JP3161440B2 - ハーモニックミキサ回路 - Google Patents
ハーモニックミキサ回路Info
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- JP3161440B2 JP3161440B2 JP33677698A JP33677698A JP3161440B2 JP 3161440 B2 JP3161440 B2 JP 3161440B2 JP 33677698 A JP33677698 A JP 33677698A JP 33677698 A JP33677698 A JP 33677698A JP 3161440 B2 JP3161440 B2 JP 3161440B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変換を行う
ミキサ回路に関し、特に、ハーモニックミキサ回路に関
する。より詳細には、本発明は、広い電圧範囲に渡り所
望の特性が得られる入力電圧範囲を持ち、ダイレクトコ
ンバージョン受信機の自己混合の問題を回避するために
用いて好適とされ、且つ、半導体集積回路上に形成して
好適とされるハーモニックミキサ回路に関する。
ミキサ回路に関し、特に、ハーモニックミキサ回路に関
する。より詳細には、本発明は、広い電圧範囲に渡り所
望の特性が得られる入力電圧範囲を持ち、ダイレクトコ
ンバージョン受信機の自己混合の問題を回避するために
用いて好適とされ、且つ、半導体集積回路上に形成して
好適とされるハーモニックミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ダイレクトコンバージョン受信機におい
ては、受信信号を直流近辺のベースバンド信号に変換す
るため直流オフセットや低い周波数の雑音をフィルタに
よって所望信号と分離することが困難であり通信品質の
劣化の原因となっており、この問題は、局部発信信号の
自己混合（self-mixing）と呼ばれている。ダイレクト
コンバージョン受信機の自己混合の問題を回避するとと
もに小さい局部発信信号で駆動可能な周波数変換機とし
て、例えば特開平９−２０５３８２号公報には、例えば
図１２、及び図１３に示すようなハーモニックミキサ回
路が提案されている。このハーモニックミキサ回路は通
常の差動対であり、それぞれの入力端子に高周波信号電
圧ＶRFとローカル信号電圧ＶLOを入力している。
ては、受信信号を直流近辺のベースバンド信号に変換す
るため直流オフセットや低い周波数の雑音をフィルタに
よって所望信号と分離することが困難であり通信品質の
劣化の原因となっており、この問題は、局部発信信号の
自己混合（self-mixing）と呼ばれている。ダイレクト
コンバージョン受信機の自己混合の問題を回避するとと
もに小さい局部発信信号で駆動可能な周波数変換機とし
て、例えば特開平９−２０５３８２号公報には、例えば
図１２、及び図１３に示すようなハーモニックミキサ回
路が提案されている。このハーモニックミキサ回路は通
常の差動対であり、それぞれの入力端子に高周波信号電
圧ＶRFとローカル信号電圧ＶLOを入力している。
【０００３】すなわち図１２を参照すると、差動アンプ
１５の一方の入力端子１５ａに高周波信号を、他方の入
力端子１５ｂに局部発振信号をそれぞれ入力し、差動ア
ンプに信号合成と振幅制限の機能をもたせ、差動アンプ
１５に付随する負荷回路に低域通過フィルタ３０が接続
し、簡易な構成の周波数変換器を実現している。以下、
図１２に示した回路について、その動作原理の概略を説
明する。
１５の一方の入力端子１５ａに高周波信号を、他方の入
力端子１５ｂに局部発振信号をそれぞれ入力し、差動ア
ンプに信号合成と振幅制限の機能をもたせ、差動アンプ
１５に付随する負荷回路に低域通過フィルタ３０が接続
し、簡易な構成の周波数変換器を実現している。以下、
図１２に示した回路について、その動作原理の概略を説
明する。
【０００４】バイポーラトランジスタのコレクタ電流Ｉ
Cは、次式（１）と表わされる。
Cは、次式（１）と表わされる。
【０００５】
【０００６】上式（１）において、ＩSは逆方向コレク
タ飽和電流、ＶBEはベース・エミッタ間電圧、ＶT（＝
ｋＴ／ｑ）は熱電圧であり、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、ｑは単位電子電荷である。
タ飽和電流、ＶBEはベース・エミッタ間電圧、ＶT（＝
ｋＴ／ｑ）は熱電圧であり、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、ｑは単位電子電荷である。
【０００７】図１２において、差動アンプ１５のトラン
ジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２のコレクタ電流をＩc1、Ｉc2
とすると差動出力電流ΔＩ（＝Ｉc1−Ｉc2）は、次式
（２）と表される。
ジスタＴｒ４１、Ｔｒ４２のコレクタ電流をＩc1、Ｉc2
とすると差動出力電流ΔＩ（＝Ｉc1−Ｉc2）は、次式
（２）と表される。
【０００８】
【０００９】ただし、αFはトランジスタの順方向直流
電流増幅率である。
電流増幅率である。
【００１０】上式（２）は、｜ＶRF−ＶLO｜＜＜２ＶT
の条件では、次式（３）で近似される。
の条件では、次式（３）で近似される。
【００１１】
【００１２】上式（３）において、（ＶRF−ＶLO）3項
の展開式は次式（４）で与えられる。
の展開式は次式（４）で与えられる。
【００１３】
【００１４】上式（４）と上式（３）から、上式（２）
の差動出力電流ΔＩには、ＶRFＶLO 2の項が得られ、高
周波周波数ｆRFとローカル周波数ｆLOの２倍の周波数の
和と差の周波数ｆRF±２ｆLOが得られ、これにより、図
１２に示した回路が、シングルバランス型ハーモニック
ミキサ回路となっていることがわかる。
の差動出力電流ΔＩには、ＶRFＶLO 2の項が得られ、高
周波周波数ｆRFとローカル周波数ｆLOの２倍の周波数の
和と差の周波数ｆRF±２ｆLOが得られ、これにより、図
１２に示した回路が、シングルバランス型ハーモニック
ミキサ回路となっていることがわかる。
【００１５】次に、図１３に示したハーモニックミキサ
回路は、２つの差動対から構成され、ダブルバランス型
ハーモニックミキサ回路として構成されている。また図
１３を参照すると、この周波数変換器は、低域通過フィ
ルタ３０と、差動アンプよりなる第１、第２の比較器１
６、１７より構成されており、それぞれの比較器の一方
のトランジスタＴｒ４１Ａのベースには、高周波信号が
入力され、他方側のトランジスタＴｒ４１Ｂのベースに
は反転された高周波信号が供給され、トランジスタＴｒ
４２Ａ、トランジスタＴｒ４２Ｂのベースにはローカル
信号が供給されている。
回路は、２つの差動対から構成され、ダブルバランス型
ハーモニックミキサ回路として構成されている。また図
１３を参照すると、この周波数変換器は、低域通過フィ
ルタ３０と、差動アンプよりなる第１、第２の比較器１
６、１７より構成されており、それぞれの比較器の一方
のトランジスタＴｒ４１Ａのベースには、高周波信号が
入力され、他方側のトランジスタＴｒ４１Ｂのベースに
は反転された高周波信号が供給され、トランジスタＴｒ
４２Ａ、トランジスタＴｒ４２Ｂのベースにはローカル
信号が供給されている。
【００１６】図１２において、差動アンプ１６、１７の
トランジスタＴｒ４１Ａ、Ｔｒ４２Ａ、Ｔｒ４１Ｂ、Ｔ
ｒ４２Ｂのコレクタ電流をそれぞれＩc1、Ｉc2、Ｉc3、
Ｉc4とすると、差動出力電流ΔＩ｛＝（Ｉc1＋Ｉc3）−
（Ｉc2＋Ｉc4）｝は、次式（５）で表わされる。
トランジスタＴｒ４１Ａ、Ｔｒ４２Ａ、Ｔｒ４１Ｂ、Ｔ
ｒ４２Ｂのコレクタ電流をそれぞれＩc1、Ｉc2、Ｉc3、
Ｉc4とすると、差動出力電流ΔＩ｛＝（Ｉc1＋Ｉc3）−
（Ｉc2＋Ｉc4）｝は、次式（５）で表わされる。
【００１７】
【００１８】同様に、上式（５）の第２項は、｜ＶRF±
ＶLO｜＜＜２ＶTの条件では次式（６）で近似される。
ＶLO｜＜＜２ＶTの条件では次式（６）で近似される。
【００１９】
【００２０】（ＶRF＋ＶLO）3項の展開式は、次式
（７）で与えられ、
（７）で与えられ、
【００２１】
【００２２】上式（３）と（４）、及び上式（６）と
（７）から、｜ＶRF±ＶLO｜＜＜２Ｖ Tの条件では、上
式（５）は次式（８）で近似される。
（７）から、｜ＶRF±ＶLO｜＜＜２Ｖ Tの条件では、上
式（５）は次式（８）で近似される。
【００２３】
【００２４】上式（８）により、この差動出力電流△I
には、ＶRFＶLO 2の項が得られ、高周波周波数ｆRFとロ
ーカル周波数ｆLOの２倍の周波数の和と差の周波数ｆRF
±２ｆ LOが得られる。
には、ＶRFＶLO 2の項が得られ、高周波周波数ｆRFとロ
ーカル周波数ｆLOの２倍の周波数の和と差の周波数ｆRF
±２ｆ LOが得られる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来のハーモニックミキサ回路においては、所望の特
性が得られる入力電圧範囲が狭く、実際に使用するに
は、不十分である、という問題点を有している。
た従来のハーモニックミキサ回路においては、所望の特
性が得られる入力電圧範囲が狭く、実際に使用するに
は、不十分である、という問題点を有している。
【００２６】その理由は、高周波信号ＶRFと局部発信振
信号ＶLOとの差又は和の絶対値｜Ｖ RF±ＶLO｜が熱電圧
ＶT（常温で約２５ｍＶ）の２倍よりもはるかに小さい
という条件で、高周波周波数とローカル周波数の２倍の
周波数の和と差の周波数が得られているためである。
信号ＶLOとの差又は和の絶対値｜Ｖ RF±ＶLO｜が熱電圧
ＶT（常温で約２５ｍＶ）の２倍よりもはるかに小さい
という条件で、高周波周波数とローカル周波数の２倍の
周波数の和と差の周波数が得られているためである。
【００２７】したがって、本発明は、上記問題点に鑑み
てなされたものであって、その目的は、より広い電圧範
囲にわたって所望の特性が得られる入力電圧範囲を持
ち、半導体集積回路上に形成して好適とされるハーモニ
ックミキサ回路を提供することにある。
てなされたものであって、その目的は、より広い電圧範
囲にわたって所望の特性が得られる入力電圧範囲を持
ち、半導体集積回路上に形成して好適とされるハーモニ
ックミキサ回路を提供することにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成する本発
明のハーモニックミキサ回路は、第１、第２、第３、第
４のトランジスタのそれぞれのエミッタが共通接続され
て１つの定電流源で駆動されるクァドリテールセルから
構成され、前記第１のトランジスタのベースには高周波
信号が入力され、前記第２のトランジスタのベースには
ローカル信号が入力され、前記第３と第４のトランジス
タのベースは共通接続されて所定の直流電圧に前記高周
波信号と前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳
されて入力され、前記第１のトランジスタのコレクタ電
流と前記第３のトランジスタのコレクタ電流の和電流と
前記第２のトランジスタのコレクタ電流と前記第４のト
ランジスタのコレクタ電流の和電流の差電流を出力と
し、前記高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍
の周波数の和または差の周波数成分を出力するようにし
たものである。
明のハーモニックミキサ回路は、第１、第２、第３、第
４のトランジスタのそれぞれのエミッタが共通接続され
て１つの定電流源で駆動されるクァドリテールセルから
構成され、前記第１のトランジスタのベースには高周波
信号が入力され、前記第２のトランジスタのベースには
ローカル信号が入力され、前記第３と第４のトランジス
タのベースは共通接続されて所定の直流電圧に前記高周
波信号と前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳
されて入力され、前記第１のトランジスタのコレクタ電
流と前記第３のトランジスタのコレクタ電流の和電流と
前記第２のトランジスタのコレクタ電流と前記第４のト
ランジスタのコレクタ電流の和電流の差電流を出力と
し、前記高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍
の周波数の和または差の周波数成分を出力するようにし
たものである。
【００２９】本発明のハーモニックミキサ回路は、第
１、第２、第３、第４のトランジスタのそれぞれのエミ
ッタが共通接続されて１つの定電流源で駆動される第１
のクァドリテールセルと第５、第６、第７、第８のトラ
ンジスタのそれぞれのエミッタが共通接続されて１つの
定電流源で駆動される第２のクァドリテールセルから構
成され、前記第１のトランジスタのベースには高周波信
号が正相で入力され、前記第６のトランジスタのベース
には高周波信号が逆相で入力され、前記第２と前記第５
のトランジスタのベースは共通接続されてローカル信号
が入力され、前記第３と第４のトランジスタのベースは
共通接続されて所定の直流電圧に前記正相高周波信号と
前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳されて入
力され、前記第７と第８のトランジスタのベースは共通
接続されて前記所定の直流電圧に前記逆相高周波信号と
前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳されて入
力され、前記第１のトランジスタのコレクタ電流と前記
第３のトランジスタのコレクタ電流と前記第５のトラン
ジスタのコレクタ電流と前記第７のトランジスタのコレ
クタ電流の和電流と前記第２のトランジスタのコレクタ
電流と前記第４のトランジスタのコレクタ電流と前記第
６のトランジスタのコレクタ電流と前記第８のトランジ
スタのコレクタ電流の和電流の差電流を出力とし、前記
高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数
の和または差の周波数成分を出力する。
１、第２、第３、第４のトランジスタのそれぞれのエミ
ッタが共通接続されて１つの定電流源で駆動される第１
のクァドリテールセルと第５、第６、第７、第８のトラ
ンジスタのそれぞれのエミッタが共通接続されて１つの
定電流源で駆動される第２のクァドリテールセルから構
成され、前記第１のトランジスタのベースには高周波信
号が正相で入力され、前記第６のトランジスタのベース
には高周波信号が逆相で入力され、前記第２と前記第５
のトランジスタのベースは共通接続されてローカル信号
が入力され、前記第３と第４のトランジスタのベースは
共通接続されて所定の直流電圧に前記正相高周波信号と
前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳されて入
力され、前記第７と第８のトランジスタのベースは共通
接続されて前記所定の直流電圧に前記逆相高周波信号と
前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳されて入
力され、前記第１のトランジスタのコレクタ電流と前記
第３のトランジスタのコレクタ電流と前記第５のトラン
ジスタのコレクタ電流と前記第７のトランジスタのコレ
クタ電流の和電流と前記第２のトランジスタのコレクタ
電流と前記第４のトランジスタのコレクタ電流と前記第
６のトランジスタのコレクタ電流と前記第８のトランジ
スタのコレクタ電流の和電流の差電流を出力とし、前記
高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数
の和または差の周波数成分を出力する。
【００３０】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について以下
に説明する。本発明のハーモニックミキサ回路は、第１
の実施の形態において、第１、第２、第３のトランジス
タ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）のそれぞれのエミッタが共通接
続されて１つの定電流源（Ｉ0）で駆動されるトリプル
テールセルを含み、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベー
スには高周波信号（ＶRF）が入力され、第２のトランジ
スタ（Ｑ２）のベースにはローカル信号（ＶLO）が入力
され、第３のトランジスタ（Ｑ３）のベースには、所定
の直流電圧（ＶC）に、前記高周波信号と前記ローカル
信号との和信号の半分の信号（（ＶRF＋ＶLO）／２）が
重畳されて入力される。
に説明する。本発明のハーモニックミキサ回路は、第１
の実施の形態において、第１、第２、第３のトランジス
タ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）のそれぞれのエミッタが共通接
続されて１つの定電流源（Ｉ0）で駆動されるトリプル
テールセルを含み、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベー
スには高周波信号（ＶRF）が入力され、第２のトランジ
スタ（Ｑ２）のベースにはローカル信号（ＶLO）が入力
され、第３のトランジスタ（Ｑ３）のベースには、所定
の直流電圧（ＶC）に、前記高周波信号と前記ローカル
信号との和信号の半分の信号（（ＶRF＋ＶLO）／２）が
重畳されて入力される。
【００３１】ここで、第３のトランジスタ（Ｑ３）のエ
ミッタ面積は、第１、第２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ
２）のエミッタ面積のＫ倍とされ、このＫと、上記所定
の直流電圧ＶCとの関係は、およそ、Ｋｅｘｐ（ＶC／Ｖ
T）＝３４（ただし、ＶTは熱電圧であり、常温では約２
５ｍＶである）を中心とした値を満たすように設定され
る。第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電流
（ＩC1）と前記第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ
電流（ＩC2）の差電流（△Ｉ＝ＩC1−ＩC2）を出力と
し、高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周
波数の和または差の周波数成分を出力する。
ミッタ面積は、第１、第２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ
２）のエミッタ面積のＫ倍とされ、このＫと、上記所定
の直流電圧ＶCとの関係は、およそ、Ｋｅｘｐ（ＶC／Ｖ
T）＝３４（ただし、ＶTは熱電圧であり、常温では約２
５ｍＶである）を中心とした値を満たすように設定され
る。第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電流
（ＩC1）と前記第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ
電流（ＩC2）の差電流（△Ｉ＝ＩC1−ＩC2）を出力と
し、高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周
波数の和または差の周波数成分を出力する。
【００３２】本発明のハーモニックミキサ回路は、第２
の実施の形態において、ダブルバランス型構成とされ、
図７を参照すると、第１、第２、第３のトランジスタ
（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）のそれぞれのエミッタが共通接続
されて１つの定電流源（Ｉ0）で駆動される第１のトリ
プルテールセルと、第４、第５、第６のトランジスタ
（Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６）のそれぞれのエミッタが共通接続
されて１つの定電流源で駆動される第２のトリプルテー
ルセルと、を含み、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベー
スには高周波信号が正相（ＶRF）で入力され、第５のト
ランジスタ（Ｑ５）のベースには前記高周波信号が逆相
（−ＶRF）で入力され、第２のトランジスタ（Ｑ２）の
ベースと第４のトランジスタ（Ｑ４）のベースとは共通
接続されてローカル信号（ＶLO）が入力され、第３のト
ランジスタ（Ｑ３）のベースには、所定の直流電圧に、
前記正相高周波信号と前記ローカル信号との和信号の半
分の信号が重畳された信号（ＶC＋（ＶRF＋ＶLO）／
２）が入力され、第６のトランジスタ（Ｑ６）のベース
には、所定の直流電圧に、前記逆相高周波信号と前記ロ
ーカル信号との和信号の半分の信号が重畳された信号
（ＶC＋（−ＶRF＋ＶLO）／２）が入力され、第１のト
ランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電流（ＩC1）と第４のト
ランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流（ＩC4）の和電流
と、第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ電流
（ＩC2）と第５のトランジスタ（Ｑ５）のコレクタ電流
（ＩC5）の和電流と、の差電流（△Ｉ＝（（ＩC1＋
ＩC4）−（ＩC2＋ＩC5）））を出力し、高周波信号の周
波数と前記ローカル信号の２倍の周波数の和または差の
周波数成分を出力する。第３、第６のトランジスタ（Ｑ
３、Ｑ６）のエミッタ面積は、第１、第２、第４、第５
のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のエミッタ
面積のＫ倍である場合に、このＫと前記所定の直流電圧
ＶCとの関係が、およそ、Ｋｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝３４
（ただし、ＶTは熱電圧であり、常温では約２５ｍＶで
ある）を中心とした値に設定される。
の実施の形態において、ダブルバランス型構成とされ、
図７を参照すると、第１、第２、第３のトランジスタ
（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３）のそれぞれのエミッタが共通接続
されて１つの定電流源（Ｉ0）で駆動される第１のトリ
プルテールセルと、第４、第５、第６のトランジスタ
（Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６）のそれぞれのエミッタが共通接続
されて１つの定電流源で駆動される第２のトリプルテー
ルセルと、を含み、第１のトランジスタ（Ｑ１）のベー
スには高周波信号が正相（ＶRF）で入力され、第５のト
ランジスタ（Ｑ５）のベースには前記高周波信号が逆相
（−ＶRF）で入力され、第２のトランジスタ（Ｑ２）の
ベースと第４のトランジスタ（Ｑ４）のベースとは共通
接続されてローカル信号（ＶLO）が入力され、第３のト
ランジスタ（Ｑ３）のベースには、所定の直流電圧に、
前記正相高周波信号と前記ローカル信号との和信号の半
分の信号が重畳された信号（ＶC＋（ＶRF＋ＶLO）／
２）が入力され、第６のトランジスタ（Ｑ６）のベース
には、所定の直流電圧に、前記逆相高周波信号と前記ロ
ーカル信号との和信号の半分の信号が重畳された信号
（ＶC＋（−ＶRF＋ＶLO）／２）が入力され、第１のト
ランジスタ（Ｑ１）のコレクタ電流（ＩC1）と第４のト
ランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流（ＩC4）の和電流
と、第２のトランジスタ（Ｑ２）のコレクタ電流
（ＩC2）と第５のトランジスタ（Ｑ５）のコレクタ電流
（ＩC5）の和電流と、の差電流（△Ｉ＝（（ＩC1＋
ＩC4）−（ＩC2＋ＩC5）））を出力し、高周波信号の周
波数と前記ローカル信号の２倍の周波数の和または差の
周波数成分を出力する。第３、第６のトランジスタ（Ｑ
３、Ｑ６）のエミッタ面積は、第１、第２、第４、第５
のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のエミッタ
面積のＫ倍である場合に、このＫと前記所定の直流電圧
ＶCとの関係が、およそ、Ｋｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝３４
（ただし、ＶTは熱電圧であり、常温では約２５ｍＶで
ある）を中心とした値に設定される。
【００３３】また本発明のハーモニックミキサ回路は、
第３の実施の形態において、図８を参照すると、第１、
第２、第３、第４のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、
Ｑ４）のそれぞれのエミッタが共通接続されて１つの定
電流源で駆動されるクァドリテールセルから構成され、
第１のトランジスタ（Ｑ１）のベースには高周波信号
（ＶRF）が入力され、第２のトランジスタ（Ｑ２）のベ
ースにはローカル信号（ＶLO）が入力され、第３のトラ
ンジスタ（Ｑ３）のベースと第４のトランジスタ（Ｑ
４）のベースとは共通接続されて所定の直流電圧
（ＶC）に前記高周波信号と前記ローカル信号の和信号
の半分の信号が重畳された信号（ＶC＋（ＶRF＋ＶL O）
／２）が入力され、第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレ
クタ電流（ＩC1）と第３のトランジスタ（Ｑ３）のコレ
クタ電流（ＩC3）の和電流と、第２のトランジスタ（Ｑ
２）のコレクタ電流（ＩC2）と第４のトランジスタ（Ｑ
４）のコレクタ電流（ＩC4）の和電流との差電流（△Ｉ
＝（（ＩC1＋ＩC3）−（ＩC2＋ＩC4）））を出力とし、
高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数
の和または差の周波数成分を出力する。第３、第４のト
ランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）のエミッタ面積は、第１、第
２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のエミッタ面積のＫ倍
である場合に、前記所定の直流電圧ＶCとの関係がおよ
そＫｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝１７を中心とした値に設定さ
れる。
第３の実施の形態において、図８を参照すると、第１、
第２、第３、第４のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、
Ｑ４）のそれぞれのエミッタが共通接続されて１つの定
電流源で駆動されるクァドリテールセルから構成され、
第１のトランジスタ（Ｑ１）のベースには高周波信号
（ＶRF）が入力され、第２のトランジスタ（Ｑ２）のベ
ースにはローカル信号（ＶLO）が入力され、第３のトラ
ンジスタ（Ｑ３）のベースと第４のトランジスタ（Ｑ
４）のベースとは共通接続されて所定の直流電圧
（ＶC）に前記高周波信号と前記ローカル信号の和信号
の半分の信号が重畳された信号（ＶC＋（ＶRF＋ＶL O）
／２）が入力され、第１のトランジスタ（Ｑ１）のコレ
クタ電流（ＩC1）と第３のトランジスタ（Ｑ３）のコレ
クタ電流（ＩC3）の和電流と、第２のトランジスタ（Ｑ
２）のコレクタ電流（ＩC2）と第４のトランジスタ（Ｑ
４）のコレクタ電流（ＩC4）の和電流との差電流（△Ｉ
＝（（ＩC1＋ＩC3）−（ＩC2＋ＩC4）））を出力とし、
高周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数
の和または差の周波数成分を出力する。第３、第４のト
ランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）のエミッタ面積は、第１、第
２のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のエミッタ面積のＫ倍
である場合に、前記所定の直流電圧ＶCとの関係がおよ
そＫｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝１７を中心とした値に設定さ
れる。
【００３４】さらに本発明のハーモニックミキサ回路
は、第４の実施の形態において、ダブルバランス型構成
とされ、図１０を参照すると、第１、第２、第３、第４
のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のそれぞれ
のエミッタが共通接続されて１つの定電流源（Ｉ０）で
駆動される第１のクァドリテールセルと、第５、第６、
第７、第８のトランジスタ（Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８）
のそれぞれのエミッタが共通接続されて１つの定電流源
（Ｉ０）で駆動される第２のクァドリテールセルと、を
備え、第１のトランジスタ（ｑ１）のベースには高周波
信号が正相（ＶRF）で入力され、第６のトランジスタ
（Ｑ６）のベースには高周波信号が逆相（−ＶRF）で入
力され、第２のトランジスタジス（Ｑ２）と第５のトラ
ンジスタ（Ｑ５）のベースは共通接続されてローカル信
号（ＶLO）が入力され、第３のトランジスタ（Ｑ３）の
ベースと第４のトランジスタ（Ｑ４）のベースとは共通
接続されて所定の直流電圧に前記正相高周波信号と前記
ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳された信号
（ＶC＋（ＶRF＋ＶLO）／２）が入力され、第７のトラ
ンジスタ（Ｑ７）のベースと第８のトランジスタ（Ｑ
８）のベースとは共通接続されて前記所定の直流電圧に
前記逆相高周波信号と前記ローカル信号の和信号の半分
の信号が重畳された信号（ＶC＋（−ＶRF＋ＶLO））が
入力され、第１、第３、第５、第７のトランジスタ（Ｑ
１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７）の各コレクタ電流の和電流と、
第２、第４、第６、第８のトランジスタ（Ｑ２、Ｑ４、
Ｑ６、Ｑ８）の各コレクタ電流の和電流の差電流を出力
とし、高周波信号の周波数とローカル信号の２倍の周波
数の和または差の周波数成分を出力する。第３、第４、
第７、第８のトランジスタ（Ｑ３、Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８）
のエミッタ面積は、第１、第２、第５、第６のトランジ
スタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６）のエミッタ面積のＫ倍
である場合に、前記所定の直流電圧ＶCとの関係がおよ
そＫｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝１７を中心とした値に設定さ
れる。
は、第４の実施の形態において、ダブルバランス型構成
とされ、図１０を参照すると、第１、第２、第３、第４
のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４）のそれぞれ
のエミッタが共通接続されて１つの定電流源（Ｉ０）で
駆動される第１のクァドリテールセルと、第５、第６、
第７、第８のトランジスタ（Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８）
のそれぞれのエミッタが共通接続されて１つの定電流源
（Ｉ０）で駆動される第２のクァドリテールセルと、を
備え、第１のトランジスタ（ｑ１）のベースには高周波
信号が正相（ＶRF）で入力され、第６のトランジスタ
（Ｑ６）のベースには高周波信号が逆相（−ＶRF）で入
力され、第２のトランジスタジス（Ｑ２）と第５のトラ
ンジスタ（Ｑ５）のベースは共通接続されてローカル信
号（ＶLO）が入力され、第３のトランジスタ（Ｑ３）の
ベースと第４のトランジスタ（Ｑ４）のベースとは共通
接続されて所定の直流電圧に前記正相高周波信号と前記
ローカル信号の和信号の半分の信号が重畳された信号
（ＶC＋（ＶRF＋ＶLO）／２）が入力され、第７のトラ
ンジスタ（Ｑ７）のベースと第８のトランジスタ（Ｑ
８）のベースとは共通接続されて前記所定の直流電圧に
前記逆相高周波信号と前記ローカル信号の和信号の半分
の信号が重畳された信号（ＶC＋（−ＶRF＋ＶLO））が
入力され、第１、第３、第５、第７のトランジスタ（Ｑ
１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７）の各コレクタ電流の和電流と、
第２、第４、第６、第８のトランジスタ（Ｑ２、Ｑ４、
Ｑ６、Ｑ８）の各コレクタ電流の和電流の差電流を出力
とし、高周波信号の周波数とローカル信号の２倍の周波
数の和または差の周波数成分を出力する。第３、第４、
第７、第８のトランジスタ（Ｑ３、Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８）
のエミッタ面積は、第１、第２、第５、第６のトランジ
スタ（Ｑ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６）のエミッタ面積のＫ倍
である場合に、前記所定の直流電圧ＶCとの関係がおよ
そＫｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝１７を中心とした値に設定さ
れる。
【００３５】上記のような実施の形態をとる本発明は、
３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるト
リプルテールセル、あるいは、４つのトランジスタが１
つのテール電流で駆動されるクァドリテールセルの伝達
特性において、差動入力トランジスタ以外のトランジス
タに流れる電流を大き目に設定することで、広い入力電
圧範囲に渡って３次特性を具備している。このように、
本発明においては、このトリプルテールセルあるいはク
ァドリテールセルをハーモニックミキサ回路に用いるこ
とで、大振幅信号入力時にも、不要な高次高調波成分を
抑えることができる。
３つのトランジスタが１つのテール電流で駆動されるト
リプルテールセル、あるいは、４つのトランジスタが１
つのテール電流で駆動されるクァドリテールセルの伝達
特性において、差動入力トランジスタ以外のトランジス
タに流れる電流を大き目に設定することで、広い入力電
圧範囲に渡って３次特性を具備している。このように、
本発明においては、このトリプルテールセルあるいはク
ァドリテールセルをハーモニックミキサ回路に用いるこ
とで、大振幅信号入力時にも、不要な高次高調波成分を
抑えることができる。
【００３６】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して以下
に説明する。図１は、本発明の第１の実施例の構成を示
す図である。本発明のハーモニックミキサ回路の第１の
実施例は、トリプルテールセルを用いたものである。
に説明する。図１は、本発明の第１の実施例の構成を示
す図である。本発明のハーモニックミキサ回路の第１の
実施例は、トリプルテールセルを用いたものである。
【００３７】図１を参照すると、第１、第２、第３のＮ
ＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３は、
各エミッタが共通接続されて１つの定電流源Ｉ0で駆動
されるトリプルテールセルを構成しており、第１のトラ
ンジスタＱ１のベースには高周波信号ＶRFが入力され、
第２のトランジスタＱ２のベースにはローカル信号Ｖ LO
が入力され、第３のトランジスタＱ３のベースには、所
定の直流電圧ＶCに、高周波信号ＶRFとローカル信号Ｖ
LOとの和信号の半分の信号が重畳された信号（＝ＶC＋
（ＶRF＋ＶLO）／２）が入力され、第１のトランジスタ
Ｑ１のコレクタ電流ＩC1と第２のトランジスタＱ２のコ
レクタ電流ＩC2の差電流ΔIを出力とし、高周波信号の
周波数ｆRFとローカル信号の２倍の周波数２ｆLOの和ま
たは差の周波数成分（ｆRF±２ｆLO）を出力する。第１
のトランジスタＱ１のコレクタは、ベースとコレクタが
接続されエミッタが電源ＶCCに接続された第４のＰＮＰ
型バイポーラトランジスタＱ４のコレクタに接続され、
第２のトランジスタＱ２のコレクタは、ベースが第４の
トランジスタＱ４のベースに共通接続されエミッタが電
源ＶCCに接続された第５のＰＮＰ型バイポーラトランジ
スタＱ５のコレクタに接続され、トランジスタＱ４、Ｑ
５はカレントミラー回路を構成しており、第２のトラン
ジスタＱ２のコレクタと第５のトランジスタＱ５のコレ
クタの接続点から、トランジスタＱ４に流れる電流ＩC1
とトランジスタＱ５に流れる電流ＩC2との差電流ΔＩが
取り出される。また第３のトランジスタＱ３のコレクタ
は電源ＶCCに接続されている。
ＰＮ型のバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３は、
各エミッタが共通接続されて１つの定電流源Ｉ0で駆動
されるトリプルテールセルを構成しており、第１のトラ
ンジスタＱ１のベースには高周波信号ＶRFが入力され、
第２のトランジスタＱ２のベースにはローカル信号Ｖ LO
が入力され、第３のトランジスタＱ３のベースには、所
定の直流電圧ＶCに、高周波信号ＶRFとローカル信号Ｖ
LOとの和信号の半分の信号が重畳された信号（＝ＶC＋
（ＶRF＋ＶLO）／２）が入力され、第１のトランジスタ
Ｑ１のコレクタ電流ＩC1と第２のトランジスタＱ２のコ
レクタ電流ＩC2の差電流ΔIを出力とし、高周波信号の
周波数ｆRFとローカル信号の２倍の周波数２ｆLOの和ま
たは差の周波数成分（ｆRF±２ｆLO）を出力する。第１
のトランジスタＱ１のコレクタは、ベースとコレクタが
接続されエミッタが電源ＶCCに接続された第４のＰＮＰ
型バイポーラトランジスタＱ４のコレクタに接続され、
第２のトランジスタＱ２のコレクタは、ベースが第４の
トランジスタＱ４のベースに共通接続されエミッタが電
源ＶCCに接続された第５のＰＮＰ型バイポーラトランジ
スタＱ５のコレクタに接続され、トランジスタＱ４、Ｑ
５はカレントミラー回路を構成しており、第２のトラン
ジスタＱ２のコレクタと第５のトランジスタＱ５のコレ
クタの接続点から、トランジスタＱ４に流れる電流ＩC1
とトランジスタＱ５に流れる電流ＩC2との差電流ΔＩが
取り出される。また第３のトランジスタＱ３のコレクタ
は電源ＶCCに接続されている。
【００３８】第３のトランジスタＱ３のエミッタ面積
は、第１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ面
積のＫ倍とし、素子間の整合性は良いものとすると、差
動出力電流ΔI（＝ＩC1−ＩC2）は、次式（９）と表わ
される。
は、第１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ面
積のＫ倍とし、素子間の整合性は良いものとすると、差
動出力電流ΔI（＝ＩC1−ＩC2）は、次式（９）と表わ
される。
【００３９】
【００４０】ここで、上式（９）の導出についてその概
略を説明しておく。
略を説明しておく。
【００４１】トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３のコレクタ
電流はＩc1、Ｉc2、Ｉc3はそれぞれ以下のように表すこ
とができる。
電流はＩc1、Ｉc2、Ｉc3はそれぞれ以下のように表すこ
とができる。
【００４２】 Ｉc1＝ＩSexp｛(VRF-VE)／VT｝＝ＩSexp｛（VRF+VLO-２VE）/2VT｝exp｛（VRF -VLO）/2VT｝（但し、ＶEはトリプルテールセルの共通エミッタ電位） …（９ ａ）
【００４３】 Ｉc2＝ＩSexp｛(VLo-VE)／VT｝＝ＩSexp｛（VRF+VLO-２VE）/2VT｝exp｛-（VR F -VLO）/2VT｝ …（９ｂ）
【００４４】 Ｉc3＝ＩSKexp［｛（VRF+VLO）/2＋VC-VE｝／VT］＝ＩSexp｛（VRF+VLO-２VE ）/2VT｝Kexp(VC／VT) …（９ｃ）
【００４５】αFＩ0=Ｉc1＋Ｉc2＋Ｉc3（但し、αFはト
ランジスタの順方向直流電流増幅率）より、 Ｉ0＝（１/αF）ＩSexp｛（VRF+VLO-２VE）/2VT｝[exp｛（VRF-VLO）/2VT｝＋ exp｛−（VRF-VLO）/2VT｝+Kexp(VC／VT)] …（９ｄ）
ランジスタの順方向直流電流増幅率）より、 Ｉ0＝（１/αF）ＩSexp｛（VRF+VLO-２VE）/2VT｝[exp｛（VRF-VLO）/2VT｝＋ exp｛−（VRF-VLO）/2VT｝+Kexp(VC／VT)] …（９ｄ）
【００４６】 ΔI＝ＩC1−ＩC2＝ＩSexp｛（VRF+VLO-２VE）/2VT｝[exp｛（VRF-VLO）/2VT｝ −exp｛−（VRF-VLO）/2VT｝] …（９ｅ）
【００４７】したがって、 ΔI＝αFＩ0[exp｛（VRF-VLO）/2VT｝−exp｛−（VRF-VLO）/2VT｝]／[exp｛ （VRF-VLO）/2VT｝＋exp｛−（VRF-VLO）/2VT｝＋Kexp(VC／VT)] ＝２αFＩ0sinh｛（VRF-VLO）/2VT｝／[２cosh｛（VRF-VLO）/2VT｝＋Kexp( VC／VT)] ＝αFＩ0sinh｛（VRF-VLO）/2VT｝／[cosh｛（VRF-VLO）/2VT｝+(K/2)exp(V C ／VT)] …（９ｆ）
【００４８】従来、こうしたトリプルテールセルにおい
て、上式（９）で、 （Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝２ に設定することで、トランスコンダクタンス特性が最大
平坦特性を持つ線形トランスコンダクタンスアンプとし
て用いられてきている。
て、上式（９）で、 （Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝２ に設定することで、トランスコンダクタンス特性が最大
平坦特性を持つ線形トランスコンダクタンスアンプとし
て用いられてきている。
【００４９】そして、（Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶC／ＶT）の
値を大きな値に設定することで、線形トランスコンダク
タンスアンプとは異なった特性が得られる。
値を大きな値に設定することで、線形トランスコンダク
タンスアンプとは異なった特性が得られる。
【００５０】例えば、従来から知られているように、 （Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝５ に設定することで、第３のトランジスタＱ３のコレクタ
電流特性は、２乗特性となる。
電流特性は、２乗特性となる。
【００５１】以下では、 （Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶC／ＶT）≒１７ に設定することで、伝達特性が広い入力電圧範囲に渡っ
て３次特性を持つことを明らかにする。
て３次特性を持つことを明らかにする。
【００５２】もっとも、固定の伝達特性（Ｖ−Ｉ特性）
を持つ差動対であっても、上記従来の技術として説明し
たように、差動対の差動出力電流ΔＩに３次特性電流
（ＶRFＶLO 2）を含んでおり、このことからも、可変の
伝達特性を持つトリプルテールセルにおいては、より広
い入力電圧範囲にわたって、３次特性を持たせることが
実現できることが期待できよう。
を持つ差動対であっても、上記従来の技術として説明し
たように、差動対の差動出力電流ΔＩに３次特性電流
（ＶRFＶLO 2）を含んでおり、このことからも、可変の
伝達特性を持つトリプルテールセルにおいては、より広
い入力電圧範囲にわたって、３次特性を持たせることが
実現できることが期待できよう。
【００５３】として、上式（９）において、Ｘ＝（ＶRF
−ＶLO）／ＶT、ｂ＝（Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶO／ＶT）と
して、
−ＶLO）／ＶT、ｂ＝（Ｋ／２）ｅｘｐ（ＶO／ＶT）と
して、
【００５４】
【００５５】とおくと、図１に示したトリプリテールセ
ルの伝達特性ｆ（ｘ）のｘに関する１次微分係数は、次
式（１１）と求められる。
ルの伝達特性ｆ（ｘ）のｘに関する１次微分係数は、次
式（１１）と求められる。
【００５６】
【００５７】図２に、ｂ＝５、１０、２０、３０、４
０、５０、１００とした場合（粗ステップ）における、
トリプリテールセルの伝達特性ｆ（ｘ）のｘに関する１
次微分特性ｆ′（ｘ）を示す。
０、５０、１００とした場合（粗ステップ）における、
トリプリテールセルの伝達特性ｆ（ｘ）のｘに関する１
次微分特性ｆ′（ｘ）を示す。
【００５８】図２からもわかるように、ｂ＝２０では、
｜ｘ｜＜４の範囲（すなわち｜ＶRF−ＶLO｜＜４ＶT）
では２乗特性とみなしてよい。
｜ｘ｜＜４の範囲（すなわち｜ＶRF−ＶLO｜＜４ＶT）
では２乗特性とみなしてよい。
【００５９】このｆ（ｘ）の１次微分特性について、パ
ラメータｂの値の変化を小さくしたもの（精ステップ）
を図３に示す。図３では、ｂ＝１５、１６、１７、１８
について、ｆ′（ｘ）を示している。図３からもわかる
ように、ｂ＝１７の場合には、｜ｘ｜＜４の範囲、すな
わち｜ＶRF−ＶLO｜＜４ＶTではｆ′（ｘ）はｘについ
てほぼ２乗特性とみなしてよく、図１に示したトリプル
テールセルの伝達特性ｆ（ｘ）を、次式（１２）に示す
ようなＸに関する３次式とおくことができ、１次微分特
性ｆ′（ｘ）は次式（１３）と求まる。
ラメータｂの値の変化を小さくしたもの（精ステップ）
を図３に示す。図３では、ｂ＝１５、１６、１７、１８
について、ｆ′（ｘ）を示している。図３からもわかる
ように、ｂ＝１７の場合には、｜ｘ｜＜４の範囲、すな
わち｜ＶRF−ＶLO｜＜４ＶTではｆ′（ｘ）はｘについ
てほぼ２乗特性とみなしてよく、図１に示したトリプル
テールセルの伝達特性ｆ（ｘ）を、次式（１２）に示す
ようなＸに関する３次式とおくことができ、１次微分特
性ｆ′（ｘ）は次式（１３）と求まる。
【００６０】
【００６１】図３より、ｂ＝１７の場合には、ｆ（ｘ）
の係数ａ，ｃは、 ａ＝１．１１８７５，ｃ＝０．０３７５ …(14) と求められ、 ｃ／ａ＝０．３３５２＝−２９．５ｄＢ …(15) となっている。
の係数ａ，ｃは、 ａ＝１．１１８７５，ｃ＝０．０３７５ …(14) と求められ、 ｃ／ａ＝０．３３５２＝−２９．５ｄＢ …(15) となっている。
【００６２】一方、差動対を用いた従来のハーモニック
ミキサ回路の場合、小信号では、ｃ/ａ＝１／３＝−９.
５４ｄＢとなっていることから、上式(15)に示されたｃ
/ａ値はおよそ２０ｄＢ低い値である。
ミキサ回路の場合、小信号では、ｃ/ａ＝１／３＝−９.
５４ｄＢとなっていることから、上式(15)に示されたｃ
/ａ値はおよそ２０ｄＢ低い値である。
【００６３】この時、差動出力電流ΔＩ（＝ＩC1−
ＩC2）は、次式（１６）のように求められる。
ＩC2）は、次式（１６）のように求められる。
【００６４】
【００６５】すなわち、｜ＶRF±ＶLO｜＜４Ｔの範囲で
差動出力電流ΔＩは、（ＶRF−ＶLO）3項より、ＶRFＶ
LO 2の項が得られ、高周波周波数とローカル周波数の２
倍の周波数の和と差の周波数が得られ、シングルバラン
ス型ハーモニックミキサ回路となっていることがわか
る。
差動出力電流ΔＩは、（ＶRF−ＶLO）3項より、ＶRFＶ
LO 2の項が得られ、高周波周波数とローカル周波数の２
倍の周波数の和と差の周波数が得られ、シングルバラン
ス型ハーモニックミキサ回路となっていることがわか
る。
【００６６】次に、上式（１０）の関数ｆ（ｘ）の２次
微分係数ｆ”（ｘ）は、次式（１７）と求められる。
微分係数ｆ”（ｘ）は、次式（１７）と求められる。
【００６７】
【００６８】図４に、上式（１７）においてｂ＝５、１
０、２０、３０、４０、５０とした場合の伝達特性ｆ
（ｘ）の２次微分特性を示す。２次微分特性ｆ”（ｘ）
が直線となる入力範囲においては、元の伝達特性ｆ
（ｘ）は、３次特性を持つことになる。
０、２０、３０、４０、５０とした場合の伝達特性ｆ
（ｘ）の２次微分特性を示す。２次微分特性ｆ”（ｘ）
が直線となる入力範囲においては、元の伝達特性ｆ
（ｘ）は、３次特性を持つことになる。
【００６９】図５に、上式（１７）におけるパラメータ
ｂの値の変化を小さくした、伝達特性ｆ（ｘ）の２次微
分特性ｆ”（ｘ）を示す。図５では、ｂ＝１３、１４、
１５、１６、１７、１８としている。ｂ＝１７の場合に
は、付加した直線に重なり、｜ｘ｜＜４の範囲、すなわ
ち｜ＶRF−ＶT｜＜４ＶTではほぼ直線とみなしてよい。
ｂの値の変化を小さくした、伝達特性ｆ（ｘ）の２次微
分特性ｆ”（ｘ）を示す。図５では、ｂ＝１３、１４、
１５、１６、１７、１８としている。ｂ＝１７の場合に
は、付加した直線に重なり、｜ｘ｜＜４の範囲、すなわ
ち｜ＶRF−ＶT｜＜４ＶTではほぼ直線とみなしてよい。
【００７０】したがって、ｂの最適値は、ｆ(5)（０）
＝０、あるいは、ｆ(7)（０）＝０から求められる（但
し、ｆ(m)（０）＝０はｆ（ｘ）のｍ次の微分係数のｘ
＝０における値）。なお、これは、ｂの５次あるいは７
次の次数を持つ関数として表され、この式を解いて求め
られるが、実際上は、５次方程式や７次方程式が解ける
とは限らない。
＝０、あるいは、ｆ(7)（０）＝０から求められる（但
し、ｆ(m)（０）＝０はｆ（ｘ）のｍ次の微分係数のｘ
＝０における値）。なお、これは、ｂの５次あるいは７
次の次数を持つ関数として表され、この式を解いて求め
られるが、実際上は、５次方程式や７次方程式が解ける
とは限らない。
【００７１】こうして求められたｂ＝１７より、次式
（１８）となる。
（１８）となる。
【００７２】
【００７３】例えば、直流電圧ＶC＝０とおくと、ＶTは
常温で２５ｍＶであることから、Ｋ＝３４となり、ま
た、Ｋ＝１とおくと、ＶC＝９０ｍＶとなる。
常温で２５ｍＶであることから、Ｋ＝３４となり、ま
た、Ｋ＝１とおくと、ＶC＝９０ｍＶとなる。
【００７４】図６は、本発明の一実施例において、直流
電圧ＶC＝０とおいた場合の回路構成の一例を示す図で
ある。図６を参照すると、トリプルテールセルを構成す
る第３のトランジスタＱ３のベースは、高周波信号
ＶRF、ローカル信号ＶLOをそれぞれベース入力とする第
１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のベースにそれぞれ
抵抗Ｒを介して接続されている。すなわち、この回路構
成では、抵抗値が互いに等しい２本の抵抗Ｒにより電圧
加算を行うことでトランジスタＱ３のベースに供給する
電圧（ＶRF＋ＶLO）／２を得ている。
電圧ＶC＝０とおいた場合の回路構成の一例を示す図で
ある。図６を参照すると、トリプルテールセルを構成す
る第３のトランジスタＱ３のベースは、高周波信号
ＶRF、ローカル信号ＶLOをそれぞれベース入力とする第
１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のベースにそれぞれ
抵抗Ｒを介して接続されている。すなわち、この回路構
成では、抵抗値が互いに等しい２本の抵抗Ｒにより電圧
加算を行うことでトランジスタＱ３のベースに供給する
電圧（ＶRF＋ＶLO）／２を得ている。
【００７５】図７には、Ｋ＝１とおいた場合、図１の第
３のトランジスタＱ３のベースでの電位を供給するため
の電圧加算回路の構成の一例を示す。図７を参照する
と、この電圧加算回路では、電流源Ｉbと抵抗Ｒbによ
り、所望の直流電圧ＶC＝９０ｍＶを得ている。トラン
ジスタＱ１１とトランジスタＱ１２のエミッタは共通接
続されて第１の定電流源Ｉbに接続され、トランジスタ
Ｑ１３とトランジスタＱ１４のエミッタは共通接続され
て第２の定電流源Ｉbに接続されており、トランジスタ
Ｑ１１、Ｑ１４のベースには、高周波信号ＶRF、ローカ
ル信号ＶLOがそれぞれ入力され、それぞれベースとコレ
クタが接続されたトランジスタＱ１２、Ｑ１３のベース
及びコレクタの共通接続点同士が接続され、抵抗Ｒb、
第３の定電流源Ｉbを介して電源ＶCCに接続され、抵抗
Ｒbと第３の定電流源Ｉbとの接続点電位から電圧（ＶRF
＋ＶLO）／２＋ＲbＩb（但し、ＶC＝ＲbＩb＝９０ｍ
Ｖ）を得ている。
３のトランジスタＱ３のベースでの電位を供給するため
の電圧加算回路の構成の一例を示す。図７を参照する
と、この電圧加算回路では、電流源Ｉbと抵抗Ｒbによ
り、所望の直流電圧ＶC＝９０ｍＶを得ている。トラン
ジスタＱ１１とトランジスタＱ１２のエミッタは共通接
続されて第１の定電流源Ｉbに接続され、トランジスタ
Ｑ１３とトランジスタＱ１４のエミッタは共通接続され
て第２の定電流源Ｉbに接続されており、トランジスタ
Ｑ１１、Ｑ１４のベースには、高周波信号ＶRF、ローカ
ル信号ＶLOがそれぞれ入力され、それぞれベースとコレ
クタが接続されたトランジスタＱ１２、Ｑ１３のベース
及びコレクタの共通接続点同士が接続され、抵抗Ｒb、
第３の定電流源Ｉbを介して電源ＶCCに接続され、抵抗
Ｒbと第３の定電流源Ｉbとの接続点電位から電圧（ＶRF
＋ＶLO）／２＋ＲbＩb（但し、ＶC＝ＲbＩb＝９０ｍ
Ｖ）を得ている。
【００７６】以上、本発明の第１の実施例として、トリ
プルテールセルを用いたシングルバランス型ハーモニッ
クミキサ回路について説明した。次に、本発明の第２の
実施例について説明する。
プルテールセルを用いたシングルバランス型ハーモニッ
クミキサ回路について説明した。次に、本発明の第２の
実施例について説明する。
【００７７】図８は、本発明の第２実施例の構成を示す
図であり、トリプルテールセルを２個用いたダブルバラ
ンス型ハーモニックミキサ回路の構成を示す図である。
図８を参照すると、エミッタが共通接続され定電流源Ｉ
oをテール電流とする第１のトリプルテールセルを構成
する第１、第２、第３のＮＰＮ型バイポーラトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３と、エミッタが共通接続され定電流
源Ｉoをテール電流とする第２のトリプルテールセルを
構成する第４、第５、第６のＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６とを備え、第１、第５のトラン
ジスタＱ１、Ｑ５のベースには、高周波信号の正相ＶRF
と、逆相の信号−ＶRFがそれぞれ入力され、第２、第４
のトランジスタＱ２、Ｑ４のベースにはローカル信号Ｖ
LOが共通に入力され、第２、第４のトランジスタＱ２、
Ｑ４のコレクタは、それぞれ第５、第１のトランジスタ
Ｑ５、Ｑ１のコレクタと共通接続され、第３、第６のト
ランジスタＱ３、Ｑ６のベースには、直流電圧ＶCに
（ＶRF＋ＶLO）／２、（−ＶR F＋ＶLO）／２が重畳され
た信号がそれぞれ印加される。
図であり、トリプルテールセルを２個用いたダブルバラ
ンス型ハーモニックミキサ回路の構成を示す図である。
図８を参照すると、エミッタが共通接続され定電流源Ｉ
oをテール電流とする第１のトリプルテールセルを構成
する第１、第２、第３のＮＰＮ型バイポーラトランジス
タＱ１、Ｑ２、Ｑ３と、エミッタが共通接続され定電流
源Ｉoをテール電流とする第２のトリプルテールセルを
構成する第４、第５、第６のＮＰＮ型バイポーラトラン
ジスタＱ４、Ｑ５、Ｑ６とを備え、第１、第５のトラン
ジスタＱ１、Ｑ５のベースには、高周波信号の正相ＶRF
と、逆相の信号−ＶRFがそれぞれ入力され、第２、第４
のトランジスタＱ２、Ｑ４のベースにはローカル信号Ｖ
LOが共通に入力され、第２、第４のトランジスタＱ２、
Ｑ４のコレクタは、それぞれ第５、第１のトランジスタ
Ｑ５、Ｑ１のコレクタと共通接続され、第３、第６のト
ランジスタＱ３、Ｑ６のベースには、直流電圧ＶCに
（ＶRF＋ＶLO）／２、（−ＶR F＋ＶLO）／２が重畳され
た信号がそれぞれ印加される。
【００７８】第１、第４のトランジスタＱ１、Ｑ４の共
通接続されたコレクタは、カレントミラー回路の入力側
をなす第７のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ７のコ
レクタに接続され、第２、第５のトランジスタＱ２、Ｑ
５の共通接続されたコレクタは、カレントミラー回路の
出力側をなす第８のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ
８のコレクタに接続されており、第２、第５のトランジ
スタＱ２、Ｑ５の共通接続されたコレクタと、第８のト
ランジスタＱ８の接続点から差動出力電流ΔＩ（＝ＩC1
＋ＩC4−（ＩC2＋ＩC5））が取り出される。
通接続されたコレクタは、カレントミラー回路の入力側
をなす第７のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ７のコ
レクタに接続され、第２、第５のトランジスタＱ２、Ｑ
５の共通接続されたコレクタは、カレントミラー回路の
出力側をなす第８のＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱ
８のコレクタに接続されており、第２、第５のトランジ
スタＱ２、Ｑ５の共通接続されたコレクタと、第８のト
ランジスタＱ８の接続点から差動出力電流ΔＩ（＝ＩC1
＋ＩC4−（ＩC2＋ＩC5））が取り出される。
【００７９】この差動出力電流ΔＩは、次式（１９）と
求められ、上式（１６）から次式（２０）が導かれる。
求められ、上式（１６）から次式（２０）が導かれる。
【００８０】
【００８１】したがって、差動出力電流△Ｉから、ＶRF
ＶLO 2の項から高周波周波数とローカル周波数の２倍の
周波数の和と差の周波数が得られ、ダブルバランス型ハ
ーモニックミキサ回路が実現される。
ＶLO 2の項から高周波周波数とローカル周波数の２倍の
周波数の和と差の周波数が得られ、ダブルバランス型ハ
ーモニックミキサ回路が実現される。
【００８２】以上、説明したトリプルテールセルを用い
たハーモニックミキサ回路は、いずれも出力形式が、Ａ
Ｂ級出力となっているため、差動出力電流ΔＩを得るに
は、出力回路にカレントミラー回路等が必要とされてい
る。
たハーモニックミキサ回路は、いずれも出力形式が、Ａ
Ｂ級出力となっているため、差動出力電流ΔＩを得るに
は、出力回路にカレントミラー回路等が必要とされてい
る。
【００８３】次に、図９は、本発明の第３の実施例の構
成を示す図であり、クァドリテールセルを用いたシング
ルバランス型ハーモニックミキサ回路の一例を示す。図
９を参照すると、エミッタが共通接続されて定電流源Ｉ
0に接続した第１〜第４のＮＰＮ型バイポーラトランジ
スタＱ１〜Ｑ４がクァドリテールセルを構成し、第１の
トランジスタＱ１のベースには高周波信号ＶRFが入力さ
れ、第２のトランジスタＱ２のベースにはローカル信号
ＶLOが入力され、第３、第４のトランジスタＱ３、Ｑ４
のベースには、直流電圧ＶCに（ＶRF＋ＶLO）／２を重
畳した電圧が印加され、第１、第３のトランジスタＱ
１、Ｑ３のコレクタを共通接続して第１の負荷抵抗ＲL
を介して電源ＶCCに接続し、第２、第４のトランジスタ
Ｑ２、Ｑ４のコレクタを共通接続して第２の負荷抵抗Ｒ
Lを介して電源に接続している。
成を示す図であり、クァドリテールセルを用いたシング
ルバランス型ハーモニックミキサ回路の一例を示す。図
９を参照すると、エミッタが共通接続されて定電流源Ｉ
0に接続した第１〜第４のＮＰＮ型バイポーラトランジ
スタＱ１〜Ｑ４がクァドリテールセルを構成し、第１の
トランジスタＱ１のベースには高周波信号ＶRFが入力さ
れ、第２のトランジスタＱ２のベースにはローカル信号
ＶLOが入力され、第３、第４のトランジスタＱ３、Ｑ４
のベースには、直流電圧ＶCに（ＶRF＋ＶLO）／２を重
畳した電圧が印加され、第１、第３のトランジスタＱ
１、Ｑ３のコレクタを共通接続して第１の負荷抵抗ＲL
を介して電源ＶCCに接続し、第２、第４のトランジスタ
Ｑ２、Ｑ４のコレクタを共通接続して第２の負荷抵抗Ｒ
Lを介して電源に接続している。
【００８４】図９において、トランジスタＱ３、Ｑ４の
エミッタ面積をトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ面積
のＫ倍とし、素子間の整合性は良いものとすると、差動
出力電流ΔＩ（＝ＩC1＋ＩC3−（ＩC2＋ＩC4））は次式
（２１）で表わされる。
エミッタ面積をトランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ面積
のＫ倍とし、素子間の整合性は良いものとすると、差動
出力電流ΔＩ（＝ＩC1＋ＩC3−（ＩC2＋ＩC4））は次式
（２１）で表わされる。
【００８５】
【００８６】クァドリテールセルにおいては、図１に示
したトリプルテールセルのトランジスタＱ３を２分割し
て、第３、第４トランジスタＱ３、Ｑ４としているか
ら、エミッタ面積比Ｋの値が丁度半分になっているだけ
である。したがって、次式（２２）に設定すれば良い。
したトリプルテールセルのトランジスタＱ３を２分割し
て、第３、第４トランジスタＱ３、Ｑ４としているか
ら、エミッタ面積比Ｋの値が丁度半分になっているだけ
である。したがって、次式（２２）に設定すれば良い。
【００８７】
【００８８】この時、次式（２３）と表され、トリプル
テールセルを用いたシングルバランス型ハーモニックミ
キサ回路と等しくなり、ＶRFＶLO 2の項から高周波周波
数（ｆRF）とローカル周波数（ｆLO）の２倍の周波数の
和と差の周波数（ｆRF±２ｆ LO）が得られ、シングルバ
ランス型ハーモニックミキサ回路が実現される。
テールセルを用いたシングルバランス型ハーモニックミ
キサ回路と等しくなり、ＶRFＶLO 2の項から高周波周波
数（ｆRF）とローカル周波数（ｆLO）の２倍の周波数の
和と差の周波数（ｆRF±２ｆ LO）が得られ、シングルバ
ランス型ハーモニックミキサ回路が実現される。
【００８９】
【００９０】一例として、図１０に、直流電圧ＶC＝０
とおいた場合に、抵抗加算を用いた実現回路の一例を示
す。図１０を参照すると、クァドリテールセルを構成す
る第３、第４のトランジスタＱ３、Ｑ４のベースは、高
周波信号ＶRF、ローカル信号ＶLOをそれぞれベース入力
とする第１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のベースに
それぞれ抵抗Ｒを介して接続されている。すなわち、こ
の回路構成では、抵抗値が互いに等しい２本の抵抗Ｒに
より電圧加算を行うことで第３、第４のトランジスタＱ
３、Ｑ４のベースに供給する電圧（ＶRF＋ＶLO）／２を
得ている。第１、第３のトランジスタＱ１、Ｑ３のコレ
クタを共通接続して出力端子ＶO -に接続するとともに第
１の負荷抵抗ＲLを介して電源ＶCCに接続し、第２、第
４のトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタを共通接続して
出力端子ＶO +に接続するとともに第２の負荷抵抗ＲLを
介して電源ＶCCに接続している。
とおいた場合に、抵抗加算を用いた実現回路の一例を示
す。図１０を参照すると、クァドリテールセルを構成す
る第３、第４のトランジスタＱ３、Ｑ４のベースは、高
周波信号ＶRF、ローカル信号ＶLOをそれぞれベース入力
とする第１、第２のトランジスタＱ１、Ｑ２のベースに
それぞれ抵抗Ｒを介して接続されている。すなわち、こ
の回路構成では、抵抗値が互いに等しい２本の抵抗Ｒに
より電圧加算を行うことで第３、第４のトランジスタＱ
３、Ｑ４のベースに供給する電圧（ＶRF＋ＶLO）／２を
得ている。第１、第３のトランジスタＱ１、Ｑ３のコレ
クタを共通接続して出力端子ＶO -に接続するとともに第
１の負荷抵抗ＲLを介して電源ＶCCに接続し、第２、第
４のトランジスタＱ２、Ｑ４のコレクタを共通接続して
出力端子ＶO +に接続するとともに第２の負荷抵抗ＲLを
介して電源ＶCCに接続している。
【００９１】図１１は、本発明の第４の実施例の構成を
示す図であり、クァドリテールセルを２個用いたダブル
バランス型ハーモニックミキサ回路の一例を示す。第１
〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４からなる第１のクァド
リテールセルと、第５〜第８のトランジスタＱ５〜Ｑ８
からなる第２のクァドリテールセルと、を備え、第１の
トランジスタＱ１のベースには高周波信号の正相信号Ｖ
RFが入力され、第２のトランジスタＱ２のベースにはロ
ーカル信号ＶLOが入力され、第３、第４のトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４のベースには、直流電圧ＶCに（ＶRF＋
ＶLO）／２を重畳した電圧が印加され、第１、第３のト
ランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタを共通接続して出力端
子ＶO -に接続するともに第１の負荷抵抗ＲLを介して電
源ＶCCに接続し、第２、第４のトランジスタＱ２、Ｑ４
のコレクタを共通接続して出力端子Ｖ O +に接続するとも
に第２の負荷抵抗ＲLを介して電源に接続している。
示す図であり、クァドリテールセルを２個用いたダブル
バランス型ハーモニックミキサ回路の一例を示す。第１
〜第４のトランジスタＱ１〜Ｑ４からなる第１のクァド
リテールセルと、第５〜第８のトランジスタＱ５〜Ｑ８
からなる第２のクァドリテールセルと、を備え、第１の
トランジスタＱ１のベースには高周波信号の正相信号Ｖ
RFが入力され、第２のトランジスタＱ２のベースにはロ
ーカル信号ＶLOが入力され、第３、第４のトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４のベースには、直流電圧ＶCに（ＶRF＋
ＶLO）／２を重畳した電圧が印加され、第１、第３のト
ランジスタＱ１、Ｑ３のコレクタを共通接続して出力端
子ＶO -に接続するともに第１の負荷抵抗ＲLを介して電
源ＶCCに接続し、第２、第４のトランジスタＱ２、Ｑ４
のコレクタを共通接続して出力端子Ｖ O +に接続するとも
に第２の負荷抵抗ＲLを介して電源に接続している。
【００９２】また第６のトランジスタＱ６のベースには
高周波信号の逆相信号−ＶRFが入力され、第５のトラン
ジスタＱ５のベースにはローカル信号ＶLOが入力され、
第７、第８のトランジスタＱ７、Ｑ８のベースには、直
流電圧ＶCに（−ＶRF＋ＶLO）／２を重畳した電圧が印
加され、第５、第７のトランジスタＱ５、Ｑ７のコレク
タを共通接続して出力端子ＶO -に接続し、第６、第８の
トランジスタＱ５、Ｑ７のコレクタを共通接続して出力
端子ＶO +に接続している。
高周波信号の逆相信号−ＶRFが入力され、第５のトラン
ジスタＱ５のベースにはローカル信号ＶLOが入力され、
第７、第８のトランジスタＱ７、Ｑ８のベースには、直
流電圧ＶCに（−ＶRF＋ＶLO）／２を重畳した電圧が印
加され、第５、第７のトランジスタＱ５、Ｑ７のコレク
タを共通接続して出力端子ＶO -に接続し、第６、第８の
トランジスタＱ５、Ｑ７のコレクタを共通接続して出力
端子ＶO +に接続している。
【００９３】図１１において、トランジスタＱ３、Ｑ
４、Ｑ７、Ｑ８のエミッタ面積をトランジスタＱ１、Ｑ
２、Ｑ５、Ｑ６のエミッタ面積のＫ倍とすると、差動出
力電流ΔＩ（＝ＩC1＋ＩC3＋ＩC5＋ＩC7−（ＩC2＋ＩC4
＋ＩC6＋ＩC8））は、次式（２４）と求められる。
４、Ｑ７、Ｑ８のエミッタ面積をトランジスタＱ１、Ｑ
２、Ｑ５、Ｑ６のエミッタ面積のＫ倍とすると、差動出
力電流ΔＩ（＝ＩC1＋ＩC3＋ＩC5＋ＩC7−（ＩC2＋ＩC4
＋ＩC6＋ＩC8））は、次式（２４）と求められる。
【００９４】
【００９５】上式（２４）は、トリプルテールセルを２
個用いたダブルバランス型ハーモニックミキサ回路の差
動電流出力（上式（１９）参照）と等しくなり、ＶRFＶ
LO 2の項から高周波周波数（ｆRF）とローカル周波数
（ｆLO）の２倍の周波数の和と差の周波数（ｆRF±２ｆ
LO）が得られ、ダブルバランス型ハーモニックミキサ回
路が実現される。
個用いたダブルバランス型ハーモニックミキサ回路の差
動電流出力（上式（１９）参照）と等しくなり、ＶRFＶ
LO 2の項から高周波周波数（ｆRF）とローカル周波数
（ｆLO）の２倍の周波数の和と差の周波数（ｆRF±２ｆ
LO）が得られ、ダブルバランス型ハーモニックミキサ回
路が実現される。
【００９６】クァドリテールセルを用いたハーモニック
ミキサ回路の場合には、出力形式がＡ級出力となってい
るために、出力回路にカレントミラー回路等を用いて差
動出力電流を取らなくても、電源と出力端子間に負荷抵
抗を挿入することで、所望の出力を、電圧出力として容
易に得られる。なお、上記各実施例において、高周波周
波数とローカル周波数の２倍の周波数の和又は差の周波
数（ｆRF±２ｆLO）は、公知の帯域通過フィルタ等を用
いて選択出力される。
ミキサ回路の場合には、出力形式がＡ級出力となってい
るために、出力回路にカレントミラー回路等を用いて差
動出力電流を取らなくても、電源と出力端子間に負荷抵
抗を挿入することで、所望の出力を、電圧出力として容
易に得られる。なお、上記各実施例において、高周波周
波数とローカル周波数の２倍の周波数の和又は差の周波
数（ｆRF±２ｆLO）は、公知の帯域通過フィルタ等を用
いて選択出力される。
【００９７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
下記記載の効果を奏する。
下記記載の効果を奏する。
【００９８】本発明の第１の効果は、広い入力電圧範囲
を持つハーモニックミキサ回路を実現できる、というこ
とである。
を持つハーモニックミキサ回路を実現できる、というこ
とである。
【００９９】その理由は、本発明においては、ハーモニ
ックミキサ回路に、トリプルテールセル、またはクァド
リテールセルを用いて３次特性を有する伝達特性を実現
している、ためである。
ックミキサ回路に、トリプルテールセル、またはクァド
リテールセルを用いて３次特性を有する伝達特性を実現
している、ためである。
【０１００】本発明の第２の効果は、高調波歪みの少な
い広い入力電圧範囲を持つハーモニックミキサ回路を実
現できる、ということである。
い広い入力電圧範囲を持つハーモニックミキサ回路を実
現できる、ということである。
【０１０１】その理由は、本発明においては、トリプル
テールセル、またはクァドリテールセルの伝達特性が正
確に３次特性を有するように条件を設定している、ため
である。
テールセル、またはクァドリテールセルの伝達特性が正
確に３次特性を有するように条件を設定している、ため
である。
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示す図であり、
トリプルテールセルを用いたシングルバランス型ハーモ
ニックミキサ回路の構成を示す図である。
トリプルテールセルを用いたシングルバランス型ハーモ
ニックミキサ回路の構成を示す図である。
【図２】図１に示したトリプルテールセルの伝達特性の
１次微分特性（粗ステップ）を示す図である。
１次微分特性（粗ステップ）を示す図である。
【図３】図１に示したトリプルテールセルの伝達特性の
１次微分特性（精ステップ）を示す図である。
１次微分特性（精ステップ）を示す図である。
【図４】図１に示したトリプルテールセルの伝達特性の
２次微分特性（粗ステップ）を示す図である。
２次微分特性（粗ステップ）を示す図である。
【図５】図１に示したトリプルテールセルの伝達特性の
２次微分特性（精ステップ）を示す図である。
２次微分特性（精ステップ）を示す図である。
【図６】本発明の一実施例におけるトリプルテールセル
と抵抗加算を用いたシングルバランス型ハーモニックミ
キサ回路の構成を示す図である。
と抵抗加算を用いたシングルバランス型ハーモニックミ
キサ回路の構成を示す図である。
【図７】本発明の一実施例における電圧加算回路の構成
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図８】本発明の第２の実施例の構成を示す図であり、
トリプルテールセルを２個用いたダブルバランス型ハー
モニックミキサ回路の構成を示す図である。
トリプルテールセルを２個用いたダブルバランス型ハー
モニックミキサ回路の構成を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施例の構成を示す図であり、
クァドリテールセルを用いたシングルバランス型ハーモ
ニックミキサ回路の構成を示す図である。
クァドリテールセルを用いたシングルバランス型ハーモ
ニックミキサ回路の構成を示す図である。
【図１０】本発明の第２の実施例における、クァドリテ
ールセルと抵抗加算を用いたシングルバランス型ハーモ
ニックミキサ回路の構成を示す図である。
ールセルと抵抗加算を用いたシングルバランス型ハーモ
ニックミキサ回路の構成を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施例の構成を示す図であ
り、クァドリテールセルを２個用いたダブルバランス型
ハーモニックミキサ回路の構成を示す図である。
り、クァドリテールセルを２個用いたダブルバランス型
ハーモニックミキサ回路の構成を示す図である。
【図１２】従来のシングルバランス型ハーモニックミキ
サ回路の構成を示す図である。
サ回路の構成を示す図である。
【図１３】従来のダブルバランス型ハーモニックミキサ
回路の構成を示す図である。
回路の構成を示す図である。
１５ 差動アンプ １６、１７ 比較器 ３０ 低域通過フィルタ ＶC 直流電圧 ＶRF 高周波信号 ＶLO ローカル信号（局部発振信号） Ｑ１〜Ｑ８ バイポーラトランジスタ
Claims (14)
- 【請求項１】第１、第２、第３のトランジスタのそれぞ
れのエミッタが共通接続されて１つの定電流源で駆動さ
れるトリプルテールセルを含み、 前記第１のトランジスタのベースには高周波信号が入力
され、 前記第２のトランジスタのベースにはローカル信号が入
力され、 前記第３のトランジスタのベースには、所定の直流電圧
に前記高周波信号と前記ローカル信号との和信号の半分
の信号が重畳されて入力され、 前記第１のトランジスタのコレクタ電流と前記第２のト
ランジスタのコレクタ電流の差電流を出力とし、前記高
周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数の
和または差の周波数成分を出力する、ことを特徴とする
ハーモニックミキサ回路。 - 【請求項２】第１、第２、第３のトランジスタのそれぞ
れのエミッタが共通接続されて１つの定電流源で駆動さ
れる第１のトリプルテールセルと、 第４、第５、第６のトランジスタのそれぞれのエミッタ
が共通接続されて１つの定電流源で駆動される第２のト
リプルテールセルと、を含み、 前記第１のトランジスタのベースには高周波信号が正相
で入力され、 前記第５のトランジスタのベースには前記高周波信号が
逆相で入力され、 前記第２のトランジスタのベースと前記第４のトランジ
スタのベースとは共通接続されてローカル信号が入力さ
れ、 前記第３のトランジスタのベースには、所定の直流電圧
に、前記正相高周波信号と前記ローカル信号との和信号
の半分の信号が重畳されて入力され、 前記第６のトランジスタのベースには、前記所定の直流
電圧に前記逆相高周波信号と前記ローカル信号との和信
号の半分の信号が重畳されて入力され、 前記第１のトランジスタのコレクタ電流と前記第２のト
ランジスタのコレクタ電流の差電流と、前記第４のトラ
ンジスタのコレクタ電流と第５のトランジスタのコレク
タ電流の差電流と、の和電流を出力とし、前記高周波信
号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数の和また
は差の周波数成分を出力する、ことを特徴とするハーモ
ニックミキサ回路。 - 【請求項３】請求項１に記載のハーモニックミキサ回路
において、 前記第３のトランジスタのエミッタ面積が前記第１、第
２のトランジスタのエミッタ面積のＫ倍である場合に、
このＫと前記所定の直流電圧ＶCとの関係が、およそ、
Ｋｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝３４（ただし、ＶTは熱電圧で
あり、常温では約２５ｍＶである）を中心とした値であ
る、ことを特徴とするハーモニックミキサ回路。 - 【請求項４】請求項２に記載のハーモニックミキサ回路
において、 前記第３、第６のトランジスタのエミッタ面積が前記第
１、第２、第４、第５のトランジスタのエミッタ面積の
Ｋ倍である場合に、このＫと前記所定の直流電圧ＶCと
の関係が、およそ、Ｋｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝３４（ただ
し、ＶTは熱電圧であり、常温では約２５ｍＶである）
を中心とした値である、ことを特徴とするハーモニック
ミキサ回路。 - 【請求項５】第１、第２、第３、第４のトランジスタの
それぞれのエミッタが共通接続されて１つの定電流源で
駆動されるクァドリテールセルを含み、 前記第１のトランジスタのベースには高周波信号が入力
され、 前記第２のトランジスタのベースにはローカル信号が入
力され、 前記第３のトランジスタのベースと第４のトランジスタ
のベースとは共通接続されて、所定の直流電圧に前記高
周波信号と前記ローカル信号の和信号の半分の信号が重
畳されて入力され、 前記第１のトランジスタのコレクタ電流と前記第３のト
ランジスタのコレクタ電流の和電流と、前記第２のトラ
ンジスタのコレクタ電流と前記第４のトランジスタのコ
レクタ電流の和電流と、の差電流を出力とし、前記高周
波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数の和
または差の周波数成分を出力する、ことを特徴とするハ
ーモニックミキサ回路。 - 【請求項６】第１、第２、第３、第４のトランジスタの
それぞれのエミッタが共通接続されて１つの定電流源で
駆動される第１のクァドリテールセルと、 第５、第６、第７、第８のトランジスタのそれぞれのエ
ミッタが共通接続されて１つの定電流源で駆動される第
２のクァドリテールセルと、を含み、 前記第１のトランジスタのベースには高周波信号が正相
で入力され、 前記第６のトランジスタのベースには高周波信号が逆相
で入力され、 前記第２のトランジスタのベースと前記第５のトランジ
スタのベースとは共通接続されてローカル信号が入力さ
れ、 前記第３のトランジスタのベースと第４のトランジスタ
のベースとは共通接続されて、所定の直流電圧に前記正
相高周波信号と前記ローカル信号の和信号の半分の信号
が重畳されて入力され、 前記第７のトランジスタのベースと第８のトランジスタ
のベースとは共通接続されて、前記所定の直流電圧に前
記逆相高周波信号と前記ローカル信号の和信号の半分の
信号が重畳されて入力され、 前記第１のトランジスタのコレクタ電流と前記第３のト
ランジスタのコレクタ電流と前記第５のトランジスタの
コレクタ電流と前記第７のトランジスタのコレクタ電流
の和電流と、前記第２のトランジスタのコレクタ電流と
前記第４のトランジスタのコレクタ電流と前記第６のト
ランジスタのコレクタ電流と前記第８のトランジスタの
コレクタ電流の和電流と、の差電流を出力とし、前記高
周波信号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数の
和または差の周波数成分を出力する、ことを特徴とする
ハーモニックミキサ回路。 - 【請求項７】請求項５に記載のハーモニックミキサ回路
において、 前記第３、第４のトランジスタのエミッタ面積が、前記
第１、第２のトランジスタのエミッタ面積のＫ倍である
場合に、このＫと前記所定の直流電圧ＶCとの関係が、
およそＫｅｘｐ（ＶC／ＶT）＝１７を中心とした値であ
る、ことを特徴とするハーモニックミキサ回路。 - 【請求項８】請求項６に記載のハーモニックミキサ回路
において、 前記第３、第４、第７、第８のトランジスタのエミッタ
面積が、前記第１、第２、第５、第６のトランジスタの
エミッタ面積のＫ倍である場合に、このＫと前記所定の
直流電圧ＶCとの関係が、およそＫｅｘｐ（ＶC／ＶT）
＝１７を中心とした値である、ことを特徴とするハーモ
ニックミキサ回路。 - 【請求項９】請求項５乃至８のいずれか一に記載のハー
モニックミキサ回路において、前記出力信号が電源電圧
間の負荷抵抗を介して電圧出力される、ことを特徴とす
るハーモニックミキサ回路。 - 【請求項１０】第１の信号と第２の信号を入力して周波
数変換し少なくとも前記第１の信号と前記第２の信号の
３次特性の周波数信号を出力するミキサ回路であって、 エミッタが共通接続されて定電流源で駆動される３つ又
は４つのトランジスタよりなるトリプルテールセル又は
クァドリテールセルの二つのトランジスタのベースに前
記第１、第２の信号をそれぞれ入力し、 残りのトランジスタのベースには、前記第１及び第２の
信号の和信号の半分の信号に所定の直流電圧を重畳した
信号が印加されることを特徴とするミキサ回路。 - 【請求項１１】エミッタが共通接続され定電流源で駆動
される３つのトランジスタのうち二つのトランジスタの
ベースに高周波信号とローカル信号をそれぞれ入力し、
残りのトランジスタのエミッタ面積を前記二つのトラン
ジスタのエミッタ面積のＫ倍とし、そのベースには、前
記高周波信号と前記ローカル信号の和の半分の信号に、
電圧値がほぼＶTｌｎ（ｂ／Ｋ）（但し、ＶTは熱電圧、
ｂは所定の正整数、ｌｎは対数関数）の直流電圧ＶCを
加えた信号を印加し、前記二つのトランジスタのコレク
タ電流の差電流から、前記高周波信号の周波数と前記ロ
ーカル信号の２倍の周波数との和又は差の信号を取り出
す、ことを特徴とするハーモニックミキサ回路。 - 【請求項１２】エミッタが共通接続され定電流源で駆動
される４つのトランジスタのうち、第１、第２の二つの
トランジスタのベースに高周波信号とローカル信号をそ
れぞれ入力し、残りの第３、第４のトランジスタのエミ
ッタ面積を前記第１、第２のトランジスタのエミッタ面
積のＫ倍とし、前記第３、第４のトランジスタのベース
には、前記高周波信号と前記ローカル信号の和信号を半
分の信号に、電圧値がほぼＶTｌｎ（ｂ／Ｋ）（但し、
ＶTは熱電圧、ｂは所定の正整数、は対数関数）の直流
電圧ＶCを加えた信号を印加し、前記第１のトランジス
タと前記第３のトランジスタのコレクタ電流の和電流
と、前記第２のトランジスタと前記第４のトランジスタ
のコレクタ電流の和電流との差電流から、前記高周波信
号の周波数と前記ローカル信号の２倍の周波数との和又
は差の信号を取り出す、ことを特徴とするハーモニック
ミキサ回路。 - 【請求項１３】前記ｂが３４又はこれに近い値であるこ
とを特徴とする請求項１１記載のハーモニックミキサ回
路。 - 【請求項１４】前記ｂが１７又はこれに近い値であるこ
とを特徴とする請求項１２記載のハーモニックミキサ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33677698A JP3161440B2 (ja) | 1998-11-27 | 1998-11-27 | ハーモニックミキサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33677698A JP3161440B2 (ja) | 1998-11-27 | 1998-11-27 | ハーモニックミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000165148A JP2000165148A (ja) | 2000-06-16 |
| JP3161440B2 true JP3161440B2 (ja) | 2001-04-25 |
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ID=18302599
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33677698A Expired - Fee Related JP3161440B2 (ja) | 1998-11-27 | 1998-11-27 | ハーモニックミキサ回路 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP3161440B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7002396B2 (en) | 2002-03-15 | 2006-02-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency converter |
-
1998
- 1998-11-27 JP JP33677698A patent/JP3161440B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JP2000165148A (ja) | 2000-06-16 |
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