JPS61227406A - Ｆｍ変・復調回路 - Google Patents
Ｆｍ変・復調回路Info
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- JPS61227406A JPS61227406A JP6770185A JP6770185A JPS61227406A JP S61227406 A JPS61227406 A JP S61227406A JP 6770185 A JP6770185 A JP 6770185A JP 6770185 A JP6770185 A JP 6770185A JP S61227406 A JPS61227406 A JP S61227406A
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- Japan
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- transistor
- pair
- modulation
- demodulation
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、低電圧駆動が可能であり、しかも変調と復
調の両モードが可能なＦＭ変・復調回路に関する。
調の両モードが可能なＦＭ変・復調回路に関する。
ビデオテープレコーダ内の輝度信号処理回路は。
輝度信号を所定の周波数帯域のＦＭ信号に変調しており
、第３図をと示すような、エミッタ結合型マルチバイブ
レータ方式のＦＭ変調回路１を用いることがある。この
ＦＭ変調回路１は、エミッタどうしが外付けのコンデン
サＣを介して接続された一対のトランジスタＱ＝ 、
Ｑｔからなるエミッタ結合型のマルチバイブレータ回路
２に、信号入力用の差動アンプ回路３を接続したもので
ある。
、第３図をと示すような、エミッタ結合型マルチバイブ
レータ方式のＦＭ変調回路１を用いることがある。この
ＦＭ変調回路１は、エミッタどうしが外付けのコンデン
サＣを介して接続された一対のトランジスタＱ＝ 、
Ｑｔからなるエミッタ結合型のマルチバイブレータ回路
２に、信号入力用の差動アンプ回路３を接続したもので
ある。
マルチバイブレータ回路２を構成するトランジスタＱ、
、Ｑ、は、交互に導通又は非導通とされるものであり、
スイッチング動作を確実に行わせるため、それぞれのベ
ースには、コレクタが共通接続された一対のトランジス
タＱ、 、 Ｑ、の各エミッタが接続しである。ざらｉ
こ、トランジスタＱ、、Ｑ。
、Ｑ、は、交互に導通又は非導通とされるものであり、
スイッチング動作を確実に行わせるため、それぞれのベ
ースには、コレクタが共通接続された一対のトランジス
タＱ、 、 Ｑ、の各エミッタが接続しである。ざらｉ
こ、トランジスタＱ、、Ｑ。
と電源ラインの間には、それぞれ反転時の動作レベルを
決定するためのトランジスタＱ、、Ｑ、が介在させてあ
り、導通した側のトランジスタＱ、又は鍋に、コレクタ
電流を供給するためのトランジスタＱ、が、電源ライン
に対し上記トランジスタＱ、、Ｑ＠に並列に接続しであ
る。
決定するためのトランジスタＱ、、Ｑ、が介在させてあ
り、導通した側のトランジスタＱ、又は鍋に、コレクタ
電流を供給するためのトランジスタＱ、が、電源ライン
に対し上記トランジスタＱ、、Ｑ＠に並列に接続しであ
る。
差動アンプ回路３は、コンデンサＣの両端にそれぞれの
コレクタが接続された一対のトランジスタＱ、 、 Ｑ
、と１両トランジスタＱａ −Ｑｓのエミッタにコレク
タが共通接続された電流源トランジスタＱｓｏからなり
、トランジスタＱ、とＱ、は、トランジスタＱ４．Ｑｊ
ｊと同期して切り換わる帰還用のトランジスタＱｕ ＊
Ｑｎ及びＱＩＳ ｓ Ｑｓａの作用により。
コレクタが接続された一対のトランジスタＱ、 、 Ｑ
、と１両トランジスタＱａ −Ｑｓのエミッタにコレク
タが共通接続された電流源トランジスタＱｓｏからなり
、トランジスタＱ、とＱ、は、トランジスタＱ４．Ｑｊ
ｊと同期して切り換わる帰還用のトランジスタＱｕ ＊
Ｑｎ及びＱＩＳ ｓ Ｑｓａの作用により。
トランジスタＱ、 、 Ｑ、 とは逆動作で導通する
。変調入力は、電流源トランジスタＱ１．のエミッター
と注入され、そのエミッタ電流に応じてマルチバイブレ
ータ回路２の発振周波数が変化し、トランジスタＱ１
のベースから出力トランジスタＱｓｉを介して変調出力
が取り出される。
。変調入力は、電流源トランジスタＱ１．のエミッター
と注入され、そのエミッタ電流に応じてマルチバイブレ
ータ回路２の発振周波数が変化し、トランジスタＱ１
のベースから出力トランジスタＱｓｉを介して変調出力
が取り出される。
いま、コンデンサＣの容量をｃｏ、差動アンプ回路３の
等価抵抗を几・とすれば１時定数Ｃｏａｔの２倍がマル
チバイブレータ回路２の１周期となこの場合０等価抵抗
Ｒ・は、コンデンサＣの充放電に伴なう両端電圧の変化
幅ΔＶを、電流源トラマルチバイブレータ回路２の発振
周波数ｆは、電流源トランジスタＱ１．のエミッタ抵抗
Ｒ１を流れる電流工・に応じて変化する。
等価抵抗を几・とすれば１時定数Ｃｏａｔの２倍がマル
チバイブレータ回路２の１周期となこの場合０等価抵抗
Ｒ・は、コンデンサＣの充放電に伴なう両端電圧の変化
幅ΔＶを、電流源トラマルチバイブレータ回路２の発振
周波数ｆは、電流源トランジスタＱ１．のエミッタ抵抗
Ｒ１を流れる電流工・に応じて変化する。
ここで、コンデンサＣの充放電に伴なう両端電圧の変化
幅ΔＶは、マルチバイブレータ回路２を構成するトラン
ジスタＱ＝ −Ｑｎにコレクタ電流を供給するトランジ
スタ対マと１反転時の動作レベルを決める一対のトラン
ジスタＱｓ 、Ｑ−の、ベース電圧の差ΔｖＢの２倍２
ΔｖＢ に相当し、その値は分圧抵抗Ｒ，，Ｒ，，Ｒ
，による分圧値に応じて適宜値に設定される。すなわち
、第４図に示す如く。
幅ΔＶは、マルチバイブレータ回路２を構成するトラン
ジスタＱ＝ −Ｑｎにコレクタ電流を供給するトランジ
スタ対マと１反転時の動作レベルを決める一対のトラン
ジスタＱｓ 、Ｑ−の、ベース電圧の差ΔｖＢの２倍２
ΔｖＢ に相当し、その値は分圧抵抗Ｒ，，Ｒ，，Ｒ
，による分圧値に応じて適宜値に設定される。すなわち
、第４図に示す如く。
トランジスタＱ、が非導通状態にあり、トランジスタＱ
、が導通状態にあるとき、コンデンサＣがトランジスタ
Ｑ、のコレクタ側に放電するため。
、が導通状態にあるとき、コンデンサＣがトランジスタ
Ｑ、のコレクタ側に放電するため。
コンデンサＣのトランジスタＱｌ側の端子電圧は徐々に
下がる。この電圧が、トランジスタＱ、、Ｑ−のベース
電位から、 ３ ＶＢ、 （但し、ＶＢＩはベース・エ
ミッタ間電圧）だけ降下すると、トランジスタＱ８とＱ
、の導通状態が反転する。このとき、前記端子電圧は、
トランジスタＱ、、Ｑ、 のベース電位から３ ＶＢ
Ｉだけ低い電圧まで上昇するため、コンデンサＣの性質
から反対側の端子も、トランジスタＱ、が導通していた
ときの電圧ｖｏから、ΔｖＢだけ上昇する。従って１次
の反転は、上記反対側の端子電圧がｖｏ−ΔｖＢ ま
で降下したときに生ずすなわち、コンデンサＣの両端電
圧は、ｖｏを中心に上下にΔｖＢの量変化し、その変化
幅ΔＶは２ΔｖＢとなる。
下がる。この電圧が、トランジスタＱ、、Ｑ−のベース
電位から、 ３ ＶＢ、 （但し、ＶＢＩはベース・エ
ミッタ間電圧）だけ降下すると、トランジスタＱ８とＱ
、の導通状態が反転する。このとき、前記端子電圧は、
トランジスタＱ、、Ｑ、 のベース電位から３ ＶＢ
Ｉだけ低い電圧まで上昇するため、コンデンサＣの性質
から反対側の端子も、トランジスタＱ、が導通していた
ときの電圧ｖｏから、ΔｖＢだけ上昇する。従って１次
の反転は、上記反対側の端子電圧がｖｏ−ΔｖＢ ま
で降下したときに生ずすなわち、コンデンサＣの両端電
圧は、ｖｏを中心に上下にΔｖＢの量変化し、その変化
幅ΔＶは２ΔｖＢとなる。
上記従来のＦＭ変調回路１は、電源ラインに対し、電流
源トランジスタＱ１・までを含め５段のトランジスタが
縦続接続されており、各トランジスタのベース・エミッ
タ間電圧を考慮すると、電源電圧ＶＣＣとして、最低６
ボルトは必要であり、このため、５ポルト以下の低電圧
で駆動するわけにはいかず、設計条件の制約を受けやす
い等の問題点があった。
源トランジスタＱ１・までを含め５段のトランジスタが
縦続接続されており、各トランジスタのベース・エミッ
タ間電圧を考慮すると、電源電圧ＶＣＣとして、最低６
ボルトは必要であり、このため、５ポルト以下の低電圧
で駆動するわけにはいかず、設計条件の制約を受けやす
い等の問題点があった。
また、上記従来のＦＭ変調回路１は、マルチバイブレー
タ回路２を移相器として用いることによりＦＭ復調機能
を兼備させようとすると１回路構成が複雑化する等の問
題点があった。
タ回路２を移相器として用いることによりＦＭ復調機能
を兼備させようとすると１回路構成が複雑化する等の問
題点があった。
〔問題点を解決する８ための手段〕
この発明は、上記問題点を解決したものであり。
互いのコレクタに接続された負荷に生ずる信号をベース
が受けるように接続された第１のトランジスタ対の、各
エミッタ間にコンデンサを接続してなるマルチバイブレ
ータ回路と、このマルチバイブレータ回路の出力信号を
ベースに受ける差動接続された第２のトランジスタ対の
、共通エミッタに所定の直流電流と変調信号電流が重畳
した電流を供給するとともに、前記第２のトランジスタ
対のコレクタ電流を、カレントミラー対を介してそれぞ
れ前記コンデンサの両端に供給するＦＭ変調回路と、前
記所定の直流電流に比例した電流を共通エミッタに受け
るとともに、コレクタが前記カレントミラー対に接続さ
れた第３のトランジスタ対もしくは前記第２のトランジ
スタ対のベースに。
が受けるように接続された第１のトランジスタ対の、各
エミッタ間にコンデンサを接続してなるマルチバイブレ
ータ回路と、このマルチバイブレータ回路の出力信号を
ベースに受ける差動接続された第２のトランジスタ対の
、共通エミッタに所定の直流電流と変調信号電流が重畳
した電流を供給するとともに、前記第２のトランジスタ
対のコレクタ電流を、カレントミラー対を介してそれぞ
れ前記コンデンサの両端に供給するＦＭ変調回路と、前
記所定の直流電流に比例した電流を共通エミッタに受け
るとともに、コレクタが前記カレントミラー対に接続さ
れた第３のトランジスタ対もしくは前記第２のトランジ
スタ対のベースに。
＊ｉｌｌ入力信号を供給し、この復調入力信号と前記マ
ルチバイブレータ回路の出力信号を掛け算するＦＭ復調
回路とからなり、前記第１のトランジスタ対と第２又は
第２．第３のトランジスタ対は。
ルチバイブレータ回路の出力信号を掛け算するＦＭ復調
回路とからなり、前記第１のトランジスタ対と第２又は
第２．第３のトランジスタ対は。
互いに逆極性であることを要旨とするものである。
この発明は、第１のトランジスタ対を有するエミッタ結
合屋マルチバイブレータ回路と電源ラインに対して並列
に接続された第２のトランジスタ対からなる信号入力用
差動アンプ回路又はこれと同等の回路が、マルチバイブ
レータ回路内のコンデンサの充放電電流を、変調入力又
は復調入力に応じて可変し、低電圧でのＦＭ変・復調を
可能とする。
合屋マルチバイブレータ回路と電源ラインに対して並列
に接続された第２のトランジスタ対からなる信号入力用
差動アンプ回路又はこれと同等の回路が、マルチバイブ
レータ回路内のコンデンサの充放電電流を、変調入力又
は復調入力に応じて可変し、低電圧でのＦＭ変・復調を
可能とする。
以下、この発明の実施例について、第１，２図を参照し
て説明する。第１，２図は、それぞれこの発明のＦＭ変
・復調回路の一実施例を示す回路図及び復調モードにお
ける回路各部の信号波形図である。なお、第１図中、第
３図と同一構成部分には同一符号か付しである。
て説明する。第１，２図は、それぞれこの発明のＦＭ変
・復調回路の一実施例を示す回路図及び復調モードにお
ける回路各部の信号波形図である。なお、第１図中、第
３図と同一構成部分には同一符号か付しである。
第１図中、ＦＭ変・復調回路１１は、マルチバイブレー
タ回路２を構成する第１のトランジスタ対Ｑ、、Ｑ、に
対位して設けた第２のトランジスタ対Ｑ１ｓ ＃ Ｑｔ
ｙからなる差動アンプ回路１３の構成が従来のＦ’Ｍ変
調変調回出１異なるものであり、トランジスタＱａ −
Ｑ＝は、別個にエミッタ接地するとともに、それぞれカ
レントミラー回路１４ 、１５を介して、差動アンプ回
路１３によって差動増幅するようにしである。この実施
例では、第１のトランジスタ対Ｑ、 、 Ｑ、がＮＰＮ
Ｊのトランジスタを用いるのに対し、第２のトランジス
タ対Ｑｌ＠ ｅ ＱｔｖはＰＮＰＷのトランジスタが用
いられる。
タ回路２を構成する第１のトランジスタ対Ｑ、、Ｑ、に
対位して設けた第２のトランジスタ対Ｑ１ｓ ＃ Ｑｔ
ｙからなる差動アンプ回路１３の構成が従来のＦ’Ｍ変
調変調回出１異なるものであり、トランジスタＱａ −
Ｑ＝は、別個にエミッタ接地するとともに、それぞれカ
レントミラー回路１４ 、１５を介して、差動アンプ回
路１３によって差動増幅するようにしである。この実施
例では、第１のトランジスタ対Ｑ、 、 Ｑ、がＮＰＮ
Ｊのトランジスタを用いるのに対し、第２のトランジス
タ対Ｑｌ＠ ｅ ＱｔｖはＰＮＰＷのトランジスタが用
いられる。
また、この実施例では、トランジスタＱ、とカレントミ
ラー対をなすトランジスタＱｓｓのコレクタが、差動ア
ンプ回路１３の一方のトランジスタＱ、。
ラー対をなすトランジスタＱｓｓのコレクタが、差動ア
ンプ回路１３の一方のトランジスタＱ、。
のコレクタに接続してあり、トランジスタＱ、とカレン
トミラー対をなすトランジスタＱｓｓのコレクタが、差
動アンプ回路１３の他方のトランジスタＱｌ？のコレク
タに接続しである。そして、差動アンプ回路１３の差動
入力としては、トランジスタＱｓ ｅｑ のベース′屯
圧が、それぞれレベルシフト用のトランジスタＱｘｓ
ｅ Ｑ１４とＱｕ ｓ Ｑｔｔを介して、トランジスタ
Ｑｓｓ ＃ Ｑｔｔのベースに正帰還される。
トミラー対をなすトランジスタＱｓｓのコレクタが、差
動アンプ回路１３の他方のトランジスタＱｌ？のコレク
タに接続しである。そして、差動アンプ回路１３の差動
入力としては、トランジスタＱｓ ｅｑ のベース′屯
圧が、それぞれレベルシフト用のトランジスタＱｘｓ
ｅ Ｑ１４とＱｕ ｓ Ｑｔｔを介して、トランジスタ
Ｑｓｓ ＃ Ｑｔｔのベースに正帰還される。
ところで、差動アンプ回路１３は、前述の如く。
ＰＮＰ型の一対のトランジスタＱｔｓ ｐ Ｑｔｙから
なり。
なり。
両エミッタにコレクタが共通接続された電流源トランジ
スタＱ、に対し、トランジスタＱ□がカレントミラー回
路１６を構成している。トランジスタＱ、１のコレクタ
には、エミッタに変調入力が注入されるトランジスタＱ
４のコレクタが接続してあり、トランジスタＱ、のエミ
ッタ抵抗Ｒ６を流れる電流工が、カレントミラー回路１
６によって、差動アンプ回路１３に供給される。なお、
トランジスタＱゎのエミッタ電圧は、その前段のトラン
ジスタＱｘｓのベース電圧に等しく、電源電圧ＶＣＣを
抵抗＆、、島で分圧した値となる。
スタＱ、に対し、トランジスタＱ□がカレントミラー回
路１６を構成している。トランジスタＱ、１のコレクタ
には、エミッタに変調入力が注入されるトランジスタＱ
４のコレクタが接続してあり、トランジスタＱ、のエミ
ッタ抵抗Ｒ６を流れる電流工が、カレントミラー回路１
６によって、差動アンプ回路１３に供給される。なお、
トランジスタＱゎのエミッタ電圧は、その前段のトラン
ジスタＱｘｓのベース電圧に等しく、電源電圧ＶＣＣを
抵抗＆、、島で分圧した値となる。
従って、上記ＦＭ変調回路１１は、電源ラインに対して
多段縦続されるトランジスタが、最多４段までであり、
このため電源電圧’／ＣＣとしては。
多段縦続されるトランジスタが、最多４段までであり、
このため電源電圧’／ＣＣとしては。
４．５ボルト程度あればよく、５ボルトの動作電源をも
つＩＣ回路に組み込んだ場合でも、十分安定動作させる
ことができる。
つＩＣ回路に組み込んだ場合でも、十分安定動作させる
ことができる。
ところで、ＦＭ変・復調回路１１は、マルチバイブレー
タ回路２を移相器１７の要部として用い、リミッタ回路
１８にて振幅制限した復調入力を移相器１７にて所定位
相移相し、移相した信号とそうでない信号をマルチプラ
イヤ回路１９にて掛け算することにより、復調出力を得
る構成とされている。
タ回路２を移相器１７の要部として用い、リミッタ回路
１８にて振幅制限した復調入力を移相器１７にて所定位
相移相し、移相した信号とそうでない信号をマルチプラ
イヤ回路１９にて掛け算することにより、復調出力を得
る構成とされている。
移相器１７は、この実施例の場合、９０度移相型として
あり、電流源トランジスタＱ１１＋とともにトランジス
タＱ、１に対してカレントミラー対を構成するトランジ
スタＱｕを、電流源トランジスタＱ９に並列に差動アン
プ回路１３に接続し、復調時に変調時の２倍の電流が差
動アンプ回路１３ζこ供給されるようにしである。すな
わち、トランジスタＱｕのコレクタは、ダイオードＤを
介して差動アンプ回路１３のトランジスタＱｓｓ ｅ
Ｑｔｙのエミッタ番こ共通接続してあり、ダイオードＤ
のアノードとアース間に接続したスイッチングトランジ
スタＱ筋が。
あり、電流源トランジスタＱ１１＋とともにトランジス
タＱ、１に対してカレントミラー対を構成するトランジ
スタＱｕを、電流源トランジスタＱ９に並列に差動アン
プ回路１３に接続し、復調時に変調時の２倍の電流が差
動アンプ回路１３ζこ供給されるようにしである。すな
わち、トランジスタＱｕのコレクタは、ダイオードＤを
介して差動アンプ回路１３のトランジスタＱｓｓ ｅ
Ｑｔｙのエミッタ番こ共通接続してあり、ダイオードＤ
のアノードとアース間に接続したスイッチングトランジ
スタＱ筋が。
復調時に非導通とされる。このスイッチングトランジス
タＱ、は、トランジスタＱゎ、ダイオードＤとともに移
相手段を構成し、帰還用のトランジスタＱｕ ＃ ％の
ベースバイアス抵抗ａ１．．ａｕに。
タＱ、は、トランジスタＱゎ、ダイオードＤとともに移
相手段を構成し、帰還用のトランジスタＱｕ ＃ ％の
ベースバイアス抵抗ａ１．．ａｕに。
それぞれ並列接続したスイッチングトランジスタＱ−，
Ｑ−＝とともに、復調時ハイレベルのベース電圧が印加
される。スイッチングトランジスタＱ、、。
Ｑ−＝とともに、復調時ハイレベルのベース電圧が印加
される。スイッチングトランジスタＱ、、。
Ｑ茸は、ハイレベルのベース入力により導通し。
差動アンプ回路Ｂへの信号帰還を断つ。
ところで、リミッタ回路１８の出力は、第２図（Ｆ）。
（Ｇ）に示す如く、差動アンプ回路１３を構成する一対
のトランジスタＱｌ＠ ｅ Ｑｔｖの各ベースに、互い
ζζ逆極性で印加される。このため、信号帰還が断たれ
る代りに、リミッタ回路１８の出力が差動アンプ回路１
３内の各トランジスタＱｓｓ ＃ Ｑｔｖのベースに印
加されるわけであるが、この場合、電流源トランジスタ
Ｑｗ、及びこれに並列のトランジスタＱｕのコレクタ電
流が合流して差動アンプ回路１３に供給される。従って
、カレントミラー回路１４ 、１５を介して、マルチバ
イブレータ回路２内のコンデンサＣには、変調時の２倍
の電流２工が流れる。
のトランジスタＱｌ＠ ｅ Ｑｔｖの各ベースに、互い
ζζ逆極性で印加される。このため、信号帰還が断たれ
る代りに、リミッタ回路１８の出力が差動アンプ回路１
３内の各トランジスタＱｓｓ ＃ Ｑｔｖのベースに印
加されるわけであるが、この場合、電流源トランジスタ
Ｑｗ、及びこれに並列のトランジスタＱｕのコレクタ電
流が合流して差動アンプ回路１３に供給される。従って
、カレントミラー回路１４ 、１５を介して、マルチバ
イブレータ回路２内のコンデンサＣには、変調時の２倍
の電流２工が流れる。
このため、コンデンサＣの放電時間は、第２図に７周期
すなわち位相にしてΔ貞＝匍度の移相が行われる。
すなわち位相にしてΔ貞＝匍度の移相が行われる。
移相器１７により移相された信号は、マルチプライヤ回
路１９にて移相器の信号と掛け算され、第２図（６）に
示したマルチプライヤ回路１９の出力か、低域Ｆ波回路
（図示せず）にて平滑され、ＦＭ復調出力が得られる。
路１９にて移相器の信号と掛け算され、第２図（６）に
示したマルチプライヤ回路１９の出力か、低域Ｆ波回路
（図示せず）にて平滑され、ＦＭ復調出力が得られる。
このように、上記ＦＭ変・復調回路１１は、信号入力用
差動アンプ回路１３を電源ラインに対してマルチバイブ
レータ回路２と並列に接続したから。
差動アンプ回路１３を電源ラインに対してマルチバイブ
レータ回路２と並列に接続したから。
これらの回路を縦続接続した場合に比し、低電圧駆動が
可能であり、ざらｔこ復調モードにおいて信号入力用差
動アンプ回路１３が可変する充放電電流を、変調モード
時よりも所定値だけ大とすることにより、マルチバイブ
レータ回路２内のコンデンサＣの放電時定数を短縮して
復調入力を所定位相だけ移相する構成としたから、信号
大刀用差動アンプ回路１３４こ簡単な回路を付加するだ
けで、マルチバイブレータ回路２を移相器として使用す
ることができ、低電圧駆動タイプでしかも変調モード・
から復調モードへの切り換えを簡単に行うことができる
。
可能であり、ざらｔこ復調モードにおいて信号入力用差
動アンプ回路１３が可変する充放電電流を、変調モード
時よりも所定値だけ大とすることにより、マルチバイブ
レータ回路２内のコンデンサＣの放電時定数を短縮して
復調入力を所定位相だけ移相する構成としたから、信号
大刀用差動アンプ回路１３４こ簡単な回路を付加するだ
けで、マルチバイブレータ回路２を移相器として使用す
ることができ、低電圧駆動タイプでしかも変調モード・
から復調モードへの切り換えを簡単に行うことができる
。
なお、上記実施例において、コレクタがカレントミラー
回路１４ 、１５のカレントミラー対に接続された第３
のトランジスタ対（図示せず）を設け。
回路１４ 、１５のカレントミラー対に接続された第３
のトランジスタ対（図示せず）を設け。
第２のトランジスタ対Ｑ１・、Ｑｌ、に代えてこの第３
のトランジスタ対に、復調入力信号を供給するようにし
てもよい。
のトランジスタ対に、復調入力信号を供給するようにし
てもよい。
以上説明したように、この発明によれば、マルチバイブ
レータ回路を構成する第１のトランジスタ対と、信号入
力用の差動アンプ回路を構成する第２のトランジスタ対
を、互いに逆極性とし０両回路を電源ラインに対して並
列に接続できるよう構成したから、これらの回路を縦続
接続した場合に比し、低電圧駆動が可能であり、さらに
復調モードにおいて信号入力用差動アンプ回路が可変す
る充放電電流を、変調モード時よりも所定値だけ大とす
ることにより、マルチバイブレータ回路内のコンデンサ
の放電時定数を短縮して復調入力を所定位相だけ移相す
る構成としたから、信号入力用差動アンプ回路Ｉζ簡単
な回路を付加するだけで。
レータ回路を構成する第１のトランジスタ対と、信号入
力用の差動アンプ回路を構成する第２のトランジスタ対
を、互いに逆極性とし０両回路を電源ラインに対して並
列に接続できるよう構成したから、これらの回路を縦続
接続した場合に比し、低電圧駆動が可能であり、さらに
復調モードにおいて信号入力用差動アンプ回路が可変す
る充放電電流を、変調モード時よりも所定値だけ大とす
ることにより、マルチバイブレータ回路内のコンデンサ
の放電時定数を短縮して復調入力を所定位相だけ移相す
る構成としたから、信号入力用差動アンプ回路Ｉζ簡単
な回路を付加するだけで。
マルチバイブレータ回路を移相器として使用することが
でき、低電圧駆動タイプでしかも変調モードから復調モ
ードへの切り換えが簡単である等の優れた効果を奏する
。
でき、低電圧駆動タイプでしかも変調モードから復調モ
ードへの切り換えが簡単である等の優れた効果を奏する
。
第１，２図は、それぞれこの発明のＦＭ変・復調回路の
一実施例を示す回路図及び復調モードにおける回路各部
の信号波形図、第３，４図は、それぞれ従来のＦＭ変調
回路の一例を示す回路図及び回路各部の信号波形図であ
る。 １１・・・ＦＭ変・復調回路、２・・・マルチバイブレ
ータ回路、 １３・・・差動アンプ回路、１７・・・移
相器、 １Ｂ・・・リミッタ回路、１９・・・マルチプ
ライヤ回路＊ Ｑｔ ｅ Ｑ冨・・・トランジスタ、Ｃ
・・・コンデンサ。 ハ ハ ＾ ＾
一実施例を示す回路図及び復調モードにおける回路各部
の信号波形図、第３，４図は、それぞれ従来のＦＭ変調
回路の一例を示す回路図及び回路各部の信号波形図であ
る。 １１・・・ＦＭ変・復調回路、２・・・マルチバイブレ
ータ回路、 １３・・・差動アンプ回路、１７・・・移
相器、 １Ｂ・・・リミッタ回路、１９・・・マルチプ
ライヤ回路＊ Ｑｔ ｅ Ｑ冨・・・トランジスタ、Ｃ
・・・コンデンサ。 ハ ハ ＾ ＾
Claims (1)
- 互いのコレクタに接続された負荷に生ずる信号をベース
が受けるように接続された第１のトランジスタ対の、各
エミッタ間にコンデンサを接続してなるマルチバイブレ
ータ回路と、このマルチバイブレータ回路の出力信号を
ベースに受ける差動接続された第２のトランジスタ対の
、共通エミッタに所定の直流電流と変調信号電流が重畳
した電流を供給するとともに、前記第２のトランジスタ
対のコレクタ電流を、カレントミラー対を介してそれぞ
れ前記コンデンサの両端に供給するＦＭ変調回路と、前
記所定の直流電流に比例した電流を共通エミッタに受け
るとともに、コレクタが前記カレントミラー対に接続さ
れた第３のトランジスタ対もしくは前記第２のトランジ
スタ対のベースに、復調入力信号を供給し、この復調入
力信号と前記マルチバイブレータ回路の出力信号を掛け
算するＦＭ復調回路とからなり、前記第１のトランジス
タ対と第２又は第２、第３のトランジスタ対は、互いに
逆極性であるＦＭ変・復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6770185A JPS61227406A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | Ｆｍ変・復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6770185A JPS61227406A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | Ｆｍ変・復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61227406A true JPS61227406A (ja) | 1986-10-09 |
Family
ID=13352520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6770185A Pending JPS61227406A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | Ｆｍ変・復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61227406A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01155506A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-19 | Sony Corp | 周波数変調回路 |
| JPH0786839A (ja) * | 1993-09-16 | 1995-03-31 | Rohm Co Ltd | 移相器及びそれを用いたｆｍ受信機 |
| US5926072A (en) * | 1996-12-03 | 1999-07-20 | Alps Electric Co., Ltd. | FM modulator using a monostable multivibrator |
-
1985
- 1985-03-30 JP JP6770185A patent/JPS61227406A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01155506A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-19 | Sony Corp | 周波数変調回路 |
| JPH0786839A (ja) * | 1993-09-16 | 1995-03-31 | Rohm Co Ltd | 移相器及びそれを用いたｆｍ受信機 |
| US5926072A (en) * | 1996-12-03 | 1999-07-20 | Alps Electric Co., Ltd. | FM modulator using a monostable multivibrator |
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