JP2001156545A - 電圧制御発振器および電圧制御発振器を用いた通信機 - Google Patents
電圧制御発振器および電圧制御発振器を用いた通信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 消費電流を増加させることなく広い発振周波
数の制御幅を得ることができるとともに集積（ＩＣ）化
に好適であり、携帯電話機のローカル信号の発生に有効
である電圧制御発振器を提供すること。 【解決手段】 トランジスタＱ1、Ｑ2による差動増幅器
の差動出力を、トランジスタＱ3、Ｑ4を含むエミッタフ
ォロワ回路を介して可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ2に入力す
る。この可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ2を通過後に差動増幅
器の差動入力に正帰還する。さらに、可変移相回路ＰＳ
は、バラクタダイオードＣvを使用して、制御電圧Ｖtの
制御で、移相量が可変できる。
数の制御幅を得ることができるとともに集積（ＩＣ）化
に好適であり、携帯電話機のローカル信号の発生に有効
である電圧制御発振器を提供すること。 【解決手段】 トランジスタＱ1、Ｑ2による差動増幅器
の差動出力を、トランジスタＱ3、Ｑ4を含むエミッタフ
ォロワ回路を介して可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ2に入力す
る。この可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ2を通過後に差動増幅
器の差動入力に正帰還する。さらに、可変移相回路ＰＳ
は、バラクタダイオードＣvを使用して、制御電圧Ｖtの
制御で、移相量が可変できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電圧制御発振器、特
に半導体集積回路（ＩＣ）化に好適であり、かつ発振周
波数の制御範囲が広い電圧制御発振器に関する。
に半導体集積回路（ＩＣ）化に好適であり、かつ発振周
波数の制御範囲が広い電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧制御発振器は、ラジオ受信機等のヘ
テロダイン型無線受信機等に広く使用されている。この
電圧制御発振器の代表的な従来例の回路図を図３に示
す。差動対トランジスタＱ1、Ｑ2と、これらトランジス
タのコレクタ抵抗Ｒ1、Ｒ2とにより差動増幅器が構成さ
れている。この差動増幅器の差動出力端子間にインダク
タＬo、コンデンサＣo、バラクタダイオードＣv1、Ｃv2
から成るＬＣ共振回路が接続されている。また、コンデ
ンサＣ1、Ｃ2は直流阻止用コンデンサであり、コンデン
サＣoおよびバラクタダイオードＣv１、Ｃv２の容量に
比べて十分大きな値に選定されている。
テロダイン型無線受信機等に広く使用されている。この
電圧制御発振器の代表的な従来例の回路図を図３に示
す。差動対トランジスタＱ1、Ｑ2と、これらトランジス
タのコレクタ抵抗Ｒ1、Ｒ2とにより差動増幅器が構成さ
れている。この差動増幅器の差動出力端子間にインダク
タＬo、コンデンサＣo、バラクタダイオードＣv1、Ｃv2
から成るＬＣ共振回路が接続されている。また、コンデ
ンサＣ1、Ｃ2は直流阻止用コンデンサであり、コンデン
サＣoおよびバラクタダイオードＣv１、Ｃv２の容量に
比べて十分大きな値に選定されている。
【０００３】また、トランジスタＱ3とそのエミッタに
接続されたエミッタ抵抗Ｒ3とから成るエミッタフォロ
ワ回路、およびトランジスタＱ4とそのエミッタに接続
されたエミッタ抵抗Ｒ4とからなるエミッタフォロワ回
路が、それぞれ上記差動増幅器の差動出力端に接続され
ている。これら１対のエミッタフォロワ回路を介して差
動出力Ｖoが、差動増幅器を構成するトランジスタＱ1、
Ｑ2のベースへ正帰還される。このときの発振周波数
は、バラクタダイオードＣv1、Ｃv2の容量をＣvとする
と次の数式１で表わされる。
接続されたエミッタ抵抗Ｒ3とから成るエミッタフォロ
ワ回路、およびトランジスタＱ4とそのエミッタに接続
されたエミッタ抵抗Ｒ4とからなるエミッタフォロワ回
路が、それぞれ上記差動増幅器の差動出力端に接続され
ている。これら１対のエミッタフォロワ回路を介して差
動出力Ｖoが、差動増幅器を構成するトランジスタＱ1、
Ｑ2のベースへ正帰還される。このときの発振周波数
は、バラクタダイオードＣv1、Ｃv2の容量をＣvとする
と次の数式１で表わされる。
【数１】 ただし、 Ｃo'＝２Ｃo＋Ｃv ・・・（２）
【０００４】上述した従来の電圧制御発振器において
は、バラクタダイオードＣv1、Ｃv2を用いて共振回路を
構成している。このため、バラクタダイオードの直流抵
抗分によるＱ特性の劣化が、発振器のＣ／Ｎ特性を劣化
させることになる。さらに、制御電圧に対する電圧制御
発振器の発振周波数制御特性が、使用するバラクタダイ
オードＣv1、Ｃv2の容量変化特性に依存するため、高性
能なバラクタダイオードが要求される。このため、バラ
クタダイオードの集積（ＩＣ）化が難しく、外付け部品
となり部品点数が増加するので、電圧制御発振器および
／またはこれを使用する無線通信機等の組立てコストが
上昇する。
は、バラクタダイオードＣv1、Ｃv2を用いて共振回路を
構成している。このため、バラクタダイオードの直流抵
抗分によるＱ特性の劣化が、発振器のＣ／Ｎ特性を劣化
させることになる。さらに、制御電圧に対する電圧制御
発振器の発振周波数制御特性が、使用するバラクタダイ
オードＣv1、Ｃv2の容量変化特性に依存するため、高性
能なバラクタダイオードが要求される。このため、バラ
クタダイオードの集積（ＩＣ）化が難しく、外付け部品
となり部品点数が増加するので、電圧制御発振器および
／またはこれを使用する無線通信機等の組立てコストが
上昇する。
【０００５】他の従来の電圧制御発振器が、特開平８−
３０７１４９号公報に開示されている。この従来の電圧
制御発振器の回路図を図４に示す。図４に示す従来の電
圧制御発振器は、差動対トランジスタＱ1、Ｑ2と、これ
らトランジスタＱ1、Ｑ2のコレクタにそれぞれ接続され
たコレクタ抵抗Ｒ1、Ｒ2とにより差動増幅器が構成され
る。この差動増幅器の差動出力端子間にインダクタＬo
およびコンデンサＣoから成るＬＣ共振回路が並列接続
されている。また、トランジスタＱ3と、そのエミッタ
に接続されたエミッタ抵抗Ｒ3とから成るエミッタフォ
ロワ回路およびトランジスタＱ4と、そのエミッタに接
続されたエミッタ抵抗Ｒ4とから成るエミッタフォロワ
回路により、上記差動増幅器の差動出力Ｖｏがバッファ
されて、別の差動対トランジスタＱ5、Ｑ6のベースに印
加される。これら差動対トランジスタＱ5、Ｑ6は、エミ
ッタ電流Iｅにより制御されるエミッタ抵抗成分ｒｅ
と、エミッタ間コンデンサＣｅとにより、ＲＣローパス
（低域通過）フィルタを構成しており、位相がシフトす
る。エミッタ抵抗Ｒeおよびエミッタ間コンデンサＣｅ
から成るローパスフィルタを移相回路とする。この移相
回路の出力を差動対トランジスタＱ1、Ｑ2のベースに帰
還している。
３０７１４９号公報に開示されている。この従来の電圧
制御発振器の回路図を図４に示す。図４に示す従来の電
圧制御発振器は、差動対トランジスタＱ1、Ｑ2と、これ
らトランジスタＱ1、Ｑ2のコレクタにそれぞれ接続され
たコレクタ抵抗Ｒ1、Ｒ2とにより差動増幅器が構成され
る。この差動増幅器の差動出力端子間にインダクタＬo
およびコンデンサＣoから成るＬＣ共振回路が並列接続
されている。また、トランジスタＱ3と、そのエミッタ
に接続されたエミッタ抵抗Ｒ3とから成るエミッタフォ
ロワ回路およびトランジスタＱ4と、そのエミッタに接
続されたエミッタ抵抗Ｒ4とから成るエミッタフォロワ
回路により、上記差動増幅器の差動出力Ｖｏがバッファ
されて、別の差動対トランジスタＱ5、Ｑ6のベースに印
加される。これら差動対トランジスタＱ5、Ｑ6は、エミ
ッタ電流Iｅにより制御されるエミッタ抵抗成分ｒｅ
と、エミッタ間コンデンサＣｅとにより、ＲＣローパス
（低域通過）フィルタを構成しており、位相がシフトす
る。エミッタ抵抗Ｒeおよびエミッタ間コンデンサＣｅ
から成るローパスフィルタを移相回路とする。この移相
回路の出力を差動対トランジスタＱ1、Ｑ2のベースに帰
還している。
【０００６】また、差動対トランジスタＱ5、Ｑ6のコレ
クタ電流は、上述したＬＣ共振回路にも帰還され、発振
周波数は、エミッタ電流Ｉeにより変化する。このよう
に、共振回路にバラクタダイオードを使用せず（コンデ
ンサおよびインダクタを使用し）、エミッタ抵抗成分ｒ
ｅおよびエミッタ間コンデンサＣｅから成る移相回路に
より発振周波数を制御することで集積化が可能となり、
外付け部品を減らすことができる。ここで、差動対トラ
ンジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ抵抗Ｒ1、Ｒ2の値をＲo、
エミッタ間コンデンサＣeの値をコンデンサＣoの２倍と
すると、発振周波数は次の数式３のように表わせる。
クタ電流は、上述したＬＣ共振回路にも帰還され、発振
周波数は、エミッタ電流Ｉeにより変化する。このよう
に、共振回路にバラクタダイオードを使用せず（コンデ
ンサおよびインダクタを使用し）、エミッタ抵抗成分ｒ
ｅおよびエミッタ間コンデンサＣｅから成る移相回路に
より発振周波数を制御することで集積化が可能となり、
外付け部品を減らすことができる。ここで、差動対トラ
ンジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ抵抗Ｒ1、Ｒ2の値をＲo、
エミッタ間コンデンサＣeの値をコンデンサＣoの２倍と
すると、発振周波数は次の数式３のように表わせる。
【数３】 ただしｒｅ＝ｋＴ／ｑＩｅ ・・・（４）ここで、ｋ
はボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷であ
る。
はボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷であ
る。
【０００７】一例として、Ｒo＝100Ω、Ｌo＝２ｎＨ、
Ｃo＝２ｐFとする。Ie＝１ｍＡのときの発振周波数は、
上記数式３より2.04GHzとなる。また、Ieを100μＡ増加
させてIe＝1.1ｍＡとしたときの発振周波数は、上記数
式３より2.074GHzとなる。このときの周波数変化範囲
は、2.074GHz−2.04GHz＝34MHzである。さらに、Ieを２
倍の２ｍＡに増加させたときの周波数変化範囲は200MHz
となる。
Ｃo＝２ｐFとする。Ie＝１ｍＡのときの発振周波数は、
上記数式３より2.04GHzとなる。また、Ieを100μＡ増加
させてIe＝1.1ｍＡとしたときの発振周波数は、上記数
式３より2.074GHzとなる。このときの周波数変化範囲
は、2.074GHz−2.04GHz＝34MHzである。さらに、Ieを２
倍の２ｍＡに増加させたときの周波数変化範囲は200MHz
となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
の電圧制御発振器では、エミッタ電流Ｉeにより制御さ
れるエミッタ抵抗ｒｅにより移相回路の移相量を変化さ
せるために、発振周波数の制御範囲を広くするには、エ
ミッタ電流Ｉeを大きく変化させる必要がある。このた
め、消費電流が増加するという問題があった。さらに、
所望の周波数制御特性を得るために、エミッタ電流Ｉe
を外部制御電圧に応じて制御する回路が必要となり回路
規模が増加するという問題があった。
の電圧制御発振器では、エミッタ電流Ｉeにより制御さ
れるエミッタ抵抗ｒｅにより移相回路の移相量を変化さ
せるために、発振周波数の制御範囲を広くするには、エ
ミッタ電流Ｉeを大きく変化させる必要がある。このた
め、消費電流が増加するという問題があった。さらに、
所望の周波数制御特性を得るために、エミッタ電流Ｉe
を外部制御電圧に応じて制御する回路が必要となり回路
規模が増加するという問題があった。
【０００９】そこで、本発明の目的は、上述した問題を
解決し、広い発振周波数の制御範囲が得られ、集積（Ｉ
Ｃ）化に適した比較的小回路規模の電圧制御発振器を提
供することである。
解決し、広い発振周波数の制御範囲が得られ、集積（Ｉ
Ｃ）化に適した比較的小回路規模の電圧制御発振器を提
供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に記載
の発明は、差動増幅器と、この差動増幅器の差動出力端
子にそれぞれ接続されたインダクタおよび差動出力端子
間に接続されたコンデンサから成るＬＣ共振回路と、差
動増幅器の差動出力をそれぞれエミッタフォロワ回路を
介して受けて、差動増幅器の差動入力に正帰還する可変
移相回路とを備え、この可変移相回路の移相量を外部制
御電圧により制御可能にするよう構成されている。この
ような構成により、消費電流が少なくかつ広い発振周波
数の制御範囲が得られる電圧制御発振器となる。
の発明は、差動増幅器と、この差動増幅器の差動出力端
子にそれぞれ接続されたインダクタおよび差動出力端子
間に接続されたコンデンサから成るＬＣ共振回路と、差
動増幅器の差動出力をそれぞれエミッタフォロワ回路を
介して受けて、差動増幅器の差動入力に正帰還する可変
移相回路とを備え、この可変移相回路の移相量を外部制
御電圧により制御可能にするよう構成されている。この
ような構成により、消費電流が少なくかつ広い発振周波
数の制御範囲が得られる電圧制御発振器となる。
【００１１】また、本発明の請求項２に記載の発明は、
前記差動増幅器および前記エミッタフォロワをバイポー
ラトランジスタで構成することを特徴とする請求項１に
記載の電圧制御発振器としている。この構成により、遮
断周波数が数十GHｚ以上の高周波トランジスタが使用で
き、高周波帯の電圧制御発振器を得ることができる。
前記差動増幅器および前記エミッタフォロワをバイポー
ラトランジスタで構成することを特徴とする請求項１に
記載の電圧制御発振器としている。この構成により、遮
断周波数が数十GHｚ以上の高周波トランジスタが使用で
き、高周波帯の電圧制御発振器を得ることができる。
【００１２】さらに、本発明の請求項３に記載の発明
は、前記差動増幅器および前記エミッタ（ソース）フォ
ロワをＭＯＳトランジスタで構成することを特徴とする
請求項１に記載の電圧制御発振器としている。この構成
により、論理回路を必要とするプログラマブル分周器、
位相比較器、電圧制御発振器から成るＰＬＬ周波数シン
セサイザを全てＭＯＳプロセスで構成することができす
ので、回路全体をＭＯＳ化、即ちＩＣ化によるコスト低
減が図れる。
は、前記差動増幅器および前記エミッタ（ソース）フォ
ロワをＭＯＳトランジスタで構成することを特徴とする
請求項１に記載の電圧制御発振器としている。この構成
により、論理回路を必要とするプログラマブル分周器、
位相比較器、電圧制御発振器から成るＰＬＬ周波数シン
セサイザを全てＭＯＳプロセスで構成することができす
ので、回路全体をＭＯＳ化、即ちＩＣ化によるコスト低
減が図れる。
【００１３】さらにまた、本発明の請求項４に記載の発
明は、可変移相回路が抵抗、コンデンサおよびバラクタ
ダイオードから成るＲＣ移相回路であることを特徴とす
る請求項１に記載の電圧制御発振器としている。この構
成により、可変移相回路の移相量を大きくとることがで
き、消費電流または回路規模を増加することなく広範囲
の発振周波数の制御が容易に行える。
明は、可変移相回路が抵抗、コンデンサおよびバラクタ
ダイオードから成るＲＣ移相回路であることを特徴とす
る請求項１に記載の電圧制御発振器としている。この構
成により、可変移相回路の移相量を大きくとることがで
き、消費電流または回路規模を増加することなく広範囲
の発振周波数の制御が容易に行える。
【００１４】また、本発明の請求項５に記載の発明は、
アンテナ、送受信部、通信制御部を有する携帯電話機に
おける送受信回路で使用するローカル信号の発生に、請
求項１、２、３または４の電圧制御発振器を使用し、可
変移相回路の移相量が外部制御電圧により制御されるこ
とを特徴とする。この構成により、集積化に好適な電圧
制御発振器が得られるので、携帯電話機の小型化が可能
になる。
アンテナ、送受信部、通信制御部を有する携帯電話機に
おける送受信回路で使用するローカル信号の発生に、請
求項１、２、３または４の電圧制御発振器を使用し、可
変移相回路の移相量が外部制御電圧により制御されるこ
とを特徴とする。この構成により、集積化に好適な電圧
制御発振器が得られるので、携帯電話機の小型化が可能
になる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明による電圧制御発振
器の好適実施形態例の構成および動作を、添付図を参照
して詳細に説明する。なお、図３および図４の回路素子
に対応する素子には、便宜上同様の参照符号を使用す
る。
器の好適実施形態例の構成および動作を、添付図を参照
して詳細に説明する。なお、図３および図４の回路素子
に対応する素子には、便宜上同様の参照符号を使用す
る。
【００１６】図１は、本発明による電圧制御発振器の好
適な実施の形態の構成を示す一部ブロックによる回路図
である。また、図２は、図１中の可変移相回路の具体的
回路図である。この電圧制御発振器は、エミッタが相互
接続された差動対トランジスタＱ1、Ｑ2と、夫々これら
トランジスタのコレクタに負荷として接続されたインダ
クタＬ1、Ｌ2とにより差動増幅器を構成している。この
差動増幅器のコレクタ負荷インダクタＬ1、Ｌ2および差
動出力端子間に接続されたコンデンサＣｏによりＬＣ共
振回路を構成している。また、差動対トランジスタＱ
1、Ｑ2のコレクタに、それぞれトランジスタＱ3、Ｑ4お
よび定電流源から成るエミッタフォロワ回路が接続さ
れ、これにより差動増幅器の差動出力がバッファされ
る。そして、可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ2を通過後に差動
対トランジスタＱ1、Ｑ2のベースに正帰還する。
適な実施の形態の構成を示す一部ブロックによる回路図
である。また、図２は、図１中の可変移相回路の具体的
回路図である。この電圧制御発振器は、エミッタが相互
接続された差動対トランジスタＱ1、Ｑ2と、夫々これら
トランジスタのコレクタに負荷として接続されたインダ
クタＬ1、Ｌ2とにより差動増幅器を構成している。この
差動増幅器のコレクタ負荷インダクタＬ1、Ｌ2および差
動出力端子間に接続されたコンデンサＣｏによりＬＣ共
振回路を構成している。また、差動対トランジスタＱ
1、Ｑ2のコレクタに、それぞれトランジスタＱ3、Ｑ4お
よび定電流源から成るエミッタフォロワ回路が接続さ
れ、これにより差動増幅器の差動出力がバッファされ
る。そして、可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ2を通過後に差動
対トランジスタＱ1、Ｑ2のベースに正帰還する。
【００１７】次に、この電圧制御発振器の動作について
説明する。インダクタＬ1、Ｌ2の値をＬo／２とする
と、発振周波数は次の数式５で表わせる。
説明する。インダクタＬ1、Ｌ2の値をＬo／２とする
と、発振周波数は次の数式５で表わせる。
【数５】 ここで、可変移相回路の位相変化量をφとする。この時
の発振周波数の変化幅は次の数式６で表わされる。 △ｆ＝φ／２π ・・・（６）
の発振周波数の変化幅は次の数式６で表わされる。 △ｆ＝φ／２π ・・・（６）
【００１８】図２は、図1中の可変移相回路ＰＳ1、ＰＳ
2の一例の回路図を示す。抵抗Ｒp,コンデンサＣpおよび
バラクタダイオードＣvから成るＲＣ移相回路である。
この可変移相回路ＰＳは、コンデンサＣpとバラクタダ
イオードＣvとの接続点に印加する制御電圧Ｖtを可変す
ることにより、バラクタダイオードＣvの静電容量（キ
ャパシタンス）が変化するので、このバラクタダイオー
ドＣvとコンデンサＣpとの合成静電容量が変化して、移
相変化量の制御が可能である。この移相回路ＰＳを構成
するバラクタダイオードＣvは、共振回路に用いた場合
と異なり高性能は要求されない。このため、集積化が可
能となる。図１の電圧制御発振器の可変移相回路ＰＳ
1、ＰＳ2に図２のＲＣ移相回路ＰＳを用いるときの動作
を説明する。
2の一例の回路図を示す。抵抗Ｒp,コンデンサＣpおよび
バラクタダイオードＣvから成るＲＣ移相回路である。
この可変移相回路ＰＳは、コンデンサＣpとバラクタダ
イオードＣvとの接続点に印加する制御電圧Ｖtを可変す
ることにより、バラクタダイオードＣvの静電容量（キ
ャパシタンス）が変化するので、このバラクタダイオー
ドＣvとコンデンサＣpとの合成静電容量が変化して、移
相変化量の制御が可能である。この移相回路ＰＳを構成
するバラクタダイオードＣvは、共振回路に用いた場合
と異なり高性能は要求されない。このため、集積化が可
能となる。図１の電圧制御発振器の可変移相回路ＰＳ
1、ＰＳ2に図２のＲＣ移相回路ＰＳを用いるときの動作
を説明する。
【００１９】インダクタＬ1、Ｌ2の値をＬo／２とする
と、発振周波数は次の数式７で表わせる。
と、発振周波数は次の数式７で表わせる。
【数７】 ただし、
【数８】 ここで、Ｒoは差動対トランジスタＱ1、Ｑ2のコレクタ
のインピーダンスである。いま、Ｒo＝100、Ｌo＝２ｎ
Ｈ、Ｃo＝２ｐF、Ｒp＝100ΩおよびＣx＝２ｐFとする。
このときの発振周波数は、上記数式７より1.78GHzと求
まる。次に、Ｃｘ＝１ｐFとする。このときの発振周波
数は、上記数式７より2.06GHzと求まる。このときの周
波数変化範囲は、2.06GHz−1.78GHz＝280MHzである。
のインピーダンスである。いま、Ｒo＝100、Ｌo＝２ｎ
Ｈ、Ｃo＝２ｐF、Ｒp＝100ΩおよびＣx＝２ｐFとする。
このときの発振周波数は、上記数式７より1.78GHzと求
まる。次に、Ｃｘ＝１ｐFとする。このときの発振周波
数は、上記数式７より2.06GHzと求まる。このときの周
波数変化範囲は、2.06GHz−1.78GHz＝280MHzである。
【００２０】以上のように、本発明による電圧制御発振
器の好適実施形態では、差動増幅器の差動出力をエミッ
タフォロワ回路を介して可変移相回路に入力し、可変移
相回路を通過後に差動増幅器の差動入力に正帰還するの
で、消費電流を増加させることなく広い発振周波数制御
範囲を得ることができる。さらに、バラクタダイオード
を移相回路の一部として使用するので、高性能なバラク
タダイオードを必要としない。このため、バラクタダイ
オードを他の回路素子とともに集積（ＩＣ）化すること
が可能となり、ＩＣの外付け部品点数を低減できる。ま
た、制御回路を必要としないため、回路規模が増加せず
低コスト化が図れる。
器の好適実施形態では、差動増幅器の差動出力をエミッ
タフォロワ回路を介して可変移相回路に入力し、可変移
相回路を通過後に差動増幅器の差動入力に正帰還するの
で、消費電流を増加させることなく広い発振周波数制御
範囲を得ることができる。さらに、バラクタダイオード
を移相回路の一部として使用するので、高性能なバラク
タダイオードを必要としない。このため、バラクタダイ
オードを他の回路素子とともに集積（ＩＣ）化すること
が可能となり、ＩＣの外付け部品点数を低減できる。ま
た、制御回路を必要としないため、回路規模が増加せず
低コスト化が図れる。
【００２１】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
では差動増幅器の差動出力をエミッタフォロワ回路を介
して可変移相回路に入力する。そして、可変移相回路を
通過後に差動増幅器の差動入力に正帰還するので、消費
電流の増加なく、発振周波数の制御範囲を広くできると
いう効果を奏する。さらに、バラクタダイオードを移相
回路の一部として使用するので、高性能なバラクタダイ
オードは必要ない。このため、バラクタダイオードを他
の回路素子とともに集積化することが可能となり、外付
け部品を低減できる。従って、小型軽量化が必須要件で
ある携帯電話機の送受信回路のローカル（局部発振）信
号発生用に好適である。
では差動増幅器の差動出力をエミッタフォロワ回路を介
して可変移相回路に入力する。そして、可変移相回路を
通過後に差動増幅器の差動入力に正帰還するので、消費
電流の増加なく、発振周波数の制御範囲を広くできると
いう効果を奏する。さらに、バラクタダイオードを移相
回路の一部として使用するので、高性能なバラクタダイ
オードは必要ない。このため、バラクタダイオードを他
の回路素子とともに集積化することが可能となり、外付
け部品を低減できる。従って、小型軽量化が必須要件で
ある携帯電話機の送受信回路のローカル（局部発振）信
号発生用に好適である。
【図１】本発明による電圧制御発振器の好適な実施の形
態の構成を示す一部ブロックで示す回路図、
態の構成を示す一部ブロックで示す回路図、
【図２】図１中の可変移相回路の一例を示す回路図、
【図３】従来の電圧制御発振器の1例を示す回路図、
【図４】従来の電圧制御発振器の他の例を示す回路図で
ある。
ある。
Ｑ1、Ｑ2、Ｑ3、Ｑ4 トランジスタ Ｌ1、Ｌ2 インダクタ Ｃo、Ｃp コンデンサ Ｃv バラクタダイオード ＰＳ1、ＰＳ2 可変移相回路 Ｒp 抵抗 Vt 外部制御電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J066 AA01 CA36 CA62 CA87 CA91 FA19 HA02 HA10 HA19 HA25 HA29 HA33 KA02 KA05 KA07 KA13 KA16 KA42 MA01 MA12 ND01 ND11 ND22 ND23 PD02 SA13 5J081 AA08 BB01 CC07 CC42 CC43 CC44 DD03 DD11 EE03 EE04 EE18 FF09 FF17 FF21 FF23 FF24 GG01 KK02 KK09 LL05 MM01 5K020 AA01 DD11 DD13 DD15 EE03 GG04 MM01 MM03 MM11 MM12 MM13 5K060 CC04 DD03 HH26 JJ02 JJ03 JJ04 JJ06 LL16
Claims (5)
- 【請求項１】 差動増幅器と、該差動増幅器の差動出力
端子にそれぞれ接続されたインダクタおよび前記差動出
力端子間に接続されたコンデンサから成るＩＣ共振回路
と、前記差動増幅器の差動出力をそれぞれエミッタフォ
ロワを介して受けて、前記差動増幅器の差動入力に正帰
還する可変移相回路とを備え、該可変移相回路の移相量
を外部制御電圧により制御可能にしたことを特徴とする
電圧制御発振器。 - 【請求項２】 前記差動増幅器と前記エミッタフォロワ
をバイポーラトランジスタで構成することを特徴とする
請求項１に記載の電圧制御発振器。 - 【請求項３】 前記差動増幅器および前記エミッタフォ
ロワをＭＯＳトランジスタで構成することを特徴とする
請求項１に記載の電圧制御発振器。 - 【請求項４】 前記可変移相回路が抵抗、コンデンサお
よびバラクタダイオードから成るＲＣ移相回路であるこ
とを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。 - 【請求項５】 ローカル信号を発生する請求項１乃至４
のいずれかに記載の電圧制御発振器を送受信部を使用し
てなる通信機。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP33279299A JP2001156545A (ja) | 1999-11-24 | 1999-11-24 | 電圧制御発振器および電圧制御発振器を用いた通信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33279299A JP2001156545A (ja) | 1999-11-24 | 1999-11-24 | 電圧制御発振器および電圧制御発振器を用いた通信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001156545A true JP2001156545A (ja) | 2001-06-08 |
Family
ID=18258868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33279299A Pending JP2001156545A (ja) | 1999-11-24 | 1999-11-24 | 電圧制御発振器および電圧制御発振器を用いた通信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001156545A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003056697A1 (fr) * | 2001-12-25 | 2003-07-10 | Ntt Electronics Corporation | Oscillateur |
| JP2005323016A (ja) * | 2004-05-07 | 2005-11-17 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御発振器 |
| KR100730785B1 (ko) | 2006-02-17 | 2007-06-20 | 충북대학교 산학협력단 | 전압 제어 발진기 |
| KR100756331B1 (ko) | 2005-12-08 | 2007-09-07 | 한국전자통신연구원 | 저위상잡음 차동형 전류부궤환 ｌｃ 탱크 브시오 |
| EP2503687A2 (en) | 2011-03-24 | 2012-09-26 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage-controlled oscillating circuit and crystal oscillator |
-
1999
- 1999-11-24 JP JP33279299A patent/JP2001156545A/ja active Pending
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| JP2012213140A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-11-01 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 電圧制御発振回路及び水晶発振器 |
| US8564378B2 (en) | 2011-03-24 | 2013-10-22 | Nihon Dempa Kogyo Co., Ltd. | Voltage-controlled oscillating circuit and crystal oscillator |
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