JP2520219Y2 - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
- Publication number
- JP2520219Y2 JP2520219Y2 JP1990024418U JP2441890U JP2520219Y2 JP 2520219 Y2 JP2520219 Y2 JP 2520219Y2 JP 1990024418 U JP1990024418 U JP 1990024418U JP 2441890 U JP2441890 U JP 2441890U JP 2520219 Y2 JP2520219 Y2 JP 2520219Y2
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- JP
- Japan
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- voltage
- amplification stage
- power amplifier
- output
- stage
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- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は電力増幅器にかかわり、詳しくは、トランス
インピーダンス増幅段を有する負帰還電力増幅器に関す
る。
インピーダンス増幅段を有する負帰還電力増幅器に関す
る。
一般的な電力増幅器は第４図のような構成で、入力電
圧V1を利得Ａ（ｓ）の電圧増幅段１で電圧増幅してV2と
し電力増幅段２で電力増幅する。出力電圧V2は抵抗R1と
R2とで分圧されて負帰還される。この回路の閉ループ利
得は、Ａ（ｓ）を分子多項式Ｎ（ｓ）および分母多項式
Ｄ（ｓ）で表し、１＋（R2／R1）＝Ｇ（増幅帯域の平均
角周波数における利得）とすれば、 となる。ここで明らかなように伝達関数の極を定めるＤ
（ｓ）は利得Ｇにかかっている。即ち、第４図の電力増
幅器では利得Ｇを変えると周波数特性も変化するという
問題がある。
圧V1を利得Ａ（ｓ）の電圧増幅段１で電圧増幅してV2と
し電力増幅段２で電力増幅する。出力電圧V2は抵抗R1と
R2とで分圧されて負帰還される。この回路の閉ループ利
得は、Ａ（ｓ）を分子多項式Ｎ（ｓ）および分母多項式
Ｄ（ｓ）で表し、１＋（R2／R1）＝Ｇ（増幅帯域の平均
角周波数における利得）とすれば、 となる。ここで明らかなように伝達関数の極を定めるＤ
（ｓ）は利得Ｇにかかっている。即ち、第４図の電力増
幅器では利得Ｇを変えると周波数特性も変化するという
問題がある。
第５図はこのような問題をなくした電力増幅器で、入
力信号V1は入力端子３を通してトランジスタT11とT12の
ベースに加えられる。T11とT12のエミッタはトランジス
タT21とT22のベースにそれぞれ接続されるとともに定電
流源I1とI2とにそれぞれ接続されている。それぞれのコ
レクタは負電源−Vcおよび正電源＋Vcに接続される。T
21とT22のエミッタは互いに接続され、T21のコレクタは
トランジスタT31のベースに接続されるとともにダイオ
ードD1を介して正電源＋Vcに接続され、T22のコレクタ
はトランジスタT32のベースに接続されるとともにダイ
オードD2を介して負電源−Vcに接続されている。T31の
エミッタは正電源＋Vcに、T32のエミッタは負電源−Vc
に接続され、それぞれのコレクタはダイオードD3とD4の
直列回路を介して相互に接続されている。各コレクタは
トランジスタT41とT42のベースの各々に接続される。T
41とT42のエミッタはともに出力端子４に接続れ、それ
ぞれのコレクタは正電源＋Vcおよび負電源−Vcに接続さ
れる。出力端子４は抵抗R3とR4の直列回路により接地さ
れる。抵抗R3とR4の接続点ＰはT21とT22のエミッタ接続
点に接続され負帰還回路を形成する。一点鎖線５の回路
は利得１の電圧増幅段で、入力端子３より見た入力イン
ピーダンスはきわめて高く、T21とT21のエミッタ接続
点、即ち、電圧増幅段の出力より見た出力インピーダン
スはきわめて低く０に近い。T31とT32はT21とT22のコレ
クタ電流（即ち、電圧増幅段の出力電流）を電圧に変換
するトランスインピーダンス増幅段である。ダイオード
D1とT31およびダイオードD2とT32はそれぞれカレントミ
ラー回路を形成している。T41とT42はエミッタフォロア
の電力増幅段で、ダイオードD3とD4とはバイアス電圧を
与えるためのものである。
力信号V1は入力端子３を通してトランジスタT11とT12の
ベースに加えられる。T11とT12のエミッタはトランジス
タT21とT22のベースにそれぞれ接続されるとともに定電
流源I1とI2とにそれぞれ接続されている。それぞれのコ
レクタは負電源−Vcおよび正電源＋Vcに接続される。T
21とT22のエミッタは互いに接続され、T21のコレクタは
トランジスタT31のベースに接続されるとともにダイオ
ードD1を介して正電源＋Vcに接続され、T22のコレクタ
はトランジスタT32のベースに接続されるとともにダイ
オードD2を介して負電源−Vcに接続されている。T31の
エミッタは正電源＋Vcに、T32のエミッタは負電源−Vc
に接続され、それぞれのコレクタはダイオードD3とD4の
直列回路を介して相互に接続されている。各コレクタは
トランジスタT41とT42のベースの各々に接続される。T
41とT42のエミッタはともに出力端子４に接続れ、それ
ぞれのコレクタは正電源＋Vcおよび負電源−Vcに接続さ
れる。出力端子４は抵抗R3とR4の直列回路により接地さ
れる。抵抗R3とR4の接続点ＰはT21とT22のエミッタ接続
点に接続され負帰還回路を形成する。一点鎖線５の回路
は利得１の電圧増幅段で、入力端子３より見た入力イン
ピーダンスはきわめて高く、T21とT21のエミッタ接続
点、即ち、電圧増幅段の出力より見た出力インピーダン
スはきわめて低く０に近い。T31とT32はT21とT22のコレ
クタ電流（即ち、電圧増幅段の出力電流）を電圧に変換
するトランスインピーダンス増幅段である。ダイオード
D1とT31およびダイオードD2とT32はそれぞれカレントミ
ラー回路を形成している。T41とT42はエミッタフォロア
の電力増幅段で、ダイオードD3とD4とはバイアス電圧を
与えるためのものである。
第６図は第５図の回路のブロック図である。入力電圧
V1は入力端子３に加えられる。高入力，低出力インピー
ダンスで利得１の電圧増幅段５の出力電流は、トランス
インピーダンス増幅段６により電圧V2に変換され電力増
幅段７により電力増幅されて出力端子４に出力される。
出力電圧V2は抵抗R3とR4との接続点Ｐより電圧増幅段５
の出力に帰還される。しかし、電圧増幅段５の利得は１
であり、かつ出力インピーダンスはほぼ０であるのでＰ
点の電圧は出力電圧V2の値に関係なくV1である。V1がV2
の変化によらず一定であるということは、V2は電圧とし
て帰還されるのではなくR4を流れる電流として帰還され
ることになる。この回路の閉ループ利得は、トランスイ
ンピーダンスＺ（ｓ）を前述同様にＮ（ｓ）とＤ（ｓ）
で表し、１＋（R4／R3）＝Ｇとすると、 である。この式よりわかるように、周波数特性に関係す
るＤ（ｓ）はR4にかかっているので、R4を固定しておき
R3を変化させて利得を変えるようにすれば周波数特性を
変えることなく閉ループ利得を変えることができる。
V1は入力端子３に加えられる。高入力，低出力インピー
ダンスで利得１の電圧増幅段５の出力電流は、トランス
インピーダンス増幅段６により電圧V2に変換され電力増
幅段７により電力増幅されて出力端子４に出力される。
出力電圧V2は抵抗R3とR4との接続点Ｐより電圧増幅段５
の出力に帰還される。しかし、電圧増幅段５の利得は１
であり、かつ出力インピーダンスはほぼ０であるのでＰ
点の電圧は出力電圧V2の値に関係なくV1である。V1がV2
の変化によらず一定であるということは、V2は電圧とし
て帰還されるのではなくR4を流れる電流として帰還され
ることになる。この回路の閉ループ利得は、トランスイ
ンピーダンスＺ（ｓ）を前述同様にＮ（ｓ）とＤ（ｓ）
で表し、１＋（R4／R3）＝Ｇとすると、 である。この式よりわかるように、周波数特性に関係す
るＤ（ｓ）はR4にかかっているので、R4を固定しておき
R3を変化させて利得を変えるようにすれば周波数特性を
変えることなく閉ループ利得を変えることができる。
第６図（第５図）の回路は第４図の回路に比して以上
のような長所を有しているが、さらに、第４図の回路の
電圧増幅段１は入力段に差動増幅器を用いているため次
段の電圧増幅段を駆動するに十分な電流が得にくく、そ
のため高スルーレート特性が得られずTIM歪が発生する
のに対して、第６図（第５図）の回路は、次段のトラン
スインピーダンス増幅段を駆動するに十分な電流を電圧
増幅段５のT21，T22によって供給することができるので
TIM歪が生じないという特長を有している。即ち、T21と
T22の電流の最大値はほぼ抵抗R3によって定まるので十
分な電流供給能力を有している。
のような長所を有しているが、さらに、第４図の回路の
電圧増幅段１は入力段に差動増幅器を用いているため次
段の電圧増幅段を駆動するに十分な電流が得にくく、そ
のため高スルーレート特性が得られずTIM歪が発生する
のに対して、第６図（第５図）の回路は、次段のトラン
スインピーダンス増幅段を駆動するに十分な電流を電圧
増幅段５のT21，T22によって供給することができるので
TIM歪が生じないという特長を有している。即ち、T21と
T22の電流の最大値はほぼ抵抗R3によって定まるので十
分な電流供給能力を有している。
第５図または第６図において、電圧増幅段５の出力点
Ｐの電圧は入力電圧V1が０であっても０にならない場合
がある。トランジスタはPNP型とNPN型とが使用されてお
り、これらトランジスタの特性を一致させることは困難
で特に温度特性が異なる。温度によりT21とT22のコレク
タ・エミッタ間電圧に差が生じＰ点の電圧が０でなく、
ある値V0になったとすると、出力端子４には、 V2＝Ｇ・V0 なる電圧が生ずる。その結果入力電圧が０であっても負
荷に直流電流が流れるという問題がある。本考案は、こ
のようの問題を解決することを目的とし、温度変化に対
して安定な電力増幅器を提供するものである。
Ｐの電圧は入力電圧V1が０であっても０にならない場合
がある。トランジスタはPNP型とNPN型とが使用されてお
り、これらトランジスタの特性を一致させることは困難
で特に温度特性が異なる。温度によりT21とT22のコレク
タ・エミッタ間電圧に差が生じＰ点の電圧が０でなく、
ある値V0になったとすると、出力端子４には、 V2＝Ｇ・V0 なる電圧が生ずる。その結果入力電圧が０であっても負
荷に直流電流が流れるという問題がある。本考案は、こ
のようの問題を解決することを目的とし、温度変化に対
して安定な電力増幅器を提供するものである。
第１図は、本考案の電力増幅器のブロック図である。
第１の電圧増幅段12は、高インピーダンスの入力と低
インピーダンスの出力を有し入力端子11から入力電圧V1
が供給される。内部構成の一例は第５図の一点鎖線５に
示すのと同様である。利得は１で、出力インピーダンス
はほぼ０である。第２の電圧増幅段13は、第１の電圧増
幅段12と同一構成の電圧増幅段である。第１の抵抗Ｒ
は、第１と第２の電圧増幅段12と13との出力間に接続さ
れる。トランスインピーダンス増幅段14は、トランスイ
ンピーダンスＺ（ｓ）を有し第１の電圧増幅段12の出力
電流に比例した電圧V2を出力する。電力増幅段15は、エ
ミッタフォロア型で電圧V2を電力増幅して出力端子16に
供給する。抵抗R5とR6の直列回路は、出力電圧V2を第２
の電圧増幅段13の入力に帰還する負帰還回路である。
インピーダンスの出力を有し入力端子11から入力電圧V1
が供給される。内部構成の一例は第５図の一点鎖線５に
示すのと同様である。利得は１で、出力インピーダンス
はほぼ０である。第２の電圧増幅段13は、第１の電圧増
幅段12と同一構成の電圧増幅段である。第１の抵抗Ｒ
は、第１と第２の電圧増幅段12と13との出力間に接続さ
れる。トランスインピーダンス増幅段14は、トランスイ
ンピーダンスＺ（ｓ）を有し第１の電圧増幅段12の出力
電流に比例した電圧V2を出力する。電力増幅段15は、エ
ミッタフォロア型で電圧V2を電力増幅して出力端子16に
供給する。抵抗R5とR6の直列回路は、出力電圧V2を第２
の電圧増幅段13の入力に帰還する負帰還回路である。
以上のように電圧増幅段12と13が同一構成であるの
で、入力電圧V1が０のとき、第１の電圧増幅段12の出力
電圧が温度変化により変動しても第２の電圧増幅段13の
出力電圧も同様に変動するので抵抗Ｒには電流が流れな
い。即ち、第１の電圧増幅段12の出力電流は常に０であ
るので温度変化に対して安定な電力増幅器とすることが
できる。
で、入力電圧V1が０のとき、第１の電圧増幅段12の出力
電圧が温度変化により変動しても第２の電圧増幅段13の
出力電圧も同様に変動するので抵抗Ｒには電流が流れな
い。即ち、第１の電圧増幅段12の出力電流は常に０であ
るので温度変化に対して安定な電力増幅器とすることが
できる。
上述の電力増幅器の閉ループ利得は、Ｚ（ｓ）をＮ
（ｓ）とＤ（ｓ）で表し、１＋（R6／R5）＝Ｇとする
と、 となり、分母の第２項に見るごとくＧにＤ（ｓ）がかか
っているので、利得Ｇを変えると周波数特性も変わるこ
とになるが、この場合Ｇ・Ｒ＝一定になるようにＲを調
整するば、周波数特性を変えることなく利得Ｇを変える
ことができるという効果を本考案の回路を有している。
即ち、第６図で説明したような利得Ｇを変えても周波数
特性が変わらないという第６図の回路の長所は本考案の
第１図の回路では失われるが、この問題は、利得Ｇを変
えたときＲを調整することにより簡単に補償することが
できるものである。
（ｓ）とＤ（ｓ）で表し、１＋（R6／R5）＝Ｇとする
と、 となり、分母の第２項に見るごとくＧにＤ（ｓ）がかか
っているので、利得Ｇを変えると周波数特性も変わるこ
とになるが、この場合Ｇ・Ｒ＝一定になるようにＲを調
整するば、周波数特性を変えることなく利得Ｇを変える
ことができるという効果を本考案の回路を有している。
即ち、第６図で説明したような利得Ｇを変えても周波数
特性が変わらないという第６図の回路の長所は本考案の
第１図の回路では失われるが、この問題は、利得Ｇを変
えたときＲを調整することにより簡単に補償することが
できるものである。
本考案の電力増幅器の実施例について第２図（第１図
の具体的な回路図）をもって説明する。
の具体的な回路図）をもって説明する。
第２図において、トランジスタT11〜T42とそれらに関
連する回路は、負帰還回路を除いて第５図の回路と同じ
である。第２図では、トランジスタT51〜T62で構成され
る第２の電圧増幅段13が第５図の回路に付加されてお
り、これはT11〜T22で構成される第１の電圧増幅段12と
同一構成で利得は１である。第１の電圧増幅段12の出力
であるT21とT22のエミッタ接続点Ｍと第２の電圧増幅段
13の出力であるT61とT62のエミッタ接続点Ｎとの間には
抵抗Ｒが接続されている。出力端子16は抵抗R5とR6の直
列回路により接地されている。抵抗R5とR6との接続点Ｐ
は第２の電圧増幅段13の入力であるT51とT52のベースに
接続され負帰還電圧を第２の電圧増幅段13に与える。
連する回路は、負帰還回路を除いて第５図の回路と同じ
である。第２図では、トランジスタT51〜T62で構成され
る第２の電圧増幅段13が第５図の回路に付加されてお
り、これはT11〜T22で構成される第１の電圧増幅段12と
同一構成で利得は１である。第１の電圧増幅段12の出力
であるT21とT22のエミッタ接続点Ｍと第２の電圧増幅段
13の出力であるT61とT62のエミッタ接続点Ｎとの間には
抵抗Ｒが接続されている。出力端子16は抵抗R5とR6の直
列回路により接地されている。抵抗R5とR6との接続点Ｐ
は第２の電圧増幅段13の入力であるT51とT52のベースに
接続され負帰還電圧を第２の電圧増幅段13に与える。
入力電圧V1が０で各素子がバランス状態であれば、第
１と第２の電圧増幅段12と13の出力ＭおよびＮの電圧は
０であり、出力電圧V2も０である。周囲温度の変化にと
もないバランス状態が崩れ、出力Ｍの電圧がVMに、出力
Ｎの電圧がVNになったとすると、第１と第２の電圧増幅
段12と13とは同一構成であるのでVM＝VNとなるため抵抗
Ｒに流れる電流は０である。即ち、第１の電圧増幅段12
の出力電流は常に０であるので出力端子16の出力電圧も
常に０であり、温度変化に対して安定な電力増幅器とな
る。
１と第２の電圧増幅段12と13の出力ＭおよびＮの電圧は
０であり、出力電圧V2も０である。周囲温度の変化にと
もないバランス状態が崩れ、出力Ｍの電圧がVMに、出力
Ｎの電圧がVNになったとすると、第１と第２の電圧増幅
段12と13とは同一構成であるのでVM＝VNとなるため抵抗
Ｒに流れる電流は０である。即ち、第１の電圧増幅段12
の出力電流は常に０であるので出力端子16の出力電圧も
常に０であり、温度変化に対して安定な電力増幅器とな
る。
また、この電力増幅器の閉ループ利得は前述のよう
に、 であるので、抵抗Ｒを可変抵抗としＧ・Ｒ＝一定になる
ようにすれば、周波数特性を変えることなく任意の利得
に設定できる。さらに、帰還回路の切離したときの開ル
ープ利得はＺ（ｓ）/Rであるので、Ｒが可変抵抗であれ
ば開ループ利得を変えることができる。開ループ利得が
高い場合、その状態で閉ループとすると分布容量等によ
り出力にリンギングを生ずることがあるが、このような
とき可変抵抗Ｒを用いればリンギングの生じない最適増
幅状態に開ループ利得を設定することができるので安定
な負帰還電力増幅器とすることができる。
に、 であるので、抵抗Ｒを可変抵抗としＧ・Ｒ＝一定になる
ようにすれば、周波数特性を変えることなく任意の利得
に設定できる。さらに、帰還回路の切離したときの開ル
ープ利得はＺ（ｓ）/Rであるので、Ｒが可変抵抗であれ
ば開ループ利得を変えることができる。開ループ利得が
高い場合、その状態で閉ループとすると分布容量等によ
り出力にリンギングを生ずることがあるが、このような
とき可変抵抗Ｒを用いればリンギングの生じない最適増
幅状態に開ループ利得を設定することができるので安定
な負帰還電力増幅器とすることができる。
第３図は第１と第２の電圧増幅段12と13の他の実施例
で、第２図の各電圧増幅段と異なるところは、T11，
T12，I1，I2およびT51，T52，I3，I4に代えてＮ型電界
効果トランジスタ（以下FETという）T7とI5およびFET・
T8とI6としたことである。第２図の回路では、初段のト
ランジスタがバイポーラ型であるためベース電流が流れ
オフセット電圧が生じやすいという欠点があるためトラ
ンジスタを２個必要とするのに対して、第３図の回路で
はFETであるためにゲート電流が流れずFETが１個でもオ
フセット電圧がないという特長がある。
で、第２図の各電圧増幅段と異なるところは、T11，
T12，I1，I2およびT51，T52，I3，I4に代えてＮ型電界
効果トランジスタ（以下FETという）T7とI5およびFET・
T8とI6としたことである。第２図の回路では、初段のト
ランジスタがバイポーラ型であるためベース電流が流れ
オフセット電圧が生じやすいという欠点があるためトラ
ンジスタを２個必要とするのに対して、第３図の回路で
はFETであるためにゲート電流が流れずFETが１個でもオ
フセット電圧がないという特長がある。
以上のように、本考案の電力増幅器は高スルーレート
でTIM歪の発生しない電力増幅器であって、入力電圧V1
が０のとき第１の電圧増幅段12の出力電圧が温度変化に
より変動しても、第１の電圧増幅段の出力電流は常に０
であるような温度変化に対して安定な電力増幅器であ
る。さらに、抵抗Ｒを可変とすることにより周波数特性
を変えることなく閉ループ利得を変えることができ、ま
た、開ループ利得も抵抗Ｒにより可変できるので安定な
増幅状態に設定することができる。
でTIM歪の発生しない電力増幅器であって、入力電圧V1
が０のとき第１の電圧増幅段12の出力電圧が温度変化に
より変動しても、第１の電圧増幅段の出力電流は常に０
であるような温度変化に対して安定な電力増幅器であ
る。さらに、抵抗Ｒを可変とすることにより周波数特性
を変えることなく閉ループ利得を変えることができ、ま
た、開ループ利得も抵抗Ｒにより可変できるので安定な
増幅状態に設定することができる。
第１図は、本考案の電力増幅器の実施例のブロック図、 第２図は、本考案の電力増幅器の実施例の回路図、 第３図は、本考案の電力増幅器における電圧増幅段の他
の実施例、 第４図は、従来の一般的な負帰還電力増幅器のブロック
図、 第５図は、従来の他の負帰還電力増幅器の回路図、 第６図は、第５図の回路のブロック図である。 11……入力端子、12……第１の電圧増幅段、13……第２
の電圧増幅段、14……トランスインピーダンス増幅段、
15……電力増幅段、Ｒ……第１の抵抗、R5……第２の抵
抗、R6……第３の抵抗．
の実施例、 第４図は、従来の一般的な負帰還電力増幅器のブロック
図、 第５図は、従来の他の負帰還電力増幅器の回路図、 第６図は、第５図の回路のブロック図である。 11……入力端子、12……第１の電圧増幅段、13……第２
の電圧増幅段、14……トランスインピーダンス増幅段、
15……電力増幅段、Ｒ……第１の抵抗、R5……第２の抵
抗、R6……第３の抵抗．
Claims (1)
- 【請求項１】信号入力端子を有し、夫々のエミッタが接
続されたコレクタ接地形式のNPN型とPNP型の出力トラン
ジスタを有する第１の電圧増幅段と、前記NPN型トラン
ジスタとPNP型トランジスタの夫々のコレクタ電流に比
例する電圧を得るトランスインピーダンス増幅段と、前
記トランスインピーダンス増幅段より得た電圧を電力増
幅する電力増幅段とを有する電力増幅器において、前記
第１の電圧増幅段と同一構成の第２の電圧増幅段のNPN
型トランジスタとPNP型トランジスタのエミッタ接続点
と前記第１の電圧増幅段のNPN型トランジスタとPNP型ト
ランジスタのエミッタ接続点とを第１の抵抗を介して接
続し、前記電力増幅段の出力電圧を第２と第３の抵抗と
で分圧して前記第２の電圧増幅段に負帰還を施すことを
特徴とする電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990024418U JP2520219Y2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990024418U JP2520219Y2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | 電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03115415U JPH03115415U (ja) | 1991-11-28 |
| JP2520219Y2 true JP2520219Y2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=31527380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1990024418U Expired - Lifetime JP2520219Y2 (ja) | 1990-03-13 | 1990-03-13 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2520219Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101363302B1 (ko) * | 2013-09-23 | 2014-02-25 | (주)성무 | 부궤환 회로 적용 음향증폭기 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4282749A (en) * | 1980-01-28 | 1981-08-11 | Russell John D | Strain measuring system |
-
1990
- 1990-03-13 JP JP1990024418U patent/JP2520219Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03115415U (ja) | 1991-11-28 |
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