JPH0659022B2 - Ｃｒ積ばらつき自己補正装置 - Google Patents
Ｃｒ積ばらつき自己補正装置Info
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- JPH0659022B2 JPH0659022B2 JP60095737A JP9573785A JPH0659022B2 JP H0659022 B2 JPH0659022 B2 JP H0659022B2 JP 60095737 A JP60095737 A JP 60095737A JP 9573785 A JP9573785 A JP 9573785A JP H0659022 B2 JPH0659022 B2 JP H0659022B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は容量抵抗積（以下、ＣＲ積と呼ぶ）ばらつき自
己補正装置に関し、特に高周波動作可能なエミッタ結合
形マルチ・バイブレータを用いたＣＲ積ばらつき自己補
正装置に関する。
己補正装置に関し、特に高周波動作可能なエミッタ結合
形マルチ・バイブレータを用いたＣＲ積ばらつき自己補
正装置に関する。
エミッタ結合形マルチ・バイブレータは、高周波発振可
能であり、回路構成が左右対称形であるため、トランジ
スタ及び抵抗が比精度良く作れるという利点を有してい
る。したがって、該マルチ・バイブレータはＩＣ内回路
として非常に適している。このマルチ・バイブレータは
刊行物、近代科学社発行「アナログ集積回路」第３３
３，３３４頁に記載されている。
能であり、回路構成が左右対称形であるため、トランジ
スタ及び抵抗が比精度良く作れるという利点を有してい
る。したがって、該マルチ・バイブレータはＩＣ内回路
として非常に適している。このマルチ・バイブレータは
刊行物、近代科学社発行「アナログ集積回路」第３３
３，３３４頁に記載されている。
第２図は、ＩＣ化したエミッタ結合形マルチ・バイブレ
ータの従来回路の一例を示す。図において、１はダイオ
ード、２〜９はトランジスタ、１０〜１５は抵抗、１９
は定電圧源、２１は可変電圧源に接続することで発振周
波数を制御することができる周波数制御端子、２２，２
３はＩＣ外部端子、２４は外部接続容量、４０および４
１は発振信号出力端子である。
ータの従来回路の一例を示す。図において、１はダイオ
ード、２〜９はトランジスタ、１０〜１５は抵抗、１９
は定電圧源、２１は可変電圧源に接続することで発振周
波数を制御することができる周波数制御端子、２２，２
３はＩＣ外部端子、２４は外部接続容量、４０および４
１は発振信号出力端子である。
また、第３図は第２図の回路の主要個所の信号波形を示
し、同図(A)，(B)，(C)，(D)はそれぞれ、第２図の
ｖa，ｖb，ｖcおよびｖdの発振波形を示す。
し、同図(A)，(B)，(C)，(D)はそれぞれ、第２図の
ｖa，ｖb，ｖcおよびｖdの発振波形を示す。
以下に、第２図の回路の動作原理を説明する。
第２図において、抵抗１２，１３の値は等しく選ばれて
いる。すなわち、抵抗１２および１３の値をそれぞれＲ
12，Ｒ13とすると、次の関係が成立する。
いる。すなわち、抵抗１２および１３の値をそれぞれＲ
12，Ｒ13とすると、次の関係が成立する。
Ｒ12＝Ｒ13＝Ｒ このとき、抵抗１２，１３に流れる電流値は等しくな
る。これをＩ０とする。また、容量２４容量値をＣとす
ると、 という関係が成立しこの回路の発振周期Ｔは、(１)式の
ように表わすことができる。
る。これをＩ０とする。また、容量２４容量値をＣとす
ると、 という関係が成立しこの回路の発振周期Ｔは、(１)式の
ように表わすことができる。
Ｔ＝４Ｃ(ＶCC−ＶA)／Ｉ０ ……(１) また、発振周波数ｆは ｆ＝1／Ｔ＝Ｉ0／４Ｃ(ＶCC−ＶA) ……(２) と表わすことができる。
また、周波数制御端子２１に加えられた電圧をＶ21とす
れば、次の(３)式が成立する。
れば、次の(３)式が成立する。
Ｉ0＝（Ｖ21−ＶBE）／Ｒ ……(３) したがって、(２)，(３)式より、発振周波数は次の(４)
式のように表わすことができる。
式のように表わすことができる。
ｆ＝（Ｖ21−ＶBE）／４CR(ＶCC−ＶA) ……(４) 上記(４)式より、第２図の発振器の発振周波数ｆはＣＲ
積に逆比例することがわかる。
積に逆比例することがわかる。
ところで、第２図において、容量２４は外部接続端子を
通して接続される外付け容量である。この容量をＩＣ回
路内に内蔵することを考えると、ＣＲ積の絶対値ばらつ
きが問題となる。
通して接続される外付け容量である。この容量をＩＣ回
路内に内蔵することを考えると、ＣＲ積の絶対値ばらつ
きが問題となる。
実際、ＩＣ内で作られる抵抗や容量の絶対値ばらつき
は、±１５％〜２０％とかなり大きい。このため、容量
２４をＭＯＳ容量や接合容量で作成することにより、単
純にＩＣ回路内に内蔵した場合、発振周波数ｆ（∝1／C
R）は大きくばらつくことになる。
は、±１５％〜２０％とかなり大きい。このため、容量
２４をＭＯＳ容量や接合容量で作成することにより、単
純にＩＣ回路内に内蔵した場合、発振周波数ｆ（∝1／C
R）は大きくばらつくことになる。
このＣＲ積の絶対値ばらつきに起因する発振周波数ｆの
ばらつきを自己補正するシステムが本出願人によって既
に提案されている。
ばらつきを自己補正するシステムが本出願人によって既
に提案されている。
以下に、この自己補正システムの概略について説明す
る。
る。
第４図は、該自己補正システムのブロック図を示す。２
５は基準発振器（例えば水晶発振子を用いた安定な発振
器）、２６は位相検波器、２７は低域通過フィルタ（以
下ＬＰＦと略す）、２８は電圧制御形発振器（以下ＶＣ
Ｏと略す）、２９は前記各構成要素から成るＣＲばらつ
き自己補正信号発生回路、３０は該自己補正信号により
補正される被補正ＶＣＯ、３１はＣＲばらつき自己補正
信号である。
５は基準発振器（例えば水晶発振子を用いた安定な発振
器）、２６は位相検波器、２７は低域通過フィルタ（以
下ＬＰＦと略す）、２８は電圧制御形発振器（以下ＶＣ
Ｏと略す）、２９は前記各構成要素から成るＣＲばらつ
き自己補正信号発生回路、３０は該自己補正信号により
補正される被補正ＶＣＯ、３１はＣＲばらつき自己補正
信号である。
前記(４)式で代表される様に、発振器の発振周波数は一
般にＣＲ積に比例する。したがつて、ＶＣＯ２８の発振
周波数をｆ１、ＶＣＯ３０の発振周波数をｆ２ とすると、 ｆ1＝Ｋ1／Ｃ1Ｒ1 ……(５) ｆ2＝Ｋ2／Ｃ2Ｒ2 ……(６) と表わすことができる。
般にＣＲ積に比例する。したがつて、ＶＣＯ２８の発振
周波数をｆ１、ＶＣＯ３０の発振周波数をｆ２ とすると、 ｆ1＝Ｋ1／Ｃ1Ｒ1 ……(５) ｆ2＝Ｋ2／Ｃ2Ｒ2 ……(６) と表わすことができる。
ここに、Ｋ1，Ｋ2は比例係数、Ｃ1Ｒ1はＶＣＯ２８のＣ
Ｒ積、Ｃ2Ｒ2はＶＣＯ３０のＣＲ積である。
Ｒ積、Ｃ2Ｒ2はＶＣＯ３０のＣＲ積である。
第２図の回路を第４図のＶＣＯ２８として用いるとすれ
ば、(４)式と(５)式との比較により、 Ｋ1＝（Ｖ21−ＶBE）／４（ＶCC−ＶA） ……(７) と表わされる。
ば、(４)式と(５)式との比較により、 Ｋ1＝（Ｖ21−ＶBE）／４（ＶCC−ＶA） ……(７) と表わされる。
今、説明を簡略化するために、周波数制御端子２１への
印加電圧Ｖ21を固定電圧と考えれば、Ｋ1は定数と見な
おすことができる。K2についても同様に定数と見なすこ
とができる。
印加電圧Ｖ21を固定電圧と考えれば、Ｋ1は定数と見な
おすことができる。K2についても同様に定数と見なすこ
とができる。
第４図のＣＲばらつき自己補正信号発生装置29は、Phas
e−Locked−Loop（以下ＰＬＬと略す）を構成してい
る。以下は、該ＣＲばらつき自己補正信号発生装置２９
をＰＬＬ２９と呼ぶことにする。ただし、該ＰＬＬ２９
において特に注目すべき所は、ＶＣＯ２８の容量Ｃ1お
よびVCO30の容量Ｃ２は可変容量ダイオードを用い、Ｖ
ＣＯ発振周波数制御信号３１は、該可変容量ダイオード
の容量値Ｃ1およびＣ2を変化させるための逆方向印加電
圧信号とする点である。該ＰＬＬ２９のシステムにおい
ては、ＶＣＯ２８の発振周波数f1は、容量値Ｃ１が変化
することで基準発振器２５の発振周波数ｆｒに一致す
る。
e−Locked−Loop（以下ＰＬＬと略す）を構成してい
る。以下は、該ＣＲばらつき自己補正信号発生装置２９
をＰＬＬ２９と呼ぶことにする。ただし、該ＰＬＬ２９
において特に注目すべき所は、ＶＣＯ２８の容量Ｃ1お
よびVCO30の容量Ｃ２は可変容量ダイオードを用い、Ｖ
ＣＯ発振周波数制御信号３１は、該可変容量ダイオード
の容量値Ｃ1およびＣ2を変化させるための逆方向印加電
圧信号とする点である。該ＰＬＬ２９のシステムにおい
ては、ＶＣＯ２８の発振周波数f1は、容量値Ｃ１が変化
することで基準発振器２５の発振周波数ｆｒに一致す
る。
今、(５)式においてＫ１を定数と見なせば、発振周波数
ｆ１はＣ1Ｒ1積にのみ依存する。絶対値ばらつきが無い
ときのＣ１およびＲ１の値（例えば、設定値）をそれぞ
れＣ10，Ｒ10とし、このとき発振周波数をｆ10とすれ
ば、 ｆ10＝Ｋ1／Ｃ10Ｒ10 ……(８) となる。Ｋ１，Ｃ10，Ｒ10の値を適当に選ぶことで、 ｆ10＝ｆｒ ……(９) となる様に設計すれば、(８)，(９)式より ｆｒ＝Ｋ1／Ｃ10Ｒ10 ……（10） となる。
ｆ１はＣ1Ｒ1積にのみ依存する。絶対値ばらつきが無い
ときのＣ１およびＲ１の値（例えば、設定値）をそれぞ
れＣ10，Ｒ10とし、このとき発振周波数をｆ10とすれ
ば、 ｆ10＝Ｋ1／Ｃ10Ｒ10 ……(８) となる。Ｋ１，Ｃ10，Ｒ10の値を適当に選ぶことで、 ｆ10＝ｆｒ ……(９) となる様に設計すれば、(８)，(９)式より ｆｒ＝Ｋ1／Ｃ10Ｒ10 ……（10） となる。
ところで、実際の回路では、ＶＣＯ２８の抵抗Ｒ１の絶
対値ばらつきにより、一般にＲ１≠Ｒ10となる。しか
し、この場合においても、第４図のＰＬＬ２９がロック
状態にあれば、常に次の関係式が成り立つ。
対値ばらつきにより、一般にＲ１≠Ｒ10となる。しか
し、この場合においても、第４図のＰＬＬ２９がロック
状態にあれば、常に次の関係式が成り立つ。
ｆｒ＝Ｋ1／Ｃ1Ｒ1 ……（11） （10），（11）式の比較から、 Ｃ1Ｒ1＝Ｃ10Ｒ10 ……（12） の関係が保たれるようにすることができることが解る。
すなわち、制御信号３１により、可変容量ダイオードの
容量値Ｃ１が Ｃ1＝Ｃ10Ｒ10／Ｒ１ ……（13） なる値をとるように変化することが解る。
すなわち、制御信号３１により、可変容量ダイオードの
容量値Ｃ１が Ｃ1＝Ｃ10Ｒ10／Ｒ１ ……（13） なる値をとるように変化することが解る。
以上の機構により、ＰＬＬシステムが非動作時のＣ1Ｒ1
積に絶対値ばらつきが生じても、PLL29がロック状態に
入れば、該ばらつきは容量値Ｃ１の変化により吸収さ
れ、（12）式の関係が成立する。
積に絶対値ばらつきが生じても、PLL29がロック状態に
入れば、該ばらつきは容量値Ｃ１の変化により吸収さ
れ、（12）式の関係が成立する。
第４図のＶＣＯ３０において、発振周波数ｆ２を決定す
る抵抗および容量の設計値Ｒ20，Ｃ20を、ＶＣＯ２８の
抵抗Ｒ10およびＣ10と比精度良く設計する。すなわち、
次の関係が成立するように設計する。
る抵抗および容量の設計値Ｒ20，Ｃ20を、ＶＣＯ２８の
抵抗Ｒ10およびＣ10と比精度良く設計する。すなわち、
次の関係が成立するように設計する。
Ｒ20＝αＲ10，Ｃ20＝βＣ10 ……（14） これをＩＣ回路に実装すると、ＶＣＯ３０の前記抵抗お
よび容量の値Ｒ２およびＣ２は前記VCO28の抵抗Ｒ１お
よびＣ１と比精度良く作成できるので、次の関係が成立
する。
よび容量の値Ｒ２およびＣ２は前記VCO28の抵抗Ｒ１お
よびＣ１と比精度良く作成できるので、次の関係が成立
する。
Ｒ2＝αＲ1，Ｃ2＝βＣ1 したがって、 Ｃ2Ｒ2＝αβＣ1Ｒ1 ……（15） の関係が成り立つ。
ここで、第４図に示す様に、ＶＣＯ２８とVCO30を同一
の制御信号３１で制御すれば、ＰＬＬ２９がロック状態
に入ると、式（12），（14），（15）より Ｃ2Ｒ2＝αβＣ1Ｒ１ ＝αβＣ10Ｒ10 ＝Ｃ20Ｒ20 となり、ＶＣＯ３０のＣ2Ｒ2積の絶対値ばらつきも吸収
される。このとき該ＶＣＯの発振周波数ｆ２はばらつき
の無い所望の発振周波数ｆ20に一致する。
の制御信号３１で制御すれば、ＰＬＬ２９がロック状態
に入ると、式（12），（14），（15）より Ｃ2Ｒ2＝αβＣ1Ｒ１ ＝αβＣ10Ｒ10 ＝Ｃ20Ｒ20 となり、ＶＣＯ３０のＣ2Ｒ2積の絶対値ばらつきも吸収
される。このとき該ＶＣＯの発振周波数ｆ２はばらつき
の無い所望の発振周波数ｆ20に一致する。
以上説明した様なＣＲ積絶対値ばらつきの自己補正シス
テムにおいて、ＶＣＯ２８あるいはＶＣＯ３０として、
第２図に示す様なエミッタ結合形マルチ・バイブレータ
を用いる事を考えると、回路構成に工夫が必要となる。
テムにおいて、ＶＣＯ２８あるいはＶＣＯ３０として、
第２図に示す様なエミッタ結合形マルチ・バイブレータ
を用いる事を考えると、回路構成に工夫が必要となる。
本発明の目的は、簡単な構成で実現することのできるＣ
Ｒ積ばらつき自己補正装置を提供すること、また、他の
目的は、ＩＣ内回路として好適な回路構成を有するエミ
ッタ結合形マルチ・バイブレータを用いたＣＲ積ばらつ
き自己補正装置を提供することにある。
Ｒ積ばらつき自己補正装置を提供すること、また、他の
目的は、ＩＣ内回路として好適な回路構成を有するエミ
ッタ結合形マルチ・バイブレータを用いたＣＲ積ばらつ
き自己補正装置を提供することにある。
本発明の特徴は、従来のエミッタ結合形マルチ・バイブ
レータの容量に代えて逆向きに直列接続されたバリキャ
ップ対を用い、中央接続部に制御電圧を印加する方式に
より、印加電圧を常に逆方向にすること、およびこの条
件を満たしながら制御電圧による可変が可能であること
という条件を満足するエミッタ結合形マルチ・バイブレ
ータを用いたＣＲ積ばらつき自己補正装置を提供した
点、および容量を内蔵化したＣＲ積ばらつき無調整化回
路に用いて好適なエミッタ結合形マルチ・バイブレータ
を用いたＣＲ積ばらつき自己補正装置を提供した点にあ
る。
レータの容量に代えて逆向きに直列接続されたバリキャ
ップ対を用い、中央接続部に制御電圧を印加する方式に
より、印加電圧を常に逆方向にすること、およびこの条
件を満たしながら制御電圧による可変が可能であること
という条件を満足するエミッタ結合形マルチ・バイブレ
ータを用いたＣＲ積ばらつき自己補正装置を提供した
点、および容量を内蔵化したＣＲ積ばらつき無調整化回
路に用いて好適なエミッタ結合形マルチ・バイブレータ
を用いたＣＲ積ばらつき自己補正装置を提供した点にあ
る。
以下に、本発明の一実施例を第１図により説明する。図
は本発明に使用して好適なエミッタ結合形マルチ・バイ
ブレータの一実施例を示し、１６は抵抗、１７および１
８は可変容量ダイオード、２０は可変容量ダイオード制
御電圧印加端子である。上記以外の符号は第２図を同一
又は同等物を示す。
は本発明に使用して好適なエミッタ結合形マルチ・バイ
ブレータの一実施例を示し、１６は抵抗、１７および１
８は可変容量ダイオード、２０は可変容量ダイオード制
御電圧印加端子である。上記以外の符号は第２図を同一
又は同等物を示す。
発振の原理は第２図の従来例と同様であるので詳細な説
明は省略する。
明は省略する。
本実施例は、第１図に示されているように、可変容量ダ
イオード１７および１８のアノード側を共通とし、カソ
ード側をトランジスタ６のコレクタおよびトランジスタ
７のコレクタにそれぞれ接続する。該２つの可変容量ダ
イオード１７，１８は、完全に特性の揃ったものが望ま
しい。このとき、該２つの可変容量ダイオードのカソー
ドの電位は、第３図(A)および(B)に示す様な変化をす
る。同図(A)，(B)の平均電位は、いずれもＶCC−２ＶBE
である。
イオード１７および１８のアノード側を共通とし、カソ
ード側をトランジスタ６のコレクタおよびトランジスタ
７のコレクタにそれぞれ接続する。該２つの可変容量ダ
イオード１７，１８は、完全に特性の揃ったものが望ま
しい。このとき、該２つの可変容量ダイオードのカソー
ドの電位は、第３図(A)および(B)に示す様な変化をす
る。同図(A)，(B)の平均電位は、いずれもＶCC−２ＶBE
である。
今、端子２０から、 Ｖ20＜ＶCC−２ＶBE ……（16） なる関係を満足する様な電圧Ｖ20を印加すれば、該２つ
の可変容量ダイオードには Ｖｊ＝ＶCC−２ＶBE−Ｖ20（＞０） なる電圧Ｖｊが常に逆方向に印加される。よって（16）
式を満たす範囲で端子２０の印加電圧Ｖ20を変化させる
ことにより、可変容量ダイオード１７，１８の容量値を
変化させることができ、第１図の回路の発振周波数を変
化させることができる。
の可変容量ダイオードには Ｖｊ＝ＶCC−２ＶBE−Ｖ20（＞０） なる電圧Ｖｊが常に逆方向に印加される。よって（16）
式を満たす範囲で端子２０の印加電圧Ｖ20を変化させる
ことにより、可変容量ダイオード１７，１８の容量値を
変化させることができ、第１図の回路の発振周波数を変
化させることができる。
また、可変容量ダイオード１７，１８の接続方法は、第
５図の様にカソード側を共通にしても同様の動作状態が
得られる。ただし、このときは式（16）に代り次の条件
式を満たすことが必要となる。
５図の様にカソード側を共通にしても同様の動作状態が
得られる。ただし、このときは式（16）に代り次の条件
式を満たすことが必要となる。
Ｖ20＞ＶCC−２ＶBE ……(６′) 条件式(６′)が満たされることにより、可変容量ダイオ
ード印加電圧は逆方向に保たれる。
ード印加電圧は逆方向に保たれる。
抵抗１６の値の選び方は制御電圧Ｖ20と関連して選ぶ必
要がある。端子２０に印加される制御電圧Ｖ20が直流も
しくは低周波であれば（例えば、ＰＬＬ引込み後）、抵
抗１６のインピーダンスを十分大きく選ぶことで、可変
容量側から制御端子２０側を見たときのインピーダンス
を等価的に無限大と見なすことができる。このようにす
ると発振器の発振出力が端子２０側へ漏れないという利
点がある。
要がある。端子２０に印加される制御電圧Ｖ20が直流も
しくは低周波であれば（例えば、ＰＬＬ引込み後）、抵
抗１６のインピーダンスを十分大きく選ぶことで、可変
容量側から制御端子２０側を見たときのインピーダンス
を等価的に無限大と見なすことができる。このようにす
ると発振器の発振出力が端子２０側へ漏れないという利
点がある。
また、可変容量ダイオード１７および１８の容量値
Ｃ17，Ｃ18を、例えば、 Ｃ17＝Ｃ18＝２Ｃ24 と選ぶことで、第２図の回路と同様の発振状態が得られ
る。
Ｃ17，Ｃ18を、例えば、 Ｃ17＝Ｃ18＝２Ｃ24 と選ぶことで、第２図の回路と同様の発振状態が得られ
る。
端子２０に印加される電圧Ｖ20が高周波信号で、それに
応答して周波数が変化する様なＶＣＯを第１図において
実現することが必要な場合（例えばＰＬＬ引込み過程）
には、抵抗１６と可変容量ダイオード１７，１８で構成
されるＬＰＦが問題となる。
応答して周波数が変化する様なＶＣＯを第１図において
実現することが必要な場合（例えばＰＬＬ引込み過程）
には、抵抗１６と可変容量ダイオード１７，１８で構成
されるＬＰＦが問題となる。
Ｃ17＝Ｃ18＝Ｃｊ ……（17） とすると、カットオフ周波数ｆＣは、おおよそ ｆＣ＝１／４πＣjＲ16 ……（18） となる。このことを考慮して抵抗１６の値Ｒ16は選ばれ
なければならない。
なければならない。
この様にして定数設計された第１図の発振器の発振周波
数は、(２)式に を代入することで次の様に求められる。
数は、(２)式に を代入することで次の様に求められる。
ｆ＝Ｉ0／２Ｃj（ＶCC−ＶA） ……（20） 以上述べた本実施例によれば、次のような効果がある。
本実施例のエミッタ結合形マルチ・バイブレータは、Ｐ
ＬＬを基本原理とするＣＲ積絶対値ばらつき自己補正シ
ステムに用いるのに適している。すなわち、２個の可変
容量ダイオードの共通接続端子に、ＰＬＬ２９のＬＰＦ
２７から出力された逆バイアスの制御電圧を印加するよ
うにするだけの簡単な構成で、前記自己補正システムの
VCO28およびＶＣＯ３０として通用することができる。
ＬＬを基本原理とするＣＲ積絶対値ばらつき自己補正シ
ステムに用いるのに適している。すなわち、２個の可変
容量ダイオードの共通接続端子に、ＰＬＬ２９のＬＰＦ
２７から出力された逆バイアスの制御電圧を印加するよ
うにするだけの簡単な構成で、前記自己補正システムの
VCO28およびＶＣＯ３０として通用することができる。
この場合、ＶＣＯ２８として用いる場合は第１図の発振
器の端子２１に固定電圧を印加する。また、ＶＣＯ３０
として用いる場合は、端子２０に印加された制御信号に
より発振中心周波数ｆ０のばらつきが補正された状態
で、端子２１に可変電圧源から適当な電圧を印加する。
このようにして、ＶＣＯ本来の周波数可変動作を行なわ
せるようにすればよい。
器の端子２１に固定電圧を印加する。また、ＶＣＯ３０
として用いる場合は、端子２０に印加された制御信号に
より発振中心周波数ｆ０のばらつきが補正された状態
で、端子２１に可変電圧源から適当な電圧を印加する。
このようにして、ＶＣＯ本来の周波数可変動作を行なわ
せるようにすればよい。
また、本実施例によれば、前記可変容量ダイオードの共
通接続端子に接続された抵抗１６の値Ｒ16を適当な大き
さに選び抵抗１６と可変容量ダイオード１７，１８で構
成されるＬＰＦのカットオフ周波数ｆＣ（（18）式参
照）が所望の大きさになるようにすると、ＰＬＬ２９の
ＬＰＦ２７を前記抵抗１６と可変容量ダイオード１７，
１８で代用することができ、回路素子が節約できるとい
う大きな効果がある。
通接続端子に接続された抵抗１６の値Ｒ16を適当な大き
さに選び抵抗１６と可変容量ダイオード１７，１８で構
成されるＬＰＦのカットオフ周波数ｆＣ（（18）式参
照）が所望の大きさになるようにすると、ＰＬＬ２９の
ＬＰＦ２７を前記抵抗１６と可変容量ダイオード１７，
１８で代用することができ、回路素子が節約できるとい
う大きな効果がある。
本発明によれば、エミッタ結合形マルチ・バイブレータ
に組込まれる容量を、可変容量ダイオード化したので、
第４図のＣＲ積ばらつき自己補正システムにおけるＶＣ
Ｏ２８あるいはＶＣＯ３０として用いることができ、Ｃ
Ｒ積ばらつき自己補正装置を簡単な構成で実現できると
いう効果がある。
に組込まれる容量を、可変容量ダイオード化したので、
第４図のＣＲ積ばらつき自己補正システムにおけるＶＣ
Ｏ２８あるいはＶＣＯ３０として用いることができ、Ｃ
Ｒ積ばらつき自己補正装置を簡単な構成で実現できると
いう効果がある。
また、このため、高周波動作が必要なＶＣＯを、発振中
心周波数ｆ０のばらつきを自己補正するシステムのIC内
に完全に内蔵化する事が可能となった。さらに、これに
よりＩＣピン数の削減、VCO発振中心周波数ｆ０の調整
工程削減ができ、経済性の向上を計ることができる。
心周波数ｆ０のばらつきを自己補正するシステムのIC内
に完全に内蔵化する事が可能となった。さらに、これに
よりＩＣピン数の削減、VCO発振中心周波数ｆ０の調整
工程削減ができ、経済性の向上を計ることができる。
また、ＶＣＯ２８とＶＣＯ３０を同様の構成の発振器を
用いるなどして両者の温特を揃えておけば、温特の自己
補正も同時になされ、性能の向上を計ることができる。
用いるなどして両者の温特を揃えておけば、温特の自己
補正も同時になされ、性能の向上を計ることができる。
さらに、２個の可変容量ダイオードの共通接続点に接続
される抵抗の大きさを適当に選ぶと、該抵抗と可変容量
ダイオードとによりＬＰＦを兼用させることができる。
このため、回路部品が節約でき、回路構成が簡単になる
と共に、経済的な効果が大きい。
される抵抗の大きさを適当に選ぶと、該抵抗と可変容量
ダイオードとによりＬＰＦを兼用させることができる。
このため、回路部品が節約でき、回路構成が簡単になる
と共に、経済的な効果が大きい。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は従来のエ
ミッタ結合形マルチ・バイブレータの回路図、第３図は
第１図および第２図の発振信号の波形図、第４図はＣＲ
ばらつき自己補正システムのブロック図、第５図は前記
実施例の一変形例の要部回路図を示す。 １７〜１８……可変容量ダイオード、１９……定電圧
源、２０……可変容量ダイオード制御電圧印加端子、２
１……周波数制御端子、２５……基準発振器、２６……
位相検波器、２７……ＬＰＦ、２８……ＶＣＯ、２９…
…ＣＲばらつき自己補正信号発生装置（ＰＬＬシステ
ム）、３０……ＶＣＯ、３１……ＣＲばらつき自己補正
信号。
ミッタ結合形マルチ・バイブレータの回路図、第３図は
第１図および第２図の発振信号の波形図、第４図はＣＲ
ばらつき自己補正システムのブロック図、第５図は前記
実施例の一変形例の要部回路図を示す。 １７〜１８……可変容量ダイオード、１９……定電圧
源、２０……可変容量ダイオード制御電圧印加端子、２
１……周波数制御端子、２５……基準発振器、２６……
位相検波器、２７……ＬＰＦ、２８……ＶＣＯ、２９…
…ＣＲばらつき自己補正信号発生装置（ＰＬＬシステ
ム）、３０……ＶＣＯ、３１……ＣＲばらつき自己補正
信号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三浦 邦昭 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 福島 勇夫 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 金成 重明 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日 立ビデオエンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 昭55−151814（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−1324（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−40057（ＪＰ，Ａ) 実公 昭50−28678（ＪＰ，Ｙ１)
Claims (3)
- 【請求項１】基準発振器と、該基準発振器に接続された
位相比較器と、該位相比較器の出力を入力とし制御電圧
を発生する低域通過フィルタと、該制御電圧によって発
振周波数を制御されその出力信号を前記位相比較器へ供
給する電圧制御発振器とからなるＰＬＬ回路と、該ＰＬ
Ｌ回路の前記制御電圧により特性を制御される被制御回
路とからなる容量抵抗積（以下、ＣＲ積と呼ぶ）ばらつ
き自己補正装置において、 前記電圧制御発振器は、 発振に必要な正帰還回路を構成するために互いのコレク
タ反転出力を相手のベース入力とする一対のトランジス
タと、 該一対のトランジスタのコレクタ負荷抵抗と、 該一対のトランジスタのエミッタに接続された定電流回
路と、 該一対のトランジスタの両エミッタ間に接続されたアノ
ード共通もしくはカソード共通な一対の可変容量ダイオ
ードと、 該一対の可変容量ダイオードの共通端子に接続された抵
抗とからなり、 該抵抗の前記共通端子と反対側の端子を前記可変容量ダ
イオードの容量値を変化させるための制御電圧印加端子
とするエミッタ結合形マルチバイブレータで構成され、 前記被制御回路は、可変容量ダイオードを構成要素とし
て含み、 前記制御電圧印加端子に前記制御電圧を印加することに
より負帰還制御を施して、前記電圧制御発振器の発振周
波数を制御するようにして、さらに、前記被制御回路の
可変容量ダイオードの一端にも前記制御電圧を印加して
特性制御するようにしたことを特徴とするＣＲ積ばらつ
き自己補正装置。 - 【請求項２】前記可変容量ダイオードと前記抵抗とによ
り低域通過フィルタを形成し、前記ＰＬＬ回路の前記低
域通過フィルタのフィルタ特性の一部を実現したことを
特徴とする前記特許請求の範囲第１項記載のＣＲ積ばら
つき自己補正装置。 - 【請求項３】前記エミッタ結合形マルチバイブレータを
ＩＣ化したことを特徴とする前記特許請求の範囲第１項
または第２項記載のＣＲ積ばらつき自己補正装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60095737A JPH0659022B2 (ja) | 1985-05-04 | 1985-05-04 | Ｃｒ積ばらつき自己補正装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60095737A JPH0659022B2 (ja) | 1985-05-04 | 1985-05-04 | Ｃｒ積ばらつき自己補正装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61253919A JPS61253919A (ja) | 1986-11-11 |
| JPH0659022B2 true JPH0659022B2 (ja) | 1994-08-03 |
Family
ID=14145794
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60095737A Expired - Lifetime JPH0659022B2 (ja) | 1985-05-04 | 1985-05-04 | Ｃｒ積ばらつき自己補正装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0659022B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008103888A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Niigata Seimitsu Kk | 電圧制御発振回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5028678U (ja) * | 1973-07-11 | 1975-04-02 | ||
| JPS5040057A (ja) * | 1973-08-15 | 1975-04-12 | ||
| JPS55151814A (en) * | 1979-05-16 | 1980-11-26 | Sony Corp | Oscillating circuit |
| JPS581324A (ja) * | 1981-06-26 | 1983-01-06 | Hitachi Ltd | 集積化マルチバイブレ−タ |
-
1985
- 1985-05-04 JP JP60095737A patent/JPH0659022B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61253919A (ja) | 1986-11-11 |
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