JPS61239704A - Ｆｍ変調回路 - Google Patents
Ｆｍ変調回路Info
- Publication number
- JPS61239704A JPS61239704A JP6770285A JP6770285A JPS61239704A JP S61239704 A JPS61239704 A JP S61239704A JP 6770285 A JP6770285 A JP 6770285A JP 6770285 A JP6770285 A JP 6770285A JP S61239704 A JPS61239704 A JP S61239704A
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- JP
- Japan
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- circuit
- transistor
- voltage
- differential amplifier
- pair
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- Pending
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- Amplitude Modulation (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、低電圧駆動を可能にしたＦＭ変調回路に関
する。
する。
ビデオテープレコーダ内の輝度信号処理回路は。
輝度信号を所定の周波数帯域のＦＭ信号に変調しており
、第２図に示すような、エミッタ結合型マルチバイブレ
ータ方式のＦＭ変調回路１を用いることがある。このＦ
Ｍ変調回路１は、エミッタどうしが外付けのコンデンサ
Ｃを介して接続された一対のトランジスタＱ＝、Ｑｔ
からなるエミッタ結合型のマルチバイブレータ回路２
に、信号入力用の差動アンプ回路３を接続したものであ
る。
、第２図に示すような、エミッタ結合型マルチバイブレ
ータ方式のＦＭ変調回路１を用いることがある。このＦ
Ｍ変調回路１は、エミッタどうしが外付けのコンデンサ
Ｃを介して接続された一対のトランジスタＱ＝、Ｑｔ
からなるエミッタ結合型のマルチバイブレータ回路２
に、信号入力用の差動アンプ回路３を接続したものであ
る。
マルチバイブレータ回路２を構成するトランジスタＱ＝
−Ｑ章は、交互に導通又は非導通とされるものであり
、スイッチング動作を確実に行わせるため、それぞれの
ベースには、コレクタが共通接続された一対のトランジ
スタＱ、、Ｑ４の各エミッタが接続しである。さらに、
トランジスタＱｓ ｅｑ と゛鑞源ラインの間には、そ
れぞれ反転時の動作レベルを決定するためのトランジス
タＱ、 、 Ｑ。
−Ｑ章は、交互に導通又は非導通とされるものであり
、スイッチング動作を確実に行わせるため、それぞれの
ベースには、コレクタが共通接続された一対のトランジ
スタＱ、、Ｑ４の各エミッタが接続しである。さらに、
トランジスタＱｓ ｅｑ と゛鑞源ラインの間には、そ
れぞれ反転時の動作レベルを決定するためのトランジス
タＱ、 、 Ｑ。
が介在させてあり、導通した側のトランジスタＱ。
又はＱ、に、コレクタ電流を供給するためのトランジス
タＱ、が、電源ラインに対し上記トランジスタＱ、、Ｑ
・に並列に接続しである。
タＱ、が、電源ラインに対し上記トランジスタＱ、、Ｑ
・に並列に接続しである。
差動アンプ回路３は、コンデンサＣの両端にそれぞれの
コレクタが接続された一対のトランジスタＱｓ 、 Ｑ
＝と１両トランジスタＱｓ 、 Ｑ−のエミ、ツタにコ
レクタが共通接続された電流源トランジスタＱｓｏから
なり、トランジスタＱｓとＱ、は、トランジスタＱ、、
Ｑ、に同期して切り換わる帰還用のトランジスタＱｏ
ｔ Ｑｔｓ及びＱｔｓ ｔ Ｑ１４の作用により。
コレクタが接続された一対のトランジスタＱｓ 、 Ｑ
＝と１両トランジスタＱｓ 、 Ｑ−のエミ、ツタにコ
レクタが共通接続された電流源トランジスタＱｓｏから
なり、トランジスタＱｓとＱ、は、トランジスタＱ、、
Ｑ、に同期して切り換わる帰還用のトランジスタＱｏ
ｔ Ｑｔｓ及びＱｔｓ ｔ Ｑ１４の作用により。
トランジスタＱ＝、Ｑｔ とは逆動作で導通する。変
調入力は、゛電流源トランジスタＱ１ｏのエミッタに注
入され、そのエミッタ電流に応じてマルチバイブレータ
回路２の発振周波数が変化し、トランジスタＱ、のベー
スから出力トランジスタＱｓｗを介して変調出力が取り
出される。
調入力は、゛電流源トランジスタＱ１ｏのエミッタに注
入され、そのエミッタ電流に応じてマルチバイブレータ
回路２の発振周波数が変化し、トランジスタＱ、のベー
スから出力トランジスタＱｓｗを介して変調出力が取り
出される。
いま、コンデンサＣの容量をｃｏ、差動アンプ回１
路３の等価抵抗をＲ，とすれば１時定数Ｃ，Ｒ，の２倍
がマルチバイブレータ回路２の１周期となるこの場合１
等価抵抗Ｒ０は、コンデンサＣの充放電に伴なう両端電
圧の変化幅ΔＶを、電流源トラマルチバイブレータ回路
２の発振周波数１は、電流源トランジスタＱゆのエミッ
タ抵抗島を流れる電流工・に応じて変化する。
路３の等価抵抗をＲ，とすれば１時定数Ｃ，Ｒ，の２倍
がマルチバイブレータ回路２の１周期となるこの場合１
等価抵抗Ｒ０は、コンデンサＣの充放電に伴なう両端電
圧の変化幅ΔＶを、電流源トラマルチバイブレータ回路
２の発振周波数１は、電流源トランジスタＱゆのエミッ
タ抵抗島を流れる電流工・に応じて変化する。
ここで、コンデンサＣの充放電に伴なう両端電圧の変化
幅ΔＶは、マルチバイブレータ回路２を構成するトラン
ジスターＱ、、Ｑ、にコレクタ電流を供給讐るトランジ
スタＱ、と１反転時の動作レベルを決める一対のトラン
ジスタＱ、、Ｑ・の、ベース電圧の差ΔｖＢの２倍２Δ
ｖＢに相当し、その値は分圧抵抗Ｒ，、Ｒ，、Ｒ，によ
る分圧値に応じ−て適宜値に設定される。すなわち、第
３図に示す如く。
幅ΔＶは、マルチバイブレータ回路２を構成するトラン
ジスターＱ、、Ｑ、にコレクタ電流を供給讐るトランジ
スタＱ、と１反転時の動作レベルを決める一対のトラン
ジスタＱ、、Ｑ・の、ベース電圧の差ΔｖＢの２倍２Δ
ｖＢに相当し、その値は分圧抵抗Ｒ，、Ｒ，、Ｒ，によ
る分圧値に応じ−て適宜値に設定される。すなわち、第
３図に示す如く。
トランジスタＱ１が非導通状態にあり、トランジスタＱ
ｍが導通状態にあるとき、コンデンサＣが １トラ
ンジスタＱ、のコレ、・フタ側に放電するため。
ｍが導通状態にあるとき、コンデンサＣが １トラ
ンジスタＱ、のコレ、・フタ側に放電するため。
コンデンサＣのトランジスタＱ、側の端子電圧は徐々に
下がる。この電圧が、トランジスタＱ、、Ｑ、
゛のベース電位から、３ＶＢＢ（但し、 ＶＯはベース
・エミッタ間電圧）だけ降下すると、トランジスタＱ、
とＱ！の導通状態が反転する。このとき、前記端子電圧
は、トランジスタＱ、、Ｑ書のベース電位から３ＶＢＥ
だけ低い電圧まで上昇するため、コンデンサＣの性質か
ら反対側の端子も、トランジス５． タＱ！が導通し
ていたときの電圧ｖｏから、ΔｖＢだけ上昇する。従っ
て１次の反転は、上記反対側・□ の端子電圧がｖｏ
−ΔｖＢ まで降下したときに生ずる。
下がる。この電圧が、トランジスタＱ、、Ｑ、
゛のベース電位から、３ＶＢＢ（但し、 ＶＯはベース
・エミッタ間電圧）だけ降下すると、トランジスタＱ、
とＱ！の導通状態が反転する。このとき、前記端子電圧
は、トランジスタＱ、、Ｑ書のベース電位から３ＶＢＥ
だけ低い電圧まで上昇するため、コンデンサＣの性質か
ら反対側の端子も、トランジス５． タＱ！が導通し
ていたときの電圧ｖｏから、ΔｖＢだけ上昇する。従っ
て１次の反転は、上記反対側・□ の端子電圧がｖｏ
−ΔｖＢ まで降下したときに生ずる。
すなわち、コンデンサＣの両端電圧は、Ｖ・を中心に上
下にΔｖＢの量変化し、その変化幅ΔＶは２ΔＶ、とな
る。
下にΔｖＢの量変化し、その変化幅ΔＶは２ΔＶ、とな
る。
上記従来のｐＭ変調回路ｌは、電源ラインに対し、１を
流源トランジスタＱ１ｏまでを含め５段のトランジスタ
が縦続接続されており、各トランジスタのベース・エミ
ッタ間電圧を考慮すると、電源電圧”ＣＣとして、最低
６ポルトは必要であり、このため、５ボルト以下の低電
圧で駆動するわけにはいかず、設計条件の制約を受けや
すい等の問題点があった。
流源トランジスタＱ１ｏまでを含め５段のトランジスタ
が縦続接続されており、各トランジスタのベース・エミ
ッタ間電圧を考慮すると、電源電圧”ＣＣとして、最低
６ポルトは必要であり、このため、５ボルト以下の低電
圧で駆動するわけにはいかず、設計条件の制約を受けや
すい等の問題点があった。
この発明は、上記問題点を解決したものであり。
互いのコレクタに接続された負荷に生ずる信号をベース
が受けるように接続されたトランジスタ対の、各エミッ
タ間にコンデンサを接続してなるマルチバイブレータ回
路と、このマルチバイブレータ回路の出力信号をベース
番と受ける差動接続された１ｇ２のトランジスタ対と、
この第２のトランジスタ対の共通エミッタに、入力信号
に応じた電流を供給する電流源と、前記第２のトランジ
スタ対の各コレクタ電流を、それぞれ前記コンデンサの
両端に供給するためのカレントミラー対からなり。
が受けるように接続されたトランジスタ対の、各エミッ
タ間にコンデンサを接続してなるマルチバイブレータ回
路と、このマルチバイブレータ回路の出力信号をベース
番と受ける差動接続された１ｇ２のトランジスタ対と、
この第２のトランジスタ対の共通エミッタに、入力信号
に応じた電流を供給する電流源と、前記第２のトランジ
スタ対の各コレクタ電流を、それぞれ前記コンデンサの
両端に供給するためのカレントミラー対からなり。
前記第１のトランジスタ対と前記第２のトランジ
′スタ対は互いに逆極性であることを要旨とするもので
ある。
′スタ対は互いに逆極性であることを要旨とするもので
ある。
この発明は、第１のトランジスタ対を有するエミッタ結
合型マルチバイブレータ回路と電源ラインに対して並列
に接続された第２のトランジスタ対からなる信号入力用
差動アンプ回路が、マルチバイブレータ回路内のコンデ
ンサの充放電電流を変調入力に応じて可変し、低電圧で
のＦＭ変調を可能とする。
合型マルチバイブレータ回路と電源ラインに対して並列
に接続された第２のトランジスタ対からなる信号入力用
差動アンプ回路が、マルチバイブレータ回路内のコンデ
ンサの充放電電流を変調入力に応じて可変し、低電圧で
のＦＭ変調を可能とする。
以下、この発明の実施例について、第１図を参照して説
明する。第１図は、この発明のＦＭ変調回路の一実施例
を示す回路図である。なお、第１図中、第２図と同一構
成部分には同一符号が付しである。
明する。第１図は、この発明のＦＭ変調回路の一実施例
を示す回路図である。なお、第１図中、第２図と同一構
成部分には同一符号が付しである。
第１図中、ＦＭ変調回路１１は、マルチパイブレーク回
路２を構成する第１のトランジスタ対Ｑ１゜Ｑ、に対位
して設けた＄２のトランジスタ対Ｑ１−１Ｑｌ？からな
る差動アンプ回路１３の構成が従来とは異なるものであ
り、トランジスタＱ、、Ｑ、 は、別個にエミッタ接
地するとともに、それぞれカレン１ トミラー回路１
４ 、１５を介して、差動アンプ回路１３によって差動
増幅するようにしである。この実施例では、第１のトラ
ンジスタ対Ｑ＝ 、Ｑｎ がＮＰＮ型のトランジスタを
用いるのに対し、第２のトランジスタ対Ｑ１ｓ ｐ Ｑ
、ｔはＰＮＰ型のトランジスタが用いられる。
路２を構成する第１のトランジスタ対Ｑ１゜Ｑ、に対位
して設けた＄２のトランジスタ対Ｑ１−１Ｑｌ？からな
る差動アンプ回路１３の構成が従来とは異なるものであ
り、トランジスタＱ、、Ｑ、 は、別個にエミッタ接
地するとともに、それぞれカレン１ トミラー回路１
４ 、１５を介して、差動アンプ回路１３によって差動
増幅するようにしである。この実施例では、第１のトラ
ンジスタ対Ｑ＝ 、Ｑｎ がＮＰＮ型のトランジスタを
用いるのに対し、第２のトランジスタ対Ｑ１ｓ ｐ Ｑ
、ｔはＰＮＰ型のトランジスタが用いられる。
また、この実施例では、トランジスタＱ、とカレントミ
ラー対をなすトランジスタＱ１ｍのコレクタが、差動ア
ンプ回路１３の一方のトランジスタＱ、・のコレクタに
接続してあり、トランジスタＱ・とカレントミラー対を
なすトランジスタＱ１゜のコレクタが、差動アンプ回路
１３の他方のトランジスタＱｒｒのコレクタに接続しで
ある。そして、差動アンプ回路１３の差動入力としては
、トランジスタＱ、、Ｑ、 のベース電圧が、それぞ
れレベルシフト用のトランジスタＱｓｓ ＃ Ｑｓａと
Ｑｔｔ ＊ Ｑｌｍを介して。
ラー対をなすトランジスタＱ１ｍのコレクタが、差動ア
ンプ回路１３の一方のトランジスタＱ、・のコレクタに
接続してあり、トランジスタＱ・とカレントミラー対を
なすトランジスタＱ１゜のコレクタが、差動アンプ回路
１３の他方のトランジスタＱｒｒのコレクタに接続しで
ある。そして、差動アンプ回路１３の差動入力としては
、トランジスタＱ、、Ｑ、 のベース電圧が、それぞ
れレベルシフト用のトランジスタＱｓｓ ＃ Ｑｓａと
Ｑｔｔ ＊ Ｑｌｍを介して。
トランジスタＱ１・ｅ Ｑｎ のベースに正帰還される
。
。
ところで、差動アンプ回路１３は、前述の如く。
ＰＮＰ型の一対のトランジスタＱＣｓ ＃ Ｑ３？から
なり。
なり。
両エミッタにコレクタが共通接続された電流源トランジ
スタＱｗに対し、トランジスタＱｕがカレントミラー回
路［６を構成している。トランジスタＱ！ｌのコレクタ
には、エミッタに変調入力が注入されるトランジスタＱ
３のコレクタが接続してあり、トランジスタＱ、のエミ
ッタ抵抗島を流れる電流Ｉが、カレントミラー回路１６
によって、差動アンプ回路１３に供給される。なお、ト
ランジスタＱｎのエミッタ電圧は、その前段のトランジ
スタＱＣｓのベース電圧に等しく、電源電圧ｖｃｃヲｉ
抗ＲＩ＠ ＃几７で分圧した値となる。
スタＱｗに対し、トランジスタＱｕがカレントミラー回
路［６を構成している。トランジスタＱ！ｌのコレクタ
には、エミッタに変調入力が注入されるトランジスタＱ
３のコレクタが接続してあり、トランジスタＱ、のエミ
ッタ抵抗島を流れる電流Ｉが、カレントミラー回路１６
によって、差動アンプ回路１３に供給される。なお、ト
ランジスタＱｎのエミッタ電圧は、その前段のトランジ
スタＱＣｓのベース電圧に等しく、電源電圧ｖｃｃヲｉ
抗ＲＩ＠ ＃几７で分圧した値となる。
従って、上記ＦＭ変調回路１１は、電源ラインに対して
多段縦続されるトランジスタが、最多４段までであり、
このため電源電圧ＶＣＣとしては。
多段縦続されるトランジスタが、最多４段までであり、
このため電源電圧ＶＣＣとしては。
４．５ボルトａ度あればよく、５ボルトの動作電源をも
つＩＣ回路に組み込んだ場合でも、十分安定動作させる
ことができる。
つＩＣ回路に組み込んだ場合でも、十分安定動作させる
ことができる。
このように、上記ＦＭ変調回路１１は、エミッタ結合型
のマルチバイブレータ回路２のコンデンサＣの充放ｔｔ
流を、変調入力に応じて可変するための信号入力用差動
アンプ回路１３を、１を源ラインに対して前記マルチバ
イブレータ回路２と並列に接続する構成としたから、低
電圧駆動タイプのＩＣ化を図る上で１例えば信号入力用
差動アンプ回路がマルチバイブレータ回路に縦続接続さ
れている場合に比し、より低い電源電圧でもって各回路
内の素子の動作範囲を保障することができ、これにより
設計条件の緩和と他の低電圧部＃ＩＣとの共用範囲を拡
げることができる。
のマルチバイブレータ回路２のコンデンサＣの充放ｔｔ
流を、変調入力に応じて可変するための信号入力用差動
アンプ回路１３を、１を源ラインに対して前記マルチバ
イブレータ回路２と並列に接続する構成としたから、低
電圧駆動タイプのＩＣ化を図る上で１例えば信号入力用
差動アンプ回路がマルチバイブレータ回路に縦続接続さ
れている場合に比し、より低い電源電圧でもって各回路
内の素子の動作範囲を保障することができ、これにより
設計条件の緩和と他の低電圧部＃ＩＣとの共用範囲を拡
げることができる。
以上説明したように、この発明によれば、エミッタ結合
型のマルチバイブレータ回路を構成する第１のトランジ
スタ対と、このマルチバイブレータ回路のコンデンサの
充放電電流を、変調入力に応じて可変するための信号入
力用差動アンプ回路を構成する第２のトランジスタ対を
、互いに逆極性とし９両回路を′１源ラインに対して並
列に接続できるよう構成したから、低電圧駆動タイプの
ＩＣ化を図る上で、信号入力用差動アンプ回路がマルチ
バイブレータ回路に縦続接続されている場合に比し、よ
り低い電源電圧でもって各回路内の素子の動作範囲を保
障することができ、これにより設計条件の緩和と他の低
電圧駆動ＩＣとの共用範囲を拡げることができる等の優
れた効果を奏する。
型のマルチバイブレータ回路を構成する第１のトランジ
スタ対と、このマルチバイブレータ回路のコンデンサの
充放電電流を、変調入力に応じて可変するための信号入
力用差動アンプ回路を構成する第２のトランジスタ対を
、互いに逆極性とし９両回路を′１源ラインに対して並
列に接続できるよう構成したから、低電圧駆動タイプの
ＩＣ化を図る上で、信号入力用差動アンプ回路がマルチ
バイブレータ回路に縦続接続されている場合に比し、よ
り低い電源電圧でもって各回路内の素子の動作範囲を保
障することができ、これにより設計条件の緩和と他の低
電圧駆動ＩＣとの共用範囲を拡げることができる等の優
れた効果を奏する。
第１図は、この発明のＦＭ変調回路の一実施例を示す回
路図、第２，３図は、それぞれ従来のＦＭ変調回路の一
例を示す回路図及び回路各部の信号波形図である。 １１・・・ＦＭ変調回路、２・・・マルチバイブレータ
回路、１３・・・差動アンプ回路＊ Ｑｔ ｅ Ｑｔ・
・・トランジスタ、Ｃ・・・コンデンサ。
路図、第２，３図は、それぞれ従来のＦＭ変調回路の一
例を示す回路図及び回路各部の信号波形図である。 １１・・・ＦＭ変調回路、２・・・マルチバイブレータ
回路、１３・・・差動アンプ回路＊ Ｑｔ ｅ Ｑｔ・
・・トランジスタ、Ｃ・・・コンデンサ。
Claims (1)
- 互いのコレクタに接続された負荷に生ずる信号をベース
が受けるように接続されたトランジスタ対の、各エミッ
タ間にコンデンサを接続してなるマルチバイブレータ回
路と、このマルチバイブレータ回路の出力信号をベース
に受ける差動接続された第２のトランジスタ対と、この
第２のトランジスタ対の共通エミッタに、入力信号に応
じた電流を供給する電流源と、前記第２のトランジスタ
対の各コレクタ電流を、それぞれ前記コンデンサの両端
に供給するためのカレントミラー対からなり、前記第１
のトランジスタ対と前記第２のトランジスタ対は互いに
逆極性であるＦＭ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6770285A JPS61239704A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | Ｆｍ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6770285A JPS61239704A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | Ｆｍ変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61239704A true JPS61239704A (ja) | 1986-10-25 |
Family
ID=13352548
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6770285A Pending JPS61239704A (ja) | 1985-03-30 | 1985-03-30 | Ｆｍ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61239704A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01155506A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-19 | Sony Corp | 周波数変調回路 |
-
1985
- 1985-03-30 JP JP6770285A patent/JPS61239704A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01155506A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-19 | Sony Corp | 周波数変調回路 |
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