JP3442872B2 - Btl出力回路 - Google Patents
Btl出力回路Info
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Description
・トランスフォーマー・レス)出力回路に関し、1つの
半導体集積回路により形成されるものに利用して有効な
技術に関するものである。
力仕様への要求が強いが、その電源が車載用バッテリー
の12Vから取るために、通常の電力増幅回路では十分
な高出力を得ることができない。そこで、図3に示すよ
うに2つの出力回路をBTL接続してスピーカーSPを
駆動する。1つの出力回路1は、ノーマル・ダーリント
ン回路2と、インバーティッド・ダーリントン回路3と
によりプッシュプル形態にされる。このようなダーリン
トン回路2と3を用いることより、大きな電流増幅率に
より振幅範囲を大きく確保することができる。このよう
なインバーティッド・ダーリントン回路に関しては、例
えばCQ出版社、1989年11月1日発行『トランジ
スタ技術スペシャル』No18、頁12〜頁29があ
る。
オアンプでは、高周波領域において発振が生じ易いこと
から高周波特性が良好なコンデンサと小抵抗からなるス
ナバ回路4を接続するものである。このようなスナバ回
路4による発振防止対策においては、発振動作を確実に
防止するためにはコンデンサの容量値をある程度大きく
する必要があり、半導体集積回路に内蔵できないために
専ら外付部品とせざるを得ない。
能を持つ線形増幅動作のBTL出力回路を提供すること
にある。この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規
な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかに
なるであろう。
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、ノーマル・ダーリントン回
路とインバーティッド・ダーリントン回路とがプッシュ
プル接続されてなる2つの出力回路の入力に互いに逆位
相の入力信号を供給して、両出力端子間に負荷を接続し
てなるBTL出力回路において、一方の出力回路におい
てインバーティッド・ダーリントン回路側が電流を流し
ている間に他方の出力回路側の入力信号又は出力トラン
ジスタに流れる電流に対応した補正電流を形成して、上
記一方の出力回路の入力電圧と出力電圧とを等しくする
レベルシフト・ループ回路に流すようにする。
ーリントン回路により負荷をプル駆動しているときに、
プッシュ側出力トランジスタにも補正電流に対応したバ
イアス電圧が与えられてその出力インピーダンスを低く
保つことができるから、高域周波数に対しても上記イン
バーティッド・ダーリントン回路のループ利得が抑制さ
れて発振が生じなくできる。
一実施例の回路図が示されている。同図の各回路素子
は、後述するような前段に設けられる増幅回路とともに
公知の半導体製造技術によって単結晶シリコンのような
1つの半導体基板上において形成される。
た2つの出力回路1と1’から構成される。上記2つの
出力回路1と1’には、互いに逆位相にされた入力信号
VinとVin’とが供給される。上記出力回路1と1’か
ら得られる出力信号Vout とVout ’とはスピーカーS
Pに供給される。
ッシュ駆動するノーマル・ダリーリントン回路2と、プ
ル駆動するインバーティッド・ダーリントン回路3、及
び発振防止のための補正電流回路6から構成される。他
方の出力回路1’も同様な回路から構成されるが、同図
においては出力トランジスタQ7’とQ1’及び補正電
流回路6’を構成する回路が代表として例示的に示され
ている。
ル・ダーリントン回路2は、NPNトランジスタQ6と
Q7から構成される。上記トランジスタQ6のベースに
は、入力信号VinがダイオードD1とD2を通してレベ
ルシフトされて供給される。上記ダイオードD1とD2
には定電流源I3からバイアス電流が供給される。
ィッド・ダーリントン回路3は、PNPトランジスタQ
2とNPNトランジスタQ1から構成される。上記トラ
ンジスタQ2のベースには、入力信号Vinが供給され
る。出力電圧Vout と入力信号Vinとを等しくするため
に、言い換えるならば、上記ダーリントン回路2と3に
アイドリング電流が流れるようにするために、レベルシ
フト・ループ回路が設けられる。レベルシフト・ループ
回路は、上記トランジスタQ2を含めて構成される。つ
まり、トランジスタQ2のエミッタには、NPNトラン
ジスタQ3のエミッタが接続され、かかるトランジスタ
Q3のベースには定電流源I1からバイアス電流が流れ
るようにされ、コレクタは電源電圧VCCに接続され
る。そして、上記トランジスタQ3のベースと出力端子
との間には、ダイオード形態にされたNPNトランジス
タQ4とPNPトランジスタQ5が設けられる。
においては次のような原因により発振の生じることを見
い出した。上記出力回路1におけるプル駆動のトランジ
スタQ1が大電流を流しているときには、かかる大電流
を流すために必要とされる比較的大きなベース電流がト
ランジスタQ2とQ3のベース,エミッタ間に流れるた
め、そのベース,エミッタ間電圧が大きくされる。この
ため、入力信号Vinを基準にすると、上記トランジスタ
Q2とQ3のベース,エミッタ間電圧に対応してプッシ
ュ駆動するノーマル・ダーリントン回路2に加わるバイ
アス電圧がその分減少させられることになる。つまり、
出力トランジスタQ1に流れる大出力電流に対応したベ
ース電流により上記トランジスタQ2とQ3のベース,
エミッタ間電圧の電圧増加分だけ、出力電圧Vout が高
くなって出力トランジスタQ6とQ7をオフ状態ないし
高いインピーダンス状態にしてしまう。
Q1は、大きな電流を流すためにエミッタに寄生する抵
抗が小さくなり、コレクタ側のインピーダンスが上記出
力トランジスタQ7のカットオフにより大きくなって大
きな電圧利得を持つようにされる。このような理由によ
り、高周波領域でレベルシフト・ループを通して帰還さ
れる帰還信号の位相が回り出した時に電圧利得が大きす
ぎて前記のような発振動作が生じることになってしま
う。
防止するために、補正電流回路6が設けられる。この補
正電流回路6は、その補正電流により他方の出力回路
1’の発振を防止するために用いられる。それ故、出力
回路1の上記のような発振動作を防止するための補正電
流は、出力回路1’に設けられた補正電流回路6’によ
り形成される。
れる。入力信号VinはダイオードD4によりレベルシフ
トされてNPNトランジスタQ9のベースに供給され
る。上記ダイオードD4には、定電流源I3によりバイ
アス電流が流れるようにされる。上記トランジスタQ9
のエミッタには抵抗R1を介して出力中点電圧に対応さ
れたバイアス電圧V1が与えられる。特に制限されない
が、出力中点電圧V1は、電源電圧VCCの1/2の電
圧に設定される。
に対して高い電圧のときに、その差電圧(Vin−V1)
に対応した電流が抵抗R1に流れる。この電流は、トラ
ンジスタQ9のコレクタに設けられたダイオードD3と
PNPトランジスタQ8からなる電流ミラー回路によ
り、出力回路1’のレベルシフト・ループル回路に流れ
るようにされる。このことは、出力回路1’の同様な補
正電流回路により形成された補正電流が、出力回路1の
レベルシフト・ループ回路のダイオードQ4とQ5に流
れるようにされることに対応している。
な電流によりプル駆動を行っているときには、それに対
応した入力信号Vinが中点電圧V1に対して低い電圧領
域である。このときには、他方の出力回路1’の入力信
号Vin’が中点電圧V1に対して高い電圧になっている
ので、かかる出力回路1’の補正電流回路6’が入力信
号Vin’と中点電圧V1との差電圧に対応した補正電流
を形成して、上記レベルシフト・ループ回路のダイオー
ドQ4とQ5に流すものである。
な電流によるプル駆動に対応した比較的大きなベース電
流がトランジスタQ2とQ3に流れても、それを補正す
るようにダイオードQ4とQ5に補正電流が流れる。こ
のため、プッシュ駆動を行うノーマル・ダーリントン回
路2に十分なバイアス電圧を確保することができ、かか
るトランジスタQ6及びQ7がアイドリング電流を流し
続ける。言い換えるならば、トランジスタQ7が動作状
態を維持するので、その出力インピーダンスを小さく維
持させることができる。したがって、プル駆動の出力ト
ランジスタQ1が大きな電流を流すためにエミッタに寄
生する抵抗が小さくなっていても、コレクタ側のインピ
ーダンスが上記出力トランジスタQ7の動作状態により
低インピーダンスであるから小さな電圧利得しか持たな
いために、レベルシフト・ループルでの帰還利得も小さ
くなって発振が生じなくできる。
の他の一実施例の回路図が示されている。この実施例の
補正電流回路7は、出力トランジスタに流れるベース電
流を利用している。かかる補正電流回路7と7’以外の
回路は前記図1の実施例回路と同様であるので、その説
明を省略する。
ランジスタQ6のエミッタに定電流源I6が設けられ
る。これと同様にトランジスタQ10と定電流源I4が
設けられる。無信号時においてトランジスタQ6とQ1
0のエミッタ電位が同電位になるように設定しておく。
電位は、電圧比較動作を行う差動トランジスタQ15と
Q16のベースに供給される。これらの差動トランジス
タQ15とQ16のエミッタには定電電流源I5が設け
られる。上記差動トランジスタQ15とQ16のコレク
タには、PNPトランジスタQ11とQ12及びQ13
とQ14からなる電流ミラー回路が設けられる。上記差
動トランジスタQ16に対応された電流ミラー回路の出
力電流は、NPNトランジスタQ18とQ17からなる
電流ミラー回路の入力電流として供給される。この電流
ミラー回路の出力トランジスタQ17には、他方の差動
トランジスタQ15に対応された電流ミラー回路の出力
電流が流れるようにされる。つまり、トランジスタQ1
7のコレクタには、上記トランジスタQ15とQ16の
電位差に対応された電流信号が流れるようにされる。
ッシュ駆動のトランジスタQ7に大きな出力電流が流れ
るときには、それに対応した比較的大きなベース電流が
トランジスタQ6に流れるため、トランジスタQ6のベ
ース,エミッタ間電圧が大きくなることを利用してい
る。このトランジスタQ6のベース,エミッタ間電圧の
増大により、差動トランジスタQ15のベース電位に対
して、差動トランジスタQ16のベース電位が低下し
て、その差電圧に対応して定電流I5が分配され、その
差電流がトランジスタQ17のコレクタから差電流とし
て出力される。
トン回路においてプッシュ駆動用の大電流が流れいると
きには、他方の出力回路1’ではプル駆動用のトランジ
スタQ1’に大きな出力電流が流れて、前記のような発
振動作の1つの条件が成立している。このときに、上記
出力回路1側の補正電流が増加して前記のようなレベル
シフト・ループ回路に流れて、出力回路1’のプッシュ
駆動用の出力トランジスタQ7のバイアス電圧を確保し
てアイドリング電流を流すようにする。このため、その
出力インピーダンスが小さくなるので、上記のように発
振動作の要因の1つである出力トランジスタQ1’のエ
ミッタ寄生抵抗が小さくなっていても、発振動作に必要
な電圧利得が大きくなることがないので発振が生じな
い。
トン回路においてプッシュ駆動用の大電流が流れいると
きには、出力回路1ではプル駆動用のトランジスタQ1
に大きな出力電流が流れて、上記同様に発振動作の1つ
の条件が成立しているが、出力回路1’の補正電流がレ
ベルシフト・ループ回路のダイオードQ4とQ5に流れ
て、出力回路1のプッシュ駆動用の出力トランジスタQ
6とQ7のバイアス電圧を確保してアイドリング電流を
流すようにする。このため、その出力インピーダンスが
小さくなるので、上記のように発振動作の要因の1つで
ある出力トランジスタQ1のエミッタ寄生抵抗が小さく
なっていても、発振動作に必要な電圧利得が大きくなる
ことがないので発振が生じない。
ランジスタのベース電流の増加分に対応した電流である
必要はない。すなわち、補正電流が上記ベース電流より
若干大きいと、それに対応してプッシュ駆動側のアイド
リング電流が増加するのみであり、無効電流が若干増加
するにすぎないからである。
ネルのBTL増幅回路の一実施例のブロック図が示され
ている。同図の各回路ブロックは、公知の半導体集積回
路の製造技術により、1個の単結晶シリコンのような半
導体基板上において形成される。
TL増幅回路がチャンネルCH1ないしチャンネルCH
4のように4回路分設けられる。1つの回路は、駆動増
幅回路DAと前記のような出力回路1と出力回路1’か
ら構成される。駆動増幅回路DAは、入力信号vinを電
圧増幅し、互いに逆相の入力信号VinとVin’を形成す
る。具体的には、各出力回路1と1’に対応された電圧
増幅を行う差動増幅回路からなり、その帰還入力には利
得設定のための帰還回路を通して出力電圧Vout とVou
t ’がそれぞれ帰還される。そして、上記差動増幅回路
の入力信号vinと同相の信号と逆相の信号をそれぞれ供
給する初段回路が設けられる。
子に発振防止のためのスナバ回路が不要となり、外部部
品点数を低減させることできる。そのため、車搭載のオ
ーディオ・アンプとして用いたときには、小型化や低コ
スト化が可能になる。
記の通りである。すなわち、 (1) ノーマル・ダーリントン回路とインバーティッ
ド・ダーリントン回路とがプッシュプル接続されてなる
2つの出力回路の入力に互いに逆位相の入力信号を供給
して、両出力端子間に負荷を接続してなるBTL出力回
路において、一方の出力回路においてインバーティッド
・ダーリントン回路側が電流を流している間に他方の出
力回路側の入力信号又は出力トランジスタに流れる電流
に対応した補正電流を形成して、上記一方の出力回路の
入力電圧と出力電圧とを等しくするレベルシフト・ルー
プ回路に流すようにする。この構成では、インバーティ
ッド・ダーリントン回路により負荷をプル駆動している
ときに、プッシュ側出力トランジスタにも補正電流に対
応したバイアス電圧が与えられてその出力インピーダン
スを低く保つことができるから、高域周波数に対しても
上記インバーティッド・ダーリントン回路のループ利得
が抑制されて発振が生じなくできるという効果が得られ
る。
路を構成する2つの出力回路において、互いに他方の回
路により形成された補正電流により発振防止を行うもの
であるので、発振防止回路が不所望に作用して別の発振
動作の原因になることがなく、安定した動作を行わせる
ことができるという効果が得られる。
めのスナバ回路が不要となり、外部部品点数が減るの
で、装置の小型化や低コスト化が可能になるという効果
が得られる。
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、BT
L出力回路を構成する2つの出力回路の入力に供給され
る互いに逆位相にされた入力信号VinとVin’を形成す
る回路は種々の実施形態を採ることができる。この発明
は、BTL出力回路として広く利用できるものである。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、ノーマル・ダーリントン回
路とインバーティッド・ダーリントン回路とがプッシュ
プル接続されてなる2つの出力回路の入力に互いに逆位
相の入力信号を供給して、両出力端子間に負荷を接続し
てなるBTL出力回路において、一方の出力回路におい
てインバーティッド・ダーリントン回路側が電流を流し
ている間に他方の出力回路側の入力信号又は出力トラン
ジスタに流れる電流に対応した補正電流を形成して、上
記一方の出力回路の入力電圧と出力電圧とを等しくする
レベルシフト・ループ回路に流すようにする。この構成
では、インバーティッド・ダーリントン回路により負荷
をプル駆動しているときに、プッシュ側出力トランジス
タにも補正電流に対応したバイアス電圧が与えられてそ
の出力インピーダンスを低く保つことができるから、高
域周波数に対しても上記インバーティッド・ダーリント
ン回路のループ利得が抑制されて発振が生じなくでき
る。
つの出力回路において、互いに他方の回路により形成さ
れた補正電流により発振防止を行うものであるので、発
振防止回路が不所望に作用して別の発振動作の原因にな
ることがなく、安定した動作を行わせることができる。
が不要となり、外部部品点数が減るので、装置の小型化
や低コスト化が可能になる。
す回路図である。
を示す回路図である。
る。
幅回路の一実施例を示すブロック図である。
路、3…インバーティッド・ダーリントン回路、4…ス
ナバ回路、6〜7’…補正電流回路、Q1〜Q18’…
トランジスタ、I1〜I6’…定電流源、D1〜D4’
…ダイオード、SP…スピーカー、DA…駆動増幅回
路。
Claims (3)
- 【請求項1】 入力信号がそのベース,エミッタ間電圧
に対応してレベルシフトされてベースに供給される電源
電圧側の第1導電型の第1の出力トランジスタと、かか
る第1の出力トランジスタと同じ第1導電型とされ、直
列形態に接続されてなる回路の接地電位側の第2の出力
トランジスタと、上記入力信号がベースに供給され、そ
のコレクタ出力を第2の出力トランジスタのベースに伝
える第2導電型の駆動トランジスタと、上記駆動トラン
ジスタのエミッタと上記第1と第2の出力トランジスタ
の直列接続点に接続され、上記駆動トランジスタのベー
ス,エミッタを含めて入力電圧と出力電圧とを等しくす
るレベルシフト・ループ回路と、出力中点電圧に対して
入力信号が絶対値的に大きくされたときの差電圧に対応
した電流を形成する補正電流回路とをそれぞれ含む少な
くとも2つの第1と第2の出力回路からなり、かかる第
1と第2の出力回路に互いに逆位相の入力信号を供給し
て両出力端子間に負荷を接続し、第1の出力回路の補正
電流を第2の出力回路のレベルシフト・ループ回路に流
し、第2の出力回路の補正電流を第1の出力回路のレベ
ルシフト・ループ回路に流すようにしてなることを特徴
とするBTL出力回路。 - 【請求項2】 入力信号がそのベース,エミッタ間電圧
に対応してレベルシフトされてベースに供給される電源
電圧側の第1導電型の第1の出力トランジスタと、かか
る第1の出力トランジスタと同じ第1導電型とされ、直
列形態に接続されてなる回路の接地電位側の第2の出力
トランジスタと、上記入力信号がベースに供給され、そ
のコレクタ出力を第2の出力トランジスタのベースに伝
える第2導電型の駆動トランジスタと、上記駆動トラン
ジスタのエミッタと上記第1と第2の出力トランジスタ
の直列接続点に接続され、上記駆動トランジスタのベー
ス,エミッタを含めて入力電圧と出力電圧とを等しくす
るレベルシフト・ループ回路と、第1の出力トランジス
タのベース電流の増加を検出し、それに対応された補正
電流を形成する補正電流回路とをそれぞれ含む少なくと
も2つの第1と第2の出力回路からなり、かかる第1と
第2の出力回路に互いに逆位相の入力信号を供給し、そ
の両出力端子間に負荷を接続し、上記第1の出力回路の
補正電流を第2の出力回路のレベルシフト・ループ回路
に流し、上記第2の出力回路の補正電流を第1の出力回
路のレベルシフト・ループ回路に流すようにしてなるこ
とを特徴とするBTL出力回路。 - 【請求項3】 上記第1と第2の出力回路は、それぞれ
の入力に供給される互いに逆位相の入力信号を形成する
増幅回路とともに1つの半導体集積回路装置に形成され
るものであることを特徴とする請求項1又は請求項2の
BTL出力回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18995994A JP3442872B2 (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | Btl出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP18995994A JP3442872B2 (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | Btl出力回路 |
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JPH0832375A JPH0832375A (ja) | 1996-02-02 |
JP3442872B2 true JP3442872B2 (ja) | 2003-09-02 |
Family
ID=16250059
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP18995994A Expired - Fee Related JP3442872B2 (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | Btl出力回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3442872B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
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---|---|---|---|---|
GB8608430D0 (en) * | 1986-04-07 | 1986-05-14 | Raychem Ltd | Porous polymer article |
US5256503A (en) * | 1986-04-07 | 1993-10-26 | Scimat Limited | Process for making a composite membrane |
-
1994
- 1994-07-20 JP JP18995994A patent/JP3442872B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JPH0832375A (ja) | 1996-02-02 |
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