JPH10247952A - 位相変調器 - Google Patents

位相変調器

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JPH10247952A
JPH10247952A JP9050375A JP5037597A JPH10247952A JP H10247952 A JPH10247952 A JP H10247952A JP 9050375 A JP9050375 A JP 9050375A JP 5037597 A JP5037597 A JP 5037597A JP H10247952 A JPH10247952 A JP H10247952A
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signal
phase
gate
source
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Ichiro Abeno
一郎 阿部野
Hideki Ikuta
秀輝 生田
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Fujitsu Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 位相変調器に関し、数ＧＨｚのマイクロ波帯
から数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波数帯において使
用でき、かつ、ＭＭＩＣで構成することを課題とする。 【解決手段】 ギルバートセルミキサ方式の位相変調器
において、ギルバートセルミキサの２つの出力信号Ｖou
t1，Ｖout2を、平衡不平衡回路１の平衡入力端に入力
し、不平衡出力端から位相変調波Ｖout を出力するよう
にする。これにより、ＦＥＴＱ１，Ｑ３からなる差動増
幅器及びＦＥＴＱ２，Ｑ４からなる差動増幅器が対称に
それぞれ動作しなくとも、逆位相で、同振幅の位相変調
波を得ることができるようになる。ギルバートセルミキ
サをＦＥＴで構成することにより、数ＧＨｚのマイクロ
波帯から数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波数帯におい
て使用できる。また、平衡不平衡回路１を平面回路で構
成することによって、位相変調器をＭＭＩＣで構成する
ことが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は位相変調器に関し、
特に、数ＧＨｚのマイクロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ
波帯までの周波数帯において用いられ、かつ、ＭＭＩＣ
(Monolithic Microwave Integrated Circuit）で構成さ
れる位相変調器に関する。
【０００２】通常、移動通信の基地局相互間は光通信に
よって結ばれているが、基地局間に光ケーブルを敷設で
きない事情がある場合には、光通信に代わって無線通信
が使用されることがある。そうした無線通信では、例え
ば数ＧＨｚのマイクロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ波帯
までの周波数帯が使用されるとともに、そうした無線通
信に使用される無線機器には、低コスト、小型化、低電
圧動作等が求められる。
【０００３】本発明は、こうした無線機器に使用可能な
位相変調器に関する。
【０００４】
【従来の技術】図１３は、従来の位相変調器に主に使用
されるギルバートセルミキサの構成を示す回路図であ
る。図中、差動増幅器を構成する電界効果トランジスタ
（以下「ＦＥＴ」と略称する）Ｑ１１，Ｑ１２のソース
側にＦＥＴＱ１３を設け、同様に、差動増幅器を構成す
るＦＥＴＱ１４，Ｑ１５のソース側にＦＥＴＱ１６を設
ける。ＦＥＴＱ１１，Ｑ１５の各ゲートには搬送波信号
ＬＯが端子１０１を介して入力される。ＦＥＴＱ１２，
Ｑ１４の各ゲートは交流的に接地される。ＦＥＴＱ１３
のゲートにはベースバンド信号ＢＢが端子１０２を介し
て入力され、ＦＥＴＱ１６のゲートにはベースバンド信
号ＢＢの反転信号が端子１０３を介して入力される。Ｆ
ＥＴＱ１３，Ｑ１６の各ソースには定電流源１０４が接
続される。なお、図１３では各ＦＥＴに印加されるバイ
アス電圧の図示を省略しているが、例えば、ＦＥＴＱ１
３，Ｑ１６の各ゲートには負のオフセット電圧がゲート
バイアス電圧としてそれぞれ印加されている。
【０００５】ＦＥＴＱ１４のドレインはＦＥＴＱ１１の
ドレインに接続され、ＦＥＴＱ１１のドレインは端子１
０５に接続される。端子１０５から出力信号Ｖout1が出
力される。同様に、ＦＥＴＱ１２のドレインはＦＥＴＱ
１５のドレインに接続され、ＦＥＴＱ１５のドレインは
端子１０６に接続される。端子１０６から出力信号Ｖou
t2が出力される。
【０００６】図１４，図１５は、上記構成のギルバート
セルミキサの動作を説明する図である。すなわち、正弦
波状のベースバンド信号ＢＢが正側にあるとき（端子１
０２の電圧がオフセット電圧よりも大きく、端子１０３
の電圧がオフセット電圧よりも小さいとき）には、ＦＥ
ＴＱ１３がオン状態となり、ＦＥＴＱ１６がオフ状態と
なる。この場合には、ＦＥＴＱ１４，Ｑ１５は動作しな
い。この状態を図１４が示す。同様に、正弦波状のベー
スバンド信号ＢＢが負側にあるとき（端子１０３の電圧
がオフセット電圧よりも大きく、端子１０２の電圧がオ
フセット電圧よりも小さいとき）には、ＦＥＴＱ１６が
オン状態となり、ＦＥＴＱ１３がオフ状態となる。この
場合には、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２は動作しない。この状
態を図１５が示す。
【０００７】ここで、図１４と図１５とを見比べると分
かるとおり、ベースバンド信号ＢＢが正側にあるときに
端子１０５から出力される信号と、ベースバンド信号Ｂ
Ｂが負側にあるときに端子１０５から出力される信号と
は、同一の搬送波信号ＬＯの入力に対して、同振幅、逆
相の関係となる。つまり、出力信号Ｖout1は、振幅が搬
送波信号ＬＯと同一となるが、ベースバンド信号ＢＢが
正側にあるか、負側にあるかに応じて、その位相が反転
され、いわゆる位相変調が施されたものとなっている。
【０００８】同様なことが、出力信号Ｖout2にも言え
る。なお、変調波出力としては出力信号Ｖout1，Ｖout2
のいずれを使用するようにしてもよい。なお、こうした
回路構成を有するギルバートセルミキサは、ＭＭＩＣで
の構成に適している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、搬送波信号Ｌ
Ｏの周波数を数ＧＨｚ以上の高周波数に設定すると、各
ＦＥＴが漂遊容量の影響を受けるようになり、また、入
出力インピーダンスの複素数化等のＦＥＴの特性変化が
生じ、これによって、差動増幅器が対称に動作しなくな
る。そのため、ギルバートセルミキサが変調器として正
常に動作しなくなるという問題点があった。これを、図
１６〜図１８を参照して説明する。
【００１０】図１６は、例えば、ベースバンド信号ＢＢ
が正側にあるときに、ギルバートセルミキサにおいて動
作する主要部分だけを示す回路図である。ここではスイ
ッチングトランジスタとして働くＦＥＴＱ１３の図示を
省略している。
【００１１】搬送波信号ＬＯの周波数が数ＧＨｚ以下で
あれば、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２が差動増幅器として動作
する。その結果、出力信号Ｖout1が、図１７（Ａ）に示
すような信号の場合、出力信号Ｖout2は、図１７（Ｂ）
に示すような信号になる。これらの出力信号Ｖout1と出
力信号Ｖout2との関係をベクトル表示したものが図１７
（Ｃ）である。すなわち、出力信号Ｖout1のベクトルと
出力信号Ｖout2のベクトルとは、同じ振幅で位相差π／
２の関係にある。
【００１２】ところが、搬送波信号ＬＯの周波数が数Ｇ
Ｈｚ以上になると、出力信号Ｖout1のベクトルと出力信
号Ｖout2のベクトルとの関係が、図１７（Ｃ）に示すよ
うな関係から逸脱する。
【００１３】図１８は、出力信号Ｖout1のベクトルと出
力信号Ｖout2のベクトルとの具体的な関係を、搬送波信
号ＬＯの周波数をパラメータにして表示した極座標グラ
フである。すなわち、ベクトル１０８が、搬送波周波数
０．１ＧＨｚの時の出力信号Ｖout2を表し、ベクトル１
０９が、搬送波周波数０．１ＧＨｚの時の出力信号Ｖou
t1を表す。ベクトル１０８とベクトル１０９とは、同じ
振幅で位相差π／２の関係にある。ところが、搬送波周
波数が高く設定されるにつれて、出力信号Ｖout2のベク
トルは矢印１１２の方向に移動し、搬送波周波数が３０
ＧＨｚに設定されると、ベクトル１１０となる。また、
出力信号Ｖout1のベクトルは矢印１１３の方向に移動
し、搬送波周波数が３０ＧＨｚに設定されると、ベクト
ル１１１となる。搬送波周波数３０ＧＨｚでのベクトル
１１０とベクトル１１１とは、振幅も異なるし、位相差
もπ／２ではなくなる。
【００１４】これは、ＦＥＴＱ１１，Ｑ１２からなる差
動増幅器が対称に動作していないことを示している。し
たがって、搬送波周波数を０．１ＧＨｚよりも高く設定
するに従い、ギルバートセルミキサを変調器として使用
することは難しくなる。
【００１５】なお、数ＧＨｚ以上の高周波数での使用に
も耐えられる位相変調器としてリング変調器があるが、
リング変調器はショットキーダイオードやトランスから
構成されており、これらをＭＭＩＣで実現することには
難点がある。
【００１６】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、数ＧＨｚのマイクロ波帯から数１０ＧＨｚの
ミリ波帯までの周波数帯において使用でき、かつ、ＭＭ
ＩＣで実現できる位相変調器を提供することを目的とす
る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するために、図１に示すように、搬送波信号ＬＯが各
ゲートに入力される第１の電界効果トランジスタ（以
下、電界効果トランジスタを「ＦＥＴ」と略称する）Ｑ
１及び第２のＦＥＴＱ２と、ゲートが交流的に接地さ
れ、ドレインが第２のＦＥＴＱ２のドレインに接続さ
れ、ソースが第１のＦＥＴＱ１のソースに接続された第
３のＦＥＴＱ３と、ゲートが交流的に接地され、ドレイ
ンが第１のＦＥＴＱ１のドレインに接続され、ソースが
第２のＦＥＴＱ２のソースに接続された第４のＦＥＴＱ
４と、ベースバンド信号ＢＢがゲートに入力され、ドレ
インが第１及び第３のＦＥＴＱ１，Ｑ３の各ソースに接
続され、ソースが接地された第５のＦＥＴＱ５と、ベー
スバンド信号ＢＢの反転信号がゲートに入力され、ドレ
インが第２及び第４のＦＥＴＱ２，Ｑ４の各ソースに接
続され、ソースが接地された第６のＦＥＴＱ６と、第１
のＦＥＴＱ１のドレインから得られる出力信号と第２の
ＦＥＴＱ２のドレインから得られる出力信号のうちの一
方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と合成
して出力する平衡不平衡回路１とを有することを特徴と
する位相変調器が提供される。なお図１は、直流バイア
ス回路の表示を省略し、交流的な回路表示を行ってい
る。
【００１８】以上のような構成において、この位相変調
器を、数ＧＨｚのマイクロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ
波帯までの周波数帯において使用すると、各ＦＥＴが漂
遊容量の影響を受けるようになり、また各ＦＥＴに特性
変化が生じ、これによって、差動増幅器をそれぞれ構成
するＦＥＴＱ１，Ｑ３やＦＥＴＱ２，Ｑ４が対称に動作
しなくなる。これを、図２を参照して説明する。なお、
第１のＦＥＴＱ１のドレインに現れる出力信号をＶout1
とし、第２のＦＥＴＱ２のドレインに現れる出力信号を
Ｖout2とし、平衡不平衡回路１の不平衡出力端に現れる
位相変調波出力をＶout とする。
【００１９】図２は、出力信号Ｖout1、出力信号Ｖout
2、及び位相変調波出力Ｖout のベクトルを表示する図
である。（Ａ）はベースバンド信号ＢＢが正側にあると
き、（Ｂ）はベースバンド信号ＢＢが負側にあるとき
の、同一の搬送波信号ＬＯに対する各ベクトルを示して
いる。すなわち、搬送波信号ＬＯの周波数が、数ＧＨｚ
のマイクロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波
数帯のどこかに設定されると、ベースバンド信号ＢＢが
正側にあるときには、出力信号Ｖout2は、出力信号Ｖou
t1に対して、位相差がβ（≠π／２）となるとともに、
振幅が小さくなる。また、ベースバンド信号ＢＢが負側
にあるときには、出力信号Ｖout1は、出力信号Ｖout2に
対して、位相差がβとなるとともに、振幅が小さくな
る。
【００２０】一方、平衡不平衡回路１では、出力信号Ｖ
out1及び出力信号Ｖout2の入力に対して、下記式（１）
の関係にある位相変調波出力Ｖout を出力する。
【００２１】
【数１】 Ｖout ＝Ｖout1ーＶout2 ・・・（１） したがって、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように、ベース
バンド信号ＢＢが正側にあるときの位相変調波出力Ｖou
t のベクトルと、ベースバンド信号ＢＢが負側にあると
きの位相変調波出力Ｖout のベクトルとは、振幅が同じ
で位相差がπ／２の関係になる。
【００２２】かくして、位相変調器を、数ＧＨｚのマイ
クロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波数帯に
おいて使用することにより、差動増幅器を構成するＦＥ
ＴＱ１，Ｑ３やＦＥＴＱ２，Ｑ４が対称に動作しなくな
っても、振幅が同じで、かつ、位相差がπ／２の関係に
ある位相変調波出力Ｖout を得ることができる。
【００２３】なお、平衡不平衡回路１は平面回路で構成
することができるので、図１に示す回路全体をＭＭＩＣ
で実現することができる。さらには、差動増幅器が対称
に動作しなくとも支障がないのであるから、本来差動増
幅器を対称に動作させるために必要であった定電流源も
不要になる。
【００２４】こうしたことによって、小型であるととも
に、低電源電圧で動作する位相変調器を低コストで提供
することが可能となる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を、図
面を参照して説明する。まず、第１の実施の形態の原理
構成を、図１を参照して説明する。図１は、第１の実施
の形態の原理構成を示す回路図であり、図中、直流バイ
アス回路の表示を省略し、交流的な回路表示を行ってい
る。
【００２６】第１の実施の形態は、搬送波信号ＬＯが各
ゲートに入力される第１のＦＥＴＱ１及び第２のＦＥＴ
Ｑ２と、ゲートが交流的に接地され、ドレインが第２の
ＦＥＴＱ２のドレインに接続され、ソースが第１のＦＥ
ＴＱ１のソースに接続された第３のＦＥＴＱ３と、ゲー
トが交流的に接地され、ドレインが第１のＦＥＴＱ１の
ドレインに接続され、ソースが第２のＦＥＴＱ２のソー
スに接続された第４のＦＥＴＱ４と、ベースバンド信号
ＢＢがゲートに入力され、ドレインが第１及び第３のＦ
ＥＴＱ１，Ｑ３の各ソースに接続され、ソースが接地さ
れた第５のＦＥＴＱ５と、ベースバンド信号ＢＢの反転
信号がゲートに入力され、ドレインが第２及び第４のＦ
ＥＴＱ２，Ｑ４の各ソースに接続され、ソースが接地さ
れた第６のＦＥＴＱ６と、第１のＦＥＴＱ１のドレイン
から得られる出力信号と第２のＦＥＴＱ２のドレインか
ら得られる出力信号のうちの一方の信号の位相をπ／２
だけ移相し、それを他方の信号と合成して出力する平衡
不平衡回路１とから構成される。
【００２７】以上のような構成において、この位相変調
器を、数ＧＨｚのマイクロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ
波帯までの周波数帯において使用すると、各ＦＥＴが漂
遊容量の影響を受けるようになり、差動増幅器をそれぞ
れ構成するＦＥＴＱ１，Ｑ３やＦＥＴＱ２，Ｑ４が対称
に動作しなくなる。これを、図２を参照して説明する。
なお、第１のＦＥＴＱ１のドレインに現れる出力信号を
Ｖout1とし、第２のＦＥＴＱ２のドレインに現れる出力
信号をＶout2とし、平衡不平衡回路１の不平衡出力端に
現れる位相変調波出力をＶout とする。
【００２８】図２は、出力信号Ｖout1、出力信号Ｖout
2、及び位相変調波出力Ｖout のベクトルを表示する図
である。（Ａ）はベースバンド信号ＢＢが正側にあると
き、（Ｂ）はベースバンド信号ＢＢが負側にあるとき
の、同一の搬送波信号ＬＯに対する各ベクトルを示して
いる。すなわち、搬送波信号ＬＯの周波数が、数ＧＨｚ
のマイクロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波
数帯のどこかに設定されると、ベースバンド信号ＢＢが
正側にあるときには、出力信号Ｖout2は、出力信号Ｖou
t1に対して、位相差がβ（≠π／２）となるとともに、
振幅が小さくなる。また、ベースバンド信号ＢＢが負側
にあるときには、出力信号Ｖout1は、出力信号Ｖout2に
対して、位相差がβとなるとともに、振幅が小さくな
る。
【００２９】一方、平衡不平衡回路１では、出力信号Ｖ
out1及び出力信号Ｖout2の入力に対して、式（１）の関
係にある位相変調波出力Ｖout を出力する。 Ｖout ＝Ｖout1ーＶout2 ・・・（１） したがって、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように、ベース
バンド信号ＢＢが正側にあるときの位相変調波出力Ｖou
t のベクトルと、ベースバンド信号ＢＢが負側にあると
きの位相変調波出力Ｖout のベクトルとは、振幅が同じ
で位相差がπ／２の関係になる。
【００３０】かくして、位相変調器を、数ＧＨｚのマイ
クロ波帯から数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波数帯に
おいて使用することにより、差動増幅器を構成するＦＥ
ＴＱ１，Ｑ３やＦＥＴＱ２，Ｑ４が対称に動作しなくな
っても、振幅が同じで、かつ、位相差がπ／２の関係に
ある位相変調波出力Ｖout を得ることができる。
【００３１】なお、平衡不平衡回路１は平面回路で構成
することができるので、図１に示す回路全体をＭＭＩＣ
で実現することができる。さらには、差動増幅器が対称
に動作しなくとも支障がないのであるから、本来差動増
幅器を対称に動作させるために必要であった定電流源も
不要になる。
【００３２】こうしたことによって、小型であるととも
に、低電源電圧で動作する位相変調器を低コストで提供
することが可能となる。図３は、第１の実施の形態の詳
しい構成を示す回路図である。この回路図では、図１に
示す回路で図示を省略されていた直流バイアス回路や負
荷回路を明示している。すなわち、ＦＥＴＱ１，Ｑ２の
各ゲートに抵抗Ｒ１を介してゲートバイアス電圧Ｖg1が
印加され、ＦＥＴＱ３，Ｑ４の各ゲートに抵抗Ｒ２を介
してゲートバイアス電圧Ｖg1が印加される。抵抗Ｒ１，
Ｒ２の各抵抗値は同一であり、ゲートバイアス電圧Ｖg1
は、ＦＥＴＱ１，Ｑ２の各ゲートが各ソースに対して、
例えば０．５Ｖ位、負になるような値にそれぞれ設定さ
れる。また、ＦＥＴＱ５，Ｑ６の各ゲートに負のゲート
バイアス電圧Ｖg2が、抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してそれぞれ
印加される。さらに、ＦＥＴＱ１，Ｑ４の各ドレインに
抵抗Ｒ３を介して正のドレインバイアス電圧Ｖd が印加
され、ＦＥＴＱ２，Ｑ３の各ドレインに抵抗Ｒ４を介し
て正のドレインバイアス電圧Ｖd が印加される。なお、
ベースバンド信号ＢＢは容量Ｃ２を介して、ＦＥＴＱ５
のゲートに接続され、ベースバンド信号ＢＢの反転信号
は、容量Ｃ３を介してＦＥＴＱ６のゲートに接続され
る。ＦＥＴＱ３，Ｑ４の各ソースは容量Ｃ１を介して接
地される。抵抗Ｒ３，Ｒ４の各抵抗値は同じ値であり、
抵抗Ｒ５，Ｒ６の各抵抗値も互いに同じ値であり、容量
Ｃ２，Ｃ３の各容量値も互いに同じ値である。さらに、
ＦＥＴＱ１〜Ｑ４は互いに同一の特性を備え、また、Ｆ
ＥＴＱ５，Ｑ６は互いに同一の特性を備える。
【００３３】図４はゲートバイアス電圧Ｖg2及びベース
バンド信号ＢＢを示す図である。すなわち、ゲートバイ
アス電圧Ｖg2（負値）を、ＦＥＴＱ５，Ｑ６のピンチオ
フ電圧Ｖpo（負値）の約１／２に設定する。そして、ベ
ースバンド信号ＢＢの振幅を、ゲートバイアス電圧Ｖg2
（負値）の絶対値の２倍以下の値になるように調整す
る。これにより、端子２，３での電圧値を、０からＶpo
までの範囲内に収める。
【００３４】図５は平衡不平衡回路１の内部構成を示す
図である。平衡不平衡回路は一般にバラン（ＢＡＬＵ
Ｎ）と呼ばれるので、以下、これを「バラン」と呼ぶ。
バランには、例えばマークハンドバランという平面回路
で構成できるものがある。図５に示すバランは、こうし
たマークハンドバランを示している。
【００３５】すなわち、マークハンドバランは、約λ／
２の長さのストリップ線路１１と、このストリップ線路
１１を挟んで設けられた４つのストリップ線路１２〜１
５とから構成される。λは、搬送波信号ＬＯの波長であ
る。４つのストリップ線路１２〜１５の各長さは約λ／
４であり、ストリップ線路１２，１４の各中心側は端子
１６に接続され、ストリップ線路１３，１５の各中心側
は端子１７に接続されている。ストリップ線路１２〜１
５の各外端側は接地されている。ストリップ線路１１に
は端子１８が接続されている。端子１８は不平衡出力端
（アンバランスポート）であり、位相変調波出力Ｖout
が出力される。端子１６，１７は平衡出力端（バランス
ポート）であり、出力信号Ｖout1及び出力信号Ｖout2が
それぞれ入力される。
【００３６】図６，図７は、図３に示す構成の第１の実
施の形態における動作を説明する図である。すなわち、
正弦波状のベースバンド信号ＢＢが正側にあるとき（図
４においてベースバンド信号ＢＢがゲートバイアス電圧
Ｖg2よりも大きいとき）には、図３においてＦＥＴＱ５
がオン状態となり、ＦＥＴＱ６がオフ状態となる。この
場合には、ＦＥＴＱ２，Ｑ４は動作しない。この状態を
図６が示す。同様に、正弦波状のベースバンド信号ＢＢ
が負側にあるとき（図４においてベースバンド信号ＢＢ
がゲートバイアス電圧Ｖg2よりも小さいとき）には、Ｆ
ＥＴＱ６がオン状態となり、ＦＥＴＱ５がオフ状態とな
る。この場合には、ＦＥＴＱ１，Ｑ３は動作しない。こ
の状態を図７が示す。
【００３７】図６において、搬送波信号ＬＯの周波数
を、数ＧＨｚのマイクロ波帯や数１０ＧＨｚのミリ波帯
に設定すると、差動増幅器を構成するＦＥＴＱ１，Ｑ３
が漂遊容量の影響を受けるようになり、また、各ＦＥＴ
に特性変化が生じて、対称に動作しなくなる。これを、
図２（Ａ）を参照して説明すると、ベースバンド信号Ｂ
Ｂが正側にあるときには、出力信号Ｖout2は、出力信号
Ｖout1に対して、位相差がβ（≠π／２）となるととも
に、振幅が小さくなる。これは、図１８を参照して既に
説明した現象に基づいている。また、ベースバンド信号
ＢＢが負側にあるときには、出力信号Ｖout1は、出力信
号Ｖout2に対して、位相差がβとなるとともに、振幅が
小さくなる。ベースバンド信号ＢＢが正側にあるとき
の、出力信号Ｖout1と出力信号Ｖout2との位相差は、ベ
ースバンド信号ＢＢが負側にあるときの、出力信号Ｖou
t1と出力信号Ｖout2との位相差と同一になる。各振幅差
についても同一となる。これは、第１の実施の形態にお
ける位相変調器を、ＭＭＩＣで構成した場合に特に顕著
となる。ＭＭＩＣで構成した場合に、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４
の各特性間に殆どばらつきが生じないためである。
【００３８】一方、平衡不平衡回路１では、出力信号Ｖ
out1及び出力信号Ｖout2の入力に対して、式（１）の関
係にある位相変調波出力Ｖout を出力する。 Ｖout ＝Ｖout1ーＶout2 ・・・（１） ここで、搬送波信号ＬＯを sinωt と仮定する。その場
合に、ベースバンド信号ＢＢが正側にあるとき、出力信
号Ｖout1及び出力信号Ｖout2がそれぞれ示す各値をＶou
t1a ，Ｖout2a とすると、Ｖout1a ，Ｖout2a は下記式
（２ａ），（２ｂ）で表せる。
【００３９】
【数２】 Ｖout1a ＝Ａ・sin(ωt ＋α） ・・・（２ａ） Ｖout2a ＝Ａ・ｍ・sin(ωt ＋α＋β） ・・・（２ｂ） ここで、Ａは増幅率、ｍは振幅の減少分である。
【００４０】したがって、ベースバンド信号ＢＢが正側
にあるとき、位相変調波出力Ｖoutが示す値Ｖoutaは、
上記式（１）に基づき下記式（３）で表される。
【００４１】
【数３】 Ｖouta＝Ａ・sin(ωt ＋α）ーＡ・ｍ・sin(ωt ＋α＋β）・・・（３） 同様に、ベースバンド信号ＢＢが負側にあるとき、出力
信号Ｖout2及び出力信号Ｖout1がそれぞれ示す各値をＶ
out2b ，Ｖout1b とすると、Ｖout2b ，Ｖout1b は下記
式（４ａ），（４ｂ）で表せる。
【００４２】
【数４】 Ｖout2b ＝Ａ・sin(ωt ＋α） ・・・（４ａ） Ｖout1b ＝Ａ・ｍ・sin(ωt ＋α＋β） ・・・（４ｂ） したがって、ベースバンド信号ＢＢが負側にあるとき、
位相変調波出力Ｖoutが示す値Ｖoutbは、上記式（１）
に基づき下記式（５）で表される。
【００４３】
【数５】 Ｖoutb＝Ａ・ｍ・sin(ωt ＋α＋β）ーＡ・sin(ωt ＋α）・・・（５） 上記式（３）と上記式（５）とから下記式（６）が成立
する。
【００４４】
【数６】 Ｖouta＝ーＶoutb ・・・（６） したがって、ベースバンド信号ＢＢが正側にあるときの
位相変調波出力Ｖoutのベクトルと、ベースバンド信号
ＢＢが負側にあるときの位相変調波出力Ｖoutのベクト
ルとは、振幅が同じで位相差がπ／２の関係になる。
【００４５】かくして、位相変調器を、数ＧＨｚのマイ
クロ波帯や数１０ＧＨｚのミリ波帯の周波数帯において
使用することにより、差動増幅器を構成するＦＥＴＱ
１，Ｑ３やＦＥＴＱ２，Ｑ４が対称に動作しなくなって
も、振幅が同じで、位相差がπ／２の関係にある位相変
調波出力Ｖout を得ることができる。
【００４６】図８は、図３に示す回路における位相変調
波出力Ｖout のシミュレーション結果を示す極座標図で
ある。このシミュレーションでは、搬送波信号ＬＯの周
波数を３８ＧＨｚに設定し、ドレインバイアス電圧Ｖd
を５Ｖ、ゲートバイアス電圧Ｖg1を２Ｖ、負荷抵抗Ｒ
３，Ｒ４を３００Ωに設定している。また、ゲートバイ
アス電圧Ｖg2をー０．３Ｖに、ベースバンド信号ＢＢの
振幅を０．６Ｖに設定している。図中の点Ｐ１は、ベー
スバンド信号ＢＢ及びその反転信号が共にー０．３Ｖで
あるときの位相変調波出力Ｖout を示す。点Ｐ２は、ベ
ースバンド信号ＢＢが０Ｖ、その反転信号がー０．６Ｖ
であるときの位相変調波出力Ｖout を示す。点Ｐ３は、
ベースバンド信号ＢＢがー０．６Ｖ、その反転信号が０
Ｖであるときの位相変調波出力Ｖout を示す。この図か
ら明らかな通り、ベースバンド信号ＢＢが０Ｖのときの
位相変調波出力Ｖout と、ベースバンド信号ＢＢがー
０．６Ｖのときの位相変調波出力Ｖout とが、搬送波信
号ＬＯの周波数が３８ＧＨｚに設定されているにも拘わ
らず、同振幅、逆位相になる。
【００４７】前述のように、平衡不平衡回路１は平面回
路で構成されるので、位相変調器回路全体をＭＭＩＣで
実現することができる。また、第１の実施の形態では、
前述のように、差動増幅器が対称に動作しなくとも支障
が生じないのであるから、本来、差動増幅器を対称に動
作させるために必要であった定電流源（図１３に示す定
電流源１０４相当）も不要となっている。定電流源を備
えないでよいことにより、位相変調器の電源装置は、定
電流源の両端電圧（例えば２Ｖ）分を減少させた電源電
圧を供給するだけでよいことになる。
【００４８】以上のように、第１の実施の形態における
位相変調器は、低電源電圧で動作するとともに、ＭＭＩ
Ｃで構成することにより、小型化や低コスト化が期待で
きる。
【００４９】なお、第１の実施の形態において定電流源
を付加する構成にしても何ら支障はない。なおまた、第
１の実施の形態においてはＦＥＴＱ１〜Ｑ６が使用され
ているが、こうしたＦＥＴＱ１〜Ｑ６に代わってバイポ
ーラトランジスタをそれぞれ使用するようにしてもよ
い。すなわち、１〜２ＧＨｚ以下で使用する位相変調器
では、ＦＥＴを使用せず、バイポーラトランジスタによ
って構成することが一般に可能であるが、こうしたバイ
ポーラトランジスタを使用した位相変調器でも、搬送波
周波数が高くなって１〜２ＧＨｚに近い帯域で使用する
と、差動増幅器が対称に動作しないことが発生する。こ
うした問題に対して、本発明のように、バランを使用し
て、差動増幅器が対称に動作しなくとも同一振幅、逆位
相の位相変調波出力を得るようにすることは有効であ
る。
【００５０】次に、第２の実施の形態を説明する。図９
は、第２の実施の形態を示す回路図である。第２の実施
の形態の構成は、基本的に第１の実施の形態の構成と同
じである。そこで、第１の実施の形態と同じ構成部分に
は同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００５１】第２の実施の形態では、第１の実施の形態
におけるＦＥＴＱ３，Ｑ４を削除している。この削除に
伴い、容量Ｃ１及び抵抗Ｒ２も第１の実施の形態から削
除している。これらを除いては、第２の実施の形態の構
成は第１の実施の形態と同じである。
【００５２】すなわち、差動増幅器を構成する２つのＦ
ＥＴのうち、ゲートが接地されている側のＦＥＴから得
られる出力信号の振幅は、図１８に示したように、搬送
波信号ＬＯの周波数が０．１ＧＨｚよりも高くなるにつ
れて小さくなる。したがって、数ＧＨｚのマイクロ波帯
や数１０ＧＨｚのミリ波帯の周波数帯において使用する
場合、こうした出力信号を無視してしまっても位相変調
波出力Ｖout に対して悪影響はないと考えられる。こう
した点に着目して、第２の実施の形態は構成されてい
る。これにより、回路構成を簡略化できる。
【００５３】図１０は、第２の実施の形態における位相
変調波出力Ｖout のシミュレーション結果を示す極座標
図である。このシミュレーションでは、搬送波信号ＬＯ
の周波数を３８ＧＨｚに設定し、ドレインバイアス電圧
Ｖd を５Ｖ、ゲートバイアス電圧Ｖg1を２Ｖ、負荷抵抗
Ｒ３，Ｒ４を３００Ωに設定している。また、ゲートバ
イアス電圧Ｖg2をー０．２Ｖに、ベースバンド信号ＢＢ
の振幅を０．４Ｖに設定している。図中の点Ｐ４は、ベ
ースバンド信号ＢＢが０Ｖ、その反転信号がー０．４Ｖ
であるときの位相変調波出力Ｖout を示す。点Ｐ５は、
ベースバンド信号ＢＢがー０．４Ｖ、その反転信号が０
Ｖであるときの位相変調波出力Ｖout を示す。この図か
ら明らかな通り、ベースバンド信号ＢＢが０Ｖのときの
位相変調波出力Ｖout と、ベースバンド信号ＢＢがー
０．４Ｖのときの位相変調波出力Ｖout とが、搬送波信
号ＬＯの周波数が３８ＧＨｚに設定されているにも拘わ
らず、同振幅、逆位相となる。
【００５４】なお、第２の実施の形態においても、ＦＥ
ＴＱ１、Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６に代わってバイポーラトラン
ジスタをそれぞれ使用するようにしてもよい。すなわ
ち、１〜２ＧＨｚ以下で使用する位相変調器では、ＦＥ
Ｔを使用せず、バイポーラトランジスタによって構成す
ることが一般に可能であるが、こうしたバイポーラトラ
ンジスタを使用した位相変調器でも、搬送波周波数が高
くなって１〜２ＧＨｚに近い帯域で使用すると、差動増
幅器が対称に動作しないことが発生する。こうした問題
に対して、本発明は有効である。
【００５５】また、第２の実施の形態でも、位相変調器
回路全体をＭＭＩＣで構成することが可能である。さら
にまた、第２の実施の形態においても定電流源を付加す
る構成にして何ら支障はない。
【００５６】次に、第３の実施の形態を説明する。図１
１は、第３の実施の形態を示す回路図である。第３の実
施の形態の構成は、基本的に第２の実施の形態の構成と
同じである。そこで、第２の実施の形態と同じ構成部分
には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００５７】第３の実施の形態では、第２の実施の形態
におけるＦＥＴＱ１，Ｑ５をデュアルゲートＦＥＴＱ７
で構成し、同様に、ＦＥＴＱ２，Ｑ６をデュアルゲート
ＦＥＴＱ８で構成する。動作は、第２の実施の形態と同
じである。
【００５８】なお、第３の実施の形態でも、位相変調器
回路全体をＭＭＩＣで構成することが可能である。ま
た、第３の実施の形態においても定電流源を付加する構
成にして何ら支障はない。
【００５９】次に、第４の実施の形態を説明する。図１
２は、第４の実施の形態を示す構成図である。第４の実
施の形態は４相位相変調器に関する。
【００６０】図中の位相変調器２１，２２は、第１から
第３の全ての実施の形態のうちのいずれかの位相変調器
である。ただし、位相変調器２１と位相変調器２２とに
は同じ実施の形態の位相変調器を用いる。また、位相変
調器２１に入力されるベースバンド信号ＢＢと、位相変
調器２２に入力されるベースバンド信号ＢＢとは異なる
ものである。
【００６１】搬送波は同相分配器２３で分岐され、一方
は搬送波信号ＬＯとして位相変調器２１へ送られ、他方
は移相器２４へ送られる。移相器２４は、入力した搬送
波の位相をπ／２だけ遅らせ、それを搬送波信号ＬＯと
して位相変調器２２へ出力する。位相変調器２１，２２
からそれぞれ出力された位相変調波出力Ｖout は合成器
２５へ送られる。合成器２５は、各位相変調波出力Ｖou
t を合成して４相位相変調波を作成し、出力する。
【００６２】このように、第１から第３の全ての実施の
形態に示した位相変調器のいずれかを使用して４相位相
変調器を実現できる。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、ギルバ
ートセルミキサ方式の位相変調器において、ギルバート
セルミキサの２つの出力信号を、平衡不平衡回路の平衡
入力端に入力し、不平衡出力端から位相変調波を出力す
るようにする。
【００６４】これにより、差動増幅器が対称に動作しな
くとも、逆位相で、同振幅の位相変調波を得ることがで
きるようになる。なお、能動素子をＦＥＴで構成するこ
とにより、位相変調器を、数ＧＨｚのマイクロ波帯から
数１０ＧＨｚのミリ波帯までの周波数帯において使用で
きる。
【００６５】また、平衡不平衡回路を平面回路で構成す
ることによって、位相変調器をＭＭＩＣで構成すること
が可能となる。したがって、位相変調器を小型化、低コ
スト化することができる。
【００６６】さらにまた、差動増幅器が対称に動作しな
くともよいために、定電流源が不要になるとともに、定
電流源の両端電圧分だけ、位相変調器の電源電圧を減少
させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】（Ａ）はベースバンド信号ＢＢが正側にあると
きの出力信号Ｖout1、出力信号Ｖout2、及び位相変調波
出力Ｖout のベクトルを表示する図であり、（Ｂ）はベ
ースバンド信号ＢＢが負側にあるときの出力信号Ｖout
1、出力信号Ｖout2、及び位相変調波出力Ｖout のベク
トルを表示する図である。
【図３】第１の実施の形態の詳しい構成を示す回路図で
ある。
【図４】直流バイアス電圧Ｖg2及びベースバンド信号Ｂ
Ｂを示す図である。
【図５】平衡不平衡回路の内部構成を示す図である。
【図６】正弦波状のベースバンド信号ＢＢが正側にある
ときの第１の実施の形態における動作を説明する図であ
る。
【図７】正弦波状のベースバンド信号ＢＢが負側にある
ときの第１の実施の形態における動作を説明する図であ
る。
【図８】図３に示す回路における位相変調波出力Ｖout
のシミュレーション結果を示す極座標図である。
【図９】第２の実施の形態を示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態における位相変調波出力Ｖ
out のシミュレーション結果を示す極座標図である。
【図１１】第３の実施の形態を示す回路図である。
【図１２】第４の実施の形態を示す構成図である。
【図１３】従来の位相変調器に主に使用されるギルバー
トセルミキサの構成を示す回路図である。
【図１４】正弦波状のベースバンド信号ＢＢが正側にあ
るときのギルバートセルミキサの動作を説明する図であ
る。
【図１５】正弦波状のベースバンド信号ＢＢが負側にあ
るときのギルバートセルミキサの動作を説明する図であ
る。
【図１６】ベースバンド信号ＢＢが正側にあるときに、
ギルバートセルミキサにおいて動作する主要部分だけを
示す回路図である。
【図１７】（Ａ）は出力信号Ｖout1を示す図であり、
（Ｂ）は出力信号Ｖout2を示す図であり、（Ｃ）は、出
力信号Ｖout1と出力信号Ｖout2との関係をベクトル表示
した図である。
【図１８】出力信号Ｖout1のベクトルと出力信号Ｖout2
のベクトルとの具体的な関係を、搬送波信号の周波数を
パラメータにして表示した極座標グラフである。
【符号の説明】
１ 平衡不平衡回路（バラン） Ｑ１ ＦＥＴ Ｑ２ ＦＥＴ Ｑ３ ＦＥＴ Ｑ４ ＦＥＴ Ｑ５ ＦＥＴ Ｑ６ ＦＥＴ ＬＯ 搬送波信号 ＢＢ ベースバンド信号 Ｖout1 出力信号 Ｖout2 出力信号 Ｖout 位相変調波出力

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 少なくともマイクロ波帯やミリ波帯にお
    いて用いられる位相変調器において、 搬送波信号が各ゲートに入力される第１及び第２のＦＥ
    Ｔと、 ゲートが交流的に接地され、ドレインが前記第２のＦＥ
    Ｔのドレインに接続され、ソースが前記第１のＦＥＴの
    ソースに接続された第３のＦＥＴと、 ゲートが交流的に接地され、ドレインが前記第１のＦＥ
    Ｔのドレインに接続され、ソースが前記第２のＦＥＴの
    ソースに接続された第４のＦＥＴと、 ベースバンド信号がゲートに入力され、ドレインが前記
    第１及び第３のＦＥＴの各ソースに接続され、ソースが
    接地された第５のＦＥＴと、 前記ベースバンド信号の反転信号がゲートに入力され、
    ドレインが前記第２及び第４のＦＥＴの各ソースに接続
    され、ソースが接地された第６のＦＥＴと、 前記第１のＦＥＴのドレインから得られる出力信号と前
    記第２のＦＥＴのドレインから得られる出力信号のうち
    の一方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と
    合成して出力する平衡不平衡回路と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  2. 【請求項２】 前記平衡不平衡回路を平面回路で構成す
    るとともに、当該平面回路と、前記第１から第６のＦＥ
    ＴのすべてをＭＭＩＣ(Monolithic Microwave Integrat
    ed Circuit）で構成することを特徴とする請求項１記載
    の位相変調器。
  3. 【請求項３】 前記第５及び第６のＦＥＴの各ソースと
    グランドとの間に設けられた定電流源を、さらに有する
    ことを特徴とする請求項１記載の位相変調器。
  4. 【請求項４】 少なくともマイクロ波帯やミリ波帯にお
    いて用いられる位相変調器において、 搬送波信号が各ゲートに入力される第１及び第２のＦＥ
    Ｔと、 ベースバンド信号がゲートに入力され、ドレインが前記
    第１のＦＥＴのソースに接続され、ソースが接地される
    第３のＦＥＴと、 前記ベースバンド信号の反転信号がゲートに入力され、
    ドレインが前記第２のＦＥＴのソースに接続され、ソー
    スが接地される第４のＦＥＴと、 前記第１のＦＥＴのドレインから得られる出力信号と前
    記第２のＦＥＴのドレインから得られる出力信号のうち
    の一方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と
    合成して出力する平衡不平衡回路と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  5. 【請求項５】 前記平衡不平衡回路を平面回路で構成す
    るとともに、当該平面回路と、前記第１から第４のＦＥ
    ＴのすべてをＭＭＩＣで実現することを特徴とする請求
    項４記載の位相変調器。
  6. 【請求項６】 前記第３及び第４のＦＥＴの各ソースと
    グランドとの間に設けられた定電流源を、さらに有する
    ことを特徴とする請求項４記載の位相変調器。
  7. 【請求項７】 少なくともマイクロ波帯やミリ波帯にお
    いて用いられる位相変調器において、 搬送波信号が一方のゲートに入力され、ベースバンド信
    号が他方のゲートに入力され、ソースが接地される第１
    のデュアルゲートＦＥＴと、 前記搬送波信号が一方のゲートに入力され、前記ベース
    バンド信号の反転信号が他方のゲートに入力され、ソー
    スが接地される第２のデュアルゲートＦＥＴと、 前記第１のデュアルゲートＦＥＴのドレインから得られ
    る出力信号と前記第２のデュアルゲートＦＥＴのドレイ
    ンから得られる出力信号のうちの一方の信号の位相をπ
    ／２だけ移相し、他方の信号と合成して出力する平衡不
    平衡回路と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  8. 【請求項８】 前記平衡不平衡回路を平面回路で構成す
    るとともに、当該平面回路と、前記第１及び第２のデュ
    アルゲートＦＥＴをＭＭＩＣで構成することを特徴とす
    る請求項７記載の位相変調器。
  9. 【請求項９】 前記第１及び第２のデュアルゲートＦＥ
    Ｔの各ソースとグランドとの間に設けられた定電流源
    を、さらに有することを特徴とする請求項７記載の位相
    変調器。
  10. 【請求項１０】 搬送波信号が各ベースに入力される第
    １及び第２のバイポーラトランジスタと、 ベースが交流的に接地され、コレクタが前記第２のバイ
    ポーラトランジスタのコレクタに接続され、エミッタが
    前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続さ
    れた第３のバイポーラトランジスタと、 ベースが交流的に接地され、コレクタが前記第１のバイ
    ポーラトランジスタのコレクタに接続され、エミッタが
    前記第２のバイポーラトランジスタのエミッタに接続さ
    れた第４のバイポーラトランジスタと、 ベースバンド信号がベースに入力され、コレクタが前記
    第１及び第３のバイポーラトランジスタの各エミッタに
    接続され、エミッタが接地された第５のバイポーラトラ
    ンジスタと、 前記ベースバンド信号の反転信号がベースに入力され、
    コレクタが前記第２及び第４のバイポーラトランジスタ
    の各エミッタに接続され、エミッタが接地された第６の
    バイポーラトランジスタと、 前記第１のバイポーラトランジスタのコレクタから得ら
    れる出力信号と前記第２のバイポーラトランジスタのコ
    レクタから得られる出力信号のうちの一方の信号の位相
    をπ／２だけ移相し、他方の信号と合成して出力する平
    衡不平衡回路と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  11. 【請求項１１】 搬送波信号が各ベースに入力される第
    １及び第２のバイポーラトランジスタと、 ベースバンド信号がベースに入力され、コレクタが前記
    第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続され、
    エミッタが接地される第３のバイポーラトランジスタ
    と、 前記ベースバンド信号の反転信号がベースに入力され、
    コレクタが前記第２のバイポーラトランジスタのエミッ
    タに接続され、エミッタが接地される第４のバイポーラ
    トランジスタと、 前記第１のバイポーラトランジスタのコレクタから得ら
    れる出力信号と前記第２のバイポーラトランジスタのコ
    レクタから得られる出力信号のうちの一方の信号の位相
    をπ／２だけ移相し、他方の信号と合成して出力する平
    衡不平衡回路と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  12. 【請求項１２】 少なくともマイクロ波帯やミリ波帯に
    おいて用いられる４相位相変調器において、 搬送波信号を同相で２分配する分配器と、 前記分配器から送られた一方の搬送波信号が各ゲートに
    入力される第１及び第２のＦＥＴと、 ゲートが交流的に接地され、ドレインが前記第２のＦＥ
    Ｔのドレインに接続され、ソースが前記第１のＦＥＴの
    ソースに接続された第３のＦＥＴと、 ゲートが交流的に接地され、ドレインが前記第１のＦＥ
    Ｔのドレインに接続され、ソースが前記第２のＦＥＴの
    ソースに接続された第４のＦＥＴと、 第１のベースバンド信号がゲートに入力され、ドレイン
    が前記第１及び第３のＦＥＴの各ソースに接続され、ソ
    ースが接地された第５のＦＥＴと、 前記第１のベースバンド信号の反転信号がゲートに入力
    され、ドレインが前記第２及び第４のＦＥＴの各ソース
    に接続され、ソースが接地された第６のＦＥＴと、 前記第１のＦＥＴのドレインから得られる出力信号と前
    記第２のＦＥＴのドレインから得られる出力信号のうち
    の一方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と
    合成して出力する第１の平衡不平衡回路と、 前記分配器から送られた他方の搬送波信号の位相をπ／
    ２移相して出力する移相器と、 前記移相器で移相された搬送波信号が各ゲートに入力さ
    れる第７及び第８のＦＥＴと、 ゲートが交流的に接地され、ドレインが前記第８のＦＥ
    Ｔのドレインに接続され、ソースが前記第７のＦＥＴの
    ソースに接続された第９のＦＥＴと、 ゲートが交流的に接地され、ドレインが前記第７のＦＥ
    Ｔのドレインに接続され、ソースが前記第８のＦＥＴの
    ソースに接続された第１０のＦＥＴと、 第２のベースバンド信号がゲートに入力され、ドレイン
    が前記第７及び第９のＦＥＴの各ソースに接続され、ソ
    ースが接地された第１１のＦＥＴと、 前記第２のベースバンド信号の反転信号がゲートに入力
    され、ドレインが前記第８及び第１０のＦＥＴの各ソー
    スに接続され、ソースが接地される第１２のＦＥＴと、 前記第７のＦＥＴのドレインから得られる出力信号と前
    記第８のＦＥＴのドレインから得られる出力信号のうち
    の一方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と
    合成して出力する第２の平衡不平衡回路と、 前記第１の平衡不平衡回路からの出力と前記第２の平衡
    不平衡回路からの出力とを合成し、４相位相変調波を出
    力する合成器と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  13. 【請求項１３】 少なくともマイクロ波帯やミリ波帯に
    おいて用いられる４相位相変調器において、 搬送波信号を同相で２分配する分配器と、 前記分配器から送られた一方の搬送波信号が各ゲートに
    入力される第１及び第２のＦＥＴと、 第１のベースバンド信号がゲートに入力され、ドレイン
    が前記第１のＦＥＴのソースに接続され、ソースが接地
    される第３のＦＥＴと、 前記第１のベースバンド信号の反転信号がゲートに入力
    され、ドレインが前記第２のＦＥＴのソースに接続さ
    れ、ソースが接地される第４のＦＥＴと、 前記第１のＦＥＴのドレインから得られる出力信号と前
    記第２のＦＥＴのドレインから得られる出力信号のうち
    の一方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と
    合成して出力する第１の平衡不平衡回路と、 前記分配器から送られた他方の搬送波信号の位相をπ／
    ２移相して出力する移相器と、 前記移相器で移相された搬送波信号が各ゲートに入力さ
    れる第５及び第６のＦＥＴと、 第２のベースバンド信号がゲートに入力され、ドレイン
    が前記第５のＦＥＴのソースに接続され、ソースが接地
    される第７のＦＥＴと、 前記第２のベースバンド信号の反転信号がゲートに入力
    され、ドレインが前記第６のＦＥＴのソースに接続さ
    れ、ソースが接地される第８のＦＥＴと、 前記第５のＦＥＴのドレインから得られる出力信号と前
    記第６のＦＥＴのドレインから得られる出力信号のうち
    の一方の信号の位相をπ／２だけ移相し、他方の信号と
    合成して出力する第２の平衡不平衡回路と、 前記第１の平衡不平衡回路からの出力と前記第２の平衡
    不平衡回路からの出力とを合成し、４相位相変調波を出
    力する合成器と、 を有することを特徴とする位相変調器。
  14. 【請求項１４】 少なくともマイクロ波帯やミリ波帯に
    おいて用いられる４相位相変調器において、 搬送波信号を同相で２分配する分配器と、 前記分配器から送られた一方の搬送波信号が一方のゲー
    トに入力され、第１のベースバンド信号が他方のゲート
    に入力され、ソースが接地される第１のデュアルゲート
    ＦＥＴと、 前記搬送波信号が一方のゲートに入力され、前記第１の
    ベースバンド信号の反転信号が他方のゲートに入力さ
    れ、ソースが接地される第２のデュアルゲートＦＥＴ
    と、 前記第１のデュアルゲートＦＥＴのドレインから得られ
    る出力信号と前記第２のデュアルゲートＦＥＴのドレイ
    ンから得られる出力信号のうちの一方の信号の位相をπ
    ／２だけ移相し、他方の信号と合成して出力する第１の
    平衡不平衡回路と、 前記分配器から送られた他方の搬送波信号の位相をπ／
    ２移相して出力する移相器と、 前記移相器で移相された搬送波信号が一方のゲートに入
    力され、第２のベースバンド信号が他方のゲートに入力
    され、ソースが接地される第３のデュアルゲートＦＥＴ
    と、 前記移相器で移相された搬送波信号が一方のゲートに入
    力され、前記第２のベースバンド信号の反転信号が他方
    のゲートに入力され、ソースが接地される第４のデュア
    ルゲートＦＥＴと、 前記第３のデュアルゲートＦＥＴのドレインから得られ
    る出力信号と前記第４のデュアルゲートＦＥＴのドレイ
    ンから得られる出力信号のうちの一方の信号の位相をπ
    ／２だけ移相し、他方の信号と合成して出力する第２の
    平衡不平衡回路と、 前記第１の平衡不平衡回路からの出力と前記第２の平衡
    不平衡回路からの出力とを合成し、４相位相変調波を出
    力する合成器と、 を有することを特徴とする位相変調器。
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