JPH03807B2 - - Google Patents
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- JPH03807B2 JPH03807B2 JP9824481A JP9824481A JPH03807B2 JP H03807 B2 JPH03807 B2 JP H03807B2 JP 9824481 A JP9824481 A JP 9824481A JP 9824481 A JP9824481 A JP 9824481A JP H03807 B2 JPH03807 B2 JP H03807B2
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- capacitive element
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- 239000010409 thin film Substances 0.000 claims description 15
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 6
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 5
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 2
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- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/28—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback
- H03K3/281—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator
- H03K3/282—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using means other than a transformer for feedback using at least two transistors so coupled that the input of one is derived from the output of another, e.g. multivibrator astable
- H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、集積化マルチバイブレータに関し、
特にFM変復調器を構成するのに好適な集積化マ
ルチバイブレータに関するものである。
特にFM変復調器を構成するのに好適な集積化マ
ルチバイブレータに関するものである。
従来の集積化FM変復調器等に採用されている
マルチバイブレータは容量接続のための外部端
子が必要である。消費電流が大きい、などとい
う問題があつた。
マルチバイブレータは容量接続のための外部端
子が必要である。消費電流が大きい、などとい
う問題があつた。
以下この問題点を図を用いて説明する。
第１図は、従来の集積回路によく採用される非
安定マルチバイブレータの回路図である。図にお
いて、１はダイオード、２〜１０はトランジス
タ、１１〜１７は抵抗、１８は定電圧源、１９，
２０は外部端子、２１はコンデンサ、２２は入力
端子、３３は寄生容量である。また第２図の実線
は動作波形を示す。
安定マルチバイブレータの回路図である。図にお
いて、１はダイオード、２〜１０はトランジス
タ、１１〜１７は抵抗、１８は定電圧源、１９，
２０は外部端子、２１はコンデンサ、２２は入力
端子、３３は寄生容量である。また第２図の実線
は動作波形を示す。
つぎに、これらの図を参照して動作を説明す
る。
る。
今トランジスタ６がオン、トランジスタ７がオ
フの状態を考える。トランジスタ６および７のコ
レクタ電位は、定電圧源１８の電位をVA、電源
電位をVCC、トランジスタのベース、エミツタ間
電圧およびダイオードの順方向電圧をVBEとすれ
ば、それぞれ （VA−VBE），（VCC−VBE）となる。また、トラン
ジスタ４，５のエミツタ電位はそれぞれ第２図
Ｃ，Ｄに示されるように、それぞれ（VA−
2VBE），（VCC−2VBE）となる。
フの状態を考える。トランジスタ６および７のコ
レクタ電位は、定電圧源１８の電位をVA、電源
電位をVCC、トランジスタのベース、エミツタ間
電圧およびダイオードの順方向電圧をVBEとすれ
ば、それぞれ （VA−VBE），（VCC−VBE）となる。また、トラン
ジスタ４，５のエミツタ電位はそれぞれ第２図
Ｃ，Ｄに示されるように、それぞれ（VA−
2VBE），（VCC−2VBE）となる。
この場合、トランジスタ５のエミツタ電位より
トランジスタ５のエミツタ電位の方が高いので、
抵抗１３と１４、抵抗１５と１６の抵抗値が等し
ければ、トランジスタ９がオンとなり、トランジ
スタ８がオフとなる。
トランジスタ５のエミツタ電位の方が高いので、
抵抗１３と１４、抵抗１５と１６の抵抗値が等し
ければ、トランジスタ９がオンとなり、トランジ
スタ８がオフとなる。
このため、トランジスタ６のエミツタ電流は
ICの外部端子１９→コンデンサ２１→外部端子
２→トランジスタ９→トランジスタ１０→抵抗１
７→アースの経路で流れる。
ICの外部端子１９→コンデンサ２１→外部端子
２→トランジスタ９→トランジスタ１０→抵抗１
７→アースの経路で流れる。
トランジスタ１０、抵抗１７で、電流値I0の定
電流源を構成し、かつコンデンサ２１の静電容量
をＣとすると、トランジスタ７のエミツタ電位
は、第２図Ｂに示すように傾きI0／Ｃで徐々に低
下する。またトランジスタ６のエミツタ電位は第
２図Ａに示すように（VCC−3VBE）である。トラ
ンジスタ７のエミツタ電位が（VA−3VBE）にな
るとトランジスタ７がオンとして正帰還がかか
り、トランジスタ６はオフし、反転する。
電流源を構成し、かつコンデンサ２１の静電容量
をＣとすると、トランジスタ７のエミツタ電位
は、第２図Ｂに示すように傾きI0／Ｃで徐々に低
下する。またトランジスタ６のエミツタ電位は第
２図Ａに示すように（VCC−3VBE）である。トラ
ンジスタ７のエミツタ電位が（VA−3VBE）にな
るとトランジスタ７がオンとして正帰還がかか
り、トランジスタ６はオフし、反転する。
反転後トランジスタ６，７のコレクタ電位は、
それぞれ（VCC−VBE），（VA−VBE）となり、トラ
ンジスタ４，５のエミツタ電位は、それぞれ第２
図Ｃ，Ｄに示すように（VCC−2VBE），（VA−
（2VBE）となる。トランジスタ７のエミツタ電位
は、（VCC−3VBE）となる。また、トランジスタ
６のエミツタ電位はこの（VCC−3VBE）に、反転
直前にコンデンサ２１にかかつていた電位差
（VCC−VA）を加えた（2VCC−VA−3VBE）とな
る。（第２図Ａ，Ｂに示す。）以下同様な動作をく
り返して発振する。
それぞれ（VCC−VBE），（VA−VBE）となり、トラ
ンジスタ４，５のエミツタ電位は、それぞれ第２
図Ｃ，Ｄに示すように（VCC−2VBE），（VA−
（2VBE）となる。トランジスタ７のエミツタ電位
は、（VCC−3VBE）となる。また、トランジスタ
６のエミツタ電位はこの（VCC−3VBE）に、反転
直前にコンデンサ２１にかかつていた電位差
（VCC−VA）を加えた（2VCC−VA−3VBE）とな
る。（第２図Ａ，Ｂに示す。）以下同様な動作をく
り返して発振する。
第２図より明らかなように、半周期1/2Ｔは、
2C′（VCC−VA）／I0となり、発振周波数ｆは、 １／Ｔ＝I0／4C（VCC−VA）となる。
2C′（VCC−VA）／I0となり、発振周波数ｆは、 １／Ｔ＝I0／4C（VCC−VA）となる。
また回路が対称であるから、トランジスタ４，
５のエミツタにおける発振出力の偶数次高調波歪
は非常に少ない、またトランジスタ１０のベース
に信号を供給し、電流源を信号で駆動すればFM
変調器として動作する。
５のエミツタにおける発振出力の偶数次高調波歪
は非常に少ない、またトランジスタ１０のベース
に信号を供給し、電流源を信号で駆動すればFM
変調器として動作する。
ここで、コンデンサ２１の集積回路への内蔵を
考える。内蔵容量としては、第３図に示すような
金属３４−絶縁物３８−半導体構造３９よりなる
ものと、第４図に示すような金属３４−絶縁物３
８−金属構造３７よりなるものとの２種類の薄膜
容量が考えられる。このような薄膜容量では、第
５図の等価回路に示すように、上部電極３４と下
部電極３７間の目的とする容量の他に、下部電極
３７とアース間に寄生容量が発生するのは避けら
れない。この寄生容量の容量値は、構造上目的と
する容量の容量値とほぼ等しい。ない、第３，４
図において、４０は半導体基板である。
考える。内蔵容量としては、第３図に示すような
金属３４−絶縁物３８−半導体構造３９よりなる
ものと、第４図に示すような金属３４−絶縁物３
８−金属構造３７よりなるものとの２種類の薄膜
容量が考えられる。このような薄膜容量では、第
５図の等価回路に示すように、上部電極３４と下
部電極３７間の目的とする容量の他に、下部電極
３７とアース間に寄生容量が発生するのは避けら
れない。この寄生容量の容量値は、構造上目的と
する容量の容量値とほぼ等しい。ない、第３，４
図において、４０は半導体基板である。
すなわち、第１図においてコンデンサ２１を内
蔵しようとすれば、トランジスタ６または７のエ
ミツタとアース間に寄生容量がつくことになる。
蔵しようとすれば、トランジスタ６または７のエ
ミツタとアース間に寄生容量がつくことになる。
ここで、トランジスタ６のエミツタに寄生容量
がついて場合の動作を、第１図、第２図を用いて
説明する。第１図に寄生容量３３を破線で示す。
なお、寄生容量値は目的の容量の容量値Ｃと同じ
とする。また、この場合の動作波形を第２図の破
線で示す。
がついて場合の動作を、第１図、第２図を用いて
説明する。第１図に寄生容量３３を破線で示す。
なお、寄生容量値は目的の容量の容量値Ｃと同じ
とする。また、この場合の動作波形を第２図の破
線で示す。
時刻ｔ＝t1において動作状態が反転した直後の
トランジスタ６のエミツタ電位は、寄生容量のた
めに、（3/2VCC−1/2VA．3VBE）となり、その後
傾きI0／2Cで徐々に低下し、ｔ＝t2において反転す る（第２図Ａの破線）。時刻ｔ＝t2から次の反転
までは、コンデンサ２１を内蔵しない場合と同じ
である。第２図から明らかなように発振波形は非
対称となり偶数次高調波歪をもつようになる。
トランジスタ６のエミツタ電位は、寄生容量のた
めに、（3/2VCC−1/2VA．3VBE）となり、その後
傾きI0／2Cで徐々に低下し、ｔ＝t2において反転す る（第２図Ａの破線）。時刻ｔ＝t2から次の反転
までは、コンデンサ２１を内蔵しない場合と同じ
である。第２図から明らかなように発振波形は非
対称となり偶数次高調波歪をもつようになる。
この非安定マルチバイブレータは、家庭用
VTRのFM変調器として使用する場合、第２高
調波の下側帯波が、本来のFM信号の上側帯波の
帯域に入り込む。そして、復調時に、この高調波
の側帯波は、本来のFMキヤリアに対して復調さ
れるため、その復調された信号は元の変調信号と
は異質なものとなり、画質劣化を引き起すことに
なる。したがつて、従来回路のままでは、容量を
内蔵させることは不可能である。
VTRのFM変調器として使用する場合、第２高
調波の下側帯波が、本来のFM信号の上側帯波の
帯域に入り込む。そして、復調時に、この高調波
の側帯波は、本来のFMキヤリアに対して復調さ
れるため、その復調された信号は元の変調信号と
は異質なものとなり、画質劣化を引き起すことに
なる。したがつて、従来回路のままでは、容量を
内蔵させることは不可能である。
また、容量を周辺部品とする場合、ICの外部
端子は、隣接ピンとの関係などから浮遊容量値が
異なるので、この影響を小さくするため、容量値
Ｃとしては数＋PFが必要となる。その場合の電
流I0、すなわち4C（VCC−VA）ｆは、後で述べる
本発明の場合に比べて数倍の値となる。
端子は、隣接ピンとの関係などから浮遊容量値が
異なるので、この影響を小さくするため、容量値
Ｃとしては数＋PFが必要となる。その場合の電
流I0、すなわち4C（VCC−VA）ｆは、後で述べる
本発明の場合に比べて数倍の値となる。
以上述べたように、従来回路では容量接続のた
めの外部端子２ピンが必要な上、消費電流が大き
いという問題がある。なお、以上では、非安定マ
ルチバイブレータを用いて、従来の問題点を説明
したが、エミツタ間がコンデンサで結合された一
対のトランジスタを構成要素とするマルチバイブ
レータについても同様なことがいえる。
めの外部端子２ピンが必要な上、消費電流が大き
いという問題がある。なお、以上では、非安定マ
ルチバイブレータを用いて、従来の問題点を説明
したが、エミツタ間がコンデンサで結合された一
対のトランジスタを構成要素とするマルチバイブ
レータについても同様なことがいえる。
本発明の目的は、従来技術の欠点をなくし、コ
ンデンサを内蔵しても高調波歪が少なく、消費電
力の少ない集積化マルチバイブレータを提供する
ことにある。
ンデンサを内蔵しても高調波歪が少なく、消費電
力の少ない集積化マルチバイブレータを提供する
ことにある。
上記目的と達成するために、本発明は、薄膜容
量素子の上下の電極をそれぞれ逆に接続した並列
回路を用いることにより回路の容量的非対称性を
補正することで、発振波形の高調波歪劣化を抑
え、容量素子の内臓化をはかる。
量素子の上下の電極をそれぞれ逆に接続した並列
回路を用いることにより回路の容量的非対称性を
補正することで、発振波形の高調波歪劣化を抑
え、容量素子の内臓化をはかる。
本発明は、従来例と同じく非安定マルチバイブ
レータに採用した一実施例を第６図に示す。同図
において、第１図と同一符号を付けられた素子は
同一機能を有するものとする。第１．６図の対比
から明らかなように、この実施例が第１図と異な
るのは、第１図のコンデンサ２１を符号２３，２
４で示した２個の薄膜容量で構成した点だけであ
る。
レータに採用した一実施例を第６図に示す。同図
において、第１図と同一符号を付けられた素子は
同一機能を有するものとする。第１．６図の対比
から明らかなように、この実施例が第１図と異な
るのは、第１図のコンデンサ２１を符号２３，２
４で示した２個の薄膜容量で構成した点だけであ
る。
そして前記２個合薄膜容量素子は、容量値、形
状を全く同じにし、上部電極と下部電極がそれぞ
れに逆になるように接続される。すなわち、例え
ば第４図に示すような構造の薄膜容量素子を２個
用いるとすると、第１の薄膜容量素子の上部電極
３４と第２の薄膜容量素子の下部電極３７とがト
ランジスタ６のエミツタに接続され、第１の薄膜
容量素子の下部電極３７と第２の薄膜容量素子の
上部電極３４とがトランジスタ７のエミツタに接
続される。このため、第６図に破線で示すよう
に、寄生容量２５，２６が、それぞれトランジス
タ６，７のエミツタに、対称位置につくことにな
る。したがつて、各部の波形は、第７図ａ〜ｄに
示すようになる。すなわち発振波形も対称にな
り、高調波歪の劣化も生じない。
状を全く同じにし、上部電極と下部電極がそれぞ
れに逆になるように接続される。すなわち、例え
ば第４図に示すような構造の薄膜容量素子を２個
用いるとすると、第１の薄膜容量素子の上部電極
３４と第２の薄膜容量素子の下部電極３７とがト
ランジスタ６のエミツタに接続され、第１の薄膜
容量素子の下部電極３７と第２の薄膜容量素子の
上部電極３４とがトランジスタ７のエミツタに接
続される。このため、第６図に破線で示すよう
に、寄生容量２５，２６が、それぞれトランジス
タ６，７のエミツタに、対称位置につくことにな
る。したがつて、各部の波形は、第７図ａ〜ｄに
示すようになる。すなわち発振波形も対称にな
り、高調波歪の劣化も生じない。
そこで、いまコンデンサ２３，３４および寄生
容量２５，３６の容量値をＣとすると放電の傾き
はI0／3Cとなる。したがつて、半周期1/2Ｔは 5C（VCC−VA）／I0 となり、発振周波数ｆは ｆ＝1/T＝I0／10C（VCC−VA） と表わせる。またこの式より電流I0は、10C（VCC
−VA）ｆとなる。今、集積化した場合の容量値、
電流をC′，I0′とし、集積化しない場合のそれを
I0，ＣとするとI0′／I0＝5C′／2Cとなる。
容量２５，３６の容量値をＣとすると放電の傾き
はI0／3Cとなる。したがつて、半周期1/2Ｔは 5C（VCC−VA）／I0 となり、発振周波数ｆは ｆ＝1/T＝I0／10C（VCC−VA） と表わせる。またこの式より電流I0は、10C（VCC
−VA）ｆとなる。今、集積化した場合の容量値、
電流をC′，I0′とし、集積化しない場合のそれを
I0，ＣとするとI0′／I0＝5C′／2Cとなる。
容量内蔵の場合は、外部端子が不要なので、ピ
ンの浮遊容量のアンバランスを考慮する必要がな
く、容量値を小さくすることができる。一例とし
て、Ｃ＝100PF，C′＝PFとすると、I0′＝I0＝0.25
となり、電流を1/4にすることができる。
ンの浮遊容量のアンバランスを考慮する必要がな
く、容量値を小さくすることができる。一例とし
て、Ｃ＝100PF，C′＝PFとすると、I0′＝I0＝0.25
となり、電流を1/4にすることができる。
第８図に本発明を単安定マルチバイブレータ型
遅延回路に適用した場合の一例を示す。同図にお
いて、第６図と同一符号の素子は、同一機能を有
するものとする。差動対２７，２８のベースに信
号源３２より信号が供給される。この回路の動作
は良く知られているので、その説明は省略する。
遅延回路に適用した場合の一例を示す。同図にお
いて、第６図と同一符号の素子は、同一機能を有
するものとする。差動対２７，２８のベースに信
号源３２より信号が供給される。この回路の動作
は良く知られているので、その説明は省略する。
なお、ここで定電流源３１の電流値をI0、コン
デンサ２３，２４および寄生容量（図示せず）を
Ｃとすると、遅延時間ｔは ｔ＝5C（VCC−VA）／I0となる。
デンサ２３，２４および寄生容量（図示せず）を
Ｃとすると、遅延時間ｔは ｔ＝5C（VCC−VA）／I0となる。
この遅延回路は、遅延信号と原信号を掛算する
ことにより、FM信号の復調器として利用するこ
とができる。この実施例において、容量値は、容
量を周辺部品とした場合に比べ、数分の一にで
き、その結果、電流I0を低減できるのは、非安定
マルチバイブレータの場合と同様である。すなわ
ち、従来では、I0として５〜7mAを必要としてい
たので、約5mAの消費電流低減が可能である。
ことにより、FM信号の復調器として利用するこ
とができる。この実施例において、容量値は、容
量を周辺部品とした場合に比べ、数分の一にで
き、その結果、電流I0を低減できるのは、非安定
マルチバイブレータの場合と同様である。すなわ
ち、従来では、I0として５〜7mAを必要としてい
たので、約5mAの消費電流低減が可能である。
以上の説明から明らかなように、本発明を採用
することにより、従来、IC化の際に外付部品と
されていたコンデンサを内蔵することが可能とな
る。その結果ICの外部端子を２個削減できるば
かりでなく、消費電流を１〜5mA削減できる。
することにより、従来、IC化の際に外付部品と
されていたコンデンサを内蔵することが可能とな
る。その結果ICの外部端子を２個削減できるば
かりでなく、消費電流を１〜5mA削減できる。
第１図は従来の集積化非安定マルチバイブレー
タの回路図、第２図Ａ〜Ｄはその各部の信号波形
図、第３図および第４図は薄膜容量の物理的構造
を示す断面図、第５図は前記薄膜容量の等価回路
図、第６図は本発明の一実施例の回路図、第７図
ａ〜ｄはその各部信号波形図、第８図は本発明の
他の実施例の回路図である。 １９，２０……ICの外部端子、２３，２４…
…薄膜容量素子、２５，２６……寄生容量、３４
……上部金属電極、３７……下部金属電極、３
８，３８Ａ……誘電体、４０……半導体基板。
タの回路図、第２図Ａ〜Ｄはその各部の信号波形
図、第３図および第４図は薄膜容量の物理的構造
を示す断面図、第５図は前記薄膜容量の等価回路
図、第６図は本発明の一実施例の回路図、第７図
ａ〜ｄはその各部信号波形図、第８図は本発明の
他の実施例の回路図である。 １９，２０……ICの外部端子、２３，２４…
…薄膜容量素子、２５，２６……寄生容量、３４
……上部金属電極、３７……下部金属電極、３
８，３８Ａ……誘電体、４０……半導体基板。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 半導体基板上に形成された第１および第２の
トランジスタと、第１および第２のトランジスタ
のエミツタ間に接続されたコンデンサと、第１の
トランジスタのベースを第２のトランジスタのコ
レクタに接続する手段と、第２のトランジスタの
ベースを第１のトランジスタのコレクタに接続す
る手段とを含む集積化マルチバイブレータにおい
て、前記コンデンサを；半導体基板上に形成され
前記第１のトランジスタのエミツタに接続された
第１の下部電極と、前記第１の下部電極上に形成
された第１の誘電体層と、前記第１の誘電体層上
に形成され前記第２のトランジスタのエミツタに
接続された第１の上部電極より成る第１の薄膜容
量素子と、 半導体基板上に形成され前記第２のトランジス
タのエミツタに接続された第２の下部電極と、前
記第２の下部電極上に形成された第２の誘電体層
と、前記誘電体層上に形成され前記第１のトラン
ジスタのエミツタに接続された第２の上部電極よ
り成る第２の薄膜容量素子とで構成したことを特
徴とする集積化マルチバイブレータ。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記第１、
第２の薄膜容量素子はほぼ同容量の容量素子であ
ることを特徴とする集積化マルチバイブレータ。 ３ 特許請求の範囲第２項において、前記第１、
第２の薄膜容量素子はほぼ同形状の容量素子であ
ることを特徴とする集積化マルチバイブレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9824481A JPS581324A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | 集積化マルチバイブレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9824481A JPS581324A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | 集積化マルチバイブレ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581324A JPS581324A (ja) | 1983-01-06 |
| JPH03807B2 true JPH03807B2 (ja) | 1991-01-09 |
Family
ID=14214540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9824481A Granted JPS581324A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | 集積化マルチバイブレ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581324A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59212751A (ja) * | 1983-05-19 | 1984-12-01 | Fuji Photo Film Co Ltd | 電気泳動媒体材料の製造方法 |
| JPH0659022B2 (ja) * | 1985-05-04 | 1994-08-03 | 株式会社日立製作所 | Ｃｒ積ばらつき自己補正装置 |
| JP2553692B2 (ja) * | 1989-03-03 | 1996-11-13 | 株式会社日立製作所 | クロック発生装置及び周波数ー電流変換回路 |
| JPH0217713A (ja) * | 1988-07-06 | 1990-01-22 | Hitachi Ltd | 複数発振器を有する電子装置 |
| JP2002190738A (ja) * | 2000-12-21 | 2002-07-05 | Fuji Electric Co Ltd | ディジタル・アナログ変換器及びアナログ・ディジタル変換器 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9824481A patent/JPS581324A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS581324A (ja) | 1983-01-06 |
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