JP2783797B2 - 差動出力コンパレータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は２つの入力電圧の大小に応じて出力状態を反
転させる差動出力コンパレータに関する。 （従来の技術） この種のコンパレータの従来例を第３図に示す。同図
において、1,2は第１及び第２の各入力トランジスタで
あり、この各エミッタは共通して定電流回路３に接続さ
れ、各コレクタは電流ミラー回路4,5を介してVccライン
に接続されている。電流ミラー回路４を構成する２個の
PNP形のトランジスタ4a,4bはベース電位が同一であって
互いに同一のコレクタ電流が流れ、電流ミラー回路５を
構成する２個のPNP形のトランジスタ5a,5bも同様に互い
に同一のコレクタ電流が流れる。そして、入力トランジ
スタ1,2に流れる電流は夫々のベース電圧V1,V2の差によ
り変化し、且つ定電流回路３により入力トランジスタ1,
2の電流ひいてはトランジスタ4a,5aの電流の和は一定と
されているから、トランジスタ4b,5bにも入力電圧V1,V2
の差により変化し且つ和が一定の電流が流れる。 さて、上記のトランジスタ4b,5bのコレクタにはこれ
を電流源とするようにした第１及び第２の２つの電流ミ
ラー回路6,7が接続されている。第１の電流ミラー回路
６のトランジスタ6a及び第２の電流ミラー回路７のトラ
ンジスタ7bの各コレクタはトランジスタ4bのコレクタに
接続されてその共通接続点を出力端子Q1とし、第１の電
流ミラー回路６のトランジスタ6b及び第２の電流ミラー
回路７のトランジスタ7aの各コレクタは共にトランジス
タ5bのコレクタに接続され、その共通接続点を反転出力
端子Q2としている。 上記構成において、今、仮に入力電圧V1,V2が全く同
一であるとする。この状態では、各入力トランジスタ1,
2に流れる電流は同一であり、従って、トランジスタ4b,
5bに流れる電流も互いに等しい。また、それ故に第１及
び第２の電流ミラー回路6,7の各トランジスタ6a,6b,7a,
7bにも全て等しい電流が流れて出力端子Q1及び反転出力
端子Q2の各電位Vo1,Vo2は等しい。この状態から、入力
電圧V1が上昇してV1＞V2となったとすると、トランジス
タ１の電流がトランジスタ２の電流より大になり、且つ
両トランジスタ1,2に流れる電流の和は定電流回路３に
より一定値にされているから、結局、トランジスタ4bの
電流は増加しトランジスタ5bの電流は減少する（I1＞I
2）。 ここで、トランジスタ6aのコレクタ電流が増加すれ
ば、トランジスタ6bのコレクタ電位ひいてはトランジス
タ7aのコレクタ電流を減少させひいてはトランジスタ7b
のコレクタ電位を減少させる。するとトランジスタ6aの
コレクタ電流はさらに増加するという正帰還がかかった
状態にあるから、I1＞I2の状態になれば、瞬間的に第１
の電流ミラー回路６の各トランジスタ6a,6bがオン状態
に移行し、第２の電流ミラー回路７の各トランジスタ7
a,7bがオフ状態に移行する。この状態となると、出力端
子Q1の出力電圧Vo1はトランジスタ6a,6bのベース・エミ
ッタ間電圧ＶBE等しくなり、反転出力端子Q2の出力電圧
Vo2はトランジスタ6bが強い飽和状態となっているから
トランジスタ6bの飽和電圧VCE（Ｓ）に等しくなる。 （発明が解決しようとする課題） ところが上記構成では、各電流ミラー回路6,7の一方
のトランジスタ6b,7bが強い飽和状態に駆動されてしま
うため、出力状態を反転させるべく飽和したトランジス
タを能動領域に復帰される際に遅れ時間が発生し、これ
がためにコンパレータとしての高速動作が制約されると
いう欠点がある。また、ローレベル出力はトランジスタ
の飽和電圧ＶCE（Ｓ）（約0.1V）にまで低下するから、
次段の回路を動作されるには、それをＶBE（約0.7V）以
上にまでシフトさせる等の工夫を要するという問題もあ
った。 そこで、本発明の目的は、出力段のトランジスタを深
い飽和に追込むことを避けることができ、もって高速動
作が可能で且つ次段の接続も簡単になる差動出力コンパ
レータを提供するにある。 ［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明の差動出力コンパレータは、 直流電源から与えられる一定の電流を２つの入力電圧
の比の大きさに応じて分配してそれらを第１および第２
の出力電流として流し出す機能を有した入力回路と、 この入力回路の第１の出力電流がコレクタ電流として
供給されるエミッタ接地の入力段トランジスタと、この
入力段トランジスタとベース端子が共通に接続されたエ
ミッタ接地の出力段トランジスタと、ベース端子が前記
入力段トランジスタのコレクタに接続され前記第１の出
力電流により駆動され前記入力段トランジスタおよび出
力段トランジスタに対してベース電流を供給するベース
電流補償用トランジスタとを備え、前記入力段トランジ
スタのコレクタを第１の出力端子としたウィルソン形の
第１の電流ミラー回路と、 前記入力回路の第２の出力電流がコレクタ電流として
供給されるエミッタ接地の入力段トランジスタと、この
入力段トランジスタとベース端子が共通に接続されたエ
ミッタ接地の出力段トランジスタと、ベース端子が前記
入力段トランジスタのコレクタに接続され前記第２の出
力電流により駆動され前記入力段トランジスタおよび出
力段トランジスタに対してベース電流を供給するベース
電流補償用トランジスタとを備え、前記入力トランジス
タのコレクタを第２の出力端子としたウィルソン形の第
２の電流ミラー回路と、 コレクタ端子が前記直流電源に、エミッタ端子が前記
第１の直流ミラー回路の出力段トランジスタのコレクタ
および前記第２の出力端子に、ベース端子が前記第１の
出力端子に接続された第１のクランプ用トランジスタ
と、 コレクタ端子が前記直流電源に、エミッタ端子が前記
第２の電流ミラー回路の出力段トランジスタのコレクタ
および前記第１の出力端子に、ベース端子が前記第２の
出力端子に接続された第２のクランプ用トランジスタと
を設けて構成したところに特徴と有する。 （作用） 入力端子に印加される電圧の一方が高くなって、例え
ば、入力回路の第１の出力電流の値が高くなると、第１
の電流ミラー回路側の入力段トランジスタがオンしてそ
の出力段トランジスタにも同等の電流を流すべく第２の
出力電流が流れるようになる。この結果、第２の電流ミ
ラー回路の入力トランジスタは電流が供給されなくなっ
てオフするようになり、こよに伴って出力段トランジス
タもオフするようになる。このとき、第１の電流ミラー
回路のベース電流補償用のトランジスタは動作状態とさ
れ第２の電流ミラー回路の複数個のベース電流補償用ト
ランジスタはすべてオフ状態となる。 この結果、第１の出力端子の電圧は、これに接続され
たベース電流補償用トランジスタおよび入力段トランジ
スタのベース・エミッタ間電圧ＶBEの和の値となり（2V
BE以上）、第２の出力端子の電位は、第２の電流ミラー
回路の入力トランジスタがオフしていることから、第１
の電流ミラー回路の出力段トランジスタのコレクタ電位
により決まるようになる。そして、この場合において第
１の電流ミラー回路の出力トランジスタのコレクタは第
１のクランプ用トランジスタのベース・エミッタを介し
て第１の出力端子に接続されているので、そのクランプ
用トランジスタのベース・エミッタ間電圧ＶBEの和の値
（ＶBE以上）を差し引いた値となるので、結果として、
第２の出力端子の電位は、第１の出力端子の電位よりも
VBE以上は低い値の電位となる。従って、次段の接続も
簡単である上に、電流ミラー回路の出力トランジスタは
コレクタ・エミッタ間に常に一定以上の電圧が印加され
ることになるので、能動領域で駆動させることができる
ようになり、この結果、高速反転駆動動作が可能にな
る。 （実施例） 以下本発明の第１実施例につき第１図を参照して説明
する。 入力回路10は、共にNPN形の第１及び第２の入力トラ
ンジスタ11,12、PNP形でダブルコレクタ構造のトランジ
スタ13,14及び定電流回路15を備えて構成されている。
各入力トランジスタ11,12のコレクタは共にVccラインに
接続されると共に、各エミッタはトランジスタ13,14の
各エミッタに接続されて各トランジスタ13,14に入力電
圧V1,V2の差の大きさに応じた電流を流し込めるように
なっている。 トランジスタ13,14の各コレクタ面積比は互いに同一
であって、両トランジスタ13,14の同一面積のコレクタ
及びベースが共通に接続されて定電流回路15を介して接
地されている。このトランジスタ13,14は第１および第
２の出力電流を流すように機能するものであり、ダブル
コレクタ構造ではコレクタ面積比に比例した電流が流れ
るから、共通コレクタのコレクタ電流の総和が定電流回
路15により一定化されておれば、他のコレクタの各電流
I1,I2の総和も一定化される。そして、各入力トランジ
スタ11,12に流れる電流は、入力電圧V1,V2に応じた値で
あるから、電流I1,I2は、２つの入力電圧V1,V2の夫々に
応じ且つ和が一定となる。 次に、16は４個のNPN形のトランジスタ17〜20から構
成した第１の電流ミラー回路である。トランジスタ17は
入力段トランジスタ、トランジスタ19は出力段トランジ
スタ、トランジスタ20はベース電流補償用トランジスタ
として機能するものである。 そして、トランジスタ17〜19はベースを共通にすると
共にエミッタが接地され、そのうちトランジスタ17のコ
レクタは入力回路10のトランジスタ13に接続されてその
接続点を第１の出力端子Q1とし、またトランジスタ19の
コレクタは入力回路10のトランジスタ14に接続されてそ
の接続点を第２の出力端子である反転出力端子Q2として
いる。 更に、トランジスタ20のコレクタはVccラインに接続
されると共に、ベースは出力端子Q1に、エミッタはトラ
ンジスタ18のコレクタ及び共通ベースに接続されてい
る。これにより、出力端子Q1は２つのトランジスタ20,1
8のベース・エミッタ間を順に介して接地された状態と
なっている。更に、この出力端子Q1は、コレクタをVcc
ラインに接続した第１のクランプ用トランジスタ21のベ
ース・エミッタ間を介して第２の出力端子である反転出
力端子Q2に接続されている。 一方、22はやはり４個のNPN形のトランジスタ23〜26
から構成した第２の電流ミラー回路で、前記第１電流ミ
ラー回路16と同様な構成である。トランジスタ25は入力
段トランジスタ、トランジスタ23は出力段トランジス
タ、トランジスタ26はベース電流補償用トランジスタと
して機能するものである。これらは、ベースを共通にし
た３個のトランジスタ23〜25のうちトランジスタ23のコ
レクタはトランジスタ13に接続され、トランジスタ25の
コレクタはトランジスタ14に接続されている。 また、トランジスタ26は、やはりコレクタをVccライ
ンぬ接続し、エミッタをトランジスタ24のコレクタ及び
共通ベースに接続しており、これにて反転出力端子Q2を
２つのトランジスタ26,24のベース・エミッタ間を順に
介して接地した状態としている。更に、この反転出力端
子Q2は、コレクタをVccラインに接続したNPN形の第２の
クランプ用トランジスタ27のベース・エミッタ間を介し
て他方の出力端子たる出力端子Ｑに接続されている。 次に、本実施例の作用につき述べる。今、入力電圧V
1,V2が全く等しいとすると、トランジスタ11,12のエミ
ッタ電流は等しく、従ってトランジスタ13,14の各コレ
クタ電流も等しい。この状態から入力電圧V1がV2を上回
るようになると、定電流回路15に接続したトランジスタ
13,14のコレクタに流れる電流の総和が一定であるか
ら、入力回路10から流出する電流I1は増加し、I2は減少
する。 ここで、第１の電流ミラー回路16のトランジスタ17〜
19のコレクタ電流が増加すれば、トランジスタ26のベー
ス電流が減少して各トランジスタ23〜26のコレクタ電流
が減少し、これがトランジスタ20のベース電流を増加さ
せてトランジスタ17〜20のコレクタ電流を増加させると
いう正帰還がかかった状態にあるから、I1＞I2の条件下
ではトランジスタ14から流出する電流I2も第１の電流ミ
ラー回路16のトランジスタ19に流れ込むようになって第
１の電流ミラー回路16がオン状態、第２の電流ミラー回
路22がオフ状態に瞬間的に移行する。 さて、この状態では、トランジスタ17〜21が全てオン
状態にあるから、出力端子Q1の出力電圧Vo1は、トラン
ジスタ20,18の各ベース・エミッタ間電圧の和、即ち2VB
Eとなる（各トランジスタ20,18のＶBEを等しいとす
る）。一方、反転出力端子Q2の出力電圧Vo2は、反転出
力端子Q2と出力端子Q1との間にトランジスタ21のベース
・エミッタ間が接続されているから、Vo1からトランジ
スタ21のベース・エミッタ間電圧ＶBEだけ下がった値と
なり、結局、ＶBEとなる。この状態で、第１の電流ミラ
ー回路16のトランジスタ19のコレクタ・エミッタ間電圧
ＶCEは反転出力端子Q2の電圧Vo2に等しいから、ＶBEに
維持され、従ってトランジスタ19が飽和状態に駆動され
ることはない。 この後、入力電圧の大小関係が逆転の方向に向かい、
V1＝V2の状態を僅かでも越えると、I1＜I2となるから、
上述の説明とは逆に第２の電流ミラー回路22がオン、第
１の電流ミラー回路16がオフとなる。この場合でも、反
転出力端子Q2が2V BEとなり、出力端子Q1がＶBEとなっ
てトランジスタ23が飽和状態に駆動されることがないこ
とは前述した場合と同様である。 このように本実施例によれば、オン状態になる出力段
トランジスタ19,23を飽和状態に駆動することなくＶCE
がＶBEと等しくなるところに止まるようにしたから、出
力状態の反転を極めて迅速に行なうことができ、高速動
作が可能になる。また、ローレベル出力がＶBEであるか
ら、次段のトランジスタ回路をレベルシフトを行なうこ
となく動作させることができるようになる。 次に、反転動作にヒステリシス特性を与えるようにし
た本発明の第２実施例を第２図に示す。前記第１実施例
と相違するところは、第１の電流ミラー回路16における
トランジスタ20のコレクタを第２の入力トランジスタ12
のエミッタに、逆に第２の電流ミラー回路22におけるト
ランジスタ26のコレクタを第１の入力トランジスタ11の
エミッタに夫々接続した交差回路を設けたところにあ
る。その他の点は第１実施例と同一であるので、同一部
分に同一符号を付して説明を省略し、ヒステリシス発生
の理由についてのみ述べる。 今、入力電圧がV1＞V2の関係にあって第１の電流ミラ
ー回路16がオン、第２の電流ミラー回路22がオフの状態
にあるとする。ここから出力状態を反転させるには、前
述したように、I1,I2の大小関係を反転させる必要があ
る。ところが、I1＞I2の状態からI1＝I2とするには、上
記交差回路がない第１実施例では各入力トランジスタ1
1,12のエミッタ電流を等しくすれば足るところ、交差回
路を設けた第２実施例では、第１の電流ミラー回路16の
トランジスタ20がオン状態であると共に第２の電流ミラ
ー回路22のトランジスタ26がオフとなっており、したが
って、第２の入力トランジスタ12のエミッタ電流の一部
が交差回路を通じてトランジスタ20に分流するから、そ
の分流する電流だけ入力トランジスタ12に多く流す必要
がある。 この場合、入力トランジスタ12に流す電流を増やして
トランジスタ20への分流するための電流を確保して電流
I1およびI2の値を等しくするのに必要な入力電圧をVhys
とすると、入力電圧V2はV1＋Vhysに等しくなったときに
初めて電流I1＝I2となる。つまり、入力電圧V2がV1より
も高い値V1＋Vhysを超えたときに電流I2がI1よりも大き
くなるのであり、これによってヒステリシスが発生する
のである。斯かる構成としても、各電流ミラー回路16,2
2の出力段のトランジスタ19,23が深い飽和に駆動される
ことがないから、高速動作及び次段接続の容易性を併せ
て得ることができる。 ［発明の効果］ 本発明は以上述べたように、出力段のトランジスタが
深い飽和に駆動されてしまうことを防止することができ
るから、高速動作が可能で且つ次段の接続の容易性が得
られるという優れた効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第１実施例を示す回路図、第２図は本
発明の第２実施例を示す回路図、第３図は従来例を示す
回路図である。 図面中、10は入力回路、13,14はトランジスタ、16は第
１の電流ミラー回路、17は入力段トランジスタ、20はベ
ース電流補償用トランジスタ、19は出力段トランジス
タ、21はクランプ用トランジスタ、22は第２の電流ミラ
ー回路、23は出力段トランジスタ、26はベース電流補償
用トランジスタ、25は入力段トランジスタ、27はクラン
プ用トランジスタ、Vo1は第１の出力端子、Vo2は第２の
出力端子である。

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．直流電源から与えられる一定の電流を２つの入力電
   圧の比の大きさに応じて分配してそれらを第１および第
   ２の出力電流として流し出す機能を有した入力回路と、 この入力回路の第１の出力電流がコレクタ電流として供
   給されるエミッタ接地の入力段トランジスタと、この入
   力段トランジスタとベース端子が共通に接続されたエミ
   ッタ接地の出力段トランジスタと、ベース端子が前記入
   力段トランジスタのコレクタに接続され前記第１の出力
   電流により駆動され前記入力段トランジスタおよび出力
   段トランジスタに対してベース電流を供給するベース電
   流補償用トランジスタとを備え、前記入力段トランジス
   タのコレクタを第１の出力端子としたウィルソン形の第
   １の電流ミラー回路と、 前記入力回路の第２の出力電流がコレクタ電流として供
   給されるエミッタ接地の入力段トランジスタと、この入
   力段トランジスタとベース端子が共通に接続されたエミ
   ッタ接地の出力段トランジスタと、ベース端子が前記入
   力段トランジスタのコレクタに接続され前記第２の出力
   電流により駆動され前記入力段トランジスタおよび出力
   段トランジスタに対してベース電流を供給するベース電
   流補償用トランジスタとを備え、前記入力段トランジス
   タのコレクタを第２の出力端子としたウィルソン形の第
   ２の電流ミラー回路と、 コレクタ端子が前記直流電源に、エミッタ端子が前記第
   １の電流ミラー回路の出力段トランジスタのコレクタお
   よび前記第２の出力端子に、ベース端子が前記第１の出
   力端子に接続された第１のクランプ用トランジスタと、 コレクタ端子が前記直流電源に、エミッタ端子が前記第
   ２の電流ミラー回路の出力段トランジスタのコレクタお
   よび前記第１の出力端子に、ベース端子が前記第２の出
   力端子に接続された第２のクランプ用トランジスタとを
   備えたことを特徴とする差動出力コンパレータ。