JP2991727B2 - アクティブフィルタ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、遮断周波数を可変設定できるアクティブ
フィルタ回路に関するものである。

〔従来の技術〕

第５図は例えば特公昭61−55806号公報に開示された
従来のアクティブフィルタ回路を示す回路図である。図
において（１）は第１の信号入力端子、（２），（５）
はトランジスタ、（３）は可変定電流源、（４）は電
源、（７）は定電流源で、トランジスタ（２）のベース
は信号入力端子（１）に、エミッタは、一端を接地した
可変定電流源（３）の他端に、コレクタは電源（４）に
それぞれ接続されている。また、トランジスタ（５）の
エミッタは、トランジスタ（２）と可変定電流源（３）
の接続点に、ベースは信号出力端子（６）に、コレクタ
は定電流源（７）を介して電源端子（４）にそれぞれ接
続され、トランジスタ（２），（５）、可変定電流源
（３）、電源（４）および定電流源（７）で伝達コンダ
クタンスの可変な電圧制御電流源（８）が構成されてい
る。（９）はリアクタンス回路を構成するコンデンサ、
（10）はトランジスタ、（11）は定電流源で、コンデン
サ（９）の一端はトランジスタ（５）のコレクタに接続
され、他端の第２の信号入力端子（13）は接地されてい
る。トランジスタ（10）のベースは、トランジスタ
（５）のコレクタに、エミッタは信号出力端子（６）
に、コレクタ電源は（４）にそれぞれ接続されている。
また、定電流源（11）の一端は信号出力端子（６）に接
続され、他端は接地されており、このトランジスタ（1
0）と定電流源（11）とで、帰還回路（12）を構成す
る。この帰還回路（12）は、バッファ増幅器として作用
し、その電圧利得Ａは１となる。

第６図は第５図の回路の等価回路である。

次に、第５図の回路の動作原理を第６図の等価回路を
参照して説明する。説明を簡略化するために、各トラン
ジスタ（２），（５），（10）のベース電流は十分小さ
く、無視できるものとする。

いま、信号入力端子（１）の入力信号電圧をV_i1、第
２の信号入力端子（13）の入力信号電圧をV_i2、電圧制
御電流源（８）の伝達コンダクタンスをg_m、電圧制御電
流源（８）の出力信号電流をi_o、コンデンサ（９）の容
量をC,信号出力端子（６）の出力信号電圧をV₀、その角
周波数をωとすると、 が成り立つ。

式（１），（２）から出力信号電圧V₀を導くと、 となる。

他方、入力信号電圧V_i1により、トランジスタ（２）
のエミッタからトランジスタ（５）を介してコンデンサ
（９）に流れ込む信号電流i_oは、トランジスタ（２）、
および（５）のエミッタ動抵抗をr_eとすれば、 となるから、 第５図の回路の伝達コンダクタンスg_mは、式（４）を
用いて次式で与えられる。

また、可変定電流源（３）の電流値を2I_o、定電流源
（７）の電流値をI_oとすれば、トランジスタ（２）およ
び（５）のエミッタ電流はI_oとなり、このエミッタ電流
I_oとエミッタ動抵抗r_eとの間には の関係があるので、式（６）の関係を用いれば、式
（５）は、 となる。

さらに第５図の回路では、Ａ＝1,V_i2＝０であるか
ら、この回路の伝達関数Ｇ（ω）＝V₀/V_i1は、式
（３），（７）から となる。すなわち式（８）は、第５図の回路が 通過帯域電圧利得G_o＝１ の１次のローパスフィルタ回路であることを示してお
り、かつ、可変定電流源（３）の電流値2I_oを変えるこ
とにより、遮断周波数f_cを変化させることができること
を示している。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のようなアクティブフィルタ回路では、エミッタ
が共通接続された差動対トランジスタの特性として一般
に知られているように、その入力信号電圧V_i1に対する
線形動作範囲は、電圧制御電流源（８）の差動入力信号
電圧V_i1−V₀で見て、正弦波の振幅換算でほぼ2kT/qであ
る。この値は、常温（＝300K）では0.052Vであり極めて
小さい。そのため、V₀≒V_i1となる通過帯域では、電圧
制御電流源（８）の差動入力信号電圧V_i1−V₀が０に近
い値であるので、入力信号電圧V_i1が大きくても線形動
作するが、|V₀|が|V_i1|より小さくなる遮断帯域では、
入力信号電圧V_i1が大きくなると、電圧制御電流源
（８）の差動入力信号電圧V_i1−V₀の値が線形動作範囲
を越えてしまい、等価的な伝達コンダクタンスg_mが小さ
くなる。したがって、第７図に示すように、伝達関数の
絶対値|G（ω）｜の周波数特性は、入力信号電圧V_i1が
小さく、回路が線形動作している場合には実線で示す曲
線イのようになる（遮断帯域では6dB/オクターブで減
衰）が、入力信号電圧V_i1が大きくなると破線で示す曲
線ロのようになり、さらに入力信号電圧V_i1が大きくな
ると１点鎖線で示す曲線ハのようになる。

このように、従来の遮断周波数可変のアクティブフィ
ルタ回路では、入力信号電圧に対する線形動作範囲が狭
いため、入力信号電圧の大きさによって遮断帯域の周波
数特性が変化するという問題点があった。

この発明は上記の様な問題点を生するためになされた
もので、入力信号電圧に対する線形動作範囲を容易に広
げることができ、かつ、集積化した場合に、温度特性の
良好な遮断周波数可変のアクティブフィルタ回路を得る
ことを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るアクティブフィルタ回路は、第１の信
号入力端子としてのベースを有する第１のトランジスタ
のエミッタと、第１の出力端子としてのベースを有する
第２のトランジスタのエミッタとを抵抗回路で接続して
構成される第１の差動増幅回路、上記第１のトランジス
タのコレクタにエミッタを接続した第３のトランジス
タ、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタを接
続すると共に、ベースを上記第３のトランジスタのベー
スに接続した第４のトランジスタ、上記第１、第３のト
ランジスタの接続点にベースを接続し、コレクタを上記
第４のトランジスタのコレクタに接続して第２の出力端
子を形成する第５とトランジスタのエミッタと、上記第
２、第４のトランジスタの接続点にベースを接続し、コ
レクタを上記第３のトランジスタのコレクタに接続する
第６のトランジスタのエミッタとを接続して構成される
第２の差動増幅回路、上記第１の差動増幅回路に電流を
供給する定電流源、上記第２の差動増幅回路に電流を供
給する可変定電流源、上記第２の出力端子に接続された
電流源、上記第２の出力端子に一端が接続され、他端が
第２の信号入力端子とされたリアクタンス回路、及び上
記第２の出力端子の出力を上記第２のトランジスタのベ
ースに負帰還する帰還回路を備えたものである。

〔作用〕

この発明において，第1,第２の信号入力端子のうち少
なくとも一方から入力信号電圧を加えると、電圧制御電
流源から出力信号が取り出されるとともに、その出力信
号の所定量が帰還回路を介して電圧制御電流源の第１の
差動増幅回路に帰還されて所定のフィルタ特性が得られ
る。

そして、第２の差動増幅回路に流れる電流量を変える
と第２の差動増幅回路の伝達コンダクタンスが変わり、
同時に電圧制御電流源の伝達コンダクタンスも変わる。
これにより、遮断周波数の可変特性が得られる。

このように、遮断周波数の可変特性が確保されるの
で、第１の差動増幅回路に入力信号に対して線形動作範
囲の広い回路を適用することが可能になり、大振幅の入
力信号についても良好なフィルタ特性が得られる。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を図に基いて説明する。

第１図は、この発明の一実施例を示す回路図で、第５
図の従来例と同一部分には同一符号を付して説明を省略
する。図において、（１）は第１の信号入力端子で、ト
ランジスタ（２）のベースに接続され、このトランジス
タ（２）のエミッタは第１の抵抗回路を構成する直列に
接続された抵抗器（14），（15）を介してトランジスタ
（５）のエミッタに接続され、トランジスタ（２），
（５）で第１の差動増幅回路を構成している。抵抗器
（14），（15）の接続点は定電流源（16）の一端に接続
され、この定電流源（16）の他端は接地されている。ま
た、トランジスタ（２）のコレクタはトランジスタ（1
8）のベースおよびトランジスタ（20）のエミッタに接
続されている。また、トランジスタ（５）のコレクタは
トランジスタ（19）のベースおよびトランジスタ（21）
のエミッタに接続されている。また、トランジスタ（1
8）のエミッタはトランジスタ（19）のエミッタおよび
可変定電流源（17）の一端に接続され、可変定電流源
（17）の他端は接地されている。また、トランジスタ
（19）のコレクタおよびトランジスタ（20）のコレクタ
は共に電源（４）に接続され、トランジスタ（18）のコ
レクタおよびトランジスタ（21）のコレクタは共に電流
源（23）を介して電源（４）に接続され、トランジスタ
（20）のベースおよびトランジスタ（21）のベースは共
に定電圧端子（22）に接続されており、トランジスタ
（18），（19）で第２の差動増幅回路を構成しており、
上記したトランジスタ（２），（５），（18），（1
9），（20），（21）、抵抗器（14），（15）、定電流
源（16）、可変定電流源（17）、電流源（23）、定電圧
端子（22）、および電源（４）で伝達コンダクタンスの
可変な電圧制御電流源（８）が構成されている。

トランジスタ（18）のコレクタ、トランジスタ（21）
のコレクタおよび電流源（23）の接続点は、リアクタン
ス回路を構成するコンデンサ（９）の一端およびトラン
ジスタ（10）のベースに接続され、コンデンサ（９）の
第２の信号入力端子（13）は接地されている。

帰還回路（12）を構成するトランジスタ（10）のコレ
クタは電源（４）に接続され、エミッタは、第２の抵抗
回路を構成するダイオード（24）を介して定電流源（1
1）の一端に接続され、この定電流源（11）の他端は接
地されており、ダイオード（24）と定電流源（11）の接
続点はトランジスタ（５）のベースおよび信号出力端子
（６）に接続され、トランジスタ（10）、ダイオード
（24）および定電流源（11）でレベルシフト回路を構成
している。

この実施例においては、レベルシフト回路（12）が第
６図のバッファ増幅器（12）に相当している。したがっ
て、この場合も第６図のバッファ増幅器（12）の電圧利
得Ａは１である。

次に、この実施例の動作を第６図の等価回路を参照し
て説明する。この実施例においても、従来回路の場合と
同様に、説明を簡略化するため各トランジスタ（２），
（５），（10），（18），（19），（20），（21）のベ
ース電流は十分小さく無視できるものとする。

この実施例の動作原理は、第５図の従来回路と同じで
あり、コンデンサ（９）の第２の信号入力端子（13）が
接地されているので、その入力信号電圧V_i2は０であ
る。

第１図において、定電流源（16）の定電流値を2I₁、
抵抗器（14），（15）の抵抗値を共にR_E、入力信号電圧
V_i1によって、トランジスタ（２）のエミッタから抵抗
器（14），（15）およびトランジスタ（５）を介してト
ランジスタ（21）のコレクタに流れる信号電流をi₁とす
れば、トランジスタ（２）のコレクタ電流I_c2は となり、同様に、トランジスタ（５）のコレクタ電流I
_c5は となり、 さらにこれらの電流I_c2,I_c5によりトランジスタ（2
0）および（21）のエミッタで信号電圧が生じ、この信
号電圧によりトランジスタ（19）のエミッタからトラン
ジスタ（18）のコレクタに信号電流i₂が流れる。

一方、トランジスタ（18），（19），（20），（21）
のベース・エミッタ間電圧を、それぞれV_BE18,V_BE19,V
_BE20およびV_BE21とすると、 V_BE18＋V_BE20＝V_BE19＋V_BE21 ……（11） が成立する。ここでトランジスタのエミッタ電流I_eとベ
ース・エミッタ間電流V_BEの間には ただし、I_s:トランジスタの飽和電流 なる関係があるので、トランジスタ（18），（19），
（20），（21）のエミッタ電圧をそれぞれI_e18,I_e19,I
_e20およびI_e21とすれば、式（11）は式（12）の関係を
用いて次式で表わされる。

ただし、I_s18,I_s19,I_s20 I_s21は、それぞれトランジ
スタ（18），（19），（20），（21）の飽和電流で、同
一ICチップでは、通常、I_s18＝I_s19＝I_s20＝I_s21＝I_sで
ある。

さらに、式（13）を整理すれば I_e18・I_e20＝I_e19・I_e21 ……（14） となる。ここで、トランジスタ（20）のエミッタ電流I
_e20は、トランジスタ（２）のコレクタ電流I_c2に等しく
I_e20＝I_c2であり、トランジスタ（21）のエミッタ電流I
_e21は、トランジスタ（５）のコレクタ電流I_c5に等しく
I_e21＝I_c5である。また、トランジスタ（18），（19）
のエミッタ電流I_e18,I_e19は、可変定電流源（17）の電
流値を２×I₂とすれば I_e18＝I₂−i₂ ……（15） I_e19＝I₂＋i₂ ……（16） であるから、式（９），（10），（15）および（16）を
式（14）に代入してi₂を求めると となる。

ここで電圧制御電流源（８）の出力信号電流i_o、トラ
ンジスタ（18）のコレクタ電流I₂−i₂、およびトランジ
スタ（21）のコレクタ電流I₁−i₁の間には、電流源（2
3）の電流値をI₁＋I₂とすれば、次の関係が成り立つ。

I₁＋I₂＝i_o＋I₂−i₂＋I₁−i₁ ……（18） したがって、電圧制御電流源（８）の出力信号電流i_o
は、式（18）から i_o＝i₁＋i₂ ……（19） となる。

したがって、信号電流i₁とi₂の和が電圧制御電流源
（８）の出力信号電流i_oとなるから式（17）からi_oを導
くと となり、さらに電圧制御電流源（８）の伝達コンダクタ
ンスg_mは となる。

ここで、従来回路の動作説明の際に求めた式（３）
に、Ａ＝1,V_i2＝0,およびg_mとして式（21）を代入する
と、この実施例の回路の伝達関数Ｇ（ω）＝V₀/V_i1は となり、これは、この実施例の回路が 通常帯域電圧利得G_o＝１ の１次のローパスフィルタ回路であることを示してお
り、かつ、可変定電流源（17）の電流値を変えることに
より、遮断周波数f_cを変化させることができることを示
している。

さらに、この実施例のアクティブフィルタ回路では、
エミッタ間に抵抗回路が接続された差動対トランジスタ
の特性として、一般に周知のように、その入力信号電圧
V_i1に対する線形動作範囲は、電圧制御電流源（８）の
差動入力信号電圧V_i1−V₀で見て、正弦波の振幅換算で
ほぼ、2I₁・2R_E＝4I₁R_Eである。したがって、R_Eおよび2
I₁の値を適当に選べば入力信号電圧V_i1の大きさによっ
て遮断帯域の周波数特性が変化することのないアクティ
ブフィルタ回路を得ることができる。

また、集積回路では、大容量のコンデンサを作ること
が困難であるが、この実施例を集積回路に適用すると、
R_Eあるいは、2I₁の値を大きくすれば、コンデンサ
（９）の容量値Ｃが小さくても遮断周波数f_cの低いフィ
ルタ回路を得ることができる利点がある。

第２図はこの発明の第２の実施例を示す回路図であ
る。

この第２の実施例は 第１の実施例において接地されていたコンデンサ
（９）の一端が第２の信号入力端子（13）に接続されて
いる点 第１の実施例において第１の信号入力端子（１）に接
続されていたトランジスタ（２）のベースが、一端を接
地したバイアス電源（25）の他端に接続されて、交流的
に接地されている点 の２点が第１の実施例と異なるが他の構成は第１の実施
例と同じである。

したがって、この第２の実施例の出力信号電圧V₀は、
従来回路の説明の際導いた式（３）において、Ａ＝1,V
_i1＝０とした場合に相当する。

また、電圧制御電流源（８）の伝達コンダクタンスg_m
は、第１の実施例と同じであるので、式（21）がそのま
ま成り立ち、この式を式（３）に代入して伝達関数Ｇ
（ω）＝V₀/V_i2を導くと となる。式（23）は、この第２の実施例が 通過帯域電圧利得G_o＝１ の１次のハイパスフィルタ回路を構成していることを示
している。その他の作用、効果については第１の実施例
と同じである。第３図はこの発明の第３の実施例を示す
回路図で、第１の実施例を集積回路に応用した場合の具
体的な実施例を示したものである。つまり、このアクテ
ィブフィルタ回路は、第１の実施例における電流源（2
3）をトランジスタ（26）および（27）で構成し、第１
の実施例における定電流源（16）をトランジスタ（2
8），（37）および抵抗器（36）で構成し、第１の実施
例における可変定電流源（17）をトランジスタ（29），
（30），（31），（33），（34），（35）および抵抗器
（32）、可変抵抗器（38）で構成したものである。すな
わち、ベースとコレクタが接続されたトランジスタ（2
6）のベースとコレクタに接続点は、トランジスタ（2
0）のコレクタとトランジスタ（19）のコレクタの接続
されるとともに、トランジスタ（26）のベースとコレク
タの接続点は、トランジスタ（27）のベースに、エミッ
タは電源（４）にそれぞれ接続され、トランジスタ（2
7）のコレクタはトランジスタ（18）のコレクタとトラ
ンジスタ（21）のコレクタの接続点に、エミッタは電源
（４）にそれぞれ接続され、このトランジスタ（26）と
トランジスタ（27）とでカレントミラー回路が構成され
ている。そして、トランジスタ（28）のエミッタは接地
され、コレクタは抵抗器（14）と（15）の接続点に接続
され、ベースはトランジスタ（37）のベースとコレクタ
の接続点に接続されている。

また、トランジスタ（37）のエミッタは、接地され、
ベースとコレクタの接続点は抵抗器（36）を介して電源
（４）に接続されており、トランジスタ（28）とトラン
ジスタ（37）および抵抗器（36）とでカレントミラー定
電流回路が構成されている。また、トランジスタ（29）
のエミッタは接地され、コレクタはトランジスタ（18）
のエミッタとトランジスタ（19）のエミッタの接続点に
接続され、ベースはトランジスタ（30）のエミッタおよ
びトランジスタ（31）のベースに接続されている。また
トランジスタ（30）のエミッタとトランジスタ（31）の
ベースとトランジスタ（29）のベースの接続点は、抵抗
器（32）を介して接地され、トランジスタ（30）のコレ
クタは電源（４）に接続され、トランジスタ（30）のベ
ースはトランジスタ（31）のコレクタおよびトランジス
タ（33）のコレクタおよびトランジスタ（34）のコレク
タに接続されている。また、トランジスタ（31）のエミ
ッタおよびトランジスタ（33）のエミッタはともに接地
され、トランジスタ（33）のベースはカレントミラー定
電流回路を構成するトランジスタ（28）とトランジスタ
（37）の共通ベースラインに接続されている。また、ト
ランジスタ（34）のエミッタは、電源（４）に接続さ
れ、ベースはトランジスタ（35）のベースとコレクタの
接続点に接続されている。また、トランジスタ（35）の
エミッタは電源（４）に接続され、このトランジスタ
（35）のベースとコレクタの接続点は集積回路外部端子
（39）を介して、集積回路外付けの可変抵抗器（38）の
一端に接続され、可変抵抗器（38）の他端は接地されて
おり、このトランジスタ（34）とトランジスタ（35）お
よび可変抵抗器（38）とで可変抵抗器（38）の抵抗値に
より、電流値が可変のカレントミラー定電流回路が構成
されている。その他の構成は上記第１の実施例と同じで
ある。したがって、トランジスタ（28）のコレクタ電流
を2I₁,トランジスタ（29）のコレクタ電流を2I₂とする
と、第１の実施例の説明で導いた式（９）〜（17）はそ
のまま成立し、また、この第３の実施例に係るアクティ
ブフィルタ回路の出力信号電圧V₀は、従来回路の説明の
際導いた式（３）でＡ＝1,V_i2＝０とした場合に相当す
る。

つぎに、この実施例の動作を、第１の実施例を参照し
ながら説明する。抵抗器（36）の抵抗値をR₁,抵抗器（3
6）からトランジスタ（37）のコレクタを介しトランジ
スタ（37）のエミッタに流れる電流値をI₃、電源（４）
より供給される電圧をV_ccとすれば、次式が成立する。

ただし、V_BE37はトランジスタ（37）のベース・エミ
ッタ間電圧 ここで、通常V_cc≫V_BE37であるので、式（24）は となる。また、トランジスタ（28）とトランジスタ（3
7）はカレントミラー回路を構成しているので、トラン
ジスタ（28）のエミッタ電流（≒コレクタ電流）はトラ
ンジスタ（37）のエミッタ電流I₃に等しい。したがっ
て、第１の実施例を示す第１図における定電流源（16）
の電流値2I₁は第３の実施例では となる。

また、第３図に示す回路において、集積回路外付けの
可変抵抗器（38）の抵抗値をR₂,トランジスタ（35）の
エミッタからトランジスタ（35）のコレクタを介し可変
抵抗器（38）に流れる電流値をI₄とすれば、次式が成立
する。

ただし、V_BE35はトランジスタ（35）のベース・エミ
ッタ間の電圧 トランジスタ（34）とトランジスタ（35）はカレント
ミラー回路を構成しているので、トランジスタ（34）の
エミッタ電流（≒コレクタ電流）はトランジスタ（35）
のエミッタ電流I₄に等しく、さらに、このトランジスタ
（34）のコレクタ電流は、トランジスタ（33）のコレク
タとトランジスタ（31）のコレクタに分流する。また、
トランジスタ（33）とトランジスタ（37）はカレントミ
ラー回路を構成しているので、トランジスタ（33）のエ
ミッタ電流（≒コレクタ電流）はトランジスタ（37）の
エミッタ電流I₃に等しい。すなわち、トランジスタ（3
1）のコレクタ電流（≒コレクタ電流）は、トランジス
タ（34）のエミッタ電流I₄とトランジスタ（33）のエミ
ッタ電流I₃の差、つまりI₄−I₃となる。したがって、ト
ランジスタ（29）のコレクタ電流は、トランジスタ（2
9）とトランジスタ（31）がカレントミラー回路を構成
しているのでトランジスタ（31）のエミッタ電流I₄−I₃
と等しくなる。

したがって、第１の実施例を示す第１図における、可
変定電流源（17）の電流値2I₂は、第３の実施例では 2I₂＝I₄−I₃ ……（28） となり、さらに式（26），（27）を用いて式（28）は、 となる。

また、トランジスタ（26），（27）はカレントミラー
回路を構成しているので、トランジスタ（26）のエミッ
タ電流（≒コレクタ電流）とトランジスタ（27）のエミ
ッタ電流（≒コレクタ電流）はともに等しくなり、第１
の実施例における電流源（23）の電流値I₁＋I₂は、第３
の実施例ではトランジスタ（26）のエミッタ電流、すな
わちトランジスタ（19）のコレクタ電流I_c19とトランジ
スタ（20）のコレクタ電流I_c20の和となる。このトラン
ジスタ（19），（20）のコレクタ電流I_c19,I_c20は第３
の実施例においても第１の実施例の場合と同じ電流値で
あるから、第１の実施例の説明で導いた式（４），（1
6）がそのまま第３の実施例でも成り立ち I_c19＝I_e19＝I₂＋i₂ ……（30） I_c20＝I_c2＝I₁＋i₁ ……（31） となる。

したがって、第１の実施例における電流源（23）の電
流値I₁＋I₂は、第３の実施例では式（30），（31）から
I₁＋I₂＋i₁＋i₂となり、これを第１の実施例の説明で導
いた式（18）の左辺に代入すれば I₁＋I₂＋i₁＋i₂＝i_o＋I₂−i₂＋I₁−i₁ ……（32） となる。

したがって、第３の実施例では電圧制御電流源（８）
の出力信号電流i_oは式（32）から i_o＝２（i₁＋i₂） ……（33） となり、さらに第１の実施例の説明で導いた式（９），
（17）は第３の実施例でも成立するから、式（33）に式
（９），（17）を代入すれば、 となる。したがって、電圧制御電流源（８）の伝達コン
ダクタンスg_mは第３の実施例の場合 となり、この式（35）に式（26），（29）を代入して整
理すればg_mは次式で表わされる。

ここで、従来回路の動作説明の際に導いた式（３）
に、Ａ＝1,V_i2＝０およびg_mとして式（36）を代入する
と、第３図に示すアクティブフィルタ回路の伝達関数Ｇ
（ω）＝V₀/V_i1は となり、これは第３図の回路が 通過帯域電圧利得G₀＝１ の１次のローパスフィルタ回路であることを示してい
る。

また集積回路の場合、 抵抗値、容量値の精度が悪い 抵抗値の温度特性が悪い 等の理由で、フィルタ回路の遮断周波数がばらつき、
かつ、温度により変化するという問題点があるが、第３
の実施例の場合、 遮断周波数を決めている集積回路内部の抵抗器（1
4），（15）および（36）の抵抗値R_E,R₁およびコンデン
サ（９）の容量値Ｃのばらつきによる遮断周波数f_cのば
らつきを、集積回路外付けの抵抗器（38）の抵抗値R₂に
より補正できる利点、および 抵抗値R_E,R₁は温度により変化するが、式（38）にお
いて、通常、エミッタ動抵抗r_eは、R_Eに比べ十分小さ
く、 とおけ、このR_E/R₁は温度により変化しない値であるた
め、遮断周波数f_cが温度により変化しない利点がある。

すなわち、第３の実施例は第１の実施例を示す第１図
における定電流源（16）の電流値2I₁を、式（26）に示
すように、集積回路内部抵抗の抵抗値の逆数に比例する
ように定電流源（16）を構成し、また、可変定電流源
（17）の電流値2I₂は、式（29）に示すように、温度特
性のない集積回路外付け抵抗の抵抗値の逆数に比例する
電流値と、上記定電流源（16）の電流値2I₁の差の電流
値となるように可変定電流源（17）を構成することによ
り上記の効果を得ているものである。

したがって、第３図に示す各定電流源の回路構成は、
単に上記式（26），（29）の関係を満たすための一構成
例でしかなく、他の構成でも上記関係を満たしていれ
ば、第３の実施例と同様の効果を得られることは言うま
でもない。

なお、以上の各実施例では、説明を簡略化するため
に、各トランジスタのベース電流は十分小さく無視でき
るものとし、また、抵抗器（14），（15）の抵抗値が相
等しいとしたが、そうでない場合にも同様の機能を持た
せることができることは実際上明らかである。

さらに、上記各実施例において トランジスタ（２），（５）からなる差動増幅回路を
例えば第４図に示す様な構成とすること ダイオード（24）として抵抗回路を用いること 図面に示したのとは異なる極性のトランジスタを用い
ること リアクタンス回路としてコンデンサ（９）ではなく他
の回路を用いること 第３図のトランジスタ（26），（27）から成るカレン
トミラー回路として他の構成のカレントミラー回路を用
いること 等、様々な構成を取り得ることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、入力信号電圧に対
する線形動作範囲の広い遮断周波数可変のアクティブフ
ィルタ回路を容易に実現でき、かつ、集積回路化した場
合、集積回路の外部から容易に遮断周波数を補正でき、
温度特性の良好なアクティブフィルタ回路を実現できる
という効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例を示す回路図、第２図
はこの発明の第２の実施例を示す回路図、第３図は第１
の実施例を集積化した場合の具体例を示す回路図、第４
図は第１および第２のトランジスタからなる第１の差動
増幅回路の他の構成を示す回路図、第５図は従来のアク
ティブフィルタ回路を示す回路図、第６図は従来および
この発明のアクティブフィルタ回路の簡略化した等価回
路を示す図、第７図は従来のアクティブフィルタ回路の
動作を説明するための特性図である。 （２），（５），（10），（18），（19），（20），
（21）……トランジスタ、（４）……電源、（８）……
電圧制御電流源、（９）……リアクタンス回路を構成す
るコンデンサ、（11），（16）……定電流源、（12）…
…帰還回路（バッファ増幅器を構成するレベルシフト回
路）、（14），（15）……抵抗器、（17）……可変定電
流源、（22）……定電圧端子、（23）……電流源、（2
4）……第２の抵抗回路を構成するダイオード。 なお、各図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の信号入力端子としてのベースを有す
   る第１のトランジスタのエミッタと、第１の出力端子と
   してのベースを有する第２のトランジスタのエミッタと
   を抵抗回路で接続して構成される第１の差動増幅回路、
   上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタを接続し
   た第３のトランジスタ、上記第２のトランジスタのコレ
   クタにエミッタを接続すると共に、ベースを上記第３の
   トランジスタのベースに接続した第４のトランジスタ、
   上記第１、第３のトランジスタの接続点にベースを接続
   し、コレクタを上記第４のトランジスタのコレクタに接
   続して第２の出力端子を形成する第５のトランジスタの
   エミッタと、上記第２、第４のトランジスタの接続点に
   ベースを接続し、コレクタを上記第３のトランジスタの
   コレクタに接続する第６のトランジスタのエミッタとを
   接続して構成される第２の差動増幅回路、上記第１の差
   動増幅回路に電流を供給する定電流源、上記第２の差動
   増幅回路に電流を供給する可変定電流源、上記第２の出
   力端子に接続された電流源、上記第２の出力端子に一端
   が接続され、他端が第２の信号入力端子とされたリアク
   タンス回路、及び上記第２の出力端子の出力を上記第２
   のトランジスタのベースに負帰還する帰還回路を備えた
   アクティブフィルタ回路。