CN113437941B

CN113437941B - 一种高边带抑制的高线性度单边带混频器

Info

Publication number: CN113437941B
Application number: CN202110651911.0A
Authority: CN
Inventors: 康凯; 刘芬; 习峻峰; 赵晨曦; 刘辉华; 余益明; 吴韵秋
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2021-06-11
Filing date: 2021-06-11
Publication date: 2022-10-14
Anticipated expiration: 2041-06-11
Also published as: CN113437941A

Abstract

本发明属于射频频段无线通信技术领域，提供一种高边带抑制的高线性度单边带混频器，用以解决现有高线性度的正交混频器因奇次谐波的干扰导致系统性能恶化的问题。本发明由RC PPF网络、本振信号模块与IQ混频器三部分构成，其中，RC PPF网络输出四路相同摆幅的差分正交中频(IF)信号，本振信号模块基于数字时延电路、产生四路1/3占空比满摆幅的差分正交本振(LO)信号，最后通过IQ混频器将四路1/3占空比满摆幅的差分正交本振(LO)信号与四路相同摆幅的差分正交中频(IF)信号混合，实现对偶次谐波与3次边带的完全抑制；同时，在IQ混频器中，采用差分电感做负载，达到匹配目的，在理想抑制的基础上保证器件高的线性度和增益。

Description

一种高边带抑制的高线性度单边带混频器

技术领域

本发明属于射频频段无线通信技术领域，涉及射频频段无线通信系统的收发机前端中不可或缺的混频器，具体提供一种高边带抑制的高线性度单边带混频器。

背景技术

在无线系统、通信雷达、国防事业、工业生产、日常生活等应用领域，需要更高抑制比、更高线性度、增益良好且成本较低的混频器。当前，混频器(Mixer)设计存在许多挑战(1)混频器的镜频抑制，由于晶体管非线性特点，混频器的本振信号与中频信号的相乘时，会产生丰富的谐波分量，对于奇次谐波的处理效果对发射机系统的噪声性能起到了关键作用，实现良好的边带抑制效果是毫米波混频器一大设计挑战；(2)混频器的良好增益可以降低对后级模块的增益需求，同时为了满足系统的信号高保真和调制需求，必须保持足够的线性度，增益与线性度的平衡设计也是一大技术挑战。本发明欲对传统混频器的结构进行改进，优化传统的单边带对奇次谐波的抑制问题，同时保持较好的输出功率和线性度。

随着无线通信技术的发展，硅基毫米波射频和微波技术的研究被不断关注，广泛使用的65nmCMOS工艺晶体管的截止频率已经超过了200GHz，硅基工艺已经具备实现毫米波亚毫米波电路的能力。近几十年来，从最初以语音通信为核心的第一代移动通信(1G)到即将来临的追求更高传输速率的第五代移动通信(5G)，以及无线局域网，汽车雷达，物联网等无线通信技术的飞速发展逐渐影响着人们的生活方式也同时给人们带来方方面面的便利与日益拥挤的低频段相比，毫米波频段具有频带宽、保密和抗干扰性强、数据传输速率高以及相对应系统尺寸较小等优势。

收发机前端在无线通信系统中充当的角色至关重要，而混频器又是收发机前端不可或缺的模块，其性能好坏直接影响着整个系统的运行。例如在接收机系统中，混频器良好的转换增益可以减小前级模块在增益上的压力，并且其线性度直接影响着整个接收机的动态范围，而其噪声性能也在一定程度上影响着系统的灵敏度；对于发射机，其增益可以有效降低功放的增益要求等。混频器是在射频毫米波无线系统中的重要模块，面向毫米波无线系统的混频器设计拥有重大的研究意义。近些年，有很多镜频抑制混频器的结构被提出，其中一种高线性度的正交混频器电路原理图如图1所示：该设计基于Gilbert单元结构，采用派生项叠加技术来优化线性度；RF_P与RF_N为差分输入射频信号，通过C1～C4四个隔直电容耦合到晶体管的栅极，本振输入为四路正交信号ILO_P、ILO_N、QLO_P、QLO_N，中频输出为四路正交信号IIF_P、IIF_N、QIF_P、QIF_N；M1～M4构成输入跨导级：M1和M2构成FDT结构、工作在饱和区、偏置电压由FDT_BIAS提供，M3和M4构成PDT结构、工作在亚阈值区、偏置电压由PDT_BIAS提供；通过改变PDY晶体管的宽长比，使得当Δv→0时，g_m→0，极大地提高混频器的线性度；开关级中分为I路(M5～M8)和Q路(M9～M12)，为了减少开关级的噪声贡献，开关管应尽量偏置在临界开启状态；电阻RL1～RL4构成负载级，将混频后的电流信号转化为电压信号，设计中采用多晶硅电阻，避免引入1/f噪声；另外电阻作为负载不会引入非线性，但电阻阻值不能过大，以避免电阻上的压降过大，导致输出电压摆幅受限，影响混频器的电压转换增益和线性度。

上述高线性度的正交混频器虽然结构简单，但其设计基于Gilbert单元结构，差分输入射频信号与本振输入信号均为差分正弦信号，差分信号的混合可以处理不需要的偶次谐波，但奇次谐波的干扰依然存在；然而，对于信号要求较高的通信雷达系统，奇次谐波会严重恶化系统的噪声性能，也会导致系统在射频频段内信号间隔离度与增益不够。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有高线性度的正交混频器因奇次谐波的干扰导致系统性能恶化的问题，提供一种高边带抑制的高线性度单边带混频器，能够实现对偶次谐波与3次边带全抑制，同时具有良好增益与线性度。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种高边带抑制的高线性度单边带混频器，由RC PPF网络、本振信号模块与IQ混频器三部分构成；其特征在于，

所述RC PPF网络为两级网络，输出相同摆幅的四路差分正交中频信号，依次为中频信号IF_I+、中频信号IF_Q+、中频信号IF_Q-、中频信号IF_I-；

所述本振信号模块包括：依次串联的第一本振信号子模块、第二本振信号子模块、第三本振信号子模块、第四本振信号子模块，其中，第一本振信号子模块由1个本振信号单元模块构成；第二本振信号子模块、第三本振信号子模块与第四本振信号子模块结构相同，均由依次串联的3个本振信号单元模块构成；第一本振信号子模块、第二本振信号子模块、第三本振信号子模块、第四本振信号子模块分别输出1/3占空比的方波信号依次作为本振信号LO_I+、本振信号LO_Q+、本振信号LO_I-、本振信号LO_Q-，形成四路差分正交本振信号；

所述IQ混频器由I路、Q路与差分电感L1构成，其中，I路与Q路均为Gilbert单元结构，I路与Q路的输出在电流域叠加后作为输出射频信号；差分电感L1作为负载级，其中心抽头接电源、两端分别连接I路与Q路的输出。

进一步的，所述本振信号单元模块由反相器、TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器构成，其中，TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器时钟链连在一起、作为本振信号单元模块的输入端Vin，反相器的输出端与TSPC触发器的输入端(D)连接，TSPC触发器的输出端与带或非逻辑的TSPC触发器的B输入端，带或非逻辑的TSPC触发器的输出端作为本振信号单元模块的输出端Vout；带或非逻辑的TSPC触发器的输出作为反馈信号输入反相器的输入端与带或非逻辑的TSPC触发器的A输入端。

进一步的，所述本振信号模块的输入信号频率为输出本振信号频率的12倍。

本发明的有益效果在于：

本发明提供一种高边带抑制的高线性度单边带混频器，由RC PPF网络、本振信号模块与IQ混频器三部分构成，其中，RC PPF网络输出四路相同摆幅的差分正交中频(IF)信号，本振信号模块基于数字时延电路、产生四路1/3占空比满摆幅的差分正交本振(LO)信号，最后通过IQ混频器将四路1/3占空比满摆幅的差分正交本振(LO)信号与四路相同摆幅的差分正交中频(IF)信号混合，实现对偶次谐波与3次边带的完全抑制，有效解决现有高线性度的正交混频器因奇次谐波的干扰导致系统性能恶化的问题；同时，本发明在IQ混频器中，采用差分电感做负载，达到匹配目的，在理想抑制的基础上保证器件高的线性度和增益。

附图说明

图1为现有高线性度正交混频器的电路原理图。

图2为本发明中高边带抑制的高线性度单边带混频器的RC PPF网络的电路原理图。

图3为本发明中高边带抑制的高线性度单边带混频器的本振信号模块的电路原理图。

图4为本发明中本振信号模块的本振信号单元模块的电路原理图。

图5为本发明中本振信号单元模块的TSPC触发器的电路原理图。

图6为本发明中本振信号单元模块的带或非逻辑的TSPC触发器的电路原理图。

图7为本发明中本振信号单元模块的反相器的电路原理图。

图8为本发明中高边带抑制的高线性度单边带混频器的IQ混频器的电路原理图。

图9为本发明中高边带抑制的高线性度单边带混频器的原理框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行进一步详细说明。

本发明提供一种高边带抑制的高线性度单边带混频器，其机理在于：传统高线性度正交混频器结构由于LO、RF输入均为差分正弦信号，能对偶次谐波良好抑制，但是对奇次谐波的抑制能力不足；高频特殊雷达运用场景对信号的纯净度要求较高，如果使用传统结构，则对奇次边带的抑制达不到工作要求；基于此，本发明提出一种数字时延与传统PPF(正交信号产生器、Polyphase Filter)相结合的单边带混频器。

已知连续时间周期方波的傅里叶级数表示为：

以周期T重复；占空比为

的周期方波信号的傅里叶级数系数为：

k≠0，k为整数

从上式可得，周期方波的谐波存在一个性质：D＝0.5时、其2n次谐波均为0，D＝0.2时、其5n次谐波均为0，D＝0.1时、其10n次谐波均为0；因此，可以利用周期方波的占空比来调节谐波0点的位置。

基于上述分析，本发明利用数字时延电路产生1/3占空比的差分正交低频LO信号，以实现关键3次谐波的抑制与满摆幅输出LO信号；另外，运用差分电感做负载，能够节省匹配面积、减小功耗；同时，合理选取混频器中晶体管的尺寸，达到混频器良好的线性度与增益。

进一步的，本实施例中高边带抑制的高线性度单边带混频器主要由三部分组成，

第一部分为RC PPF网络，如图2所示，所述RC PPF网络为两级网络，输出相同摆幅的四路差分正交中频信号，依次为中频信号IF_I+、中频信号IF_Q+、中频信号IF_Q-、中频信号IF_I-；其具体结构为本领域基础射频电路，此处不再赘述；

第二部分为本振信号模块，如图3所示，具体包括：依次串联的第一本振信号子模块、第二本振信号子模块、第三本振信号子模块、第四本振信号子模块，其中，第一本振信号子模块由1个本振信号单元模块构成；第二本振信号子模块、第三本振信号子模块与第四本振信号子模块结构相同，均由依次串联的3个本振信号单元模块构成；第一本振信号子模块、第二本振信号子模块、第三本振信号子模块、第四本振信号子模块分别输出1/3占空比的方波信号依次作为本振信号LO_I+、本振信号LO_Q+、本振信号LO_I-、本振信号LO_Q-，形成四路差分正交本振信号；即本振信号LO_Q+与本振信号LO_I+正交(相位相差90°)，本振信号LO_I-与本振信号LO_I+差分(相位相差180°)，本振信号LO_Q-与本振信号LO_Q+差分(相位相差180°)；

进一步的，所述本振信号单元模块如图4所示，具体由反相器、TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器构成，其中，TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器时钟链连在一起、作为本振信号单元模块的输入端Vin，反相器的输出端与TSPC触发器的输入端(D)连接，TSPC触发器的输出端与带或非逻辑的TSPC触发器的B输入端，带或非逻辑的TSPC触发器的输出端作为本振信号单元模块的输出端Vout、且带或非逻辑的TSPC触发器的输出作为反馈信号输入反相器的输入端与带或非逻辑的TSPC触发器的A输入端；

更进一步的，所述TSPC触发器如图5所示、由晶体管M1～M7组成，所述带或非逻辑的TSPC触发器如图6所示、包括：晶体管M8～M16，所述反相器如图7所示、由晶体管M17、M18组成，其具体结构为本领域基础数字电路，此处不再赘述；

第三部分为IQ混频器，如图8所示，具体由晶体管M19～M30和差分电感L1构成，其中，晶体管M19～晶体管M24构成Gilbert单元结构、作为I路，晶体管M25～晶体管M30构成Gilbert单元结构、作为Q路，I路与Q路的输出在电流域叠加后作为输出射频信号；差分电感L1作为负载级，其中心抽头接电源、两端分别连接I路与Q路的输出；Gilbert单元结构为本领域基础结构，此处不再赘述。

基于上述混频器结构，利用四路1/3占空比满摆幅差分正交低频LO信号与四路差分正交的IF信号混合，能够实现对偶次谐波与3次边带全抑制；同时，通过IQ混频器中晶体管尺寸的合理选择，使得整个高边带抑制的高线性度单边带混频器具有良好增益与线性度。

从工作原理上讲，上述高边带抑制的高线性度单边带混频器的系统框图如图9所示，其中，

(1)RC组成的PPF网络

本发明中PPF网络要在高频产生正交信号，设计时先考虑PPF的级数；若是采用一级PPF，当存在工艺误差时，PPF电容电阻值与设计不一致，会使得PPF极点频率变化，同时使产生的的I、Q两路信号幅度误差和相位误差显著恶化；为了解决工艺误差带来的问题，采用多级PPF，从而在由多个极点确定的频带内产生正交信号，即使存在工艺误差，PPF极点变化，通带可能整体向高频或低频移动，但只要在所需频带内，PPF的I、Q两路信号的幅度、相位误差均在可接受的范围内；同时，考虑到PPF的损耗，PPF技术越小越好；基于以上分析本发明选择两级PPF，同时该结构具有更小的损耗；

(2)1/3占空比差分正交满摆幅LO信号

本发明中的1/3占空比正交信号产生电路，使用三分频器产生1/3占空比方波，再利用触发器输出信号比输入信号滞后一个时钟周期的特点，完成移相；为保证1/3占空比信号在经过D触发器后不会失真，用于延迟的触发器时钟频率必须是1/3占空比信号频率的3的整数倍，而要产生90°相移，用于延迟的触发器时钟频率为1/3占空比信号频率的4的整数倍；

综上，要产生一个既满足1/3占空比又满足相位要求的信号，本振信号模块的输入信号频率为1/3占空比的本振信号频率的12倍；为了使得在更高的工作频率可以正常工作，采用由反相器、TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器构成的本振信号单元模块实现；对应一个本振信号单元模块移相1/12周期，故要依次产生0°、90°、180°、270°相移，每次相移为1/4周期，故1/3占空比信号每经过3个本振信号单元模块相移90°，如图3所示；

(3)混频器主体电路

混频器电路采用两个双平衡有源混频器，实现I、Q路混频功能；采用差分电感做负载，节省面积、方便匹配；同时合理调节IQ混频器中的晶体管尺寸，得到良好增益与线性度。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims

1.一种高边带抑制的高线性度单边带混频器，由RC PPF网络、本振信号模块与IQ混频器三部分构成；其特征在于，

所述IQ混频器由I路、Q路与差分电感L1构成，其中，I路与Q路均为Gilbert单元结构，I路与Q路的输出在电流域叠加后作为输出射频信号；差分电感L1作为负载级，其中心抽头接电源、两端分别连接I路与Q路的输出；

所述本振信号单元模块由反相器、TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器构成，其中，TSPC触发器与带或非逻辑的TSPC触发器时钟链连在一起、作为本振信号单元模块的输入端Vin，反相器的输出端与TSPC触发器的输入端（D）连接，TSPC触发器的输出端与带或非逻辑的TSPC触发器的B输入端连接，带或非逻辑的TSPC触发器的输出端作为本振信号单元模块的输出端Vout；带或非逻辑的TSPC触发器的输出作为反馈信号输入反相器的输入端与带或非逻辑的TSPC触发器的A输入端；

所述本振信号模块的输入信号频率为输出本振信号频率的12倍。