JP2885250B2 - 周波数逓倍ミキサ回路 - Google Patents
周波数逓倍ミキサ回路Info
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- JP2885250B2 JP2885250B2 JP3023923A JP2392391A JP2885250B2 JP 2885250 B2 JP2885250 B2 JP 2885250B2 JP 3023923 A JP3023923 A JP 3023923A JP 2392391 A JP2392391 A JP 2392391A JP 2885250 B2 JP2885250 B2 JP 2885250B2
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Description
【０００１】
【技術分野】本発明は周波数逓倍ミキサ回路に関するも
のである。
のである。
【０００２】
【技術分野】従来の周波数逓倍及び周波数ミキサ回路は
図５に示す如く、周波数逓倍回路１により入力信号周波
数（本例ではローカル信号入力周波数）を２倍に逓倍
し、この逓倍出力を帯域フィルタ２を介してミキサ回路
３へ入力し、別の信号入力と混合する構成である。
図５に示す如く、周波数逓倍回路１により入力信号周波
数（本例ではローカル信号入力周波数）を２倍に逓倍
し、この逓倍出力を帯域フィルタ２を介してミキサ回路
３へ入力し、別の信号入力と混合する構成である。
【０００３】この様に、従来の構成では、逓倍回路１と
ミキサ回路３とを夫々独立した回路で構成しており、こ
の両回路の間にはフィルタ２を必要とする。よって、周
波数特性の広帯域化が図れないと共に、全体を集積回路
化することが出来ず、フィルタが外付けされることにな
り、端子数が増大するという欠点がある。
ミキサ回路３とを夫々独立した回路で構成しており、こ
の両回路の間にはフィルタ２を必要とする。よって、周
波数特性の広帯域化が図れないと共に、全体を集積回路
化することが出来ず、フィルタが外付けされることにな
り、端子数が増大するという欠点がある。
【０００４】
【発明の目的】本発明の目的は、回路全体の集積化を図
ると共に広帯域化を可能とした周波数逓倍ミキサ回路を
提供することである。
ると共に広帯域化を可能とした周波数逓倍ミキサ回路を
提供することである。
【０００５】
【発明の構成】本発明による周波数逓倍ミキサ回路は、
互いのエミッタが共通接続されエミッタサイズの比が
ｋ：１（ｋは１より大なる数）の第１及び第２のトラン
ジスタからなる第１の差動対と、同じく互いのエミッタ
が共通接続されエミッタサイズの比がｋ：１の第３及び
第４のトランジスタからなる第２の差動対と、これ等第
１及び第２の差動対に対して夫々定電流を供給する第１
及び第２の定電流源と、前記第１及び第３のトランジス
タの共通コレクタ出力と前記第２及び４のトランジスタ
の共通コレクタ出力との差電流を導出する手段と、この
差電流を駆動電流とする第３の差動対とを含み、前記第
１及び第４のトランジスタのベース共通接続点と前記第
２及び第３のトランジスタのベース共通接続点との間に
第１の入力信号を供給し、前記第３の差動対の差動入力
に第２の入力信号を印加し、前記第３の差動対の出力か
ら回路出力として前記第１の入力信号の２倍の周波数成
分と前記第２の入信号の周波数成分との和または差の成
分を導出するようにしたことを特徴とする。
互いのエミッタが共通接続されエミッタサイズの比が
ｋ：１（ｋは１より大なる数）の第１及び第２のトラン
ジスタからなる第１の差動対と、同じく互いのエミッタ
が共通接続されエミッタサイズの比がｋ：１の第３及び
第４のトランジスタからなる第２の差動対と、これ等第
１及び第２の差動対に対して夫々定電流を供給する第１
及び第２の定電流源と、前記第１及び第３のトランジス
タの共通コレクタ出力と前記第２及び４のトランジスタ
の共通コレクタ出力との差電流を導出する手段と、この
差電流を駆動電流とする第３の差動対とを含み、前記第
１及び第４のトランジスタのベース共通接続点と前記第
２及び第３のトランジスタのベース共通接続点との間に
第１の入力信号を供給し、前記第３の差動対の差動入力
に第２の入力信号を印加し、前記第３の差動対の出力か
ら回路出力として前記第１の入力信号の２倍の周波数成
分と前記第２の入信号の周波数成分との和または差の成
分を導出するようにしたことを特徴とする。
【０００６】
【実施例】以下に図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
【０００７】図１は本発明の実施例を示す回路図であ
る。第１及び第２の差動トランジスタＱ１，Ｑ２は互い
にエミッタが共通接続され、エミッタサイズ比がｋ：１
（ｋ＞１）の差動トランジスタである。この両差動トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ共通接続点には定電流源
Ｉ0 が接続される。
る。第１及び第２の差動トランジスタＱ１，Ｑ２は互い
にエミッタが共通接続され、エミッタサイズ比がｋ：１
（ｋ＞１）の差動トランジスタである。この両差動トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ共通接続点には定電流源
Ｉ0 が接続される。
【０００８】第３及び第４の差動トランジスタＱ３，Ｑ
４は互いにエミッタが共通接続されてエミッタサイズ比
が同じくｋ：１の差動トランジスタである。この両差動
トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ共通接続点にも同じ
く定電流源Ｉ0が接続される。トランジスタＱ１，Ｑ４
の共通ベースとトランジスタＱ２，Ｑ３の共通ベースと
の間に信号（本例ではローカル信号）ＶLOが印加されて
いる。
４は互いにエミッタが共通接続されてエミッタサイズ比
が同じくｋ：１の差動トランジスタである。この両差動
トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ共通接続点にも同じ
く定電流源Ｉ0が接続される。トランジスタＱ１，Ｑ４
の共通ベースとトランジスタＱ２，Ｑ３の共通ベースと
の間に信号（本例ではローカル信号）ＶLOが印加されて
いる。
【０００９】そして、トランジスタＱ１，Ｑ３の共通コ
レクタ出力とトランジスタＱ２，Ｑ４の共通コレクタ出
力との差電流を、トランジスタＱ５〜Ｑ８からなるカレ
ントミラー回路により導出している。
レクタ出力とトランジスタＱ２，Ｑ４の共通コレクタ出
力との差電流を、トランジスタＱ５〜Ｑ８からなるカレ
ントミラー回路により導出している。
【００１０】このカレントミラー回路による差電流出力
は、トランジスタＱ９，Ｑ１０による別のカレントミラ
ー回路により取出されて、トランジスタＱ１１，Ｑ１２
からなる差動増幅器の駆動電流となっている。
は、トランジスタＱ９，Ｑ１０による別のカレントミラ
ー回路により取出されて、トランジスタＱ１１，Ｑ１２
からなる差動増幅器の駆動電流となっている。
【００１１】このトランジスタＱ１１，Ｑ１２はエミッ
タが共通接続された差動トランジスタであり、両トラン
ジスタのベース間にミクスすべき入力信号ＶINが印加さ
れている。この差動増幅器の差動出力はトランジスタＱ
１３，Ｑ１４によるカレントミラー負荷により導出さ
れ、トランジスタＱ１５と抵抗ＲＬによるエミッタフォ
ロワ回路により回路出力Ｖ0 となっている。
タが共通接続された差動トランジスタであり、両トラン
ジスタのベース間にミクスすべき入力信号ＶINが印加さ
れている。この差動増幅器の差動出力はトランジスタＱ
１３，Ｑ１４によるカレントミラー負荷により導出さ
れ、トランジスタＱ１５と抵抗ＲＬによるエミッタフォ
ロワ回路により回路出力Ｖ0 となっている。
【００１２】トランジスタの直流増幅率をαとすると、
各トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ電流Ｉc1〜Ｉc4は
次の様になる。
各トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ電流Ｉc1〜Ｉc4は
次の様になる。
【００１３】 Ｉc1＝αＩ0 ／｛１＋（1/k ）exp （−ＶL0／ＶT ）｝ Ｉc2＝αＩ0 ／｛１＋ｋexp （ＶL0／ＶT ）｝ Ｉc3＝αＩ0 ／｛１＋（1/k ）exp （ＶL0／ＶT ）｝ Ｉc4＝αＩ0 ／｛１＋ｋexp （−ＶL0／ＶT ）｝ 但し、ＶT ＝kT/qであって、ｋはボルツマン定数、Ｔは
絶対温度、ｑは単位電子電荷である。
絶対温度、ｑは単位電子電荷である。
【００１４】従って、 Ｉp ＝Ｉc1＋Ｉc3 ＝αＩ0 ［１／｛１＋（1/k ）exp （−ＶL0／ＶT ）｝＋ １／｛１＋（1/k ）exp （ＶL0／ＶT ）｝］ ………………(1) Ｉq ＝Ｉc2＋Ｉc4 ＝αＩ0 ［１／｛１＋ｋexp （−ＶL0／ＶT ）｝＋ １／｛１＋ｋexp （ＶL0／ＶT ）｝］ ………………(2) と表すことができる。
【００１５】故に、Ｉp とＩq との差△Ｉは、 △Ｉ＝Ｉp −Ｉq ＝２αＩ0 （ｋ−1/k ）／［（ｋ＋1/k ）＋｛exp （ＶL0／ＶT ）＋ exp （−ＶL0／ＶT ）｝］ ………………(3) となる。ここでｋは定数であるから、△ＩはＶL0に対し
て偶関数となっている。いま exp （±ｘ）＝Σ（±１）n （Ｘn ／ｎ！） である（尚、Σはｎ＝０〜∞の加算を示す）ことから、 △Ｉ＝２αＩ0 （ｋ−1/k ）／｛（ｋ＋1/k ）＋２＋（ＶL0／ＶT ）2 ＋（1/12）（ＶL0／ＶT ）4 ＋………｝ ………………(4) となる。
て偶関数となっている。いま exp （±ｘ）＝Σ（±１）n （Ｘn ／ｎ！） である（尚、Σはｎ＝０〜∞の加算を示す）ことから、 △Ｉ＝２αＩ0 （ｋ−1/k ）／｛（ｋ＋1/k ）＋２＋（ＶL0／ＶT ）2 ＋（1/12）（ＶL0／ＶT ）4 ＋………｝ ………………(4) となる。
【００１６】いま、ｋ＞１であるから、ＶL0に比しＶT
が極めて大であれば、（ｋ＋1/k ＋２）は（ＶL0／ＶT
）2 より極めて大きく、また、（ＶL0／ＶT ）2 は（1
/12）（ＶL0／ＶT ）4 より極めて大きいことになるか
ら、 △Ｉ＝２αＩ0 （ｋ−1/k ）｛１−（ＶL0／ＶT ）2 ／（ｋ＋1/k ＋２）｝ ／（ｋ＋1/k ＋２） ………………(5) と近似することができる。
が極めて大であれば、（ｋ＋1/k ＋２）は（ＶL0／ＶT
）2 より極めて大きく、また、（ＶL0／ＶT ）2 は（1
/12）（ＶL0／ＶT ）4 より極めて大きいことになるか
ら、 △Ｉ＝２αＩ0 （ｋ−1/k ）｛１−（ＶL0／ＶT ）2 ／（ｋ＋1/k ＋２）｝ ／（ｋ＋1/k ＋２） ………………(5) と近似することができる。
【００１７】従って、△Ｉは入力信号ＶL0の２乗のみの
式で近似されることから、入力信号周波数ｆL0に対して
△Ｉに含まれる周波数成分は直流成分を除くと２ｆL0の
周波数成分がほとんどであることが判る。
式で近似されることから、入力信号周波数ｆL0に対して
△Ｉに含まれる周波数成分は直流成分を除くと２ｆL0の
周波数成分がほとんどであることが判る。
【００１８】その理由は、信号を正弦波であるとすれ
ば、 ２ sin2 Ａ＝１− cos２Ａ となり、直流成分と２倍の周波数成分が得られるからで
ある。よって、トランジスタＱ１〜Ｑ８による回路は周
波数逓倍回路となっているのである。
ば、 ２ sin2 Ａ＝１− cos２Ａ となり、直流成分と２倍の周波数成分が得られるからで
ある。よって、トランジスタＱ１〜Ｑ８による回路は周
波数逓倍回路となっているのである。
【００１９】無信号時（ＶL0＝０）の△Ｉ（△Ｉ（△Ｉ
D と表わす）は直流となり、(4) 式から、△ＩD ＝２α
Ｉ0 （ｋ−1/k ）／｛（ｋ＋1/k＋２） となる。この値は(5) 式の近似式で、ＶL0＝０とおいた
値と一致する。
D と表わす）は直流となり、(4) 式から、△ＩD ＝２α
Ｉ0 （ｋ−1/k ）／｛（ｋ＋1/k＋２） となる。この値は(5) 式の近似式で、ＶL0＝０とおいた
値と一致する。
【００２０】すなわち、△Ｉには直流成分△ＩD に２ｆ
L0の交流成分が重畳されていることがわかる。このとき
の△Ｉの特性を図２に示している。
L0の交流成分が重畳されていることがわかる。このとき
の△Ｉの特性を図２に示している。
【００２１】例えば、図２において、各パラメータをｋ
＝９、ＶL0＝６０mV、ｆL0＝１KHz に夫々制定し、シミ
ュレーションを行えば、入力信号の周波数成分（ｆL0）
は出力側では入力信号の２倍の周波数成分（２ｆL0）に
対して−６０dB以下のレベルとなり、非常に良好な歪率
特性が得られる。すなわち、出力側にはフィルタが不要
となるのである。よって、動作入力周波数範囲も、フィ
ルタが不要のために広帯域化が図れる。
＝９、ＶL0＝６０mV、ｆL0＝１KHz に夫々制定し、シミ
ュレーションを行えば、入力信号の周波数成分（ｆL0）
は出力側では入力信号の２倍の周波数成分（２ｆL0）に
対して−６０dB以下のレベルとなり、非常に良好な歪率
特性が得られる。すなわち、出力側にはフィルタが不要
となるのである。よって、動作入力周波数範囲も、フィ
ルタが不要のために広帯域化が図れる。
【００２２】次に、この△ＩはトランジスタＱ５，Ｑ
６，Ｑ７，Ｑ８からなるカレントミラー回路によりトラ
ンジスタＱ８のコレクタ出力電流とほぼ等しくなる。こ
の電流はトランジスタＱ９，Ｑ１０によるカレントミラ
ー回路により、トランジスタＱ１１，Ｑ１２で構成され
る差動増幅器の駆動電流源となっている。
６，Ｑ７，Ｑ８からなるカレントミラー回路によりトラ
ンジスタＱ８のコレクタ出力電流とほぼ等しくなる。こ
の電流はトランジスタＱ９，Ｑ１０によるカレントミラ
ー回路により、トランジスタＱ１１，Ｑ１２で構成され
る差動増幅器の駆動電流源となっている。
【００２３】従って、この差動増幅器の出力電流ＩOUT
は、 ＩOUT ＝Ｉc11 −Ｉc12 ＝α△Ｉtanh（ＶIN／２ＶT ） と表わされる。尚、Ｉc11 ，Ｉc12 はトランジスタ電力
増幅回路Ｑ１１，Ｑ１２のコレクタ電流を示す。
は、 ＩOUT ＝Ｉc11 −Ｉc12 ＝α△Ｉtanh（ＶIN／２ＶT ） と表わされる。尚、Ｉc11 ，Ｉc12 はトランジスタ電力
増幅回路Ｑ１１，Ｑ１２のコレクタ電流を示す。
【００２４】ここで、tanhｘ＝ｘ−ｘ3 ／３………（｜
ｘ｜は１より極めて小）と級数展開されることから、｜
ＶIN｜が２ＶT より極めて小であれば、ＩOUT ＝２α2
Ｉ0 （ｋ−1/k ）｛１−（ＶL0／ＶT ）2 ／（ｋ＋1/k
＋２）｝ ｛ＶIN／２ＶT −（1/3 ）（ＶIN／
２ＶT ）3 ｝／（ｋ＋1/k ＋２）と近似される。
ｘ｜は１より極めて小）と級数展開されることから、｜
ＶIN｜が２ＶT より極めて小であれば、ＩOUT ＝２α2
Ｉ0 （ｋ−1/k ）｛１−（ＶL0／ＶT ）2 ／（ｋ＋1/k
＋２）｝ ｛ＶIN／２ＶT −（1/3 ）（ＶIN／
２ＶT ）3 ｝／（ｋ＋1/k ＋２）と近似される。
【００２５】この式から（ＶL0）2 とＶINとの積（ＶL
0）2 （ＶIN）が得られる。この積によってＩOUT に含
まれる周波数成分は、 ２ｆL0＋ｆIN 及び ２ｆL0＋ｆIN または ｆIN−２ｆL0 が支配的となる。
0）2 （ＶIN）が得られる。この積によってＩOUT に含
まれる周波数成分は、 ２ｆL0＋ｆIN 及び ２ｆL0＋ｆIN または ｆIN−２ｆL0 が支配的となる。
【００２６】その理由は、 sin2 Ａとsin Ｂとの積はco
s ２Ａとsin Ｂとの積になり、このcos ２Ａとsin Ｂと
の積はsin （２Ａ＋Ｂ）とsin （２Ａ−Ｂ）またはsin
（Ｂ−２Ａ）との和になるからである。
s ２Ａとsin Ｂとの積になり、このcos ２Ａとsin Ｂと
の積はsin （２Ａ＋Ｂ）とsin （２Ａ−Ｂ）またはsin
（Ｂ−２Ａ）との和になるからである。
【００２７】よって、回路出力ＩOUT としては、信号入
力ＶL0の２倍波とＶINの信号とが混合されて出力される
ことになる。すなわち、図１の回路は入力信号ＶL0の周
波数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラー回路で直
結した構成となっており、また周波数逓倍回路の出力電
流をミキサ回路の駆動電流源に用いることで、ミキサ回
路のバイアス回路を不要としている。
力ＶL0の２倍波とＶINの信号とが混合されて出力される
ことになる。すなわち、図１の回路は入力信号ＶL0の周
波数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラー回路で直
結した構成となっており、また周波数逓倍回路の出力電
流をミキサ回路の駆動電流源に用いることで、ミキサ回
路のバイアス回路を不要としている。
【００２８】図３は本発明の他の実施例の回路図であ
り、図１と同等部分は同一符号により示している。本実
施例では、各差動トランジスタＱ１〜Ｑ４の各エミッタ
に対して夫々直列に抵抗を挿入したものである。
り、図１と同等部分は同一符号により示している。本実
施例では、各差動トランジスタＱ１〜Ｑ４の各エミッタ
に対して夫々直列に抵抗を挿入したものである。
【００２９】このエミッタ抵抗の値としては、トランジ
スタＱ１とＱ２とを例にとると、エミッタ比がｋ：１で
あることから、トランジスタＱ２のエミッタ抵抗ＲＥに
対してＲＥ／ｋなるエミッタ抵抗をトランジスタＱ１に
挿入する。トランジスタＱ３とＱ４とについても全く同
様である。
スタＱ１とＱ２とを例にとると、エミッタ比がｋ：１で
あることから、トランジスタＱ２のエミッタ抵抗ＲＥに
対してＲＥ／ｋなるエミッタ抵抗をトランジスタＱ１に
挿入する。トランジスタＱ３とＱ４とについても全く同
様である。
【００３０】この様なエミッタ抵抗を挿入した場合の特
性が図４に示されており、エミッタ抵抗の値により入力
信号ＶL0の振幅レベルを上げることができ、よってエミ
ッタ抵抗の値を選定することで、任意の入力信号レベル
で回路の使用が可能となるものである。
性が図４に示されており、エミッタ抵抗の値により入力
信号ＶL0の振幅レベルを上げることができ、よってエミ
ッタ抵抗の値を選定することで、任意の入力信号レベル
で回路の使用が可能となるものである。
【００３１】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、周波
数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラー回路を用い
て直結しているので、フィルタ等が不要となり、広帯域
化及び集積回路化が容易となるという効果がある。
数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラー回路を用い
て直結しているので、フィルタ等が不要となり、広帯域
化及び集積回路化が容易となるという効果がある。
【００３２】また、周波数逓倍回路の出力の歪率特性が
良好であり、更にカレントミラー回路による直結のため
に、ミキサ回路のバイアス回路が省略できるという効果
もある。
良好であり、更にカレントミラー回路による直結のため
に、ミキサ回路のバイアス回路が省略できるという効果
もある。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】図１の回路の特性を示す図である。
【図３】本発明の他の実施例の回路図である。
【図４】図３の回路の特性を示す図である。
【図５】従来の周波数逓倍ミキサ回路のブロック図であ
る。
る。
Claims (2)
- 【請求項１】 互いのエミッタが共通接続されエミッタ
サイズの比がｋ：１（ｋは１より大なる数）の第１及び
第２のトランジスタからなる第１の差動対と、同じく互
いのエミッタが共通接続されエミッタサイズの比がｋ：
１の第３及び第４のトランジスタからなる第２の差動対
と、これ等第１及び第２の差動対に対して夫々定電流を
供給する第１及び第２の定電流源と、前記第１及び第３
のトランジスタの共通コレクタ出力と前記第２及び４の
トランジスタの共通コレクタ出力との差電流を導出する
手段と、この差電流を駆動電流とする第３の差動対とを
含み、前記第１及び第４のトランジスタのベース共通接
続点と前記第２及び第３のトランジスタのベース共通接
続点との間に第１の入力信号を供給し、前記第３の差動
対の差動入力に第２の入力信号を印加し、前記第３の差
動対の出力から回路出力として前記第１の入力信号の２
倍の周波数成分と前記第２の入信号の周波数成分との和
または差の成分を導出するようにしたことを特徴とする
周波数逓倍ミキサ回路。 - 【請求項２】 前記第１の差動対を構成する第１及び第
２のトランジスタ、更には前記第２の差動対を構成する
前記第３及び第４のトランジスタの各エミッタに夫々直
列に挿入された抵抗を有することを特徴とする請求項１
記載の周波数逓倍ミキサ回路。
Priority Applications (10)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3023923A JP2885250B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 周波数逓倍ミキサ回路 |
| US07/824,216 US5319267A (en) | 1991-01-24 | 1992-01-22 | Frequency doubling and mixing circuit |
| DE69225012T DE69225012T2 (de) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Schaltung zur Frequenzverdopplung und zur Mischung |
| AU10426/92A AU643867B2 (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| CA002059887A CA2059887C (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| SG1996005529A SG46517A1 (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| ES92101083T ES2113895T3 (es) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Circuito duplicador y mezclador de frecuencia. |
| EP92101083A EP0498221B1 (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| KR1019920000999A KR960014530B1 (ko) | 1991-01-24 | 1992-01-24 | 주파수 2배 및 믹싱 회로 |
| HK98109752A HK1009069A1 (en) | 1991-01-24 | 1998-08-06 | Frequency doubling and mixing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3023923A JP2885250B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 周波数逓倍ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04240904A JPH04240904A (ja) | 1992-08-28 |
| JP2885250B2 true JP2885250B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=12124041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3023923A Expired - Fee Related JP2885250B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 周波数逓倍ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2885250B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102332865A (zh) * | 2011-07-25 | 2012-01-25 | 复旦大学 | 一种宽带可重构下变频混频器 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5552734A (en) * | 1993-10-27 | 1996-09-03 | Nec Corporation | Local oscillator frequency multiplier and mixing circuit comprising a squaring circuit |
| JP2885021B2 (ja) * | 1993-10-27 | 1999-04-19 | 日本電気株式会社 | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
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