JP3264811B2 - 電圧制御可変同調回路 - Google Patents
電圧制御可変同調回路Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/20—Continuous tuning of single resonant circuit by varying inductance only or capacitance only
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
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- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧制御可変同調
回路に係わり、特に、同調回路をスイッチ素子で切換え
て２つの周波数帯域で用い、同調制御電圧を一定の可変
範囲で変化させたとき、２つの周波数帯域の同調周波数
差が一定になるようにした電圧制御可変同調回路に関す
る。
回路に係わり、特に、同調回路をスイッチ素子で切換え
て２つの周波数帯域で用い、同調制御電圧を一定の可変
範囲で変化させたとき、２つの周波数帯域の同調周波数
差が一定になるようにした電圧制御可変同調回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、少なくともそれぞれ１つのイン
ダクタ及びキャパシタを有する電圧制御可変同調回路に
おいて、使用周波数帯域を切替える場合は、スイッチ素
子を用いてインダクタのインダクタンス値Ｌを段階的に
変化させ、それぞれの周波数帯域で同調（共振）周波数
を選択する場合は、同調制御電圧によって電圧制御可変
容量素子のキャパシタンス値Ｃを変化させるようにして
いる。
ダクタ及びキャパシタを有する電圧制御可変同調回路に
おいて、使用周波数帯域を切替える場合は、スイッチ素
子を用いてインダクタのインダクタンス値Ｌを段階的に
変化させ、それぞれの周波数帯域で同調（共振）周波数
を選択する場合は、同調制御電圧によって電圧制御可変
容量素子のキャパシタンス値Ｃを変化させるようにして
いる。
【０００３】図４は、既知の電圧制御可変同調回路の一
例を示す回路構成図であって、発振回路に接続され、発
振器を構成している例を示すものである。
例を示す回路構成図であって、発振回路に接続され、発
振器を構成している例を示すものである。
【０００４】図４に示されるように、電圧制御可変同調
回路３１は、接続点Ａと接続点Ｂと接続点Ｃと接続点Ｄ
とを有し、この内、接続点Ａは第１のバッファ抵抗３２
を介して同調制御電圧供給端子３３に接続され、接続点
Ｂは発振回路３４に接続され、接続点Ｃは第２のバッフ
ァ抵抗３５を介して周波数帯域切替電圧供給端子３６に
接続される。この場合、電圧制御可変同調回路３１は、
接続点Ａと基準電位点（接地点）との間に接続された可
変容量ダイオード３７と、接続点Ａと接続点Ｂとの間に
接続された直列コンデンサ３８と、接続点Ｂと基準電位
点との間に接続された第１のコンデンサ３９と、接続点
Ｂと接続点Ｄとの間に接続された第１のインダクタ、例
えば、第１のマイクロストリップ線路４０と、接続点Ｄ
と基準電位点との間に接続された第２のインダクタ、例
えば、第２のマイクロストリップ線路４１と、接続点Ｃ
と接続点Ｄとの間に接続された直流阻止用の第２のコン
デンサ４２と、接続点Ｃと基準電位点との間に接続され
た帯域切替用スイッチングダイオード４３とを備える。
また、発振回路３４は、発振用トランジスタ４４を備
え、発振信号出力端子４５と電源端子４６に接続され
る。
回路３１は、接続点Ａと接続点Ｂと接続点Ｃと接続点Ｄ
とを有し、この内、接続点Ａは第１のバッファ抵抗３２
を介して同調制御電圧供給端子３３に接続され、接続点
Ｂは発振回路３４に接続され、接続点Ｃは第２のバッフ
ァ抵抗３５を介して周波数帯域切替電圧供給端子３６に
接続される。この場合、電圧制御可変同調回路３１は、
接続点Ａと基準電位点（接地点）との間に接続された可
変容量ダイオード３７と、接続点Ａと接続点Ｂとの間に
接続された直列コンデンサ３８と、接続点Ｂと基準電位
点との間に接続された第１のコンデンサ３９と、接続点
Ｂと接続点Ｄとの間に接続された第１のインダクタ、例
えば、第１のマイクロストリップ線路４０と、接続点Ｄ
と基準電位点との間に接続された第２のインダクタ、例
えば、第２のマイクロストリップ線路４１と、接続点Ｃ
と接続点Ｄとの間に接続された直流阻止用の第２のコン
デンサ４２と、接続点Ｃと基準電位点との間に接続され
た帯域切替用スイッチングダイオード４３とを備える。
また、発振回路３４は、発振用トランジスタ４４を備
え、発振信号出力端子４５と電源端子４６に接続され
る。
【０００５】また、図５は、電圧制御可変同調回路３１
の構成部分のみを抽出して示す回路図であって、（ａ）
は全体の回路構成図、（ｂ）は低域側周波数帯域に切替
えたときの等価回路図、（ｃ）は高域側周波数帯域に切
替えたときの等価回路図である。
の構成部分のみを抽出して示す回路図であって、（ａ）
は全体の回路構成図、（ｂ）は低域側周波数帯域に切替
えたときの等価回路図、（ｃ）は高域側周波数帯域に切
替えたときの等価回路図である。
【０００６】ここで、図５（ａ）乃至（ｃ）を用い、前
記構成に係わる電圧制御可変同調回路３１の動作につい
て説明する。
記構成に係わる電圧制御可変同調回路３１の動作につい
て説明する。
【０００７】始めに、周波数帯域切替電圧供給端子３６
に負の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード
４３がオフになり、電圧制御可変同調回路３１が低域側
周波数帯域に切替えられる。このとき、電圧制御可変同
調回路３１は、図５（ａ）に示される状態から図５
（ｂ）に示される状態に変化し、接続点Ｂと基準電位点
との間に、可変容量ダイオード３７及び直列コンデンサ
３８の直列接続回路からなる等価可変容量回路４７と、
第１及び第２のインダクタ４０、４１の直列接続回路
と、第１のコンデンサ３９とが並列接続される。
に負の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード
４３がオフになり、電圧制御可変同調回路３１が低域側
周波数帯域に切替えられる。このとき、電圧制御可変同
調回路３１は、図５（ａ）に示される状態から図５
（ｂ）に示される状態に変化し、接続点Ｂと基準電位点
との間に、可変容量ダイオード３７及び直列コンデンサ
３８の直列接続回路からなる等価可変容量回路４７と、
第１及び第２のインダクタ４０、４１の直列接続回路
と、第１のコンデンサ３９とが並列接続される。
【０００８】可変容量ダイオード３７は、同調制御電圧
供給端子３３に供給される同調制御電圧によってそのキ
ャパシタンスが変化し、等価可変容量回路４７の等価キ
ャパシタンスが変化し、電圧制御可変同調回路３１の共
振周波数を設定する。ここで、同調制御電圧を変化させ
たときの電圧制御可変同調回路３１の容量可変比、即
ち、周波数可変比は、等価可変容量回路４７の等価キャ
パシタンスと第１のコンデンサ３９のキャパシタンスに
よって決まる。
供給端子３３に供給される同調制御電圧によってそのキ
ャパシタンスが変化し、等価可変容量回路４７の等価キ
ャパシタンスが変化し、電圧制御可変同調回路３１の共
振周波数を設定する。ここで、同調制御電圧を変化させ
たときの電圧制御可変同調回路３１の容量可変比、即
ち、周波数可変比は、等価可変容量回路４７の等価キャ
パシタンスと第１のコンデンサ３９のキャパシタンスに
よって決まる。
【０００９】次いで、周波数帯域切替電圧供給端子３６
に正の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード
４３がオンになり、電圧制御可変同調回路３１が高域側
周波数帯域に切替えられる。このとき、電圧制御可変同
調回路３１は、接続点Ｄと基準電位点とが第２のコンデ
ンサ４２とスイッチングダイオード４３によって高周波
的に短絡され、図５（ｂ）に示される状態から図５
（ｃ）に示される状態に変化し、接続点Ｂと基準電位点
との間に、可変容量ダイオード３７及び直列コンデンサ
３８の直列接続回路からなる等価可変容量回路４７と、
第１のインダクタ４０と、第１のコンデンサ３９とが並
列接続される。
に正の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード
４３がオンになり、電圧制御可変同調回路３１が高域側
周波数帯域に切替えられる。このとき、電圧制御可変同
調回路３１は、接続点Ｄと基準電位点とが第２のコンデ
ンサ４２とスイッチングダイオード４３によって高周波
的に短絡され、図５（ｂ）に示される状態から図５
（ｃ）に示される状態に変化し、接続点Ｂと基準電位点
との間に、可変容量ダイオード３７及び直列コンデンサ
３８の直列接続回路からなる等価可変容量回路４７と、
第１のインダクタ４０と、第１のコンデンサ３９とが並
列接続される。
【００１０】可変容量ダイオード３７は、同調制御電圧
供給端子３３に供給される同調制御電圧の印加によって
そのキャパシタンスが変化し、等価可変容量回路４７の
等価キャパシタンスが変化し、電圧制御可変同調回路３
１の同調周波数を設定する。この場合も、同調制御電圧
を変化させたときの電圧制御可変同調回路３１の容量可
変比、即ち、周波数可変比は、等価可変容量回路４７の
等価キャパシタンスと第１のコンデンサ３９のキャパシ
タンスによって決まる。
供給端子３３に供給される同調制御電圧の印加によって
そのキャパシタンスが変化し、等価可変容量回路４７の
等価キャパシタンスが変化し、電圧制御可変同調回路３
１の同調周波数を設定する。この場合も、同調制御電圧
を変化させたときの電圧制御可変同調回路３１の容量可
変比、即ち、周波数可変比は、等価可変容量回路４７の
等価キャパシタンスと第１のコンデンサ３９のキャパシ
タンスによって決まる。
【００１１】ところで、コードレス電話機においては、
受信側の局部発振器と送信側の搬送波発振器を１つの発
振器で共用する場合がある。例えば、ＤＥＣＴ方式のコ
ードレス電話機においては、送信時に、共用の発振器を
搬送波発振器として働かせ、１８８１．８ＭＨｚ（ＦＴ
ｍｉｎ）から１８９７．３ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）の範囲
（高域側周波数帯域）にある一つの搬送波周波数を発振
させて通話チャネルを設定し、一方、受信時に、共用の
発振器を局部発振器として働かせ、搬送波周波数よりも
１１２．３ＭＨｚだけ低い、１７６９．５ＭＨｚ（ＦＲ
ｍｉｎ）から１７８５．０ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）の範囲
（低域側周波数帯域）にある一つの局部発振周波数を発
振させて受信信号周波数変換している。そして、このよ
うな共用の発振器は、同調回路に前述のような電圧制御
可変同調回路３１を用いており、送信及び受信の切替に
対応して共用の発振器の発振周波数帯域を高域側または
低域側に切替え、それぞれの周波数帯域において、所望
の発振周波数に対応したチャネルが選択される。
受信側の局部発振器と送信側の搬送波発振器を１つの発
振器で共用する場合がある。例えば、ＤＥＣＴ方式のコ
ードレス電話機においては、送信時に、共用の発振器を
搬送波発振器として働かせ、１８８１．８ＭＨｚ（ＦＴ
ｍｉｎ）から１８９７．３ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）の範囲
（高域側周波数帯域）にある一つの搬送波周波数を発振
させて通話チャネルを設定し、一方、受信時に、共用の
発振器を局部発振器として働かせ、搬送波周波数よりも
１１２．３ＭＨｚだけ低い、１７６９．５ＭＨｚ（ＦＲ
ｍｉｎ）から１７８５．０ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）の範囲
（低域側周波数帯域）にある一つの局部発振周波数を発
振させて受信信号周波数変換している。そして、このよ
うな共用の発振器は、同調回路に前述のような電圧制御
可変同調回路３１を用いており、送信及び受信の切替に
対応して共用の発振器の発振周波数帯域を高域側または
低域側に切替え、それぞれの周波数帯域において、所望
の発振周波数に対応したチャネルが選択される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】前記ＤＥＣＴ方式のコ
ードレス電話機に用いられる共用の発振器は、同調回路
のインダクタのインダクタンス値Ｌを段階的に変化させ
て発振周波数帯域を切替えた場合に、それぞれの周波数
帯域内の周波数可変比が一定（ＦＲｍａｘ／ＦＲｍｉｎ
＝ＦＴｍａｘ／ＦＴｍｉｎ）であるため、それぞれの発
振周波数帯域内の周波数可変幅（ＦＲｍａｘ−ＦＲｍｉ
ｎ、または、ＦＴｍａｘ−ＦＴｍｉｎ）は異なり、周波
数帯域の周波数の高低に比例して変化する。
ードレス電話機に用いられる共用の発振器は、同調回路
のインダクタのインダクタンス値Ｌを段階的に変化させ
て発振周波数帯域を切替えた場合に、それぞれの周波数
帯域内の周波数可変比が一定（ＦＲｍａｘ／ＦＲｍｉｎ
＝ＦＴｍａｘ／ＦＴｍｉｎ）であるため、それぞれの発
振周波数帯域内の周波数可変幅（ＦＲｍａｘ−ＦＲｍｉ
ｎ、または、ＦＴｍａｘ−ＦＴｍｉｎ）は異なり、周波
数帯域の周波数の高低に比例して変化する。
【００１３】即ち、共用の発振器の発振周波数帯域を高
域側（送信時）から低域側（受信時）に切替える場合、
最低周波数に対応したチャネルにおいて発振周波数帯域
の切替を行い、送信時の周波数の１８８１．８ＭＨｚ
（ＦＴｍｉｎ）から１１２．３ＭＨｚだけ低い受信時の
周波数の１７６９．５ＭＨｚ（ＦＲｍｉｎ）に設定する
と、最高周波数に対応したチャネルにおいては、本来、
送信時の周波数の１８９７．３ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）か
ら受信時の周波数の１７８５．０ＭＨｚ（ＦＲｍａｘ）
に変化しなければならないところ、１７８４．１ＭＨｚ
〔１７６９．５ＭＨｚ（ＦＲｍｉｎ）×｛１８９７．３
ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）／１８８１．８（ＦＴｍｉ
ｎ）｝〕に変化してしまい、このときの送信時と受信時
の周波数差は１１２．３ＭＨｚでなくなって、１１３．
２ＭＨｚ（１８９７．３ＭＨｚ−１７８４．１ＭＨｚ）
に拡大する。
域側（送信時）から低域側（受信時）に切替える場合、
最低周波数に対応したチャネルにおいて発振周波数帯域
の切替を行い、送信時の周波数の１８８１．８ＭＨｚ
（ＦＴｍｉｎ）から１１２．３ＭＨｚだけ低い受信時の
周波数の１７６９．５ＭＨｚ（ＦＲｍｉｎ）に設定する
と、最高周波数に対応したチャネルにおいては、本来、
送信時の周波数の１８９７．３ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）か
ら受信時の周波数の１７８５．０ＭＨｚ（ＦＲｍａｘ）
に変化しなければならないところ、１７８４．１ＭＨｚ
〔１７６９．５ＭＨｚ（ＦＲｍｉｎ）×｛１８９７．３
ＭＨｚ（ＦＴｍａｘ）／１８８１．８（ＦＴｍｉ
ｎ）｝〕に変化してしまい、このときの送信時と受信時
の周波数差は１１２．３ＭＨｚでなくなって、１１３．
２ＭＨｚ（１８９７．３ＭＨｚ−１７８４．１ＭＨｚ）
に拡大する。
【００１４】このように、共用の発振器の発振周波数帯
域を高域側（送信時）から低域側（受信時）に切替える
場合、双方の発振周波数帯域における同調制御電圧の可
変範囲が一致していると、選択チャネルに対応した周波
数に応じて、送信時と受信時の周波数差が異なってしま
う。
域を高域側（送信時）から低域側（受信時）に切替える
場合、双方の発振周波数帯域における同調制御電圧の可
変範囲が一致していると、選択チャネルに対応した周波
数に応じて、送信時と受信時の周波数差が異なってしま
う。
【００１５】もっとも、共用の発振器の発振周波数帯域
を高域側（送信時）から低域側（受信時）に切替える場
合、選択チャネルに対応した周波数に関係なく、送信時
と受信時の周波数差をなくすためには、送信と受信の切
替時に、併せて同調制御電圧を変化させればよい。
を高域側（送信時）から低域側（受信時）に切替える場
合、選択チャネルに対応した周波数に関係なく、送信時
と受信時の周波数差をなくすためには、送信と受信の切
替時に、併せて同調制御電圧を変化させればよい。
【００１６】しかるに、前記構成を有する電圧制御可変
同調回路は、同調制御電圧発生回路に、複雑な構成の補
正回路や切換回路が必要になるという問題がある。
同調回路は、同調制御電圧発生回路に、複雑な構成の補
正回路や切換回路が必要になるという問題がある。
【００１７】とりわけ、前記ＤＥＣＴ方式に限らず、時
分割双方向（ＴＤＤ）通信方式のコードレス電話機は、
数ミリ秒毎に送信と受信とが繰り返されるものであり、
このような動作を行うコードレス電話機に、前記構成を
有する既知の電圧制御可変同調回路を用いたとき、当然
に、同調制御電圧を数ミリ秒という短時間毎に切替る必
要がある。ところが、前記構成を有する既知の電圧制御
可変同調回路は、複雑な構成の補正回路を用いているこ
とから、同調制御電圧を短時間毎に高精度で切替えるこ
とが技術的に難しいという問題がある。
分割双方向（ＴＤＤ）通信方式のコードレス電話機は、
数ミリ秒毎に送信と受信とが繰り返されるものであり、
このような動作を行うコードレス電話機に、前記構成を
有する既知の電圧制御可変同調回路を用いたとき、当然
に、同調制御電圧を数ミリ秒という短時間毎に切替る必
要がある。ところが、前記構成を有する既知の電圧制御
可変同調回路は、複雑な構成の補正回路を用いているこ
とから、同調制御電圧を短時間毎に高精度で切替えるこ
とが技術的に難しいという問題がある。
【００１８】本発明は、これらの問題を解決するもの
で、その目的は、同調制御電圧を発生する場合に複雑な
構成の補正回路を用いることなく、同調回路の同調周波
数帯域を切替えたとき、選択周波数に関係なく、双方の
帯域の周波数可変幅（周波数差）を略等しくすることが
可能な電圧制御可変同調回路を提供することにある。
で、その目的は、同調制御電圧を発生する場合に複雑な
構成の補正回路を用いることなく、同調回路の同調周波
数帯域を切替えたとき、選択周波数に関係なく、双方の
帯域の周波数可変幅（周波数差）を略等しくすることが
可能な電圧制御可変同調回路を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明は、直列接続された第１及び第２のインダク
タと、前記直列接続された第１及び第２のインダクタに
並列接続された電圧制御可変容量素子と、前記第１のイ
ンダクタに並列接続された第１の容量素子と、前記第２
のインダクタに分路接続され、オン時に高域側周波数帯
域に、オフ時に高域側周波数帯域にそれぞれ切替えられ
る帯域切替用スイッチ素子とによって同調回路を構成
し、前記第１のインダクタと前記第１の容量素子とから
なる並列共振回路の共振周波数が前記同調回路の同調周
波数よりも高く、かつ、前記高域側及び前記低域側周波
数帯域双方の周波数可変幅が略等しくなるように前記第
１の容量素子の容量値を設定した手段を備える。
に、本発明は、直列接続された第１及び第２のインダク
タと、前記直列接続された第１及び第２のインダクタに
並列接続された電圧制御可変容量素子と、前記第１のイ
ンダクタに並列接続された第１の容量素子と、前記第２
のインダクタに分路接続され、オン時に高域側周波数帯
域に、オフ時に高域側周波数帯域にそれぞれ切替えられ
る帯域切替用スイッチ素子とによって同調回路を構成
し、前記第１のインダクタと前記第１の容量素子とから
なる並列共振回路の共振周波数が前記同調回路の同調周
波数よりも高く、かつ、前記高域側及び前記低域側周波
数帯域双方の周波数可変幅が略等しくなるように前記第
１の容量素子の容量値を設定した手段を備える。
【００２０】前記手段において、電圧制御可変同調回路
を低域側周波数帯域に切替えるために帯域切替用スイッ
チ素子をオフにしたとき、第１の容量素子は、第１のイ
ンダクタの等価インダクタンスを変えるだけで、電圧制
御可変同調回路のキャパシタンスとして寄与しないた
め、電圧制御可変同調回路のキャパシタンスの可変比
は、電圧制御可変容量素子のキャパシタンスの可変比
（ＣＶｍａｘ／ＣＶｍｉｎ）に等しい。なお、ここで、
ＣＶｍａｘ、ＣＶｍｉｎは、それぞれ、最大、最小の同
調制御電圧が印加されたときの電圧制御可変容量素子の
キャパシタンスである。
を低域側周波数帯域に切替えるために帯域切替用スイッ
チ素子をオフにしたとき、第１の容量素子は、第１のイ
ンダクタの等価インダクタンスを変えるだけで、電圧制
御可変同調回路のキャパシタンスとして寄与しないた
め、電圧制御可変同調回路のキャパシタンスの可変比
は、電圧制御可変容量素子のキャパシタンスの可変比
（ＣＶｍａｘ／ＣＶｍｉｎ）に等しい。なお、ここで、
ＣＶｍａｘ、ＣＶｍｉｎは、それぞれ、最大、最小の同
調制御電圧が印加されたときの電圧制御可変容量素子の
キャパシタンスである。
【００２１】これに対し、電圧制御可変同調回路を高域
側周波数帯域に切替えるために帯域切替用スイッチ素子
をオンにしたとき、第１の容量素子は、電圧制御可変容
量素子に並列接続されるので、電圧制御可変容量素子の
キャパシタンスに第１の容量素子のキャパシタンス値Ｃ
が加わって、電圧制御可変同調回路のキャパシタンスの
可変比は、｛（ＣＶｍａｘ＋Ｃ）／（ＣＶｍｉｎ＋
Ｃ）｝になり、第１の容量素子が接続されない場合の可
変比（ＣＶｍａｘ／ＣＶｍｉｎ）に比べて小さくなる。
側周波数帯域に切替えるために帯域切替用スイッチ素子
をオンにしたとき、第１の容量素子は、電圧制御可変容
量素子に並列接続されるので、電圧制御可変容量素子の
キャパシタンスに第１の容量素子のキャパシタンス値Ｃ
が加わって、電圧制御可変同調回路のキャパシタンスの
可変比は、｛（ＣＶｍａｘ＋Ｃ）／（ＣＶｍｉｎ＋
Ｃ）｝になり、第１の容量素子が接続されない場合の可
変比（ＣＶｍａｘ／ＣＶｍｉｎ）に比べて小さくなる。
【００２２】このように、電圧制御可変容量素子に第１
の容量素子を並列接続した場合と並列接続しない場合で
は、同じ同調制御電圧の変化に対応した周波数変化量が
異なるので、第１の容量素子のキャパシタンス値Ｃを適
宜選択すれば、同調回路を低域側周波数帯域または高域
側周波数帯域に切替えた場合に、選択周波数に関係な
く、双方の帯域の周波数差を略等しくすることができ
る。
の容量素子を並列接続した場合と並列接続しない場合で
は、同じ同調制御電圧の変化に対応した周波数変化量が
異なるので、第１の容量素子のキャパシタンス値Ｃを適
宜選択すれば、同調回路を低域側周波数帯域または高域
側周波数帯域に切替えた場合に、選択周波数に関係な
く、双方の帯域の周波数差を略等しくすることができ
る。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を用いて詳細に説明する。
を用いて詳細に説明する。
【００２４】図１は、本発明に係わる電圧制御可変同調
回路の実施の形態の一つを示す回路構成図であって、発
振回路に接続されて発振器を構成している例を示すもの
である。
回路の実施の形態の一つを示す回路構成図であって、発
振回路に接続されて発振器を構成している例を示すもの
である。
【００２５】図１に示されるように、電圧制御可変同調
回路１は、接続点Ａと接続点Ｂと接続点Ｃと接続点Ｄと
を有しており、この内、接続点Ａは第１のバッファ抵抗
２を介して同調制御電圧供給端子３に接続され、接続点
Ｂは発振回路４に接続され、接続点Ｃは第２のバッファ
抵抗５を介して周波数帯域切替電圧供給端子６に接続さ
れている。また、電圧制御可変同調回路１は、接続点Ａ
と基準電位点（接地点）との間に接続された可変容量ダ
イオード（電圧制御可変容量素子）７と、接続点Ａと接
続点Ｂとの間に接続された直列コンデンサ８と、接続点
Ｂと接続点Ｄとの間に並列接続された第１のコンデンサ
（第１の容量素子）９及び第１のマイクロストリップ線
路（第１のインダクタ）１０と、接続点Ｄと基準電位点
との間に接続された第２のマイクロストリップ線路（第
２のインダクタ）１１と、接続点Ｃと接続点Ｄとの間に
接続された直流阻止用の第２のコンデンサ１２と、接続
点Ｃと基準電位点との間に接続されたスイッチングダイ
オード（帯域切替用スイッチ素子）１３とを備えてい
る。発振回路４は、トランジスタ１４を備え、発振信号
出力端子１５と電源端子１６に接続されている。この場
合、電圧制御可変同調回路１側の第１のコンデンサ９と
第１のマイクロストリップ線路１０との並列接続回路
は、共振周波数が電圧制御可変同調回路１の共振周波数
よりも高くなるように、第１のコンデンサ９のキャパシ
タンス値及び第１のマイクロストリップ線路１０のイン
ダクタンス値が設定されている。
回路１は、接続点Ａと接続点Ｂと接続点Ｃと接続点Ｄと
を有しており、この内、接続点Ａは第１のバッファ抵抗
２を介して同調制御電圧供給端子３に接続され、接続点
Ｂは発振回路４に接続され、接続点Ｃは第２のバッファ
抵抗５を介して周波数帯域切替電圧供給端子６に接続さ
れている。また、電圧制御可変同調回路１は、接続点Ａ
と基準電位点（接地点）との間に接続された可変容量ダ
イオード（電圧制御可変容量素子）７と、接続点Ａと接
続点Ｂとの間に接続された直列コンデンサ８と、接続点
Ｂと接続点Ｄとの間に並列接続された第１のコンデンサ
（第１の容量素子）９及び第１のマイクロストリップ線
路（第１のインダクタ）１０と、接続点Ｄと基準電位点
との間に接続された第２のマイクロストリップ線路（第
２のインダクタ）１１と、接続点Ｃと接続点Ｄとの間に
接続された直流阻止用の第２のコンデンサ１２と、接続
点Ｃと基準電位点との間に接続されたスイッチングダイ
オード（帯域切替用スイッチ素子）１３とを備えてい
る。発振回路４は、トランジスタ１４を備え、発振信号
出力端子１５と電源端子１６に接続されている。この場
合、電圧制御可変同調回路１側の第１のコンデンサ９と
第１のマイクロストリップ線路１０との並列接続回路
は、共振周波数が電圧制御可変同調回路１の共振周波数
よりも高くなるように、第１のコンデンサ９のキャパシ
タンス値及び第１のマイクロストリップ線路１０のイン
ダクタンス値が設定されている。
【００２６】また、図２は、電圧制御可変同調回路１の
構成部分のみを抽出して示した回路図であり、（ａ）は
全体の回路構成図、（ｂ）は低域側周波数帯域に切替え
たときの等価回路図、（ｃ）は高域側周波数帯域に切替
えたときの等価回路図である。
構成部分のみを抽出して示した回路図であり、（ａ）は
全体の回路構成図、（ｂ）は低域側周波数帯域に切替え
たときの等価回路図、（ｃ）は高域側周波数帯域に切替
えたときの等価回路図である。
【００２７】図２（ａ）乃至（ｃ）を用い、前記構成に
係わる電圧制御可変同調回路１の動作について説明す
る。
係わる電圧制御可変同調回路１の動作について説明す
る。
【００２８】まず、周波数帯域切替電圧供給端子６に負
の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード１３
がオフになり、電圧制御可変同調回路１が低域側周波数
帯域に切替えられる。このとき、第１のコンデンサ９と
第１のマイクロストリップ線路１０とからなる並列接続
回路は、前述のような共振周波数の設定が行われている
ので、全体として等価インダクタ１７として機能する。
電圧制御可変同調回路１は、図２（ａ）に示される状態
から図２（ｂ）に示される状態に変化し、接続点Ｂと基
準電位点との間に、可変容量ダイオード７及び直列コン
デンサ８の直列接続回路からなる等価可変容量回路１８
と、等価インダクタ１７及び第２のマイクロストリップ
線路１１の直列接続回路が並列接続される。そして、同
調制御電圧供給端子３に供給される同調制御電圧によっ
て可変容量ダイオード７のキャパシタンスが変化し、そ
れにより等価可変容量回路１８の等価キャパシタンスが
変化して、電圧制御可変同調回路１の同調周波数が設定
される。この場合、同調制御電圧を変化させたときの電
圧制御可変同調回路１の容量可変比、即ち、周波数可変
比は、等価可変容量回路１８の等価キャパシタンスだけ
で決まる。
の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード１３
がオフになり、電圧制御可変同調回路１が低域側周波数
帯域に切替えられる。このとき、第１のコンデンサ９と
第１のマイクロストリップ線路１０とからなる並列接続
回路は、前述のような共振周波数の設定が行われている
ので、全体として等価インダクタ１７として機能する。
電圧制御可変同調回路１は、図２（ａ）に示される状態
から図２（ｂ）に示される状態に変化し、接続点Ｂと基
準電位点との間に、可変容量ダイオード７及び直列コン
デンサ８の直列接続回路からなる等価可変容量回路１８
と、等価インダクタ１７及び第２のマイクロストリップ
線路１１の直列接続回路が並列接続される。そして、同
調制御電圧供給端子３に供給される同調制御電圧によっ
て可変容量ダイオード７のキャパシタンスが変化し、そ
れにより等価可変容量回路１８の等価キャパシタンスが
変化して、電圧制御可変同調回路１の同調周波数が設定
される。この場合、同調制御電圧を変化させたときの電
圧制御可変同調回路１の容量可変比、即ち、周波数可変
比は、等価可変容量回路１８の等価キャパシタンスだけ
で決まる。
【００２９】次に、周波数帯域切替電圧供給端子６に正
の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード１３
がオンになり、電圧制御可変同調回路１が高域側周波数
帯域に切替えられる。このとき、電圧制御可変同調回路
１は、接続点Ｄと基準電位点とが第２のコンデンサ１２
とスイッチングダイオード１３によって高周波的に短絡
され、図２（ｂ）に示される状態から図２（ｃ）に示さ
れる状態に変化し、接続点Ｂと基準電位点との間に、等
価可変容量回路１８と、第１のマイクロストリップ線路
１０と、第１のコンデンサ９とが並列接続される。そし
て、同調制御電圧供給端子３に供給される同調制御電圧
によって可変容量ダイオード７のキャパシタンスが変化
し、それにより等価可変容量回路１８の等価キャパシタ
ンスが変化して、電圧制御可変同調回路１の同調周波数
が設定される。この場合、同調制御電圧を変化させたと
きの電圧制御可変同調回路１の容量可変比、即ち、周波
数可変比は、等価可変容量回路１８の等価キャパシタン
スと第１のコンデンサ９のキャパシタンスによって決ま
る。
の直流電圧を加えた場合、スイッチングダイオード１３
がオンになり、電圧制御可変同調回路１が高域側周波数
帯域に切替えられる。このとき、電圧制御可変同調回路
１は、接続点Ｄと基準電位点とが第２のコンデンサ１２
とスイッチングダイオード１３によって高周波的に短絡
され、図２（ｂ）に示される状態から図２（ｃ）に示さ
れる状態に変化し、接続点Ｂと基準電位点との間に、等
価可変容量回路１８と、第１のマイクロストリップ線路
１０と、第１のコンデンサ９とが並列接続される。そし
て、同調制御電圧供給端子３に供給される同調制御電圧
によって可変容量ダイオード７のキャパシタンスが変化
し、それにより等価可変容量回路１８の等価キャパシタ
ンスが変化して、電圧制御可変同調回路１の同調周波数
が設定される。この場合、同調制御電圧を変化させたと
きの電圧制御可変同調回路１の容量可変比、即ち、周波
数可変比は、等価可変容量回路１８の等価キャパシタン
スと第１のコンデンサ９のキャパシタンスによって決ま
る。
【００３０】このように、本実施の形態による電圧制御
可変同調回路１によれば、その周波数可変比は、低域側
周波数帯域に切替えた場合に大きく、高域側周波数帯域
に切替えた場合に小さくなるので、第１のコンデンサ９
のキャパシタンス値を適宜選択することにより、低域側
周波数帯域における周波数可変幅を高域側周波数帯域に
おける周波数可変幅に略等しくすることができる。この
ため、低域側周波数帯域及び高域側周波数帯域の双方に
共通の同調制御電圧を用いることができ、同調制御電圧
の発生のために、既知の電圧制御可変同調回路で用いて
いた複雑な構成の補正回路を必要としない。
可変同調回路１によれば、その周波数可変比は、低域側
周波数帯域に切替えた場合に大きく、高域側周波数帯域
に切替えた場合に小さくなるので、第１のコンデンサ９
のキャパシタンス値を適宜選択することにより、低域側
周波数帯域における周波数可変幅を高域側周波数帯域に
おける周波数可変幅に略等しくすることができる。この
ため、低域側周波数帯域及び高域側周波数帯域の双方に
共通の同調制御電圧を用いることができ、同調制御電圧
の発生のために、既知の電圧制御可変同調回路で用いて
いた複雑な構成の補正回路を必要としない。
【００３１】なお、前記実施の形態においては、第１の
インダクタ、第２のインダクタに、それぞれ、マイクロ
ストリップ線路１０、１１を用いた例を挙げて説明した
が、本発明の電圧制御可変同調回路１は、マイクロスト
リップ線路を用いたものに限られず、通常の高周波イン
ダクタ等を用いることができる。
インダクタ、第２のインダクタに、それぞれ、マイクロ
ストリップ線路１０、１１を用いた例を挙げて説明した
が、本発明の電圧制御可変同調回路１は、マイクロスト
リップ線路を用いたものに限られず、通常の高周波イン
ダクタ等を用いることができる。
【００３２】続いて、図３は、本実施の形態による電圧
制御可変同調回路１を前述のコードレス電話機の共用の
発振器に用いた際の種々の動作特性を示す特性図であっ
て、図４に図示された既知の電圧制御可変同調回路３１
を同じコードレス電話機の共用の発振器に用いた際の種
々の動作特性と比較して示したものである。
制御可変同調回路１を前述のコードレス電話機の共用の
発振器に用いた際の種々の動作特性を示す特性図であっ
て、図４に図示された既知の電圧制御可変同調回路３１
を同じコードレス電話機の共用の発振器に用いた際の種
々の動作特性と比較して示したものである。
【００３３】この場合、電圧制御可変同調回路１におい
ては、直列コンデンサ８のキャパシタンスが３ｐＦ、第
１のコンデンサ９のキャパシタンスが２ｐＦ、可変容量
ダイオード７のキャパシタンスの可変範囲が１５乃至
９．９ｐＦ、第１のマイクロストリップ線路１０のイン
ダクタンスが１．６１ｎＨ、第２のマイクロストリップ
線路１１のインダクタンスが０．２１ｎＨである。ま
た、電圧制御可変同調回路３１においては、直列コンデ
ンサ３８のキャパシタンスが３ｐＦ、第１のコンデンサ
３９のキャパシタンスが２ｐＦ、可変容量ダイオード３
７のキャパシタンスの可変範囲が１５乃至９．９ｐＦ、
第１のマイクロストリップ線路４０のインダクタンスが
１．６１ｎＨ、第２のマイクロストリップ線路４１のイ
ンダクタンスが０．２８ｎＨであり、双方の電圧制御可
変同調回路１、３１に供給される同調制御電圧の可変範
囲を０．５（最低発振周波数）乃至２．５（最高発振周
波数）Ｖに選んでいる。
ては、直列コンデンサ８のキャパシタンスが３ｐＦ、第
１のコンデンサ９のキャパシタンスが２ｐＦ、可変容量
ダイオード７のキャパシタンスの可変範囲が１５乃至
９．９ｐＦ、第１のマイクロストリップ線路１０のイン
ダクタンスが１．６１ｎＨ、第２のマイクロストリップ
線路１１のインダクタンスが０．２１ｎＨである。ま
た、電圧制御可変同調回路３１においては、直列コンデ
ンサ３８のキャパシタンスが３ｐＦ、第１のコンデンサ
３９のキャパシタンスが２ｐＦ、可変容量ダイオード３
７のキャパシタンスの可変範囲が１５乃至９．９ｐＦ、
第１のマイクロストリップ線路４０のインダクタンスが
１．６１ｎＨ、第２のマイクロストリップ線路４１のイ
ンダクタンスが０．２８ｎＨであり、双方の電圧制御可
変同調回路１、３１に供給される同調制御電圧の可変範
囲を０．５（最低発振周波数）乃至２．５（最高発振周
波数）Ｖに選んでいる。
【００３４】図３に示されるように、既知の電圧制御可
変同調回路３１を用いた場合は、周波数可変幅が、低域
側発振周波数帯域で４０．４３ＭＨｚ、高域側発振周波
数帯域で４２．９９ＭＨｚというように、約２．５ＭＨ
ｚ程度の違いがあるのに対して、本実施の形態による電
圧制御可変同調回路１を用いた場合は、同じ周波数可変
幅が、低域側発振周波数帯域で４２．９０ＭＨｚ、高域
側発振周波数帯域で４２．９９ＭＨｚというように、極
めて近接した値になっていることが判る。
変同調回路３１を用いた場合は、周波数可変幅が、低域
側発振周波数帯域で４０．４３ＭＨｚ、高域側発振周波
数帯域で４２．９９ＭＨｚというように、約２．５ＭＨ
ｚ程度の違いがあるのに対して、本実施の形態による電
圧制御可変同調回路１を用いた場合は、同じ周波数可変
幅が、低域側発振周波数帯域で４２．９０ＭＨｚ、高域
側発振周波数帯域で４２．９９ＭＨｚというように、極
めて近接した値になっていることが判る。
【００３５】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
る電圧制御可変同調回路１によれば、低域側周波数帯域
に切替えた場合に周波数可変比が大きく、高域側周波数
帯域に切替えた場合に周波数可変比が小さくなるので、
第１のコンデンサ９のキャパシタンス値を適宜選択する
ことにより、低域側周波数帯域における周波数可変幅を
高域側周波数帯域における周波数可変幅に略等しくでき
るという効果がある。
る電圧制御可変同調回路１によれば、低域側周波数帯域
に切替えた場合に周波数可変比が大きく、高域側周波数
帯域に切替えた場合に周波数可変比が小さくなるので、
第１のコンデンサ９のキャパシタンス値を適宜選択する
ことにより、低域側周波数帯域における周波数可変幅を
高域側周波数帯域における周波数可変幅に略等しくでき
るという効果がある。
【００３６】また、本発明による電圧制御可変同調回路
１によれば、低域側周波数帯域及び高域側周波数帯域の
双方に共通の同調制御電圧を用いることができ、同調制
御電圧の発生のために、既知の電圧制御可変同調回路で
用いていた複雑な構成の補正回路を必要としないという
効果がある。
１によれば、低域側周波数帯域及び高域側周波数帯域の
双方に共通の同調制御電圧を用いることができ、同調制
御電圧の発生のために、既知の電圧制御可変同調回路で
用いていた複雑な構成の補正回路を必要としないという
効果がある。
【図１】本発明に係わる電圧制御可変同調回路の実施の
形態の一つを示す回路構成図である。
形態の一つを示す回路構成図である。
【図２】図１に図示された電圧制御可変同調回路の構成
部分のみを抽出して示した回路図及び等価回路図であ
る。
部分のみを抽出して示した回路図及び等価回路図であ
る。
【図３】電圧制御可変同調回路をコードレス電話機の共
用の発振器に用いた際の種々の動作特性を示す特性図で
ある。
用の発振器に用いた際の種々の動作特性を示す特性図で
ある。
【図４】既知の電圧制御可変同調回路の一例を示す回路
構成図である。
構成図である。
【図５】図４に図示された電圧制御可変同調回路の構成
部分のみを抽出して示した回路図及び等価回路図であ
る。
部分のみを抽出して示した回路図及び等価回路図であ
る。
１ 電圧制御可変同調回路 ３ 同調制御電圧供給端子 ４ 発振回路 ６ 周波数帯域切替電圧供給端子 ７ 可変容量ダイオード（電圧制御可変容量素子） ８ 直列コンデンサ ９ 第１のコンデンサ（第１の容量素子） １０ 第１のマイクロストリップ線路（第１のインダク
タ） １１ 第２のマイクロストリップ線路（第２のインダク
タ） １３ スイッチングダイオード（帯域切替用スイッチ素
子） １７ 等価インダクタ １８ 等価可変容量回路
タ） １１ 第２のマイクロストリップ線路（第２のインダク
タ） １３ スイッチングダイオード（帯域切替用スイッチ素
子） １７ 等価インダクタ １８ 等価可変容量回路
Claims (2)
- 【請求項１】 直列接続された第１及び第２のインダク
タと、前記直列接続された第１及び第２のインダクタに
並列接続された電圧制御可変容量素子と、前記第１のイ
ンダクタに並列接続された第１の容量素子と、前記第２
のインダクタに分路接続され、オン時に高域側周波数帯
域に、オフ時に高域側周波数帯域にそれぞれ切替えられ
る帯域切替用スイッチ素子とによって同調回路を構成
し、前記第１のインダクタと前記第１の容量素子とから
なる並列共振回路の共振周波数が前記同調回路の同調周
波数よりも高く、かつ、前記高域側及び前記低域側周波
数帯域双方の周波数可変幅が略等しくなるように前記第
１の容量素子の容量値を設定したことを特徴とする電圧
制御可変同調回路。 - 【請求項２】 前記第１及び第２のインダクタはマイク
ロストリップ線路であり、前記電圧制御可変容量素子は
可変容量ダイオードであり、前記帯域切替用スイッチ素
子はスイッチングダイオードであることを特徴とする請
求項１に記載の電圧制御可変同調回路。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP30161495A JP3264811B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | 電圧制御可変同調回路 |
| US08/745,347 US5808531A (en) | 1995-11-20 | 1996-11-08 | Voltage-controlled variable tuning circuit |
| DE19647383A DE19647383C2 (de) | 1995-11-20 | 1996-11-15 | Spannungsgesteuerte, veränderliche Abstimmschaltung |
| KR1019960055374A KR0173833B1 (ko) | 1995-11-20 | 1996-11-19 | 전압제어가변 동조회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30161495A JP3264811B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | 電圧制御可変同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09148888A JPH09148888A (ja) | 1997-06-06 |
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Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30161495A Expired - Fee Related JP3264811B2 (ja) | 1995-11-20 | 1995-11-20 | 電圧制御可変同調回路 |
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| Country | Link |
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| KR (1) | KR0173833B1 (ja) |
| DE (1) | DE19647383C2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6327463B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-12-04 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for generating a variable capacitance for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6574288B1 (en) | 1998-05-29 | 2003-06-03 | Silicon Laboratories Inc. | Method and apparatus for adjusting a digital control word to tune synthesized high-frequency signals for wireless communications |
| US6308055B1 (en) * | 1998-05-29 | 2001-10-23 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for operating a PLL for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6226506B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-05-01 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for eliminating floating voltage nodes within a discreetly variable capacitance used for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6150891A (en) | 1998-05-29 | 2000-11-21 | Silicon Laboratories, Inc. | PLL synthesizer having phase shifted control signals |
| US6137372A (en) * | 1998-05-29 | 2000-10-24 | Silicon Laboratories Inc. | Method and apparatus for providing coarse and fine tuning control for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6233441B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-05-15 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for generating a discretely variable capacitance for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6167245A (en) * | 1998-05-29 | 2000-12-26 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for operating a PLL with a phase detector/sample hold circuit for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6147567A (en) * | 1998-05-29 | 2000-11-14 | Silicon Laboratories Inc. | Method and apparatus for providing analog and digitally controlled capacitances for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| US6304146B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-10-16 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for synthesizing dual band high-frequency signals for wireless communications |
| US6311050B1 (en) | 1998-05-29 | 2001-10-30 | Silicon Laboratories, Inc. | Single integrated circuit phase locked loop for synthesizing high-frequency signals for wireless communications and method for operating same |
| US7092675B2 (en) * | 1998-05-29 | 2006-08-15 | Silicon Laboratories | Apparatus and methods for generating radio frequencies in communication circuitry using multiple control signals |
| US6861913B1 (en) | 1999-06-05 | 2005-03-01 | Ihp Gmbh - Innovations For High Performance Microelectronics | Voltage-controlled oscillator with LC resonant circuit |
| JP2001196852A (ja) | 2000-01-12 | 2001-07-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 複数周波数帯用電圧制御発振器 |
| US6323735B1 (en) | 2000-05-25 | 2001-11-27 | Silicon Laboratories, Inc. | Method and apparatus for synthesizing high-frequency signals utilizing on-package oscillator circuit inductors |
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