。
流を変更すると、これによりトランジスタＱ15のコレク
タ電流が変化してトランジスタＱ16のコレクタ電流が変
化する。そして、トランジスタＱ16のコレクタ電流が変
化すると、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタ電流が変
化してトランジスタＱ11、Ｑ12の相互コンダクタンスｇ
m が変化するので、これにより差動アンプ１４の利得が
変化する。したがって、可変電流源Ｑ10の出力電流を変
更すると、プリアンプ１７の利得が変化し、スピーカSP
からの再生音の音量を調整することができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上述のプリ
アンプ１７においては、その出力に直流オフセットを生
じてしまう。すなわち、 Ｉ11〜Ｉ14：トランジスタＱ11〜Ｑ14の各コレクタ電流
（直流分） ＩB ：トランジスタＱ13、Ｑ14の各ベース電流（直流
分） ｈFE：トランジスタＱ11〜Ｑ14の電流増幅率 とすると、 Ｉ11＝Ｉ12 Ｉ11＝ＩB ・ｈFE である。
アンプ１７においては、その出力に直流オフセットを生
じてしまう。すなわち、 Ｉ11〜Ｉ14：トランジスタＱ11〜Ｑ14の各コレクタ電流
（直流分） ＩB ：トランジスタＱ13、Ｑ14の各ベース電流（直流
分） ｈFE：トランジスタＱ11〜Ｑ14の電流増幅率 とすると、 Ｉ11＝Ｉ12 Ｉ11＝ＩB ・ｈFE である。
【００１１】また、トランジスタＱ11のコレクタ電流Ｉ
11のうち、電流ＩB 、ＩB がトランジスタＱ13、Ｑ14の
ベースにそれぞれ流れ込み、残りがトランジスタＱ13の
コレクタ電流Ｉ13となるので、 Ｉ13＝Ｉ11−２ＩB となる。そして、このとき、トランジスタＱ13、Ｑ14は
カレントミラー回路１５を構成しているので、 Ｉ14＝Ｉ13 ＝Ｉ11−２ＩB となる。
11のうち、電流ＩB 、ＩB がトランジスタＱ13、Ｑ14の
ベースにそれぞれ流れ込み、残りがトランジスタＱ13の
コレクタ電流Ｉ13となるので、 Ｉ13＝Ｉ11−２ＩB となる。そして、このとき、トランジスタＱ13、Ｑ14は
カレントミラー回路１５を構成しているので、 Ｉ14＝Ｉ13 ＝Ｉ11−２ＩB となる。
【００１２】したがって、 Ｉ12≠Ｉ14 となり、これら電流Ｉ12、Ｉ14の差分ΔＩ ΔＩ＝Ｉ12−Ｉ14 ＝Ｉ12−（Ｉ11−２ＩB ） ＝２ＩB ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (i) が、プリアンプ１７からパワーアンプ１８に流れ込むこ
とになる。すなわち、プリアンプ１７の出力には、直流
オフセット電流ΔＩを生じてしまう。
とになる。すなわち、プリアンプ１７の出力には、直流
オフセット電流ΔＩを生じてしまう。
【００１３】そして、このような直流オフセット電流Δ
Ｉがアンプ１８に流れると、アンプ１８の直流動作点が
ずれてしまう。特に、このオフセット電流ΔＩは、アン
プ１８において、このアンプ１８を構成するトランジス
タにより順に増幅されていくので、最終段のトランジス
タにおいては、直流動作点が大きくずれてしまう。この
場合、アンプ１８の動作電圧ＶCCが、アンプ１８の出力
電圧（出力信号Ｓs ）に比べて十分に高ければ、直流動
作点が多少ずれても、無視できないこともない。
Ｉがアンプ１８に流れると、アンプ１８の直流動作点が
ずれてしまう。特に、このオフセット電流ΔＩは、アン
プ１８において、このアンプ１８を構成するトランジス
タにより順に増幅されていくので、最終段のトランジス
タにおいては、直流動作点が大きくずれてしまう。この
場合、アンプ１８の動作電圧ＶCCが、アンプ１８の出力
電圧（出力信号Ｓs ）に比べて十分に高ければ、直流動
作点が多少ずれても、無視できないこともない。
【００１４】しかし、このＩＣ１０はＡＭラジオ用であ
り、動作電源が例えば３Ｖの電池なので、アンプ１８の
直流動作点がずれると、出力電圧の正のピーク部分が容
易にクリップされ、再生音にクリップ歪みを生じてしま
う。
り、動作電源が例えば３Ｖの電池なので、アンプ１８の
直流動作点がずれると、出力電圧の正のピーク部分が容
易にクリップされ、再生音にクリップ歪みを生じてしま
う。
【００１５】そこで、図３に示すように、トランジスタ
Ｑ13、Ｑ14のベース電流を、エミッタフォロワのトラン
ジスタＱ17を通じて供給することが考えられる。すなわ
ち、このようにすれば、(i) 式は、 ΔＩ＝２ＩB ／ｈFE となり、このとき、直流電流増幅率ｈFEは十分に大きい
ので、その直流オフセット電流ΔＩは十分に小さくな
り、無視することができる。
Ｑ13、Ｑ14のベース電流を、エミッタフォロワのトラン
ジスタＱ17を通じて供給することが考えられる。すなわ
ち、このようにすれば、(i) 式は、 ΔＩ＝２ＩB ／ｈFE となり、このとき、直流電流増幅率ｈFEは十分に大きい
ので、その直流オフセット電流ΔＩは十分に小さくな
り、無視することができる。
【００１６】しかし、この図３の回路の場合、各トラン
ジスタのベース・エミッタ間電圧を0.7 Ｖとすれば、ト
ランジスタＱ17のベース電位、すなわち、トランジスタ
Ｑ11のコレクタの電位は1.4 Ｖとなる。ところが、トラ
ンジスタＱ11、Ｑ12のベースに供給される直流電圧Ｖ11
は、中間周波信号のレベルが小さいときには、0.3 Ｖ程
度まで低下する。したがって、この状態では、トランジ
スタＱ11の電圧配分が不適切となり、トランジスタＱ11
は動作できない。したがって、図３の回路を、採用する
ことはできない。
ジスタのベース・エミッタ間電圧を0.7 Ｖとすれば、ト
ランジスタＱ17のベース電位、すなわち、トランジスタ
Ｑ11のコレクタの電位は1.4 Ｖとなる。ところが、トラ
ンジスタＱ11、Ｑ12のベースに供給される直流電圧Ｖ11
は、中間周波信号のレベルが小さいときには、0.3 Ｖ程
度まで低下する。したがって、この状態では、トランジ
スタＱ11の電圧配分が不適切となり、トランジスタＱ11
は動作できない。したがって、図３の回路を、採用する
ことはできない。
【００１７】そこで、図４に示すように、トランジスタ
Ｑ11、Ｑ12の前段にトランジスタＱ18、Ｑ19を設けて直
流電圧をシフトすることが考えられる。すなわち、この
ようにすれば、直流電圧Ｖ11が0.3Ｖになってもトラン
ジスタＱ11、Ｑ12は正常な電圧配分となり、正常に動作
する。
Ｑ11、Ｑ12の前段にトランジスタＱ18、Ｑ19を設けて直
流電圧をシフトすることが考えられる。すなわち、この
ようにすれば、直流電圧Ｖ11が0.3Ｖになってもトラン
ジスタＱ11、Ｑ12は正常な電圧配分となり、正常に動作
する。
【００１８】しかし、この図４の場合には、端子ピンＴ
12の電池電圧が３Ｖから２Ｖまで低下しているとき、直
流電圧Ｖ11が0.8 Ｖまで上昇すると、トランジスタＱ16
の電圧配分が不適切となり、トランジスタＱ16が正常に
動作できなくなる。したがって、この図４の回路も採用
することはできない。
12の電池電圧が３Ｖから２Ｖまで低下しているとき、直
流電圧Ｖ11が0.8 Ｖまで上昇すると、トランジスタＱ16
の電圧配分が不適切となり、トランジスタＱ16が正常に
動作できなくなる。したがって、この図４の回路も採用
することはできない。
【００１９】さらに、プリアンプ１７とパワーアンプ１
８との間に、コンデンサＣ2 と同様のカップリングコン
デンサを直列接続することも考えられる。すなわち、そ
のようにすれば、プリアンプ１７からパワーアンプ１８
に直流オフセット電流ΔＩが流れることがなく、したが
って、アンプ１８の直流動作点がずれて出力にクリップ
を生じることがなくなる。
８との間に、コンデンサＣ2 と同様のカップリングコン
デンサを直列接続することも考えられる。すなわち、そ
のようにすれば、プリアンプ１７からパワーアンプ１８
に直流オフセット電流ΔＩが流れることがなく、したが
って、アンプ１８の直流動作点がずれて出力にクリップ
を生じることがなくなる。
【００２０】しかし、その場合には、カップリングコン
デンサとして容量が数μＦのコンデンサを接続しなけれ
ばならず、そのようなコンデンサはＩＣ１０に一体にＩ
Ｃ化できないので、ＩＣ１０に外付けしなければなら
ず、ＩＣ１０の端子ピンが２本も増加するとともに、外
付け部品も増加することになり、好ましくない。
デンサとして容量が数μＦのコンデンサを接続しなけれ
ばならず、そのようなコンデンサはＩＣ１０に一体にＩ
Ｃ化できないので、ＩＣ１０に外付けしなければなら
ず、ＩＣ１０の端子ピンが２本も増加するとともに、外
付け部品も増加することになり、好ましくない。
【００２１】また、パワーアンプ１８の負帰還抵抗器Ｒ
18の値を小さくしてアンプ１８の負帰還量を多くし、こ
れによりクリップ歪みを小さくすることも考えられる
が、抵抗器Ｒ18及びコンデンサＣ18の時定数が、アンプ
１８の高域カットオフ周波数を決定しているので、抵抗
器Ｒ18の値を小さくしたときには、コンデンサＣ18の値
を大きくしなければならず、ＩＣ化ができなくなってし
まう。
18の値を小さくしてアンプ１８の負帰還量を多くし、こ
れによりクリップ歪みを小さくすることも考えられる
が、抵抗器Ｒ18及びコンデンサＣ18の時定数が、アンプ
１８の高域カットオフ周波数を決定しているので、抵抗
器Ｒ18の値を小さくしたときには、コンデンサＣ18の値
を大きくしなければならず、ＩＣ化ができなくなってし
まう。
【００２２】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。
ようとするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、定電流源用のトランジスタＱ16のコレクタに、第１
及び第２のトランジスタＱ11、Ｑ12のエミッタが共通接
続されて差動アンプ１４が構成されるとともに、入力側
となる第３のトランジスタＱ13及び出力側となる第４の
トランジスタＱ14によりカレントミラー回路１５が構成
され、第３及び第４のトランジスタＱ13、Ｑ14のコレク
タが、第１及び第２のトランジスタＱ11、Ｑ12のコレク
タにそれぞれ接続され、差動アンプ１４に入力された信
号Ｓs の増幅出力が、第２のトランジスタＱ12のコレク
タと、第４のトランジスタＱ14のコレクタとの接続点か
ら出力されるアンプ１７において、定電流源用のトラン
ジスタＱ16と等しいベースバイアスが供給されて定電流
源用のトランジスタＱ16のコレクタ電流Ｉ16に対応した
コレクタ電流Ｉ23を出力する第５のトランジスタＱ23
と、この第５のトランジスタＱ23のコレクタ電流が供給
されて第３及び第４のトランジスタＱ13、Ｑ14のベース
電流に対応したベース電流ＩB を出力する第６のトラン
ジスタＱ24と、第７及び第８のトランジスタＱ21、Ｑ22
により構成された別のカレントミラー回路２１とを設け
る。そして、さらに、第８のトランジスタＱ22のコレク
タを、第２のトランジスタＱ12のコレクタと、第４のト
ランジスタＱ14のコレクタとの接続点に接続し、第６の
トランジスタＱ24から出力されるベース電流ＩB を第７
のトランジスタＱ21に供給し、第８のトランジスタＱ22
のコレクタに、第２のトランジスタＱ12のコレクタ電流
と、第４のトランジスタＱ14のコレクタ電流との差分Δ
Ｉを流すようにしたものである。
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、定電流源用のトランジスタＱ16のコレクタに、第１
及び第２のトランジスタＱ11、Ｑ12のエミッタが共通接
続されて差動アンプ１４が構成されるとともに、入力側
となる第３のトランジスタＱ13及び出力側となる第４の
トランジスタＱ14によりカレントミラー回路１５が構成
され、第３及び第４のトランジスタＱ13、Ｑ14のコレク
タが、第１及び第２のトランジスタＱ11、Ｑ12のコレク
タにそれぞれ接続され、差動アンプ１４に入力された信
号Ｓs の増幅出力が、第２のトランジスタＱ12のコレク
タと、第４のトランジスタＱ14のコレクタとの接続点か
ら出力されるアンプ１７において、定電流源用のトラン
ジスタＱ16と等しいベースバイアスが供給されて定電流
源用のトランジスタＱ16のコレクタ電流Ｉ16に対応した
コレクタ電流Ｉ23を出力する第５のトランジスタＱ23
と、この第５のトランジスタＱ23のコレクタ電流が供給
されて第３及び第４のトランジスタＱ13、Ｑ14のベース
電流に対応したベース電流ＩB を出力する第６のトラン
ジスタＱ24と、第７及び第８のトランジスタＱ21、Ｑ22
により構成された別のカレントミラー回路２１とを設け
る。そして、さらに、第８のトランジスタＱ22のコレク
タを、第２のトランジスタＱ12のコレクタと、第４のト
ランジスタＱ14のコレクタとの接続点に接続し、第６の
トランジスタＱ24から出力されるベース電流ＩB を第７
のトランジスタＱ21に供給し、第８のトランジスタＱ22
のコレクタに、第２のトランジスタＱ12のコレクタ電流
と、第４のトランジスタＱ14のコレクタ電流との差分Δ
Ｉを流すようにしたものである。
【００２４】
【作用】差動アンプ１４及びカレントミラー回路１５に
おいて生じる直流オフセット電流ΔＩが、トランジスタ
Ｑ23、Ｑ24及びカレントミラー回路２１によりキャンセ
ルされ、次段に直流オフセット電流ΔＩの流れることが
ない。
おいて生じる直流オフセット電流ΔＩが、トランジスタ
Ｑ23、Ｑ24及びカレントミラー回路２１によりキャンセ
ルされ、次段に直流オフセット電流ΔＩの流れることが
ない。
【００２５】
【実施例】図１において、トランジスタＱ21、Ｑ22によ
り、トランジスタＱ21を入力側とし、かつ、端子ピンＴ
14を基準電位点としてカレントミラー回路２１が構成さ
れる。また、カレントミラー回路１６に別の出力用のト
ランジスタＱ23が接続され、このトランジスタＱ23のコ
レクタが、トランジスタＱ24のエミッタに接続されると
ともに、このトランジスタＱ24のベースがトランジスタ
Ｑ21のコレクタに接続され、トランジスタＱ22のコレク
タがトランジスタ12、Ｑ14のコレクタに接続される。
り、トランジスタＱ21を入力側とし、かつ、端子ピンＴ
14を基準電位点としてカレントミラー回路２１が構成さ
れる。また、カレントミラー回路１６に別の出力用のト
ランジスタＱ23が接続され、このトランジスタＱ23のコ
レクタが、トランジスタＱ24のエミッタに接続されると
ともに、このトランジスタＱ24のベースがトランジスタ
Ｑ21のコレクタに接続され、トランジスタＱ22のコレク
タがトランジスタ12、Ｑ14のコレクタに接続される。
【００２６】さらに、この例においては、各トランジス
タは、トランジスタＱ16、Ｑ22を除いて等しい特性とさ
れるとともに、トランジスタＱ16、Ｑ22のベース・エミ
ッタ間の接合面積がトランジスタＱ15のベース・エミッ
タ間の接合面積の２倍とされ、トランジスタＱ16、Ｑ22
の電流増幅率は、他のトランジスタの電流増幅率ｈFEの
２倍の値２ｈFEとされる。
タは、トランジスタＱ16、Ｑ22を除いて等しい特性とさ
れるとともに、トランジスタＱ16、Ｑ22のベース・エミ
ッタ間の接合面積がトランジスタＱ15のベース・エミッ
タ間の接合面積の２倍とされ、トランジスタＱ16、Ｑ22
の電流増幅率は、他のトランジスタの電流増幅率ｈFEの
２倍の値２ｈFEとされる。
【００２７】このような構成によれば、検波回路１１か
らのオーディオ信号Ｓs は、上述のように差動アンプ１
４及びカレントミラー回路１５を通じてアンプ１８に供
給され、さらに、スピーカSPに供給される。
らのオーディオ信号Ｓs は、上述のように差動アンプ１
４及びカレントミラー回路１５を通じてアンプ１８に供
給され、さらに、スピーカSPに供給される。
【００２８】そして、この場合、差動アンプ１４及びカ
レントミラー回路１５については、上述の(i) 式がその
まま成立するので、 ΔＩ＝２ＩB であり、この電流ΔＩがトランジスタＱ12のコレクタか
らアンプ１８側に流れ出る。
レントミラー回路１５については、上述の(i) 式がその
まま成立するので、 ΔＩ＝２ＩB であり、この電流ΔＩがトランジスタＱ12のコレクタか
らアンプ１８側に流れ出る。
【００２９】また、この場合、 Ｉ0 ＋ＩB ：トランジスタＱ15のコレクタ電流（直流分） Ｉ0 ＋ＩB ＝ＩB ・ｈFE Ｉ16 ：トランジスタＱ16のコレクタ電流（直流分） とすれば、トランジスタＱ15、Ｑ16はカレントミラー回
路１６を構成しているとともに、トランジスタＱ16の電
流増幅率は値２ｈFEなので、 Ｉ16＝２（Ｉ0 ＋ＩB ） となる。そして、このコレクタ電流Ｉ16がトランジスタ
Ｑ11、Ｑ12に二分されるので、トランジスタＱ11、Ｑ12
のエミッタ電流ＩE 、ＩE は、両方とも ＩE ＝Ｉ0 ＋ＩB となり、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタ電流Ｉ11、
Ｉ12は、 Ｉ11＝Ｉ12 ＝Ｉ0 となる。
路１６を構成しているとともに、トランジスタＱ16の電
流増幅率は値２ｈFEなので、 Ｉ16＝２（Ｉ0 ＋ＩB ） となる。そして、このコレクタ電流Ｉ16がトランジスタ
Ｑ11、Ｑ12に二分されるので、トランジスタＱ11、Ｑ12
のエミッタ電流ＩE 、ＩE は、両方とも ＩE ＝Ｉ0 ＋ＩB となり、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタ電流Ｉ11、
Ｉ12は、 Ｉ11＝Ｉ12 ＝Ｉ0 となる。
【００３０】また、このとき、 Ｉ23：トランジスタＱ23のコレクタ電流（直流分） とすれば、カレントミラー回路１６により、 Ｉ23＝Ｉ0 ＋ＩB となり、このコレクタ電流Ｉ23がトランジスタＱ24のエ
ミッタ電流となるので、トランジスタＱ24のベース電流
も値ＩB となる。
ミッタ電流となるので、トランジスタＱ24のベース電流
も値ＩB となる。
【００３１】そして、このトランジスタＱ24のベース電
流ＩB がカレントミラー回路２１に供給されるととも
に、トランジスタＱ22の電流増幅率は値２ｈFEなので、
トランジスタＱ22のコレクタは、電流２ＩB を吸い込む
ことになる。
流ＩB がカレントミラー回路２１に供給されるととも
に、トランジスタＱ22の電流増幅率は値２ｈFEなので、
トランジスタＱ22のコレクタは、電流２ＩB を吸い込む
ことになる。
【００３２】したがって、トランジスタＱ12のコレクタ
から流れ出た電流ΔＩ（＝２ＩB ）は、そのままトラン
ジスタＱ22のコレクタに吸い込まれることになり、パワ
ーアンプ１８には供給されなくなる。
から流れ出た電流ΔＩ（＝２ＩB ）は、そのままトラン
ジスタＱ22のコレクタに吸い込まれることになり、パワ
ーアンプ１８には供給されなくなる。
【００３３】こうして、この発明によれば、プリアンプ
１７から直流オフセット電流ΔＩが出力されても、この
オフセット電流ΔＩはトランジスタＱ22により吸収され
るので、次段のパワーアンプ１８に供給されることがな
い。したがって、パワーアンプ１８において、オーディ
オ信号Ｓs にクリップを生じることがない。
１７から直流オフセット電流ΔＩが出力されても、この
オフセット電流ΔＩはトランジスタＱ22により吸収され
るので、次段のパワーアンプ１８に供給されることがな
い。したがって、パワーアンプ１８において、オーディ
オ信号Ｓs にクリップを生じることがない。
【００３４】しかも、そのための構成は、トランジスタ
Ｑ21〜Ｑ24を一体にＩＣ化するだけでよく、外部端子ピ
ンや外付け部品の増えることがないので、ＩＣ１０にと
って特別の負担になることもなく、簡単に実行できる。
Ｑ21〜Ｑ24を一体にＩＣ化するだけでよく、外部端子ピ
ンや外付け部品の増えることがないので、ＩＣ１０にと
って特別の負担になることもなく、簡単に実行できる。
【００３５】また、端子ピンＴ12の電池電圧やトランジ
スタＱ11、Ｑ12のベースに供給される直流電圧Ｖ11によ
ってトランジスタＱ21〜Ｑ24の動作が影響されることが
なく、したがって、オフセット電流ΔＩを常に正しく補
償することができる。
スタＱ11、Ｑ12のベースに供給される直流電圧Ｖ11によ
ってトランジスタＱ21〜Ｑ24の動作が影響されることが
なく、したがって、オフセット電流ΔＩを常に正しく補
償することができる。
【００３６】さらに、パワーアンプ１８の負帰還抵抗器
Ｒ18の値を変更する必要もなく、したがって、パワーア
ンプ１８は本来の必要な特性とすることができる。
Ｒ18の値を変更する必要もなく、したがって、パワーア
ンプ１８は本来の必要な特性とすることができる。
【００３７】なお、上述において、Ｉ23＝Ｉ16としてト
ランジスタＱ24のベース電流を値２ＩB とするととも
に、カレントミラー回路２１の入力電流と出力電流とを
等しくすることもできる。すなわち、一般的には、 Ｉ23＝ｋ・Ｉ16 ｋ：比例定数（ｋ≠０） とするとともに、カレントミラー回路２１の出力電流を
その入力電流の１／ｋ倍とすることもできる。また、検
波回路１１がＦＭ検波回路の場合には、直流電圧Ｖ11を
ＡＦＣ電圧として使用できる。
ランジスタＱ24のベース電流を値２ＩB とするととも
に、カレントミラー回路２１の入力電流と出力電流とを
等しくすることもできる。すなわち、一般的には、 Ｉ23＝ｋ・Ｉ16 ｋ：比例定数（ｋ≠０） とするとともに、カレントミラー回路２１の出力電流を
その入力電流の１／ｋ倍とすることもできる。また、検
波回路１１がＦＭ検波回路の場合には、直流電圧Ｖ11を
ＡＦＣ電圧として使用できる。
【００３８】
【発明の効果】この発明によれば、プリアンプ１７から
直流オフセット電流ΔＩが出力されても、このオフセッ
ト電流ΔＩはトランジスタＱ22により吸収されるので、
次段のパワーアンプ１８に供給されることがない。した
がって、パワーアンプ１８において、オーディオ信号Ｓ
s にクリップを生じることがない。
直流オフセット電流ΔＩが出力されても、このオフセッ
ト電流ΔＩはトランジスタＱ22により吸収されるので、
次段のパワーアンプ１８に供給されることがない。した
がって、パワーアンプ１８において、オーディオ信号Ｓ
s にクリップを生じることがない。
【００３９】しかも、そのための構成は、トランジスタ
Ｑ21〜Ｑ24を一体にＩＣ化するだけでよく、外部端子ピ
ンや外付け部品の増えることがないので、ＩＣ１０にと
って特別の負担になることもなく、簡単に実行できる。
Ｑ21〜Ｑ24を一体にＩＣ化するだけでよく、外部端子ピ
ンや外付け部品の増えることがないので、ＩＣ１０にと
って特別の負担になることもなく、簡単に実行できる。
【００４０】また、端子ピンＴ12の電池電圧やトランジ
スタＱ11、Ｑ12のベースに供給される直流電圧Ｖ11によ
ってトランジスタＱ21〜Ｑ24の動作が影響されることが
なく、したがって、オフセット電流ΔＩを常に正しく補
償することができる。
スタＱ11、Ｑ12のベースに供給される直流電圧Ｖ11によ
ってトランジスタＱ21〜Ｑ24の動作が影響されることが
なく、したがって、オフセット電流ΔＩを常に正しく補
償することができる。
【００４１】さらに、パワーアンプ１８の負帰還抵抗器
Ｒ18の値を変更する必要もなく、したがって、パワーア
ンプ１８は本来の必要な特性とすることができる。
Ｒ18の値を変更する必要もなく、したがって、パワーア
ンプ１８は本来の必要な特性とすることができる。
【図１】この発明の一例を示す接続図である。
【図２】オーディオアンプの一例を示す接続図である。
【図３】図２の一部の他の例を示す接続図である。
【図４】図２の一部のさらに他の例を示す接続図であ
る。
る。
１０ １チップＩＣ １１ ＡＭ検波回路 １２ ローパスフィルタ １３ バッファアンプ １４ 差動アンプ １５ カレントミラー回路 １６ カレントミラー回路 １７ プリアンプ １８ パワーアンプ SP スピーカ Ｑ10 可変定電流源 Ｑ11〜Ｑ24 トランジスタ Ｔ11〜Ｔ14 外部端子ピン
Claims (3)
- 【請求項１】 定電流源用のトランジスタのコレクタ
に、第１及び第２のトランジスタのエミッタが共通接続
されて差動アンプが構成されるとともに、 入力側となる第３のトランジスタ及び出力側となる第４
のトランジスタによりカレントミラー回路が構成され、 上記第３及び第４のトランジスタのコレクタが、上記第
１及び第２のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続さ
れ、 上記差動アンプに入力された信号の増幅出力が、上記第
２のトランジスタのコレクタと、上記第４のトランジス
タのコレクタとの接続点から出力されるアンプにおい
て、 上記定電流源用のトランジスタと等しいベースバイアス
が供給されて上記定電流源用のトランジスタのコレクタ
電流に対応したコレクタ電流を出力する第５のトランジ
スタと、 この第５のトランジスタの上記コレクタ電流が供給され
て上記第３及び第４のトランジスタのベース電流に対応
したベース電流を出力する第６のトランジスタと、 第７及び第８のトランジスタにより構成された別のカレ
ントミラー回路とを有し、 上記第８のトランジスタのコレクタを、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタと、上記第４のトランジスタのコレ
クタとの接続点に接続し、 上記第６のトランジスタから出力される上記ベース電流
を上記第７のトランジスタに供給し、 上記第８のトランジスタのコレクタに、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタ電流と、上記第４のトランジスタの
コレクタ電流との差分を流すようにした直流オフセット
の補正回路。 - 【請求項２】 定電流源用のトランジスタのコレクタ
に、第１及び第２のトランジスタのエミッタが共通接続
されて差動アンプが構成されるとともに、 入力側となる第３のトランジスタ及び出力側となる第４
のトランジスタによりカレントミラー回路が構成され、 上記第３及び第４のトランジスタのコレクタが、上記第
１及び第２のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続さ
れ、 上記差動アンプに入力された信号の増幅出力が、上記第
２のトランジスタのコレクタと、上記第４のトランジス
タのコレクタとの接続点から出力されるアンプにおい
て、 上記定電流源用のトランジスタと等しいベースバイアス
が供給されて上記定電流源用のトランジスタのコレクタ
電流の１／２のコレクタ電流を出力する第５のトランジ
スタと、 この第５のトランジスタの上記コレクタ電流が供給され
て上記第３及び第４のトランジスタのベース電流と等し
いベース電流を出力する第６のトランジスタと、 第７及び第８のトランジスタにより構成されて入力電流
の２倍の出力電流を提供する別のカレントミラー回路と
を有し、 上記第８のトランジスタのコレクタを、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタと、上記第４のトランジスタのコレ
クタとの接続点に接続し、 上記第６のトランジスタから出力される上記ベース電流
を上記第７のトランジスタに供給し、 上記第８のトランジスタのコレクタに、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタ電流と、上記第４のトランジスタの
コレクタ電流との差分を流すようにした直流オフセット
の補正回路。 - 【請求項３】 定電流源用のトランジスタのコレクタ
に、第１及び第２のトランジスタのエミッタが共通接続
されて差動アンプが構成されるとともに、 入力側となる第３のトランジスタ及び出力側となる第４
のトランジスタによりカレントミラー回路が構成され、 上記第３及び第４のトランジスタのコレクタが、上記第
１及び第２のトランジスタのコレクタにそれぞれ接続さ
れ、 上記差動アンプに入力された信号の増幅出力が、上記第
２のトランジスタのコレクタと、上記第４のトランジス
タのコレクタとの接続点から出力されるアンプにおい
て、 上記定電流源用のトランジスタと等しいベースバイアス
が供給されて上記定電流源用のトランジスタのコレクタ
電流と等しいコレクタ電流を出力する第５のトランジス
タと、 この第５のトランジスタの上記コレクタ電流が供給され
て上記第３及び第４のトランジスタのベース電流の２倍
のベース電流を出力する第６のトランジスタと、 第７及び第８のトランジスタにより構成されて入力電流
と等しい出力電流を提供する別のカレントミラー回路と
を有し、 上記第８のトランジスタのコレクタを、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタと、上記第４のトランジスタのコレ
クタとの接続点に接続し、 上記第６のトランジスタから出力される上記ベース電流
を上記第７のトランジスタに供給し、 上記第８のトランジスタのコレクタに、上記第２のトラ
ンジスタのコレクタ電流と、上記第４のトランジスタの
コレクタ電流との差分を流すようにした直流オフセット
の補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3219147A JPH0541618A (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | 直流オフセツトの補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3219147A JPH0541618A (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | 直流オフセツトの補正回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0541618A true JPH0541618A (ja) | 1993-02-19 |
Family
ID=16730952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3219147A Pending JPH0541618A (ja) | 1991-08-05 | 1991-08-05 | 直流オフセツトの補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0541618A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012204942A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-10-22 | Akira Fukushima | 音響用プッシュプル増幅装置 |
| JP2015035683A (ja) * | 2013-08-08 | 2015-02-19 | 新日本無線株式会社 | 演算増幅器 |
-
1991
- 1991-08-05 JP JP3219147A patent/JPH0541618A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012204942A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-10-22 | Akira Fukushima | 音響用プッシュプル増幅装置 |
| JP2015035683A (ja) * | 2013-08-08 | 2015-02-19 | 新日本無線株式会社 | 演算増幅器 |
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