JPH0154884B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0154884B2 JPH0154884B2 JP55065749A JP6574980A JPH0154884B2 JP H0154884 B2 JPH0154884 B2 JP H0154884B2 JP 55065749 A JP55065749 A JP 55065749A JP 6574980 A JP6574980 A JP 6574980A JP H0154884 B2 JPH0154884 B2 JP H0154884B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- transistors
- output
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
ローパスフイルタあるいはハイパスフイルタ
は、抵抗器及びコンデンサにより構成されるの
で、これらフイルタをIC化するには、いくつか
の問題点がある。すなわち、 () 抵抗値の精度があまりとれないので、フイ
ルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう () 抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオフ
周波数の温度特性が悪くなつてしまう () 抵抗値及び容量をあまり大きくできないの
で、カツトオフ周波数の低いものが作りにくい などである。
は、抵抗器及びコンデンサにより構成されるの
で、これらフイルタをIC化するには、いくつか
の問題点がある。すなわち、 () 抵抗値の精度があまりとれないので、フイ
ルタのカツトオフ周波数がばらついてしまう () 抵抗値の温度特性が悪いので、カツトオフ
周波数の温度特性が悪くなつてしまう () 抵抗値及び容量をあまり大きくできないの
で、カツトオフ周波数の低いものが作りにくい などである。
この発明は、これらの問題点を解決し、IC化
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。
に適したフイルタ回路を提供しようとするもので
ある。
以下その一例について説明しよう。
第１図において、１は入力信号の信号源、２は
可変利得アンプを示す。この場合、この例におい
ては、アンプ２は２組の差動アンプ及びその定電
流源となるカレントミラー回路により構成される
もので、トランジスタQ1，Q2のエミツタが抵抗
器R1，R2（R1＝R2）を通じてトランジスタQ3の
コレクタに接続され、トランジスタQ1，Q2のコ
レクタが負荷用のトランジスタQ4，Q5のエミツ
タに接続されて第１の差動アンプが構成されると
共に、トランジスタQ6，Q7のエミツタがトラン
ジスタQ8のコレクタに接続され、トランジスタ
Q6，Q7のベースがトランジスタQ1，Q2のコレク
タに接続され、トランジスタQ6，Q7のコレクタ
に負荷用のカレントミラー回路となるトランジス
タQ9，Q10が接続されて第２の差動アンプが構成
される。
可変利得アンプを示す。この場合、この例におい
ては、アンプ２は２組の差動アンプ及びその定電
流源となるカレントミラー回路により構成される
もので、トランジスタQ1，Q2のエミツタが抵抗
器R1，R2（R1＝R2）を通じてトランジスタQ3の
コレクタに接続され、トランジスタQ1，Q2のコ
レクタが負荷用のトランジスタQ4，Q5のエミツ
タに接続されて第１の差動アンプが構成されると
共に、トランジスタQ6，Q7のエミツタがトラン
ジスタQ8のコレクタに接続され、トランジスタ
Q6，Q7のベースがトランジスタQ1，Q2のコレク
タに接続され、トランジスタQ6，Q7のコレクタ
に負荷用のカレントミラー回路となるトランジス
タQ9，Q10が接続されて第２の差動アンプが構成
される。
さらに、トランジスタQ3にトランジスタQ13が
接続されて第１の定電流源用のカレントミラー回
路が構成され、トランジスタQ13のベース及びコ
レクタが抵抗器R3を通じて電源端子T3に接続さ
れる。また、トランジスタQ8にトランジスタQ18
が接続されて第２の定電流源用のカレントミラー
回路が構成されると共に、トランジスタQ18のベ
ース及びコレクタが抵抗器R4を通じて端子T3に
接続される。
接続されて第１の定電流源用のカレントミラー回
路が構成され、トランジスタQ13のベース及びコ
レクタが抵抗器R3を通じて電源端子T3に接続さ
れる。また、トランジスタQ8にトランジスタQ18
が接続されて第２の定電流源用のカレントミラー
回路が構成されると共に、トランジスタQ18のベ
ース及びコレクタが抵抗器R4を通じて端子T3に
接続される。
そして、トランジスタQ6，Q9のコレクタがト
ランジスタQ2のベースに接続される。
ランジスタQ2のベースに接続される。
また、信号源１が入力端子T1を通じてトラン
ジスタQ1のベースに接続され、トランジスタQ6，
Q9のコレクタが出力端子T2に接続されると共に、
このコレクタと接地との間にコンデンサC1が接
続される。
ジスタQ1のベースに接続され、トランジスタQ6，
Q9のコレクタが出力端子T2に接続されると共に、
このコレクタと接地との間にコンデンサC1が接
続される。
このような構成によれば、信号源１からトラン
ジスタQ1のベースに信号（ベースバイアス電圧
を含む）が供給されると、この信号は、トランジ
スタQ1，Q2により差動増幅され、さらにトラン
ジスタQ6，Q7により差動増幅されてトランジス
タQ6，Q9のコレクタに取り出される。従つて、
この第１図の回路は、等価的に第２図Ａに示すこ
とができる。
ジスタQ1のベースに信号（ベースバイアス電圧
を含む）が供給されると、この信号は、トランジ
スタQ1，Q2により差動増幅され、さらにトラン
ジスタQ6，Q7により差動増幅されてトランジス
タQ6，Q9のコレクタに取り出される。従つて、
この第１図の回路は、等価的に第２図Ａに示すこ
とができる。
しかし、この場合、トランジスタQ6，Q9のコ
レクタ出力は、トランジスタQ2のベースに100％
負帰還されているので、このアンプ２の利得は１
である。また、このアンプ２の裸利得をA1、入
力端子T1に印加される入力電圧をVi、抵抗器R1
及びR2に流れる入力電流をIi、出力端子T2に表
われる出力電圧をVo、同じく出力端子T2に流れ
る出力電流をIoとすると、 Io＝A1Ii＝A1・Vo−Vi／R1＋R2 となる。したがつて、出力電圧Voは、 Vo＝Io／A1（R1＋R2）＋Vi となる。したがつて、アンプ２の出力インピーダ
ンスＲは、 Ｒ＝∂Vo／∂Io＝R1＋R2／A1 となる。ここで、前述したようにR1＝R2である
から、上記式は、 Ｒ＝2R1／A1 となるから、この第２図Ａの回路は、さらに第２
図Ｂに示すようになる。従つて、第１図の回路は
ローパスフイルタとして働き、端子T2にローパ
ス出力が取り出される。また、このローパス出力
のカツトオフ周波数fcは、 fc＝A1／4πC1R1 ……(i) となる。
レクタ出力は、トランジスタQ2のベースに100％
負帰還されているので、このアンプ２の利得は１
である。また、このアンプ２の裸利得をA1、入
力端子T1に印加される入力電圧をVi、抵抗器R1
及びR2に流れる入力電流をIi、出力端子T2に表
われる出力電圧をVo、同じく出力端子T2に流れ
る出力電流をIoとすると、 Io＝A1Ii＝A1・Vo−Vi／R1＋R2 となる。したがつて、出力電圧Voは、 Vo＝Io／A1（R1＋R2）＋Vi となる。したがつて、アンプ２の出力インピーダ
ンスＲは、 Ｒ＝∂Vo／∂Io＝R1＋R2／A1 となる。ここで、前述したようにR1＝R2である
から、上記式は、 Ｒ＝2R1／A1 となるから、この第２図Ａの回路は、さらに第２
図Ｂに示すようになる。従つて、第１図の回路は
ローパスフイルタとして働き、端子T2にローパ
ス出力が取り出される。また、このローパス出力
のカツトオフ周波数fcは、 fc＝A1／4πC1R1 ……(i) となる。
そして、このとき、抵抗器R1の値がばらつい
ても、カツトオフ周波数fcは、例えばトランジス
タQ3のコレクタ電流を変更してアンプ２の裸利
得A1を逆方向に変化させることにより補償でき
る。すなわち、裸利得A1は、 A1＝I8／I3 I3：トランジスタQ3のコレクタ電流 I8：トランジスタQ8のコレクタ電流 であるから、(i)式は、 fc＝１／4πC1R1I8／I3 ……(ii) となる。
ても、カツトオフ周波数fcは、例えばトランジス
タQ3のコレクタ電流を変更してアンプ２の裸利
得A1を逆方向に変化させることにより補償でき
る。すなわち、裸利得A1は、 A1＝I8／I3 I3：トランジスタQ3のコレクタ電流 I8：トランジスタQ8のコレクタ電流 であるから、(i)式は、 fc＝１／4πC1R1I8／I3 ……(ii) となる。
さらに、トランジスタQ3，Q13はカレントミラ
ー回路を構成しているので、トランジスタQ3の
コレクタ電流I3はトランジスタQ13のコレクタ電
流に等しく、従つて、 I3＝VCC／R3 であり、同様に、 I8＝VCC／R4 であるから、カツトオフ周波数fcは、(ii)式から fc＝１／4πC1R1・R3／R4……(iii) となる。
ー回路を構成しているので、トランジスタQ3の
コレクタ電流I3はトランジスタQ13のコレクタ電
流に等しく、従つて、 I3＝VCC／R3 であり、同様に、 I8＝VCC／R4 であるから、カツトオフ周波数fcは、(ii)式から fc＝１／4πC1R1・R3／R4……(iii) となる。
そして、この(iii)式において、R3／R4はIC内部
の抵抗比であり、きわめて正確に決めることがで
きると共に、温度特性も安定である。従つて、こ
のフイルタのカツトオフ周波数fcは正確にでき、
ばらつきを生じることがないと共に、温度特性も
安定にできる。
の抵抗比であり、きわめて正確に決めることがで
きると共に、温度特性も安定である。従つて、こ
のフイルタのカツトオフ周波数fcは正確にでき、
ばらつきを生じることがないと共に、温度特性も
安定にできる。
さらに、コンデンサC1は一端が接地されてい
るので、IC化したとき、容量を大きくできるが、
コンデンサC1が小さくても、抵抗器R1〜R4を選
定することによりカツトオフ周波数fcを低くする
ことができる。また、トランジスタQ3のコレク
タ電流を変化させることによりカツトオフ周波数
fcを広範囲にわたつて高速に変更でき、VCFとす
ることができる。さらに、トランジスタQ13は他
のフイルタのカレントミラー回路の入力側と共用
できる。
るので、IC化したとき、容量を大きくできるが、
コンデンサC1が小さくても、抵抗器R1〜R4を選
定することによりカツトオフ周波数fcを低くする
ことができる。また、トランジスタQ3のコレク
タ電流を変化させることによりカツトオフ周波数
fcを広範囲にわたつて高速に変更でき、VCFとす
ることができる。さらに、トランジスタQ13は他
のフイルタのカレントミラー回路の入力側と共用
できる。
第３図の回路は、トランジスタQ9，Q10による
カレントミラー回路の代わりに抵抗器R6が接続
された場合である。
カレントミラー回路の代わりに抵抗器R6が接続
された場合である。
第４図の回路は、エミツタフオロワのトランジ
スタQ11を追加した場合である。なお、この回路
においては、トランジスタQ11のコレクタあるい
はトランジスタQ2のベースの接続点からも出力
を取り出すことができる。
スタQ11を追加した場合である。なお、この回路
においては、トランジスタQ11のコレクタあるい
はトランジスタQ2のベースの接続点からも出力
を取り出すことができる。
第５図の回路は、ハイパスフイルタを構成した
場合である。すなわち、この回路は等価的に第６
図のように示され、コンデンサC1とアンプ２の
出力インピーダンスＲとによりハイパスフイルタ
となる。なお、カツトオフ周波数fcは、やはり(iii)
式で示される。
場合である。すなわち、この回路は等価的に第６
図のように示され、コンデンサC1とアンプ２の
出力インピーダンスＲとによりハイパスフイルタ
となる。なお、カツトオフ周波数fcは、やはり(iii)
式で示される。
そして、第１図のローパスフイルタと同様、カ
ツトオフ周波数fcが正確であると共に、温度特性
も安定であり、また、カツトオフ周波数fcを低く
することができる。
ツトオフ周波数fcが正確であると共に、温度特性
も安定であり、また、カツトオフ周波数fcを低く
することができる。
なお、この回路においても、トランジスタQ9，
Q10は抵抗器にすることができる。
Q10は抵抗器にすることができる。
第７図の回路は、フイードバツク形のローパス
フイルタを構成した場合で、素子Q1〜Q10，R1，
R2に対応する素子Q21〜Q30，R21，R22が同様に
接続されてアンプ２２が構成されると共に、コン
デンサC21が接続される。
フイルタを構成した場合で、素子Q1〜Q10，R1，
R2に対応する素子Q21〜Q30，R21，R22が同様に
接続されてアンプ２２が構成されると共に、コン
デンサC21が接続される。
従つて、アンプ２２の利得をA2とすれば、こ
の回路は等価的に第８図に示すような構成とな
り、フイードバツク形のローパスフイルタとして
働く。
の回路は等価的に第８図に示すような構成とな
り、フイードバツク形のローパスフイルタとして
働く。
第９図の回路は、第１図のローパスフイルタと
第５図のハイパスフイルタとを一体化した場合で
あり、等価的に第１０図に示すようになる。従つ
て、信号源１の信号に対してはローパスフイル
タ、信号源４の信号に対してはハイパスフイルタ
として働く。また、両信号が、互いに等しく、か
つ、逆相であれば、移相回路として働く。
第５図のハイパスフイルタとを一体化した場合で
あり、等価的に第１０図に示すようになる。従つ
て、信号源１の信号に対してはローパスフイル
タ、信号源４の信号に対してはハイパスフイルタ
として働く。また、両信号が、互いに等しく、か
つ、逆相であれば、移相回路として働く。
第１図、第３図、第４図、第５図、第７図、第
９図はこの発明の一例の接続図、第２図、第６
図、第８図、第１０図はその等価回路図である。 T1は入力端子、T2は出力端子である。
９図はこの発明の一例の接続図、第２図、第６
図、第８図、第１０図はその等価回路図である。 T1は入力端子、T2は出力端子である。
Claims (1)
- １ 可変利得アンプの出力端にコンデンサの一端
を接続し、上記可変利得アンプの入力端と出力端
との間に負帰還路を形成し、上記可変利得アンプ
の入力端と上記コンデンサの他端との間に入力信
号を供給すると共に、上記可変利得アンプの利得
を制御してカツトオフ周波数の補償されたフイル
タ出力を上記可変利得アンプの出力端と上記コン
デンサの一端との接続点から取り出すようにした
フイルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6574980A JPS56161711A (en) | 1980-05-17 | 1980-05-17 | Filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6574980A JPS56161711A (en) | 1980-05-17 | 1980-05-17 | Filter circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56161711A JPS56161711A (en) | 1981-12-12 |
| JPH0154884B2 true JPH0154884B2 (ja) | 1989-11-21 |
Family
ID=13295971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6574980A Granted JPS56161711A (en) | 1980-05-17 | 1980-05-17 | Filter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56161711A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58161413A (ja) * | 1982-03-18 | 1983-09-26 | Sony Corp | 多目的フイルタ |
| JPH0795665B2 (ja) * | 1991-12-06 | 1995-10-11 | ソニー株式会社 | 積分回路 |
| JP3116544B2 (ja) * | 1992-04-30 | 2000-12-11 | 松下電器産業株式会社 | 遅延回路 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50134540A (ja) * | 1974-04-15 | 1975-10-24 | ||
| JPS5277558A (en) * | 1975-12-24 | 1977-06-30 | Hitachi Ltd | Variable resistance circuit |
| JPS5545224A (en) * | 1978-09-26 | 1980-03-29 | Sony Corp | Filter circuit |
-
1980
- 1980-05-17 JP JP6574980A patent/JPS56161711A/ja active Granted
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50134540A (ja) * | 1974-04-15 | 1975-10-24 | ||
| JPS5277558A (en) * | 1975-12-24 | 1977-06-30 | Hitachi Ltd | Variable resistance circuit |
| JPS5545224A (en) * | 1978-09-26 | 1980-03-29 | Sony Corp | Filter circuit |
| JPS5545266A (en) * | 1978-09-26 | 1980-03-29 | Sony Corp | Filter circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56161711A (en) | 1981-12-12 |
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