JP2933752B2 - 発振回路及びそれを用いたｆｍ変調回路 - Google Patents
発振回路及びそれを用いたｆｍ変調回路Info
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 20
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は発振回路及びそれを用い
たＦＭ変調回路に関するものである。
たＦＭ変調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばＶＴＲ（ビデオテ−プレコ−ダ）
の映像変調回路には図３に示す如き変調回路が用いられ
ている。この回路は第１トランジスタＱ５２のコレクタ
と第２トランジスタＱ５３のエミッタにコンデンサＣ１
の一端が接続され、第３トランジスタＱ５８のコレクタ
と第４トランジスタＱ５９のエミッタにコンデンサＣ１
の他端が接続され、第１、第４トランジスタＱ５２、Ｑ
５９のＯＮと、第２、第３トランジスタＱ５３、Ｑ５８
のＯＮが交互に繰り返されるようになっており、それに
より発振が行なわれ、そのコンデンサＣ１の放電電流を
信号電流Ｉｓに依存させることよって発振出力（従って
搬送波）をＦＭ変調する。
の映像変調回路には図３に示す如き変調回路が用いられ
ている。この回路は第１トランジスタＱ５２のコレクタ
と第２トランジスタＱ５３のエミッタにコンデンサＣ１
の一端が接続され、第３トランジスタＱ５８のコレクタ
と第４トランジスタＱ５９のエミッタにコンデンサＣ１
の他端が接続され、第１、第４トランジスタＱ５２、Ｑ
５９のＯＮと、第２、第３トランジスタＱ５３、Ｑ５８
のＯＮが交互に繰り返されるようになっており、それに
より発振が行なわれ、そのコンデンサＣ１の放電電流を
信号電流Ｉｓに依存させることよって発振出力（従って
搬送波）をＦＭ変調する。
【０００３】第２トランジスタＱ５３の出力はダイオ−
ドＱ６０と抵抗３０の両端に生じ、トランジスタＱ５
４、Ｑ５１及びダイオ−ドＱ４９を通して第２トランジ
スタＱ５３のベ−スにフィ−ドバックされるとともに、
更にトランジスタＱ４８、ダイオ−ドＱ４７を通して第
３トランジスタＱ５８のベ−スにも与えられる。
ドＱ６０と抵抗３０の両端に生じ、トランジスタＱ５
４、Ｑ５１及びダイオ−ドＱ４９を通して第２トランジ
スタＱ５３のベ−スにフィ−ドバックされるとともに、
更にトランジスタＱ４８、ダイオ−ドＱ４７を通して第
３トランジスタＱ５８のベ−スにも与えられる。
【０００４】同様に第４トランジスタＱ５９の出力はト
ランジスタＱ５６、Ｑ６１、ダイオ−ドＱ６３を通して
第４トランジスタＱ５９のベ−スにフィ−ドバックされ
るとともにトランジスタＱ６５、ダイオ−ドＱ６４を通
して第１トランジスタＱ５２のベ−スにも与えられる。
トランジスタＱ５４，Ｑ５６は差動対（但しスイッチン
グ動作する）をなし、その定電流はＩｏとなっている。
ランジスタＱ５６、Ｑ６１、ダイオ−ドＱ６３を通して
第４トランジスタＱ５９のベ−スにフィ−ドバックされ
るとともにトランジスタＱ６５、ダイオ−ドＱ６４を通
して第１トランジスタＱ５２のベ−スにも与えられる。
トランジスタＱ５４，Ｑ５６は差動対（但しスイッチン
グ動作する）をなし、その定電流はＩｏとなっている。
【０００５】この回路では第１、第３トランジスタＱ５
２、Ｑ５８も差動対（但しスイッチング動作する）を成
し、そのエミッタ電流を信号電流Ｉｓとしている。ＦＭ
変調出力はダイド−ドＱ６３のカソ−ド側から取り出さ
れる。
２、Ｑ５８も差動対（但しスイッチング動作する）を成
し、そのエミッタ電流を信号電流Ｉｓとしている。ＦＭ
変調出力はダイド−ドＱ６３のカソ−ド側から取り出さ
れる。
【０００６】次に、この図３のＦＭ変調回路の動作を図
４の波形図を参照しながら説明する。図４は図３のＡ〜
Ｊの各点の電圧波形を示している。今、ｔ１直後を考え
ると、トランジスタＱ５３、Ｑ５８がＯＮで、トランジ
スタＱ５２、Ｑ５９がＯＦＦの状態となっているから、
コンデンサＣ１の右側の電極から電荷がトランジスタＱ
５８を通して放電させられる。このため、Ｈ点の電位は
下がっていく。その間、Ｇ点の電位は変わらない。
４の波形図を参照しながら説明する。図４は図３のＡ〜
Ｊの各点の電圧波形を示している。今、ｔ１直後を考え
ると、トランジスタＱ５３、Ｑ５８がＯＮで、トランジ
スタＱ５２、Ｑ５９がＯＦＦの状態となっているから、
コンデンサＣ１の右側の電極から電荷がトランジスタＱ
５８を通して放電させられる。このため、Ｈ点の電位は
下がっていく。その間、Ｇ点の電位は変わらない。
【０００７】さて、ｔ２において、Ｈ点の電位がＦ点の
電位に比しＶｆ（トランジスタ導通のためのべ−ス・エ
ミッタ間電圧）まで下がると、トランジスタＱ５９がＯ
Ｎし、それに伴ないトランジスタＱ５２もＯＮ、トラン
ジスタＱ５３、Ｑ５８がＯＦＦとなり、状態が反転す
る。そのためＨ点の電位は抵抗Ｒ３３の電圧降下分だけ
上がる。
電位に比しＶｆ（トランジスタ導通のためのべ−ス・エ
ミッタ間電圧）まで下がると、トランジスタＱ５９がＯ
Ｎし、それに伴ないトランジスタＱ５２もＯＮ、トラン
ジスタＱ５３、Ｑ５８がＯＦＦとなり、状態が反転す
る。そのためＨ点の電位は抵抗Ｒ３３の電圧降下分だけ
上がる。
【０００８】しかる後、コンデンサＣ１は左側の電極か
ら電荷がトランジスタＱ５２を通して放電し、一方、Ｈ
点の電位は一定となる。以後、このような動作を交互に
繰り返して発振動作を継続する。そして、信号電流Ｉｓ
によるコンデンサの放電期間の変化によって発振出力の
周波数が変化する。
ら電荷がトランジスタＱ５２を通して放電し、一方、Ｈ
点の電位は一定となる。以後、このような動作を交互に
繰り返して発振動作を継続する。そして、信号電流Ｉｓ
によるコンデンサの放電期間の変化によって発振出力の
周波数が変化する。
【０００９】尚、上記の回路でパルス幅Ｔ１は、 Ｔ１＝Ｃ１・Ｖ／Ｉｓ ＝２Ｃ１・Ｉｏ・Ｒ３１／Ｉｓ となる。但し、ＶはコンデンサＣ１の両端電圧の振幅で
ある。上記式よりパルスの周期Ｔは Ｔ＝２Ｔ１＝２Ｃ１・Ｖ／Ｉｓ また、周波数ｆは、 ｆ＝１／Ｔ＝Ｉｓ／２Ｃ１・Ｖ ＝Ｉｓ／４Ｃ１・Ｉｏ・Ｒ３１・・・・・・ で決定される。
ある。上記式よりパルスの周期Ｔは Ｔ＝２Ｔ１＝２Ｃ１・Ｖ／Ｉｓ また、周波数ｆは、 ｆ＝１／Ｔ＝Ｉｓ／２Ｃ１・Ｖ ＝Ｉｓ／４Ｃ１・Ｉｏ・Ｒ３１・・・・・・ で決定される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、第１、第４
トランジスタＱ５２、Ｑ５９がＯＮ（このとき第２、第
３トランジスタＱ５３、Ｑ５８はＯＦＦ）の期間と、第
２、第３トランジスタＱ５３、Ｑ５８がＯＮ（このとき
第１、第４トランジスタＱ５２、Ｑ５９はＯＦＦ）の期
間が切り換わるとき、Ｇ点及びＨ点には図５に示すよう
にヒゲ状のノイズＮが生じる。このヒゲ状のノイズＮは
常に同じ大きさで生じるなら問題ないが、実際にはその
大きさが一定でないためＣ／Ｎ（ここでＣは搬送波、Ｎ
はノイズ）が悪くなる。従って、例えばこの回路をＶＴ
Ｒの映像変調回路として用いると、Ｓ／Ｎ（Ｓは信号）
が低下し、再生したときノイズの多い画面（特に背景に
ノイズが目立つ）となり、好ましくなかった。
トランジスタＱ５２、Ｑ５９がＯＮ（このとき第２、第
３トランジスタＱ５３、Ｑ５８はＯＦＦ）の期間と、第
２、第３トランジスタＱ５３、Ｑ５８がＯＮ（このとき
第１、第４トランジスタＱ５２、Ｑ５９はＯＦＦ）の期
間が切り換わるとき、Ｇ点及びＨ点には図５に示すよう
にヒゲ状のノイズＮが生じる。このヒゲ状のノイズＮは
常に同じ大きさで生じるなら問題ないが、実際にはその
大きさが一定でないためＣ／Ｎ（ここでＣは搬送波、Ｎ
はノイズ）が悪くなる。従って、例えばこの回路をＶＴ
Ｒの映像変調回路として用いると、Ｓ／Ｎ（Ｓは信号）
が低下し、再生したときノイズの多い画面（特に背景に
ノイズが目立つ）となり、好ましくなかった。
【００１１】尚、このノイズＮの影響を目立たなくする
ための方法としてコンデンサＣ１の両端電圧の振幅を大
きくする方法がある。しかしながら、この方法は回路の
ダイナミックレンジ等により限度があり、適切でない。
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、ノ
イズの生じない発振回路及び変調回路を実現することを
目的とする。
ための方法としてコンデンサＣ１の両端電圧の振幅を大
きくする方法がある。しかしながら、この方法は回路の
ダイナミックレンジ等により限度があり、適切でない。
本発明はこのような点に鑑みなされたものであって、ノ
イズの生じない発振回路及び変調回路を実現することを
目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明では、第１トランジスタの出力電極と第２トラ
ンジスタの入力電極に一端が接続され他端が第３トラン
ジスタの出力電極と第４トランジスタの入力電極に接続
されたコンデンサと、前記第２トランジスタの出力を第
２、第３トランジスタの制御電極にフィ−ドバックし、
前記第４トランジスタの出力を前記第１、第４トランジ
スタの制御電極にフィ−ドバックする手段を有し、前記
第１、第４トランジスタがＯＮで、第２、第３トランジ
スタがＯＦＦの第１期間と第１、第４トランジスタがＯ
ＦＦで第２、第３トランジスタがＯＮの第２期間が交互
に繰り返されることにより発振を行なう発振回路、又は
前記第１、第３トランジスタを流れる電流を信号電流に
よって変えるＦＭ変調回路において前記第１、第２期間
の切り換え時に生じるノイズを除去するためのロ−パス
フィルタを設けた構成としている。
め本発明では、第１トランジスタの出力電極と第２トラ
ンジスタの入力電極に一端が接続され他端が第３トラン
ジスタの出力電極と第４トランジスタの入力電極に接続
されたコンデンサと、前記第２トランジスタの出力を第
２、第３トランジスタの制御電極にフィ−ドバックし、
前記第４トランジスタの出力を前記第１、第４トランジ
スタの制御電極にフィ−ドバックする手段を有し、前記
第１、第４トランジスタがＯＮで、第２、第３トランジ
スタがＯＦＦの第１期間と第１、第４トランジスタがＯ
ＦＦで第２、第３トランジスタがＯＮの第２期間が交互
に繰り返されることにより発振を行なう発振回路、又は
前記第１、第３トランジスタを流れる電流を信号電流に
よって変えるＦＭ変調回路において前記第１、第２期間
の切り換え時に生じるノイズを除去するためのロ−パス
フィルタを設けた構成としている。
【００１３】
【作用】このような構成によると、トランジスタのＯＮ
期間の切り換えに伴ない発生したヒゲ状のノイズは高周
波数であるので、ロ−パスフィルタにより除去されてし
まい、出力として現われない。
期間の切り換えに伴ない発生したヒゲ状のノイズは高周
波数であるので、ロ−パスフィルタにより除去されてし
まい、出力として現われない。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に従って説明す
る。図１において、図３の従来例と同一部分には同一の
符号を付して重複説明を省略する。尚、本実施例では定
電流回路を記号４〜８で示している。図１の実施例はＣ
点と電源ライン１との間に抵抗Ｒ３０と協働してロ−パ
スフィルタ２を構成するコンデンサＣ２を接続し、同じ
くＤ点と電源ライン１との間に抵抗Ｒ３５と協働してロ
−パスフィルタ３を構成するコンデンサＣ３を接続して
いる。このため、これらのロ−パスフィルタ２、３が存
しないとき、Ｃ点及びＤ点のパルスには図６に示す如き
ヒゲ状のノイズＮが生じているが、高周波であるこのノ
イズＮはロ−パスフィルタ２、３によって除去されてし
まう。その結果、発振回路の発振出力にはノイズは含ま
れないことになる。従って、信号電流Ｉｓで変調を行な
っても出力電圧には前記ヒゲ状のノイズは含まれず精度
のよいＦＭ変調信号を得ることができる。
る。図１において、図３の従来例と同一部分には同一の
符号を付して重複説明を省略する。尚、本実施例では定
電流回路を記号４〜８で示している。図１の実施例はＣ
点と電源ライン１との間に抵抗Ｒ３０と協働してロ−パ
スフィルタ２を構成するコンデンサＣ２を接続し、同じ
くＤ点と電源ライン１との間に抵抗Ｒ３５と協働してロ
−パスフィルタ３を構成するコンデンサＣ３を接続して
いる。このため、これらのロ−パスフィルタ２、３が存
しないとき、Ｃ点及びＤ点のパルスには図６に示す如き
ヒゲ状のノイズＮが生じているが、高周波であるこのノ
イズＮはロ−パスフィルタ２、３によって除去されてし
まう。その結果、発振回路の発振出力にはノイズは含ま
れないことになる。従って、信号電流Ｉｓで変調を行な
っても出力電圧には前記ヒゲ状のノイズは含まれず精度
のよいＦＭ変調信号を得ることができる。
【００１５】次に、図２の実施例はコンデンサＣ２を抵
抗Ｒ３１と並列に接続して、この抵抗Ｒ３１とコンデン
サＣ２とによるロ−パスフィルタ２’を設けるととも
に、抵抗Ｒ３３と並列にコンデンサＣ３を接続してロ−
パスフィルタ３’を形成している。このため、Ａ点、Ｂ
点のパルスの変化部分にそれぞれ生じていたヒゲ状のノ
イズは、これらのロ−パスフィルタ２’、３’により除
去されてしまい、発振出力並びにＦＭ変調出力に含まれ
ない。
抗Ｒ３１と並列に接続して、この抵抗Ｒ３１とコンデン
サＣ２とによるロ−パスフィルタ２’を設けるととも
に、抵抗Ｒ３３と並列にコンデンサＣ３を接続してロ−
パスフィルタ３’を形成している。このため、Ａ点、Ｂ
点のパルスの変化部分にそれぞれ生じていたヒゲ状のノ
イズは、これらのロ−パスフィルタ２’、３’により除
去されてしまい、発振出力並びにＦＭ変調出力に含まれ
ない。
【００１６】以上の如く、図１、図２の実施例はコンデ
ンサＣ２、Ｃ３を積極的に設けてロ−パスフィルタを形
成したが、ＩＣ等においては浮遊容量を利用してコンデ
ンサＣ２、Ｃ３の役割をさせてもよい。ただし、ロ−パ
スフィルタとしては充分な時定数をもつ必要があるので
抵抗Ｒ３０、Ｒ３５又は抵抗Ｒ３１、Ｒ３３を高抵抗と
する。それによって目的とするロ−パスフィルタ２、３
又は２’、３’が実現できる。
ンサＣ２、Ｃ３を積極的に設けてロ−パスフィルタを形
成したが、ＩＣ等においては浮遊容量を利用してコンデ
ンサＣ２、Ｃ３の役割をさせてもよい。ただし、ロ−パ
スフィルタとしては充分な時定数をもつ必要があるので
抵抗Ｒ３０、Ｒ３５又は抵抗Ｒ３１、Ｒ３３を高抵抗と
する。それによって目的とするロ−パスフィルタ２、３
又は２’、３’が実現できる。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、発
振パルスの変遷時に生じるヒゲ状のノイズをロ−パスフ
ィルタによって好適に除去できるので、Ｃ／Ｎ（キャリ
ア／ノイズ）のよい発振回路を実現できる。また、この
発振回路をＦＭ変調回路として使用した場合には、Ｓ／
Ｎ（信号／ノイズ）のよいＦＭ変調信号が得られるとい
う効果があり、極めて有効である。
振パルスの変遷時に生じるヒゲ状のノイズをロ−パスフ
ィルタによって好適に除去できるので、Ｃ／Ｎ（キャリ
ア／ノイズ）のよい発振回路を実現できる。また、この
発振回路をＦＭ変調回路として使用した場合には、Ｓ／
Ｎ（信号／ノイズ）のよいＦＭ変調信号が得られるとい
う効果があり、極めて有効である。
【図１】 本発明を実施したＦＭ変調回路を示す回路図
【図２】 本発明の他の実施例の回路図
【図３】 従来例の回路図
【図４】 従来例の発振動作を説明するための波形図
【図５】 従来例の欠点を示す図
【図６】 同じく従来例の欠点を示す図
２、２’ロ−パスフィルタ ３、３’ロ−パスフィルタ Ｑ５２ 第１トランジスタ Ｑ５３ 第２トランジスタ Ｑ５８ 第３トランジスタ Ｑ５９ 第４トランジスタ Ｃ１ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03C 3/00 - 3/42 H03B 5/00 - 5/28
Claims (5)
- 【請求項１】第１トランジスタの出力電極と第２トラン
ジスタの入力電極に一端が接続され他端が第３トランジ
スタの出力電極と第４トランジスタの入力電極に接続さ
れたコンデンサと、前記第２トランジスタの出力を第
２、第３トランジスタの制御電極にフィ−ドバックし、
前記第４トランジスタの出力を前記第１、第４トランジ
スタの制御電極にフィ−ドバックする手段を有し、前記
第１、第４トランジスタがＯＮで、第２、第３トランジ
スタがＯＦＦの第１期間と第１、第４トランジスタがＯ
ＦＦで第２、第３トランジスタがＯＮの第２期間が交互
に繰り返されることにより発振を行なう発振回路におい
て、 前記第１、第２期間の切り換え時に生じるノイズを除去
するためのロ−パスフィルタを設けたことを特徴とする
発振回路。 - 【請求項２】第１トランジスタの出力電極と第２トラン
ジスタの入力電極に一端が接続され他端が第３トランジ
スタの出力電極と第４トランジスタの入力電極に接続さ
れたコンデンサと、前記第２トランジスタの出力を第
２、第３トランジスタの制御電極にフィ−ドバックし、
前記第４トランジスタの出力を前記第１、第４トランジ
スタの制御電極にフィ−ドバックする手段を有し、前記
第１、第４トランジスタがＯＮで、第２、第３トランジ
スタがＯＦＦの第１期間と第１、第４トランジスタがＯ
ＦＦで第２、第３トランジスタがＯＮの第２期間が交互
に繰り返されることにより発振を行なう発振回路の前記
第１、第３トランジスタを流れる電流の値が信号電流に
依存するＦＭ変調回路において、 前記第１、第２期間の切り換え時に生じるノイズを除去
するためのロ−パスフィルタを設けたことを特徴とする
ＦＭ変調回路。 - 【請求項３】前記第２、第４トランジスタの負荷回路に
生じる電圧が前記コンデンサの両端電圧に関与するよう
になっており、前記ロ−パスフィルタが前記負荷回路に
設けられていることを特徴とする請求項２に記載のＦＭ
変調回路。 - 【請求項４】前記ロ−パスフィルタは負荷抵抗と該負荷
抵抗に並列に接続されたコンデンサとからなることを特
徴とする請求項３に記載のＦＭ変調回路。 - 【請求項５】前記ロ−パスフィルタは比較的高い抵抗値
の負荷抵抗と浮遊容量とからなることを特徴とする請求
項３に記載のＦＭ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18805791A JP2933752B2 (ja) | 1991-07-01 | 1991-07-01 | 発振回路及びそれを用いたｆｍ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18805791A JP2933752B2 (ja) | 1991-07-01 | 1991-07-01 | 発振回路及びそれを用いたｆｍ変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0514057A JPH0514057A (ja) | 1993-01-22 |
| JP2933752B2 true JP2933752B2 (ja) | 1999-08-16 |
Family
ID=16216939
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18805791A Expired - Fee Related JP2933752B2 (ja) | 1991-07-01 | 1991-07-01 | 発振回路及びそれを用いたｆｍ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2933752B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6051803B2 (ja) | 2012-11-15 | 2016-12-27 | 株式会社ジェイテクト | 電動パワーステアリング装置 |
-
1991
- 1991-07-01 JP JP18805791A patent/JP2933752B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6051803B2 (ja) | 2012-11-15 | 2016-12-27 | 株式会社ジェイテクト | 電動パワーステアリング装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0514057A (ja) | 1993-01-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |