JPS5851445B2

JPS5851445B2 - カクドヘンチヨウシンゴウノフクチヨウキ

Info

Publication number: JPS5851445B2
Application number: JP48114227A
Authority: JP
Inventors: 侯武宇都宮; 登史岡田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1973-10-11
Filing date: 1973-10-11
Publication date: 1983-11-16
Also published as: JPS5066140A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はＦＭ信号、ＰＭ信号即ち角度変調信号の復調器
に関し、特に復調特性が良好で且つＩＣ化に適したもの
である。

従来のＦＭ復調器としては比検波器或いはフォスターシ
ーレ検波器を使用するものがあるが、この復調特性はＳ
字形を呈するために、直線性の良い復調特性の中心部分
しか使用できず、相対的に復調利得が小さくなる欠点が
あり、またフェーズ・ロック・ループ方式によるものは
、可変周波数発振器として可変容量ダイオード等の可変
リアクタンス素子を使用した場合では、復調特性の直線
性が悪く、他方、マルチバイブレータで構成されている
場合では、直線性は優れているが、復調利得が非常に小
さいという欠点がある。

本発明は上記の欠点を除去し、復調特性の直線性が良好
で且つ復調利得が大きい角度変調信号の復調器を提案す
るものである。

また本発明はＩＣパッケージからの引出し端子数が少な
くてすみ、ＩＣ化に好適なものである。

以下、本発明の一実施例について説明するに、第１図は
本発明の一実施例の接続図である。

第１図において１及び２は非安定マルチバイブレータを
構成する一対のトランジスタを示し、トランジスタ１の
ベースがトランジスタ２のコレクタに結合され、トラン
ジスタ１のコレクタがトランジスタ２のベースに結合さ
れている。

トランジスタ１及び２の夫々コレクタは抵抗器とコレク
タ電流に対して順方向のダイオード３との並列回路を介
して電源端子４に接続される。

この電源端子４の電源電圧を■。

０とする。また、トランジスタ５及び６は夫々逆相で例
えばＦＭ変調入力信号によってオン・オフするトランジ
スタを示す。

このトランジスタ５のコレクタとトランジスタ１のエミ
ッタとが接続されると共に、トランジスタ６のコレクタ
とトランジスタ２のエミッタとが接続される。

これら接続点Ａ及びＢの間にコンデンサＩが挿入され、
また、接続点Ａに図示の方向に定電流■１を流す定電流
源８Ａが接続され、接続点Ｂに同様の定電流源８Ｂが接
続される。

また、トランジスタ５及び６のエミッタ共通接続点に２
■２なる定電流を図示の方向に流す定電流源９が接続さ
れる。

１０はＦＭ変調信号が供給される入力端子を示し、ＦＭ
変調信号は位相分割回路１１によって逆相のスイッチン
グ電圧波形とされて、トランジスタ５及び６のベースに
供給される。

また、位相分割回路１１からのＦＭ変調信号は、トラン
ジスタ６と同相で掛算回路を構成するトランジスタ１２
のベースに供給されると共に、トランジスタ５と同相で
トランジスタ１３のベースに供給される。

これらトランジスタ１２及び１３のエミッタは共通に接
続され、この共通接続点に■３なる定電流を図示の方向
に流す定電流源１４が接続される。

トランジスタ１２のコレクタには、トランジスタ１５及
び１６のエミッタ共通接続点が接続され、トランジスタ
１３のコレクタには、トランジスタ１１及び１８のエミ
ッタ共通接続点が接続される。

そして、トランジスタ１５及び１８のベースには、トラ
ンジスタ２のコレクタに生じる非安定マルチバイブレー
クの出力電圧が加えられ、トランジスタ１６及び１１の
ベースには、トランジスタ１のコレクタに生じる非安定
マルチバイブレークの出力電圧が加えられる。

また、トランジスタ１６及び１８のコレクタは電源端子
４′に接続され、トランジスタ１５及び１７のコレクタ
は共通接続され、負荷抵抗１９及び平滑用コンデンサ２
０の並列回路を介して電源端子４′に接続されると共に
出力端子２１として導出される。

この電源端子４１の電源電圧を■。

。／とする。上述の本発明の一実施例の構成は第１図に
おいて破線で示すように、非安定マルチバイブレーク槽
底の発振回路部２２と掛算回路部２３とから戒るもので
ある。

斯る本発明の一実施例の動作について、まず発振回路部
２２を構成する非安定マルチバイブレークの動作を説明
する。

単なる非安定マルチバイブレークの場合は、第２図に示
すようにトランジスタ５及び６のベースに固定電源２４
が接続され、トランジスタ５及び６に夫々定電流Ｉ２が
流れるようにされている。

今、トランジスタ１がオンで、トランジスタ２がオフで
あるとすると、コンデンサ７は図示の極性に、定電流（
■１＋■２）によって充電される。

このときＡ点はダイオード３によって、その電圧降下を
ＶＢＢとしたときに（Ｖｏ、−ＶＢＥ）にクランプされ
るが、Ｂ点電位は第３図Ｂに示すように徐々に低下する
。

そして、Ｂ点の電位が（■ｏｏ−２■ＢＥ）となると、
トランジスタ２がオンし、トランジスタ１がオフし、Ｂ
点の電位が（Ｖｏ。

−ＶＢＢ）となり、従ってＡ点の電位が■。

０となる。このような動作は繰り返される。

斯る非安定マルチバイブレークの発振周期Ｔ。

は次のようにして求まる。

即ち、２ＶＢＥの電位差が定電流（■１＋■２）によっ
て生じるために要する時間がＴ。

／２であるからとなる。

さて、本発明の一実施例の動作を第４図を参照して説明
するに、トランジスタ５のベースに第４図Ａに示すＦＭ
変調信号が位相分割回路１１から供給され、トランジス
タ６のベースにこれと逆相の第４図Ｂに示すＦＭ変調信
号が位相分割回路１１から供給され、これらＦＭ変調信
号が高レベルのとき、トランジスタ５或いは６がオンす
るものとしよう。

まず、ＦＭ変調信号によって時点ｔ１でトランジスタ５
がオフとなり、トランジスタ６がオンとなると、〔電源
端子４→ダイオード３→トランジスタ１のコレクタ→同
エミッタ→コンデンサ７→トランジスタ６及び定電流源
８Ｂ）の電流路が形成され、コンデンサ７が（１１＋２
Ｉ２）の定電流によって第１図に示す極性に充電され、
Ｂ点電位が第４図りに示すように徐々に低下する。

第４図Ｅはトランジスタ６によってスイッチングされる
電流値を示し、第４図Ｆはトランジスタ５によってスイ
ツチングされる電流値を示す。

そして、Ｂ点電位が（■ｃｃ−２■ＢＥ）迄低下する時
点ｔ２で、トランジスタ２がオンし、そのコレクタ電圧
が第４図Ｈに示すように（■ｃｃ−ＶＢＥ）となると共
に、トランジスタ１がオフし、そのコレクタ電圧が第４
図Ｇに示すように■。

０に立上る。このように、トランジスタ２及び６がオン
し、トランジスタ１及び５がオフの状態で、定電流■１
が定電流源８Ａにより定常的に流れているから、Ａ点電
位は第４図Ｃに示すようにこの電流■１によって徐々に
低下している。

次に、時点ｔ３でＦＭ変調信号によってトランジスタ５
がオンし、トランジスタ６がオフすると、〔電源端子４
→ダイオード３→トランジスタ２のコレクタ→同エミッ
タ→コンデンサ１→トランジスタ５及び定電流源８Ａ）
の電流路が形成され、コンデンサ７は、第１図に示すの
と逆極性に定電流（１１＋２Ｉ２）によって充電される
。

従ってＡ点電位が第４図Ｃに示すように徐々に低下し、
Ａ点電位が（■ｃｃ −２ＶＢＢ）となる時点ｔ４で、
トランジスタ１及び２のオン・オフ状態が反転し、トラ
ンジスタ１がオンし、そのコレクタ電位は■。

。より（Ｖ、ｏＶＢＥ）となり、逆にトランジスタ２が
オフし、そのコレクタ電位は（■ＣＣ−ＶＢＥ）より
■ｃｃとなる。

（第４図Ｇ及びＨ参照）このトランジスタ１及び５がオ
ンしている状態では、定電流源８Ｂによる定電流■１に
よりコンデンサ７が逆極性に充電され、Ｂ点電位が第４
図りに示すように徐々に低下する。

そして時点ｔ、になると、ＦＭ変調信号によって再びト
ランジスタ５がオフすると共に、トランジスタ６がオン
し、時点ｔ１よりの動作が繰り返される。

つまり、時点（１１〜１．）は−周期でこれをＴとする
。

さて、トランジスタ６がオンし且つトランジス＊＊り２
のコレクタ電圧が高レベル（■ｏ。

）である区間（１１〜ｔ２）（第４図Ｈにおいて実線に
よる斜線で示す）においては、第１図で実線図示のよう
に、〔電源端子４′＋負荷抵抗１９→トランジスタ１５
→トランジスタ１２→定電流源１４〕の経路テ定電流■
３が流れる。

他方、トランジスタ５がオンし且つトランジスタ１のコ
レクタ電圧が高レベル（■ｏ。

）である区間（ｔ３〜ｔ４）（電４図Ｇにおいて破線に
よる斜線で示す）においては、第１図で破線図示のよう
に、〔電源端子４′→負荷抵抗１９→トランジスタ１Ｔ
→トランジスタ１３→定電流源１４〕の経路で定電流■
３が流れる。

従って、前述の時点（１１〜ｔ２）を、入出力信号間の
位相差φとし、負荷抵抗をＲＬとすれば、出力電圧Ｖ。

ｕｔは次式で示すものとなる。

φ ｖｏｕｌ−■。

ｃｔＩａ・ＲＬ・・・・・・・・・・・・
・（２）８０００次に、位相差φから発振回路部２２のＦＭ変調信号の周
波数Ｆに対する復調範囲を求めることにする。

まず、時点ｔ２からｔ３をＴ１とし、時点ｔ３からｔ４
をＴ２とすると、が成立する。

ここでコンデンサ７は、期間Ｔ１では定電流■１によっ
て充電され、期間Ｔ２では定電流（Ｉ、＋２Ｉ２）に
よって充電され、期間（Ｔ１＋Ｔ２）で２ＶＢＥの電位
差が生じるのであるからとなる。

これを変形して、（６）式が求まる。

故に、（８）式、（４）式及び（１）式より、となる。

ここで位相差φは次式で表わされる。

となる。

このα９式が本発明の一実施例の復調範囲を示す。

また、（１３）式及び（２）式より、出力電圧■。

ｕｌは次のα０式のものとなる。

Ｆ−ＦＩ＋１１ ■ｏｕｔ＝■ＣＣ’ −Ｉ３ ”Ｒｉ、” （・
十→・・・α０２Ｆ。

■２２上述の本発明の一実施例の復調範囲及び出力電圧
即ち復調特性を図示すれば第５図のようになる。

Ｉ、＋Ｉ、− 第５図において、復調特性２６は（−１）２の場合即ち定電流源８Ａ、８Ｂを設けず（１１＝Ｏ）と
したときである。

この場合の出力電圧Ｖ。ｕｔはＦＭ変調波信号の周波数
Ｆが非安定マルチバイブレークの発振周波数Ｆ。

即ち中心周波数に一致していて周波数偏倚がＯであると
、（ｌＥＤ式より明かなように、（■ｏｕｔ＝Ｖｃｃ’
２Ｉ３’ＲＬ）となる。

また、入力周波数ＦがＯであれば、（■ｏｕｔ＝■ｃｃ
／）となり、入力周波数Ｆが２Ｆｏであると、（■ｏｕ
ｔ＝ＶｏＣｔＩ３ＲＬ）となり、復調範囲（Ｏ
〜２Ｆｏ）の間で入力周波数Ｆに応じた出力電圧Ｖ。

Ｕ□が得られる。

然るに１本発明のように■、をＯとせずに、従つ復調特
性は２５で示すものとなる。

この場合、（１１十■２）の値は一定とされて、中心周
波数Ｆ。

が動かないようにされる。

この場合、復調範囲の最低人力周波数”ｍｉｎ、及び最
高人力周波数”ｍａｘは（１５）式より次のものとなる
。

Ｆ・＝０．９Ｆ。

（ｍｔｎ。

Ｆｍａｘ、＝１．ＩＦ。

また、出力電圧■。

ｕｔは、（”ｍｉｎ、）で、（１６）式％式％）以上述べたように、本発明に依る復調器は、復調出力電
圧が（１６）式より明かなように、周波数偏移或いは位
相偏移に比例したものとなり、直線性が、フォスター・
シーレ或いは比検波型のように８字特性を呈するものに
比して良好である。

従って動作範囲として電源電圧Ｖ。

。／迄利用することができ、出力電圧として大きなもの
が得られる。

また、定■□十■２電流源８Ａ、８Ｂ、９による定電流の比（□）■２を（１１＋１２）を一定として選ぶことにより、中心周
波数がずれることなく復調範囲を所望のものに容易に決
定することができる。

然も、この場合、復調範囲を狭いものとしても出力電圧
が小さくならず、復調感度を良好なものとできる。

従来のフェーズ・ロック・ループ方式によるＦＭ復調器
は、低域通過フィルタ、増巾器、可変周波数発振器等の
複雑な要素によって、復調範囲を所望のものとするのが
難しかったが、本発明に依れば斯る困難性を除去できる
。

更に、本発明は、ＩＣパッケージの外に設ける回路或い
は素子が少なくてすみＩＣ化に好適なものである。

第６図は本発明の他の実施例の要部の接続図である。

トランジスタ１及び２からなる非安定マルチバイブレー
ク及び掛算回路の構成は前述の一実施例と同様で、トラ
ンジスタ１及び２から出力電圧が取り出され、ＦＭ変調
信号がトランジスタ５及び６のベースと掛算回路とに供
給されている。

本発明の他の例では、上述実施例のように２つの定電流
源８Ａ、８Ｂを設けずに、ベースが共通に固定電源２７
に接続されたトランジスタ２８Ａ。

２８Ｂを設ける。

そして、トランジスタ２８Ａのコレクタがトランジスタ
１のエミッタに接続され、トランジスタ２８Ａのエミッ
タがトランジスタ５のコレクタに抵抗２９Ａを介して接
続され、同様にトランジスタ２８Ｂのコレクタがトラン
ジスタ２のエミッタに接続され、トランジスタ２８Ｂの
エミッタが抵抗２９Ｂを介してトランジスタ６のコレク
、夕に接続される。

またトランジスタ５及び６間に抵抗２９Ａ、２９Ｂに比
して小なる値の抵抗３０が挿入される。

更に、トランジスタ５及び６のエミッタ共通接続点に（
２ＩＯ）の定電流源９が接続される。

斯る構成において、コンデンサＩの充電に寄与する定電
流は、トランジスタ５及び６によってスイッチングされ
る定電流（２Ｉｏ）でなくなり、例えば、トランジスタ
６がオンして、トランジスタ１を通じて充電電流が流れ
る場合に第６図に示すような枝路電流路が形成される。

この本発明の他の実施例におけるＦＭ変調信号と非安定
マルチバイブレータの出力信号との位相差φは、抵抗２
９Ａ、２９Ｂの値をＲ１とし、抵抗３０の値をＲ２とし
たときに次式で示されるものとなる。

φ Ｆ−ＦｏＲ１一＝ −（１＋２− ）＋１９００ＦｏＲ２この式から明かなように、（Ｒ１／Ｒ２）を大きくす
ることにより、復調範囲は狭くなるが、周波数偏移に対
する出力の変化を大きく即ち復調利得を大きくすること
ができる。

斯る本発明の他の実施例に依れば、前述と同様に復調特
性の改善を図ることができ、然も抵抗比を変えるだけで
所望の復調特性が得られる利益がある。

なお、上述の実施例では、無安定マルチバイブレークの
負荷として、抵抗とダイオードの並列回路が接続されて
いるが、トランジスタ１及び２のコレクク電圧を各トラ
ンジスタの導通時、所定電圧だけ電源電圧より下げれば
よいから、抵抗負荷のみでもよく、この場合には、抵抗
負荷の抵抗値と定電流源の電流値により所定の電圧降下
が決められる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の接続図、第２図は本発明に
用いられる非安定マルチバイブレークの接続図、第３図
は非安定マルチバイブレータの動作説明に用いる各部波
形図、第４図は本発明の一実施例の動作説明に用いる各
部波形図、第５図は本発明の一実施例の復調特性を示す
線図、第６図は本発明の他の実施例の要部接続図である
。１及び２は非安定マルチバイブレータを構成する一対の
トランジスタ、５及び６はＦＭ変調信号によって逆相で
オン・オフされるスイッチング素子、８Ａ、８Ｂ、９．
１４は定電流源、１０はＦＭ変調信号の供給される端子
、１９は負荷抵抗、２１は出力端子である。

Claims

【特許請求の範囲】

１第１及び第２のトランジスタのコレクタを夫夫同
一抵抗値を有する第１及び第２の抵抗器を介して電源端
子に接続すると共に、上記第１のトランジスタのエミッ
タと上記第２のトランジスタのエミッタとをコンデンサ
を介して互いに接続した非安定マルチバイブレークと、
第３及び第４のトランジスタのコレクタを夫々上記第１
及び第２のトランジスタの夫々のエミッタに接続し、該
第３及び第４のトランジスタの共通接続されたエミッタ
に第１の定電流源を接続した差動増幅器と、上記非安定
マルチバイブレータの第１及び第２のトランジスタのコ
レクタの少なく共一方から導出された出力端子とを有し
、上記第１及び第２のトランジスタの夫々のエミッタと
上記コンデンサとの夫々の接続点に、上記差動増幅器の
第３及び第４のトランジスタのスイッチングの状態にか
かわりなく零でない電流１１を流すようになす様にした
第２及び第３の定電流源を接続し、上記第３及び第４の
トランジスタのベースに角度変調信号を互いに逆位相で
供給するようにした角度変調信号の復調器。