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Die Erfindung betrifft einen Phasenumtaster zur Erzeugung von phasenmodulierten Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz.
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Die drahtlose Signalübertragung mit Funksignalen verwendet für besonders hohe Übertragungsraten Wellenlängen im Millimeter-Bereich oder sogar darunter, also mit Frequenzen oberhalb von 100 GHz. Viele heutige Anwendungen verwenden zum Beispiel Frequenzen zwischen 100 und 300 GHz. In solch hohen Frequenzbereichen treten in den aktiven Komponenten von Phasenumtastern parasitäre Störeffekte deutlich hervor, die bei geringeren Frequenzen vernachlässigbar sind.
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Aus der Veröffentlichung
US 5,844,449 A ist ein Phasenmodulator mit einem Gilbert-Zellen-Mischer zur Verwendung im Frequenzbereich von mehreren GHz bis mehreren 10 GHz bekannt.
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Erfindungsgemäß wird ein binärer digitaler Phasenumtaster zur Erzeugung von phasenmodulierten Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz bereitgestellt, umfassend
- – einen Treiberverstärker, dem eingangsseitig ein digitales Basisbandsignal zuführbar ist und der ausgebildet ist, das Basisbandsignal zu verstärken,
- – einen einpoligen Wechselschalter, dem an einem Oszillatoreingang ein Oszillatorsignal im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz zuführbar ist, und der einen Steuersignaleingang sowie einen ersten und einen zweiten Signalausgang aufweist, und der ausgebildet ist, das verstärkte Basisbandsignal am Steuersignaleingang zu empfangen und als Ausgangssignal das Oszillatorsignal in Abhängigkeit vom aktuellen Signalzustand des am Steuersignaleingang anliegenden Basisbandsignals entweder nur am ersten oder nur am zweiten Signalausgang auszugeben,
- – ein Symmetrierglied in Form eines Marchand-Balun, dessen erstem Eingangsport das Ausgangssignal des Wechselschalters über den ersten Signalausgang des Wechselschalters zuführbar ist und dessen zweitem Eingangsport das Ausgangssignal des Wechselschalters über den zweiten Signalausgang des Wechselschalters zuführbar ist, und an dessen Ausgangsport, je nach aktuellem Schaltzustand des Wechselschalters in Abhängigkeit vom Basisbandsignal, das Oszillatorsignal in differentieller Form in einer von zwei unterschiedlichen Phasenlagen abgreifbar ist.
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Der erfindungsgemäße Phasenumtaster, der in dieser Anmeldung mit gleicher Bedeutung auch als Phasenmodulator bezeichnet wird, zeichnet sich durch reduzierte parasitäre Störeffekte im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz aus, also im Bereich der Millimeter- und Sub-Millimeter-Wellenlängen. So kann insbesondere die Einfügedämpfung des Phasenumtasters reduziert werden. Auf diese Weise gelingt es, die Auswahl der nutzbaren Modulationstypen zu erweitern und die Datenrate einer mit dem Phasenumtaster betriebenen Kommunikationsstrecke zu erhöhen.
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Der Phasenumtaster eignet sich besonders gut für eine monolithische Integration in Halbleiterchips. Grundsätzlich ist der Phasenumtaster auch für Frequenzbereiche unterhalb 100 GHz geeignet, hat dort jedoch den möglichen Nachteil, dass der Marchand-Balun für diese Frequenzbereiche relativ groß sein muss und insofern eventuell die Anforderungen an die Chipausmaße zu höheren Werten zieht. Im Betrieb des erfindungsgemäßen Phasenumtasters wird ein mit einem Oszillatorsignal im gewünschten Frequenzbereich beaufschlagter einpoliger Wechselschalter (engl, single pole double throw (SPDT) switch) von einem Treiberverstärker (engl. driver amplifier) gesteuert, der das zu modulierende Basisbandsignal verstärkt. Der einpolige Wechselschalter bestimmt je nach anliegendem Zustand (Wert) des verstärkten Basisbandsignals denjenigen Eingangsport des Marchand-Balun, dem das Oszillatorsignal zugeführt wird. Auf diese Weise ist am Ausgang des Marchand-Balun ein phasenmoduliertes Hochfrequenzsignal abgreifbar, dessen Phasenlage vom Schaltzustand und damit vom Wert des Basisbandsignals abhängt.
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Das bevorzugte Einsatzgebiet des erfindungsgemäßen Phasenumtasters liegt in der Phasenmodulation zur Realisierung eines BPSK(binary phase shift keying)-Verfahrens bei der Nachrichtenübertragung mit Funksignalen im Frequenzbereich zwischen 100 und 300 GHz.
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Nachfolgend werden weitere Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Phasenumtasters beschrieben.
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In einer Ausführungsform ist der Phasenumtaster zusammen mit einem lokalen Oszillator in einer Schaltung integiert. Der lokale Oszillator, der ausgebildet ist, das Oszillatorsignal zu erzeugen und an den Oszillatoreingang des Wechselschalters abzugeben.
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Eine bevorzugte Realisierung des einpoligen Wechselschalters hat zwei in Basisschaltung betriebene Bipolartransistoren, deren Basisanschlüssen das vom Treiberverstärker verstärkte Basisbandsignal zugeführt ist. Den Emitteranschlüssen der Bipolartranistoren ist das Oszillatorsignal zugeführt. Über die Kollektoranschlüsse der Bipolartranistoren ist das Ausgangssignal des Wechselschalters jeweils einem der Eingangsports des Marchand-Balun zugeführt.
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Bevorzugt ist der Marchand-Balun in einem Halbleiterchip in planarer Ausführung mit Leitbahnen realisiert. Eine besonders bevorzugte Ausführung, die jedoch nicht die einzig mögliche Ausführungsform des Marchand-Balun darstellt, hat einander umgreifende, mit einem zur Signalkopplung geeigneten Abstand voneinander verlaufende U-förmige Leitbahnen. Eine innere Leitbahn bildet an den Enden der U-Form die zwei Eingangsports, die zur Einkoppung des vom Wechselschalter zugeführten Oszillatorsignals dienen, wobei jedoch im Betrieb des Phasenumtasters zu jedem Zeitpunkt nur jeweils einem der beiden Eingangsports das Oszillatorsignal zugeführt wird. Eine äußere Leitbahn weist zwei nicht leitend verbundene, bevorzugt bezüglich einer Mittelachse der U-Form spiegelsymmetrisch verlaufende Leitbahnteile auf, die jeweils von den Enden der U-Form ausgehend zu Mitte der U-Form geführt sind und dort in Ausgangsports für den Abgriff eines symmetrischen Hochfrequenzsignals münden.
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Die Leitbahnen des Marchand-Balun können auf einer Platine aufgebracht oder in einem Chip integriert realisiert sein. Im Chip können sie auf der Bauelementebene oder auf einer Leitbahnebene eines Leitbahnstapels des Chips integriert sein.
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Bevorzugt sind zumindest der Wechselschalter und der Marchand-Balun gemeinsam in einem Halbleiterchip monolithisch integriert. Für viele Anwendungen ist es vorteilhaft, auch den Treiberverstärker im selben Halbleiterchip zu integrieren, oder auch zusätzlich noch einen lokalen Oszillator.
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Eine Weiterbildung der Erfindung ist ein quaternärer digitaler Phasenumtaster, umfassend
- – einen Hybridkoppler, dem eingangsseitig ein Basisbandsignal zuführbar ist und der ausgebildet ist, das Basisbandsignal als Quadratursignal an einem ersten und zweiten Signalausgang auszugeben, und zwar in Form eines Inphasen-Signals am ersten Signalausgang und eines Quadraturphasen-Signals am zweiten Signalausgang,
- – einen ersten binären digitalen Phasenumtaster gemäß einer in dieser Anmeldung offenbarten Ausführungsform, dessen Treiberverstärker das Inphasen-Signal zugeführt ist,
- – einen zweiten binären digitalen Phasenumtaster gemäß einer in dieser Anmeldung offenbarten Ausführungsform, dessen Treiberverstärker das Quadraturphasen-Signal zugeführt ist, und
- – einen Leistungskoppler, dem eingangsseitig die Ausgangsports der binären digitalen Phasenumtaster zugeführt sind und der ausgebildet ist, die ihm eingangsseitig zugeführten Signale zur Bildung eines quaternären Ausgangssignals zu kombinieren und das quaternäre Ausgangssignal auszugeben.
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Auf diese Weise gelingt es, einen für den Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz geeigneten quaternären Phasenumtasters bereitzustellen, der die oben beschriebenen Vorteile des binären Phasenumtasters teilt.
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Eine vorteilhafte Anwendung bildet eine Senderschaltung zur Übertragung von Funksignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz, umfassend einen digitalen Phasenumtaster in einer der in dieser Anmeldung beschriebenen Ausführungsformen, und eine dem Phasenumtaster nachgeschaltete Antennenverstärkerschaltung. In manchen Ausführungsformen ist eine Hochfrequenzantenne unmittelbar in die Senderschaltung integriert, in anderen Ausführungsformen verbindbar.
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Weitere Ausführungsformen sind in den Ansprüchen beschrieben. Ausführungsbeispiele werden auch nachfolgend anhand der Zeichnungen beschrieben.
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Es zeigen:
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1 ein Ausführungsbeispiel eines binären Phasenumtasters für Frequenzen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz;
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2 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines binären Phasenumtasters für Frequenzen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz;
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3 eine Darstellung eines im Phasenumtaster der 1 und 2 verwendbaren Marchand-Baluns;
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4 eine weitere Darstellung des Marchand-Baluns der 3;
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5 das des binären Phasenumtasters der 2; und
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6 ein Ausführungsbeispiel eines quaternären Phasenumtasters.
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1 zeigt ein Ausführungsbeispeil eines binären digitalen Phasenumtasters 100 zur Erzeugung von Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz.
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Einem Treiberverstärker 102 ist eingangsseitig ein digitales Basisbandsignal zuführbar: Der Treiberverstärker 102 dient dazu, das an seinen Eingängen anliegende Basisbandsignal zu verstärken und an einen einpoligen Wechselschalter, einen SPDT-Schalter 104 abzugeben. Der Treiberverstärker ist für die hohen Betriebsfrequenzen entsprechend den Modulationsfrequenzen der zu erzeugenden Hochfrequenzsignale geeignet breitbandig ausgebildet. Weiterhin berücksichtigt seine Auslegung die kapazitive Last, welche insbesondere der einpolige Wechselschalter 104 darstellt. Am Beispiel der in 2 dargestellten Ausführungsform des einpoligen Wechselschalters 104 ist insbesondere die kapazitive Last von Basisanschlüssen von Transistoren des Wechselschalters 104 zu berücksichtigen.
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Der einpolige Wechselschalter 104 hat einen Oszillatoreingang 106, an dem ihm ein Oszillatorsignal im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz zuführbar ist. Hierfür kann ein lokaler Oszillator vorgesehen sein, der hier nicht dargestellt ist. Alternativ kann das Oszillatorsignal von extern zugeführt werden. Der Wechselschalter 104 hat weiterhin einen Steuersignaleingang 108 sowie einen ersten Signalausgang 110 und einen zweiten Signalausgang 112. Das vom Treiberverstärker 102 verstärkte Basisbandsignal wird als Steuersignal am Steuersignaleingang 108 des Wechselschalters 104 empfangen. In Abhängigkeit vom aktuellen Signalzustand des am Steuersignaleingang 108 anliegenden Steuersignals wird als Ausgangssignal des Wechselschalters 104 das Oszillatorsignal an unterschiedlichen Signalausgängen ausgegeben, und zwar je nach Zustand des Steuersignals entweder nur am ersten Signalausgang 110 oder nur am zweiten Signalausgang 112.
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Dem Wechselschalter 104 ist ein Symmetrierglied in Form eines Marchand-Balun 114 nachgeschaltet. Der Marchand-Balun 114 hat einen ersten Eingangsport 116, dem das Ausgangssignal des Wechselschalters 104 über den ersten Signalausgang 110 des Wechselschalters 104 zugeführt ist, wenn nach dem aktuellen Schaltzustand des Wechselschalters dort das Ausgangssignal ausgegeben wird. Einem zweiten Eingangsport 118 des Marchand-Balun ist das Ausgangssignal des Wechselschalters in entsprechender Weise über den zweiten Signalausgang 112 des Wechselschalters 104 zuführbar. Am Ausgangsport 120 des Marchand-Balun ist dann je nach aktuellem Schaltzustand des Wechselschalters 104, also in Abhängigkeit vom Basisbandsignal, das Oszillatorsignal in differentieller Form in einer von zwei unterschiedlichen Phasenlagen abgreifbar. Einzelheiten einer geeigneten Struktur des Marchand-Balun werden weiter unten anhand von 3 und 4 erläutert.
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2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines binären digitalen Phasenumtasters 200 zur Erzeugung von Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz. Die Funktionsweise des Phasentasters 200 gleicht der des in 1 dargestellten Phasenumtasters 100. Daher werden die dort schon beschriebenen Komponenten, die in 2 abgesehen von der führenden Ziffer „2“ mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, in der nachfolgenden Beschreibung als bekannt vorausgesetzt. 2 zeigt einige zusätzliche Details einer Implementierungsmöglichkeit eines solchen Phasenumtasters, die nachfolgend beschrieben werden.
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Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist zunächst ein lokaler Oszillator 201 integriert, der ausgebildet ist, das Oszillatorsignal zu erzeugen, welches an den Oszillatoreingang des Wechselschalters 204 abgegeben wird. Der lokale Oszillator liefert das Oszillatorsignal mit der gewünschten Frequenz im Bereich oberhalb von 100 GHz, typischerweise zwischen 100 und 300 GHz. Wie oben schon erwähnt, ist die Integration eines lokalen Oszillators eine Option, aber nicht notwendig. Ein Anwendungsfall sieht beispielsweise einen lokalen Oszillator mit einer Signalfrequenz von 240 GHz vor. Der Phasenumtaster 100 zeichnet sich durch besonders geringe parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz aus, also im Bereich der Millimeter- und Sub-Millimeter-Wellenlängen. So ist vorteilhafterweise auch die Einfügedämpfung des Phasenumtasters gering. Auf diese Weise gelingt es, die Datenrate einer mit dem Phasenumtaster betriebenen Kommunikationsstrecke zu erhöhen. Auch stehen damit in diesem Frequenzbereich mehr nutzbare Modulationstypen zur Auswahl.
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2 zeigt insbesondere Details einer Implementierungsmöglichkeit des einpoligen Wechselschalters 204. Der einpolige Wechselschalter 204 hat eingangsseitig zunächst ein Anpassungsnetzwerk 204.1., dem zwei in Basisschaltung betriebene Bipolartransistoren 204.2 und 204.3 nachgeschaltet sind. Die Bipolartransistoren sind für Hochfrequenzsignale geeignet, also typischerweise als Hochfrequenz-Heterobipolartranistoren ausgeführt, typischerweise in einer SiGe:C-Technologie, wie sie beispielsweise von der Anmelderin hergestellt werden. Die Basisschaltung bedingt eine hohe Isolation im Schalter. An den Basisanschlüssen der beiden Bipolartransistoren 204.2 und 204.3 liegt das vom Treiberverstärker 202 her zugeführte, verstärkte Basisbandsignal an. Die Basisanschlüsse sind über Kapazitäten 204.4 und 204.5 an mit Masse verbunden. Über diese Kapazitäten 204.4 und 204.5 sind auch die beiden Ausgänge des Treiberverstärkers 202 mit Masse verbunden.
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Das Basisbandsignal wird in unterschiedlichen Varianten am Ausgang des Verstärkers entweder als asymmetrisches (single-ended) oder als symmetrisches, also differentielles Signal zugeführt. Letzteres, also eine Zuführung als differentielles Signal ist bevorzugt.
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An den Emitteranschlüssen der Bipolartransistoren 204.2 und 204.3 liegt das über das Anpassungsnetzerk 204.1 zugeführte Oszillatorsignal an. Die Emitteranschlüsse sind über eine Induktivität 204.6 mit Masse verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Bipolartransistoren 204.2 und 204.3 sind jeweils mit einem der Eingangsports des Marchand-Balun 214 verbunden, wodurch die im Zusammenhang mit 1 beschriebene Schaltfunktion des einpoligen Wechselschalters 204 realisiert wird. Der Kollektor des Bipolartransistors 204.2 ist mit dem ersten Eingangsport 216 des Marchand-Balun 214 verbunden, und der Kollektor des Bipolartranistors 204.3 ist mit dem Eingangsport 218 des Marchand-Balun 214 verbunden. Die Phasenlage des lokalen Oszillatorsignals kann so mit dem Phasenumtaster 200 um 180 Grad, beispielsweise zwischen plus 90 Grad und minus 90 Grad umgetastet werden.
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Mit dem erläuterten Design des einpoligen Wechselschalters 204 werden insbesondere eine hohe Schaltgeschwindigkeit, eine hohe Isolation und eine geringe Einfügedämpfung erzielt. Auch wird eine hohe Ausgangsimpedanz erreicht.
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Nachfolgend werden unter gleichzeitiger Bezugnahme auf die 3 und 4 Einzelheiten einer geeigneten Realisierung des Marchand-Balun 114 bzw. 214 erläutert. Die hier dargestellte, für hohe Frequenzen besonders vorteilhafte, weil fehlerarme Ausführung, hat einander umgreifende, mit einem zur Signalkopplung geeigneten Abstand voneinander verlaufende U-förmige planare Leitbahnstrukturen (Microstrips) 314.1 und 314.2. Die Leitbahnstruktur des Marchand-Balun 314 ist spiegelsymmetrisch bezüglich einer in der Leitbahnebene verlaufenden Mittelachse M. Eine innere Leitbahnstruktur 314.1 bildet an den Enden der U-Form die zwei Eingangsports 316 und 318, die zur Einkoppung des vom Wechselschalter zugeführten Oszillatorsignals dienen, wobei jedoch wie erläutert im Betrieb des Phasenumtasters zu jedem Zeitpunkt nur jeweils einem der beiden Eingangsports 316, 318 das Oszillatorsignal zugeführt wird. Eine äußere Leitbahnstruktur 314.2 weist zwei nicht leitend verbundene, bevorzugt bezüglich einer Mittelachse der U-Form spiegelsymmetrisch verlaufende Leitbahnen 314.3 und 314.4 auf, die jeweils von den Enden der U-Form ausgehend zu Mitte der U-Form geführt sind und dort in Ausgangsports 320 für den Abgriff eines symmetrischen Hochfrequenzsignals münden. Zwei Kondensatoren 322 und 324 an den Enden der U-Form der äußeren Leitbahnstruktur 314.2 bilden bei den hohen Betriebsfrequenzen einen Kurzschluss zum Massepotential. Der Marchand-Balun ist in einem Anwendungsfall für Millimeterwellen mit einer Mittenfrequenz von 240 GHz ausegelegt, dementsprechend ist die innere Leitbahnstruktur 314.1 als Lambda/2-Struktur und die beiden Leitbahnen 314.3 und 314.4 der äußeren Leitbahnstruktur 314.2 als Lambda/4-Struktur auszulegen. Die charakteristischen Impedanzen der gekoppelten Leitbahnstrukturen betragen für ungerade Moden (odd mode) jeweils 25 Ohm und für gerade Moden (even mode) jeweils 100 Ohm.
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Bevorzugt ist der Marchand-Balun in einem Halbleiterchip in planarer Ausführung mit Leitbahnen realisiert. Im Chip können sie auf der Bauelementebene oder auf einer Leitbahnebene eines Leitbahnstapels des Chips integriert sein. Der Marchand-Balun kann besonders vorteilhaft auf der obersten Leitbahnebene eines Leitbahnstapels eines Halbleiterchips angeordnet sein.
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Als Marchand-Baluns eignen sich grundsätzlich neben der dargestellten Ausführung auch andere Strukturen, beispielsweise Transformator-Strukturen, welche jedoch aufgrund von vergleichsweise größeren Amplituden- und Phasenfehlern nicht bevorzugt sind.
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5 zeigt eine Simulation des Frequenzgangs von Phasenlagen am Ausgang des Phasenumtasters der 2 seinen beiden Schaltzuständen im Frequenzbereich zwischen 200 GHz und 280 GHz. Es ist deutlich zu erkennen, dass die Differenz zwischen den beiden dargestellten Kurven im gesamten dargestellten Frequenzbereich konstant 180 Grad beträgt. Dies zeigt die Funktionstauglichkeit des Phasenumtasters im angestrebten Frequenzbereich.
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6 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines quaternären Phasenumtasters 600 zur Erzeugung von Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz, der von dem binären Phasenumtaster der vorherigen Ausführungsbeispiele Gebrauch macht, wie nachfolgend erläutert wird. Der quaternäre Phasenumtaster umfasst eine einen Hybridkoppler 602, dem eingangsseitig ein Basisbandsignal zuführbar ist und der ausgebildet ist, das Basisbandsignal als Quadratursignal in Form eines Inphasen-Signals I an einem ersten Signalausgang 602.1 und eines Quadraturphasen-Signals Q an einem zweiten Signalausgang 602.2 auszugeben. Der quaternäre Phasenumtaster umfasst weterihin einen ersten binären digitalen Phasenumtaster 608 nach einem der Ausführungsbeispiele der 1 bis 4, dessen Treiberverstärker das Inphasen-Signal I zugeführt ist, und einen zweiten binären digitalen Phasenumtaster 610 nach nach einem der Ausführungsbeispiele der 1 bis 4, dessen Treiberverstärker das Quadraturphasen-Signal Q zugeführt ist. Auf die Beschreibung von Einzelheiten der Struktur der binären Phasenumtaster 608 und 610 kann daher verzichtet werden. Den Phasenumtastern 608 und 610 nachgeschaltet ist ein Leistungskoppler 612, dem eingangsseitig die Ausgangsports der binären digitalen Phasenumtaster 608 und 610 zugeführt sind. Der Leistungskoppler 612 ist ausgebildet, die ihm eingangsseitig zugeführten Signale zur Bildung eines quaternären Ausgangssignals zu kombinieren und das quaternäre Ausgangssignal auszugeben. Da jedes der anliegenden Eingangssignale zwei Phasenzustände annehmen kann, gibt der Leistungskoppler je nach anliegenden Eingangssignal ein Ausgangssignal mit einer von vier möglichen Phasenlagen aus.
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In einer Weiterbildung ist ein Phasenumtaster, wie er in den vorstehenden Ausführungsbeispielen beschrieben ist, in einer Senderschaltung enthalten.
