JPH0229010A

JPH0229010A - アンプ

Info

Publication number: JPH0229010A
Application number: JP17876588A
Authority: JP
Inventors: Yamato Okashin; 大和岡信
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-07-18
Filing date: 1988-07-18
Publication date: 1990-01-31

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明はアンプに関する。

〔発明の概要〕

この発明は、アンプにおいて、コレクタ電流の比がにＮ
の差動アンプと、コレクタ電流の比がＮ：１（７）、［
動アンプとを並列接続することにより、歪率特性などを
改善したものである。

〔従来の技術〕

第８図は、トランジスタを使用して増幅を行う場合の代
表的な接続例を示し、トランジスタＱａが抵抗器Ｒｅに
よってエミッタ接地とされる。

そして、信号源Ａ１からトランジスタＱａのベースに入
力信号電圧が供給されると、トランジスタＱａのコレク
タから増幅された出力信号電流が取り出される。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、一般に、トランジスタのベース・エミッタ間
電圧対ベース電流（コレクタ電流）特性は、指数関数特
性なので、第８図のアンプにおいては、大振幅入力時、
出力電流の歪みが大きくなってしまう。

このため、このアンプにおいては、抵抗器Ｒｅが接続さ
れて電流負帰還がかけられ、これにより人力ダイナミッ
クレンジが拡大されて歪みが軽減されている。

しかし、このように抵抗器Ｒｅが接続されると、信号源
Ａ１の出力インピーダンスＲｇが低いとき、抵抗器Ｒｅ
により発生するノイズ（熱しよう乱雑背）のため、出力
電流の雑音指数ＮＦが息くなってしまう。また、抵抗器
Ｒｅの両端には信号電圧を生じるので、これに対応して
エミッタの直流電位を高くする必要があり、このため、
電源電圧を高くしなければならず、例えば１本の単３電
池で動作するラジオ用ＩＣには通さない。

もちろん、抵抗器Ｒｅを小さくすれば、抵抗器Ｒｅによ
り発生するノイズも小さくなるとともに、信号電圧も小
さくなるので、上述の問題をある程度解決できる。しか
し、抵抗器Ｒｅを小さくすると、電流負帰還量が少なく
なるので、この電流負帰還量の減少を防ぐために、トラ
ンジスタＱａのコレクタ電流を大きくする必要があり、
この結果、消費電流が増加してしまう。

また、抵抗器Ｒｅが、トランジスタＱａのエミッタ抵抗
ｒｅの％となるように、抵抗器Ｒｅの大きさ及びトラン
ジスタＱａの動作点を設定すれば、このとき、歪みは極
小となるが、そのように設定すると、大損人力時、トラ
ンジスタＱａの動作点が変動するので、後段のトランジ
スタを直結することができず、ＩＧには通さない。

この発明は、以上のような問題点を解決したアンプを提
供しようとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

このため、この発明においては、第１及び第２の差動ア
ンプを並列接続するとともに、第１の差動アンプにおけ
る２つの出力電流の比を１：Ｎとし、第２の差動アンプ
における２つの出力電流の比をＮ：１とするものである
。

〔作用〕

値Ｎにしたがって歪率特性が改善される。

〔実施例〕

第１図において、トランジスタＱ１．Ｑ２のエミッタが
互いに接続され、このエミッタと接地との間に、定電流
源用のトランジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間が接続
されるとともに、そのベースにバイアス電圧ｖｂが供給
されて差動アンプ（１）が構成される。

また、トランジスタＱ３〜Ｑ５により同様にして差動ア
ンプ（２）が構成される。

そして、この場合、トランジスタＱ１．Ｑｓのベース・
エミッタ間の接合面積と、トランジスタＱ２．Ｑ４のベ
ース・エミッタ間の接合面積との比を１−Ｎとすること
により、トランジスタＱ１゜Ｑ２　、Ｑ４　、Ｑｓのベ
ース・エミッタ間電圧が互いに等しいとき、トランジス
タＱ１．Ｑｓのコレクタ電流と、トランジスタＱ２　、
Ｑ４のコレクタ電流との比が１：Ｎとなるようにされる
。なお、この比率Ｎについては、後述する。また、トラ
ンジスタＱ３．Ｑ６は互いに等しい特性とされる。

さらに、トランジスタＱＬ、Ｑ４のベースが入力端子Ｔ
１に接続され、トランジスタＱ２．ＱＳのベースが入力
端子Ｔ２に接続される。そして、端子Ｔｌ、Ｔ２には、
振幅が互いに等しく、かつ、位相が互いに逆相の入力信
号電圧上■（バイアス電圧を含む）が供給される。

また、トランジスタＱＬ、Ｑ４のコレクタが共通接績さ
れて出力端子′ｒ３とされるとともに、トランジスタＱ
２．Ｑ５のコレクタが共通接続されて出力端子Ｔ４とさ
れる。

このような構成によれば、差動アンプ（Ｌ）、　（２）
は入力端子ＴＬ　、Ｔ２及び出力端子Ｔ３．Ｔ４に対し
て並列接続されているとともに、トランジスタＱ１．Ｑ
５とＱ２．Ｑ４とでコレクタ電流の比が逆関係とされて
いるので、出力端子Ｔ３．Ｔ４には、直流レベルが互い
に等しく、かつ、入力信号電圧士■に対応して振幅が互
いに等しいとともに、位相が互いに逆相の出力信号電流
±１が得られる。

すなわち、この回路は、入力信号電流±Ｖ及びその出力
信号電流±１については一般の差動アンプと同様に動作
する。

しかし、この場合、差動アンプ（１１，（２＋が並列接
続されているとともに、トランジスタＱｚ、ＱｓとＱ２
．Ｑ４とでコレクタ電流の比が逆関係とされているので
、アンプ（１１，＋２１で偶数次の高調波歪みが発生し
ても、これは出方電流±１においてはキャンセルされ、
出力電流±Ｉには偶数次の高調波歪みはほとんど含まれ
ない。

また、コレクタ電流の比率Ｎを選定することにより、出
力電流±１には第３次の高調波歪みもほとんど含まれな
くなる。

すなわち、第１図の差動アンプによれば、１　＝１ｏ　
ｅｘｐ　　（ＫＶ）　／　（１＋ｅｘｐ　　（ＫＶ）　
）であるから第３次の高調波歪みが発生する入力信号電
圧対出力信号電流特性の２階微分値は、ｇｍ：相互コン
ダクタンスとなる、したがって、からｅｘｐ（ＫＶ）＝２±Ｊ「となる。したがってＮ＝２±！丁のとき、第３次の高調波歪みは最小となる。

第２図は、比率Ｎと、全高調波歪み量との関係を、コン
ピュータによりシミュレーションした結果を示す。そし
て、Ｎ＝１が一般の差動アンプであるが、この図によれ
ば、一般の差動アンプ（Ｎ−１のとき）に比べ、Ｎ−ｚ
＋ＪＴのときには、歪み量が３０ｄＢ以上少なく、歪み
特性は大幅に改善されている。

また、第３図は、比率Ｎをパラメータとし、入力信号型
゛圧■と、全高調波歪み量との関係をシミュレーション
した結果を示す。なお、破線の直線Ｒは、一般の差゛動
アンプにおける定電流源を５００Ωの抵抗器とした場合
の特性を、比較のために示すものである。

そして、この図によれば、小振幅入力から大幅入力まで
入力信号電圧■にかかわらず、Ｎ−１（一般の差動アン
プ）のときよりもＮζ２＋Ｊ了のとき、歪み量が減少し
ているとともに、Ｎ−２十！丁に近づくにつれて歪み量
は、より減少している。

そして、一般の差動アンプ（Ｎ−１）に比べて歪み量が
４、すなわち、−６ｄＢ以下であれば、その歪率がほぼ
改善されたとみならすことができるので、そのときの比
率Ｎを第２図から求めると、Ｎ’＝２．５〜６である。

つまり、比率Ｎをこのような値に設定すれば、一般の差
動アンプ（Ｎ　−１）に比べて歪み量が２以下（−６ｄ
Ｂ以下）であり、歪率特性が改善されたとみることがで
きる。

こうして、この発明によれば、差動アンプ（１）。

（２）を並列接続するとともに、そのトランジスタＱｌ
、Ｑ５とＱ２．Ｑ４とのコレクタ電流の比を、所定の比
率としているので、第２図及び第３図にも示すように歪
率特性を大幅に改善できる。

しかも、そのためにエミッタ抵抗器による電流負帰還を
かける必要がないので、そのエミッタ抵抗器に起因する
雑音指数ＮＦの悪化がない。また、エミッタ抵抗器にお
ける降下電圧を考慮する必要がないとともに、トランジ
スタＱ３．ＱＣのコレクタ・エミッタ間電圧は０．２Ｖ
程度であるから電源電圧が、単３電池の定格電圧１．５
■の（イ）％である０、９Ｖ程度であっても十分に動作
させることができる。

さらに、トランジスタＱｚ、ＱｓとＱ２．Ｑ４とのコレ
クタ電流の比を１：Ｎにすればよく、コレクタ電流の絶
対量を増加させる必要がないので、消費電流を少なくで
きる。また、入力信号レベルによってトランジスタＱｚ
　、Ｑ２　、Ｑ４　、Ｑｓの動作点が変動することがな
く、後段のトランジスタを直結でき、さらに、Ｉｃ化が
できる。

上述においては、トランジスタＱ工、ＱｓとＱ２．Ｑ４
とのベース・エミッタ間接合面積の比をにＮとすること
により、それらのコレクタ電流の比をにＮにした場合で
あるが、Ｎ−２＋、Ｊ丁−４なので、第４図及び第５図においては、Ｎ−４とすると
ともに、これを実現する他の例を示す。

すなわち、第４図に示す例においては、トランジスタＱ
１と等しい特性のトランジスタ。２１〜Ｑ２．を並列接
続することにより、Ｎ−４のトランジスタＱ２（または
Ｑ４）とした場合である。また、第５図に示す例におい
ては、トランジスタＱ２のベース領域に、トランジスタ
Ｑ１のエミッタ領域と等しい大きさのエミッタ領域を４
つ形成してトランジスタＱ２（またはＱ４）を４エミツ
タとするとともに、その４つのエミッタを共通接続して
Ｎ−４とした場合である。

さらに、第６図に示す例においては、トランジスタのベ
ース領域に、等しい大きさのエミッタ領域を５つ形成す
るとともに、そのうちの４つのエミッタ領域を共通接続
してトランジスタＱ２またはＱ４とし、残る１つのエミ
ッタ領域を取り出してトランジスタＱＬまたはＱｓとし
た場合である。

また、第７図は、この発明によるアンプをラジオ受信機
のミキサ回路（乗算回路）に通用した場合である。すな
わち、トランジスタＱｌｌ、　　Ｑｌ２のエミッタがト
ランジスタＱ＞　、Ｑ４のコレクタに接続されて差動ア
ンプ（３）が構成され、トランジスタＱ１４．　Ｑｌ５
のエミッタがトランジスタＱ２．Ｑ５のコレクタに接続
されて差動アンプ（４）が構成されるとともに、これら
差動アンプ（３１，（４１がバランス型に接続される。

そして、トランジスタＱ、、Ｑ１５のベースと、トラン
ジスタＱ　ｔ２　、　Ｑ　１４のベースとの間に、互い
に逆相の局部発振信号Ｓｏ　　（バイアス電圧を含む）
が供給され、トランジスタＱＬ　、Ｑ４のベースと、ト
ランジスタＱ２．Ｑ５のベースとの間に、受信信号（バ
イアス電圧を含む）が供給されるとともに、トランジス
タＱ３．ＱｅのベースにＡＧＣ電圧Ｖａ　　（バイアス
電圧を含む）が供給される。

したがって、トランジスタＱｕ、Ｑ１４のコレクタと、
トランジスタＱ　１２　、　　Ｑ　ｔｓのコレクタとか
ら互いに逆相の中間周波信号（乗算出力）が電流の形で
取り出されるとともに、ＡＧＣ電圧Ｖａによってトラン
ジスタＱ３　、Ｑｅのコレクタ電流が変化してＡＧＣが
行われる。

〔発明の効果〕

この発明によれば、差動アンプ（１１、ｆ２＋を並列接
続するとともに、そのトランジスタ　Ｑｌ、ＱｓとＱ２
．Ｑ４とのコレクタ電流の比を、所定の比率としている
ので、第２図及び第３図にも示すように歪率特性を大幅
に改善できる。

しかも、そのためにエミッタ抵抗器による電流負帰還を
かける必要がないので、そのエミッタ抵抗器に起因する
雑音指数ＮＦの悪化がない。また、エミッタ抵抗器にお
ける降下電圧を考慮する必要がないとともに、トランジ
スタＱ３．Ｑ６のコレクタ・エミッタ間電圧は０．２Ｖ
程度であるから電源電圧が、単３電池の定格電圧１．５
■の６０％である０、９Ｖ程度であっても十分に動作さ
せることができる。

さらに、トランジスタＱｌ、Ｑ５とＱ２．Ｑ４とのコレ
クタ電流の比をｌ：Ｎにすればよく、コレクタ電流の絶
対量を増加させる必要がないので、消費電流を少なくで
きる。また、入力信号レベルによってトランジスタＱ１
　、Ｑ２　、Ｑ４　、Ｑｓの動作点が変動することがな
く、後段のトランジスタを直結でき、さらに、ｔＣ化が
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の接続図、第２図〜第８図はその説明のための図である。（１）。（２）は差動アンプである。代理人伊藤貞同松隈秀盛７４２図／、Ｚ差動７〕ア全イネの回了♂口第１図第３１１？？

Claims

【特許請求の範囲】第１及び第２のトランジスタのエミッタが、第１の定電
流源に共通接続されて第１の差動アンプが構成され、第３及び第４のトランジスタのエミッタが、第２の定電
流源に共通接続されて第２の差動アンプが構成され、上記第１及び第３のトランジスタのベースが共通接続さ
れ、上記第２及び第４のトランジスタのベースが共通接続さ
れ、上記第１及び第３のトランジスタのコレクタが共通接続
され、上記第２及び第４のトランジスタのコレクタが共通接続
され、上記第１及び第４のトランジスタのコレクタ電流と、上
記第２及び第３のトランジスタのコレクタ電流との比が
１：Ｎ（Ｎ≒２−√３またはＮ≒２．５〜６）とされ、上記第１及び第３のトランジスタのベースと、上記第２
及び第４のトランジスタのベースとの間に、入力信号電
圧が供給され、上記第１及び第３のトランジスタのコレクタと、上記第
２及び第４のトランジスタのコレクタとの少なくとも一
方から出力信号電流が取り出されるアンプ。