JPH04240904A - 周波数逓倍ミキサ回路 - Google Patents
周波数逓倍ミキサ回路Info
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- JPH04240904A JPH04240904A JP3023923A JP2392391A JPH04240904A JP H04240904 A JPH04240904 A JP H04240904A JP 3023923 A JP3023923 A JP 3023923A JP 2392391 A JP2392391 A JP 2392391A JP H04240904 A JPH04240904 A JP H04240904A
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- Japan
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- differential
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は周波数逓倍ミキサ回路に関するも
のである。
のである。
【０００２】
【技術分野】従来の周波数逓倍及び周波数ミキサ回路は
図５に示す如く、周波数逓倍回路１により入力信号周波
数（本例ではローカル信号入力周波数）を２倍に逓倍し
、この逓倍出力を帯域フィルタ２を介してミキサ回路３
へ入力し、別の信号入力と混合する構成である。
図５に示す如く、周波数逓倍回路１により入力信号周波
数（本例ではローカル信号入力周波数）を２倍に逓倍し
、この逓倍出力を帯域フィルタ２を介してミキサ回路３
へ入力し、別の信号入力と混合する構成である。
【０００３】この様に、従来の構成では、逓倍回路１と
ミキサ回路３とを夫々独立した回路で構成しており、こ
の両回路の間にはフィルタ２を必要とする。よって、周
波数特性の広帯域化が図れないと共に、全体を集積回路
化することが出来ず、フィルタが外付けされることにな
り、端子数が増大するという欠点がある。
ミキサ回路３とを夫々独立した回路で構成しており、こ
の両回路の間にはフィルタ２を必要とする。よって、周
波数特性の広帯域化が図れないと共に、全体を集積回路
化することが出来ず、フィルタが外付けされることにな
り、端子数が増大するという欠点がある。
【０００４】
【発明の目的】本発明の目的は、回路全体の集積化を図
ると共に広帯域化を可能とした周波数逓倍ミキサ回路を
提供することである。
ると共に広帯域化を可能とした周波数逓倍ミキサ回路を
提供することである。
【０００５】
【発明の構成】本発明による周波数逓倍ミキサ回路は、
互いのエミッタが共通接続されエミッタサイズの比がｋ
：１（ｋは１より大なる数）の第１及び第２の差動トラ
ンジスタと、同じく互いのエミッタが共通接続されエミ
ッタサイズの比がｋ：１の第３及び第４の差動トランジ
スタと、これ等第１及び第２の差動トランジスタに対し
て定電流を供給する第１の定電流源と、前記第３及び第
４の差動トランジスタに対して定電流を供給する第２の
定電流源と、前記第１及び第３のトランジスタの共通コ
レクタ出力と前記第２及び第４のトランジスタの共通コ
レクタ出力との差電流を導出する手段と、この差電流を
駆動電流源とする差動増幅器とを含み、前記第１ 及び
第４のトランジスタのベース共通接続点と前記第２及び
第３のトランジスタのベース共通接続点との間に信号を
供給し、前記差動増幅器の差動入力にミクスすべき信号
を印加するようにし、この差動増幅器の出力から回路出
力を導入するようにしたことを特徴とする。
互いのエミッタが共通接続されエミッタサイズの比がｋ
：１（ｋは１より大なる数）の第１及び第２の差動トラ
ンジスタと、同じく互いのエミッタが共通接続されエミ
ッタサイズの比がｋ：１の第３及び第４の差動トランジ
スタと、これ等第１及び第２の差動トランジスタに対し
て定電流を供給する第１の定電流源と、前記第３及び第
４の差動トランジスタに対して定電流を供給する第２の
定電流源と、前記第１及び第３のトランジスタの共通コ
レクタ出力と前記第２及び第４のトランジスタの共通コ
レクタ出力との差電流を導出する手段と、この差電流を
駆動電流源とする差動増幅器とを含み、前記第１ 及び
第４のトランジスタのベース共通接続点と前記第２及び
第３のトランジスタのベース共通接続点との間に信号を
供給し、前記差動増幅器の差動入力にミクスすべき信号
を印加するようにし、この差動増幅器の出力から回路出
力を導入するようにしたことを特徴とする。
【０００６】
【実施例】以下に図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
【０００７】図１は本発明の実施例を示す回路図である
。第１及び第２の差動トランジスタＱ１，Ｑ２は互いに
エミッタが共通接続され、エミッタサイズ比がｋ：１（
ｋ＞１）の差動トランジスタである。この両差動トラン
ジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ共通接続点には定電流源Ｉ
０ が接続される。
。第１及び第２の差動トランジスタＱ１，Ｑ２は互いに
エミッタが共通接続され、エミッタサイズ比がｋ：１（
ｋ＞１）の差動トランジスタである。この両差動トラン
ジスタＱ１、Ｑ２のエミッタ共通接続点には定電流源Ｉ
０ が接続される。
【０００８】第３及び第４の差動トランジスタＱ３，Ｑ
４は互いにエミッタが共通接続されてエミッタサイズ比
が同じくｋ：１の差動トランジスタである。この両差動
トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ共通接続点にも同じ
く定電流源Ｉ０が接続される。トランジスタＱ１，Ｑ４
の共通ベースとトランジスタＱ２，Ｑ３の共通ベースと
の間に信号（本例ではローカル信号）ＶＬＯが印加され
ている。
４は互いにエミッタが共通接続されてエミッタサイズ比
が同じくｋ：１の差動トランジスタである。この両差動
トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ共通接続点にも同じ
く定電流源Ｉ０が接続される。トランジスタＱ１，Ｑ４
の共通ベースとトランジスタＱ２，Ｑ３の共通ベースと
の間に信号（本例ではローカル信号）ＶＬＯが印加され
ている。
【０００９】そして、トランジスタＱ１，Ｑ３の共通コ
レクタ出力とトランジスタＱ２，Ｑ４の共通コレクタ出
力との差電流を、トランジスタＱ５〜Ｑ８からなるカレ
ントミラー回路により導出している。
レクタ出力とトランジスタＱ２，Ｑ４の共通コレクタ出
力との差電流を、トランジスタＱ５〜Ｑ８からなるカレ
ントミラー回路により導出している。
【００１０】このカレントミラー回路による差電流出力
は、トランジスタＱ９，Ｑ１０による別のカレントミラ
ー回路により取出されて、トランジスタＱ１１，Ｑ１２
からなる差動増幅器の駆動電流となっている。
は、トランジスタＱ９，Ｑ１０による別のカレントミラ
ー回路により取出されて、トランジスタＱ１１，Ｑ１２
からなる差動増幅器の駆動電流となっている。
【００１１】このトランジスタＱ１１，Ｑ１２はエミッ
タが共通接続された差動トランジスタであり、両トラン
ジスタのベース間にミクスすべき入力信号ＶＩＮが印加
されている。この差動増幅器の差動出力はトランジスタ
Ｑ１３，Ｑ１４によるカレントミラー負荷により導出さ
れ、トランジスタＱ１５と抵抗ＲＬによるエミッタフォ
ロワ回路により回路出力Ｖ０ となっている。
タが共通接続された差動トランジスタであり、両トラン
ジスタのベース間にミクスすべき入力信号ＶＩＮが印加
されている。この差動増幅器の差動出力はトランジスタ
Ｑ１３，Ｑ１４によるカレントミラー負荷により導出さ
れ、トランジスタＱ１５と抵抗ＲＬによるエミッタフォ
ロワ回路により回路出力Ｖ０ となっている。
【００１２】トランジスタの直流増幅率をαとすると、
各トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ電流Ｉｃ１〜Ｉｃ
４は次の様になる。
各トランジスタＱ１〜Ｑ４のコレクタ電流Ｉｃ１〜Ｉｃ
４は次の様になる。
【００１３】
Ｉｃ１＝αＩ０ ／｛１＋（１／ｋ ）ｅｘｐ （−Ｖ
Ｌ０／ＶＴ ）｝Ｉｃ２＝αＩ０ ／｛１＋ｋｅｘｐ
（ＶＬ０／ＶＴ ）｝Ｉｃ３＝αＩ０ ／｛１＋（１／
ｋ ）ｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）｝Ｉｃ４＝αＩ０
／｛１＋ｋｅｘｐ （−ＶＬ０／ＶＴ ）｝但し、ＶＴ
＝ｋＴ／ｑであって、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは単位電子電荷である。
Ｌ０／ＶＴ ）｝Ｉｃ２＝αＩ０ ／｛１＋ｋｅｘｐ
（ＶＬ０／ＶＴ ）｝Ｉｃ３＝αＩ０ ／｛１＋（１／
ｋ ）ｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）｝Ｉｃ４＝αＩ０
／｛１＋ｋｅｘｐ （−ＶＬ０／ＶＴ ）｝但し、ＶＴ
＝ｋＴ／ｑであって、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは単位電子電荷である。
【００１４】従って、
Ｉｐ ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ３
＝αＩ０ ［１／｛１＋（１／ｋ ）
ｅｘｐ （−ＶＬ０／ＶＴ ）｝＋
１／｛１＋（１／ｋ ）ｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）
｝］ ………………（１） Ｉｑ ＝Ｉ
ｃ２＋Ｉｃ４ ＝αＩ０ ［１／｛１＋ｋｅｘｐ （
−ＶＬ０／ＶＴ ）｝＋ １／｛１
＋ｋｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）｝］
………………（２） と表すことができる。
ｅｘｐ （−ＶＬ０／ＶＴ ）｝＋
１／｛１＋（１／ｋ ）ｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）
｝］ ………………（１） Ｉｑ ＝Ｉ
ｃ２＋Ｉｃ４ ＝αＩ０ ［１／｛１＋ｋｅｘｐ （
−ＶＬ０／ＶＴ ）｝＋ １／｛１
＋ｋｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）｝］
………………（２） と表すことができる。
【００１５】故に、Ｉｐ とＩｑ との差△Ｉは、
△Ｉ＝Ｉｐ −Ｉｑ ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）／［（
ｋ＋１／ｋ ）＋｛ｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）＋
ｅｘｐ （−ＶＬ０／ＶＴ ）｝］
………………（３） となる。ここでｋは定数であるから、△ＩはＶＬ０に対
して偶関数となっている。いま ｅｘｐ （±ｘ）＝Σ（±１）ｎ （Ｘｎ ／ｎ！）で
ある（尚、Σはｎ＝０〜∞の加算を示す）ことから、
△Ｉ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）／｛（ｋ＋１
／ｋ ）＋２＋（ＶＬ０／ＶＴ ）２
＋（１／１２）（ＶＬ０／ＶＴ ）４ ＋………
｝ ………………（４） となる。
△Ｉ＝Ｉｐ −Ｉｑ ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）／［（
ｋ＋１／ｋ ）＋｛ｅｘｐ （ＶＬ０／ＶＴ ）＋
ｅｘｐ （−ＶＬ０／ＶＴ ）｝］
………………（３） となる。ここでｋは定数であるから、△ＩはＶＬ０に対
して偶関数となっている。いま ｅｘｐ （±ｘ）＝Σ（±１）ｎ （Ｘｎ ／ｎ！）で
ある（尚、Σはｎ＝０〜∞の加算を示す）ことから、
△Ｉ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）／｛（ｋ＋１
／ｋ ）＋２＋（ＶＬ０／ＶＴ ）２
＋（１／１２）（ＶＬ０／ＶＴ ）４ ＋………
｝ ………………（４） となる。
【００１６】いま、ｋ＞１であるから、ＶＬ０に比しＶ
Ｔ が極めて大であれば、（ｋ＋１／ｋ ＋２）は（Ｖ
Ｌ０／ＶＴ ）２ より極めて大きく、また、（ＶＬ０
／ＶＴ ）２ は（１／１２）（ＶＬ０／ＶＴ ）４
より極めて大きいことになるから、 △Ｉ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）｛１−（Ｖ
Ｌ０／ＶＴ ）２ ／（ｋ＋１／ｋ ＋２）｝
／（ｋ＋１／ｋ ＋２）
………………（５） と近似することができる。
Ｔ が極めて大であれば、（ｋ＋１／ｋ ＋２）は（Ｖ
Ｌ０／ＶＴ ）２ より極めて大きく、また、（ＶＬ０
／ＶＴ ）２ は（１／１２）（ＶＬ０／ＶＴ ）４
より極めて大きいことになるから、 △Ｉ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）｛１−（Ｖ
Ｌ０／ＶＴ ）２ ／（ｋ＋１／ｋ ＋２）｝
／（ｋ＋１／ｋ ＋２）
………………（５） と近似することができる。
【００１７】従って、△Ｉは入力信号ＶＬ０の２乗のみ
の式で近似されることから、入力信号周波数ｆＬ０に対
して△Ｉに含まれる周波数成分は直流成分を除くと２ｆ
Ｌ０の周波数成分がほとんどであることが判る。
の式で近似されることから、入力信号周波数ｆＬ０に対
して△Ｉに含まれる周波数成分は直流成分を除くと２ｆ
Ｌ０の周波数成分がほとんどであることが判る。
【００１８】その理由は、信号を正弦波であるとすれば
、 ２ ｓｉｎ２ Ａ＝１− ｃｏｓ２Ａ となり、直流成分と２倍の周波数成分が得られるからで
ある。よって、トランジスタＱ１〜Ｑ８による回路は周
波数逓倍回路となっているのである。
、 ２ ｓｉｎ２ Ａ＝１− ｃｏｓ２Ａ となり、直流成分と２倍の周波数成分が得られるからで
ある。よって、トランジスタＱ１〜Ｑ８による回路は周
波数逓倍回路となっているのである。
【００１９】無信号時（ＶＬ０＝０）の△Ｉ（△Ｉ（△
ＩＤ と表わす）は直流となり、（４） 式から、△Ｉ
Ｄ ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）／｛（ｋ＋１／ｋ＋
２）となる。この値は（５） 式の近似式で、ＶＬ０＝
０とおいた値と一致する。
ＩＤ と表わす）は直流となり、（４） 式から、△Ｉ
Ｄ ＝２αＩ０ （ｋ−１／ｋ ）／｛（ｋ＋１／ｋ＋
２）となる。この値は（５） 式の近似式で、ＶＬ０＝
０とおいた値と一致する。
【００２０】すなわち、△Ｉには直流成分△ＩＤ に２
ｆＬ０の交流成分が重畳されていることがわかる。この
ときの△Ｉの特性を図２に示している。
ｆＬ０の交流成分が重畳されていることがわかる。この
ときの△Ｉの特性を図２に示している。
【００２１】例えば、図２において、各パラメータをｋ
＝９、ＶＬ０＝６０ｍＶ、ｆＬ０＝１ＫＨｚ に夫々制
定し、シミュレーションを行えば、入力信号の周波数成
分（ｆＬ０）は出力側では入力信号の２倍の周波数成分
（２ｆＬ０）に対して−６０ｄＢ以下のレベルとなり、
非常に良好な歪率特性が得られる。すなわち、出力側に
はフィルタが不要となるのである。よって、動作入力周
波数範囲も、フィルタが不要のために広帯域化が図れる
。
＝９、ＶＬ０＝６０ｍＶ、ｆＬ０＝１ＫＨｚ に夫々制
定し、シミュレーションを行えば、入力信号の周波数成
分（ｆＬ０）は出力側では入力信号の２倍の周波数成分
（２ｆＬ０）に対して−６０ｄＢ以下のレベルとなり、
非常に良好な歪率特性が得られる。すなわち、出力側に
はフィルタが不要となるのである。よって、動作入力周
波数範囲も、フィルタが不要のために広帯域化が図れる
。
【００２２】次に、この△ＩはトランジスタＱ５，Ｑ６
，Ｑ７，Ｑ８からなるカレントミラー回路によりトラン
ジスタＱ８のコレクタ出力電流とほぼ等しくなる。この
電流はトランジスタＱ９，Ｑ１０によるカレントミラー
回路により、トランジスタＱ１１，Ｑ１２で構成される
差動増幅器の駆動電流源となっている。
，Ｑ７，Ｑ８からなるカレントミラー回路によりトラン
ジスタＱ８のコレクタ出力電流とほぼ等しくなる。この
電流はトランジスタＱ９，Ｑ１０によるカレントミラー
回路により、トランジスタＱ１１，Ｑ１２で構成される
差動増幅器の駆動電流源となっている。
【００２３】従って、この差動増幅器の出力電流ＩＯＵ
Ｔ は、 ＩＯＵＴ ＝Ｉｃ１１ −Ｉｃ１２ ＝α△Ｉｔａｎｈ（ＶＩＮ／２ＶＴ ）と表わされる。 尚、Ｉｃ１１ ，Ｉｃ１２ はトランジスタ電力増幅回
路Ｑ１１，Ｑ１２のコレクタ電流を示す。
Ｔ は、 ＩＯＵＴ ＝Ｉｃ１１ −Ｉｃ１２ ＝α△Ｉｔａｎｈ（ＶＩＮ／２ＶＴ ）と表わされる。 尚、Ｉｃ１１ ，Ｉｃ１２ はトランジスタ電力増幅回
路Ｑ１１，Ｑ１２のコレクタ電流を示す。
【００２４】ここで、ｔａｎｈｘ＝ｘ−ｘ３ ／３……
…（｜ｘ｜は１より極めて小）と級数展開されることか
ら、｜ＶＩＮ｜が２ＶＴ より極めて小であれば、ＩＯ
ＵＴ ＝２α２ Ｉ０ （ｋ−１／ｋ ）｛１−（ＶＬ
０／ＶＴ ）２ ／（ｋ＋１／ｋ ＋２）｝
｛ＶＩＮ／２ＶＴ −（１／３ ）（ＶＩＮ
／２ＶＴ ）３ ｝／（ｋ＋１／ｋ ＋２）と近似され
る。
…（｜ｘ｜は１より極めて小）と級数展開されることか
ら、｜ＶＩＮ｜が２ＶＴ より極めて小であれば、ＩＯ
ＵＴ ＝２α２ Ｉ０ （ｋ−１／ｋ ）｛１−（ＶＬ
０／ＶＴ ）２ ／（ｋ＋１／ｋ ＋２）｝
｛ＶＩＮ／２ＶＴ −（１／３ ）（ＶＩＮ
／２ＶＴ ）３ ｝／（ｋ＋１／ｋ ＋２）と近似され
る。
【００２５】この式から（ＶＬ０）２ とＶＩＮとの積
（ＶＬ０）２ （ＶＩＮ）が得られる。この積によって
ＩＯＵＴ に含まれる周波数成分は、 ２ｆＬ０＋ｆＩＮ 及び ２ｆＬ０＋ｆＩＮ または ｆＩＮ−２ｆＬ０が支
配的となる。
（ＶＬ０）２ （ＶＩＮ）が得られる。この積によって
ＩＯＵＴ に含まれる周波数成分は、 ２ｆＬ０＋ｆＩＮ 及び ２ｆＬ０＋ｆＩＮ または ｆＩＮ−２ｆＬ０が支
配的となる。
【００２６】その理由は、 ｓｉｎ２ Ａとｓｉｎ Ｂ
との積はｃｏｓ ２Ａとｓｉｎ Ｂとの積になり、この
ｃｏｓ ２Ａとｓｉｎ Ｂとの積はｓｉｎ （２Ａ＋Ｂ
）とｓｉｎ （２Ａ−Ｂ）またはｓｉｎ （Ｂ−２Ａ）
との和になるからである。
との積はｃｏｓ ２Ａとｓｉｎ Ｂとの積になり、この
ｃｏｓ ２Ａとｓｉｎ Ｂとの積はｓｉｎ （２Ａ＋Ｂ
）とｓｉｎ （２Ａ−Ｂ）またはｓｉｎ （Ｂ−２Ａ）
との和になるからである。
【００２７】よって、回路出力ＩＯＵＴ としては、信
号入力ＶＬ０の２倍波とＶＩＮの信号とが混合されて出
力されることになる。すなわち、図１の回路は入力信号
ＶＬ０の周波数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラ
ー回路で直結した構成となっており、また周波数逓倍回
路の出力電流をミキサ回路の駆動電流源に用いることで
、ミキサ回路のバイアス回路を不要としている。
号入力ＶＬ０の２倍波とＶＩＮの信号とが混合されて出
力されることになる。すなわち、図１の回路は入力信号
ＶＬ０の周波数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラ
ー回路で直結した構成となっており、また周波数逓倍回
路の出力電流をミキサ回路の駆動電流源に用いることで
、ミキサ回路のバイアス回路を不要としている。
【００２８】図３は本発明の他の実施例の回路図であり
、図１と同等部分は同一符号により示している。本実施
例では、各差動トランジスタＱ１〜Ｑ４の各エミッタに
対して夫々直列に抵抗を挿入したものである。
、図１と同等部分は同一符号により示している。本実施
例では、各差動トランジスタＱ１〜Ｑ４の各エミッタに
対して夫々直列に抵抗を挿入したものである。
【００２９】このエミッタ抵抗の値としては、トランジ
スタＱ１とＱ２とを例にとると、エミッタ比がｋ：１で
あることから、トランジスタＱ２のエミッタ抵抗ＲＥに
対してＲＥ／ｋなるエミッタ抵抗をトランジスタＱ１に
挿入する。トランジスタＱ３とＱ４とについても全く同
様である。
スタＱ１とＱ２とを例にとると、エミッタ比がｋ：１で
あることから、トランジスタＱ２のエミッタ抵抗ＲＥに
対してＲＥ／ｋなるエミッタ抵抗をトランジスタＱ１に
挿入する。トランジスタＱ３とＱ４とについても全く同
様である。
【００３０】この様なエミッタ抵抗を挿入した場合の特
性が図４に示されており、エミッタ抵抗の値により入力
信号ＶＬ０の振幅レベルを上げることができ、よってエ
ミッタ抵抗の値を選定することで、任意の入力信号レベ
ルで回路の使用が可能となるものである。
性が図４に示されており、エミッタ抵抗の値により入力
信号ＶＬ０の振幅レベルを上げることができ、よってエ
ミッタ抵抗の値を選定することで、任意の入力信号レベ
ルで回路の使用が可能となるものである。
【００３１】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、周波
数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラー回路を用い
て直結しているので、フィルタ等が不要となり、広帯域
化及び集積回路化が容易となるという効果がある。
数逓倍回路とミキサ回路とをカレントミラー回路を用い
て直結しているので、フィルタ等が不要となり、広帯域
化及び集積回路化が容易となるという効果がある。
【００３２】また、周波数逓倍回路の出力の歪率特性が
良好であり、更にカレントミラー回路による直結のため
に、ミキサ回路のバイアス回路が省略できるという効果
もある。
良好であり、更にカレントミラー回路による直結のため
に、ミキサ回路のバイアス回路が省略できるという効果
もある。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】図１の回路の特性を示す図である。
【図３】本発明の他の実施例の回路図である。
【図４】図３の回路の特性を示す図である。
【図５】従来の周波数逓倍ミキサ回路のブロック図であ
る。
る。
Claims (2)
- 【請求項１】 互いのエミッタが共通接続されエミッ
タサイズの比がｋ：１（ｋは１より大なる数）の第１及
び第２の差動トランジスタと、同じく互いのエミッタが
共通接続されエミッタサイズの比がｋ：１の第３及び第
４の差動トランジスタと、これ等第１及び第２の差動ト
ランジスタに対して定電流を供給する第１の定電流源と
、前記第３及び第４の差動トランジスタに対して定電流
を供給する第２の定電流源と、前記第１及び第３のトラ
ンジスタの共通コレクタ出力と前記第２及び第４のトラ
ンジスタの共通コレクタ出力との差電流を導出する手段
と、この差電流を駆動電流源とする差動増幅器とを含み
、前記第１及び第４のトランジスタのベース共通接続点
と前記第２及び第３のトランジスタのベース共通接続点
との間に信号を供給し、前記差動増幅器の差動入力にミ
クスすべき信号を印加するようにし、この差動増幅器の
出力から回路出力を導出するようにしたことを特徴とす
る周波数逓倍ミキサ回路。 - 【請求項２】 前記第１及び第２の差動トランジスタ
更には前記第３及び第４の差動トランジスタの各エミッ
タに夫々直列に挿入された抵抗を有することを特徴とす
る請求項１記載の周波数逓倍ミキサ回路。
Priority Applications (10)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3023923A JP2885250B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 周波数逓倍ミキサ回路 |
| US07/824,216 US5319267A (en) | 1991-01-24 | 1992-01-22 | Frequency doubling and mixing circuit |
| CA002059887A CA2059887C (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| AU10426/92A AU643867B2 (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| SG1996005529A SG46517A1 (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| DE69225012T DE69225012T2 (de) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Schaltung zur Frequenzverdopplung und zur Mischung |
| EP92101083A EP0498221B1 (en) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Frequency doubling and mixing circuit |
| ES92101083T ES2113895T3 (es) | 1991-01-24 | 1992-01-23 | Circuito duplicador y mezclador de frecuencia. |
| KR1019920000999A KR960014530B1 (ko) | 1991-01-24 | 1992-01-24 | 주파수 2배 및 믹싱 회로 |
| HK98109752A HK1009069A1 (en) | 1991-01-24 | 1998-08-06 | Frequency doubling and mixing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3023923A JP2885250B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 周波数逓倍ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04240904A true JPH04240904A (ja) | 1992-08-28 |
| JP2885250B2 JP2885250B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=12124041
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3023923A Expired - Fee Related JP2885250B2 (ja) | 1991-01-24 | 1991-01-24 | 周波数逓倍ミキサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2885250B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07122939A (ja) * | 1993-10-27 | 1995-05-12 | Nec Corp | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
| US5448772A (en) * | 1994-08-29 | 1995-09-05 | Motorola, Inc. | Stacked double balanced mixer circuit |
| US5552734A (en) * | 1993-10-27 | 1996-09-03 | Nec Corporation | Local oscillator frequency multiplier and mixing circuit comprising a squaring circuit |
| US5618459A (en) * | 1993-11-04 | 1997-04-08 | Nec Corporation | High-speed bus apparatus with cooling means |
| US7725088B2 (en) | 2005-11-10 | 2010-05-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Fast mode switching frequency synthesizing apparatus and method for operating in low power consumption |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102332865B (zh) * | 2011-07-25 | 2014-12-03 | 复旦大学 | 一种宽带可重构下变频混频器 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5261945A (en) * | 1975-11-18 | 1977-05-21 | Sony Corp | Transistor circuit |
| JPS60121318U (ja) * | 1984-01-25 | 1985-08-16 | 株式会社日立製作所 | 周波数変換回路 |
| JPS62287166A (ja) * | 1986-06-04 | 1987-12-14 | Nec Corp | 整流器回路 |
| JPS62289770A (ja) * | 1986-06-10 | 1987-12-16 | Nec Corp | 両波整流器回路 |
| JPS648706A (en) * | 1987-06-30 | 1989-01-12 | Nec Corp | Modulator-demodulator circuit |
-
1991
- 1991-01-24 JP JP3023923A patent/JP2885250B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5261945A (en) * | 1975-11-18 | 1977-05-21 | Sony Corp | Transistor circuit |
| JPS60121318U (ja) * | 1984-01-25 | 1985-08-16 | 株式会社日立製作所 | 周波数変換回路 |
| JPS62287166A (ja) * | 1986-06-04 | 1987-12-14 | Nec Corp | 整流器回路 |
| JPS62289770A (ja) * | 1986-06-10 | 1987-12-16 | Nec Corp | 両波整流器回路 |
| JPS648706A (en) * | 1987-06-30 | 1989-01-12 | Nec Corp | Modulator-demodulator circuit |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07122939A (ja) * | 1993-10-27 | 1995-05-12 | Nec Corp | 周波数逓倍・ミキサ回路 |
| US5552734A (en) * | 1993-10-27 | 1996-09-03 | Nec Corporation | Local oscillator frequency multiplier and mixing circuit comprising a squaring circuit |
| US5618459A (en) * | 1993-11-04 | 1997-04-08 | Nec Corporation | High-speed bus apparatus with cooling means |
| US5448772A (en) * | 1994-08-29 | 1995-09-05 | Motorola, Inc. | Stacked double balanced mixer circuit |
| US7725088B2 (en) | 2005-11-10 | 2010-05-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Fast mode switching frequency synthesizing apparatus and method for operating in low power consumption |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2885250B2 (ja) | 1999-04-19 |
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