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Die Erfindung betrifft einen Sendermodulator zum Erzeugen und Übertragen hochfrequenter Multilevel-IQ-modulierter Funksignale, insbesondere im Frequenzbereich oberhalb 100 GHz.
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Das Dokument
US 8,073,392 B2 beschreibt eine Antennenanordnung eines Senders. Ein Trägersignal wird durch geeignetes Schalten mithilfe einer Mehrzahl Reflektoren in seiner Phase moduliert.
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Aud der Veröffentlichung Tao Hong et al.: Dual-Beam Directional Modulation Technique for Physical-Layer Secure Communication, IN: Antennas and Wireless Propagation Letters, IEEE Volume: 10, Publication Year: 2011, Page(s): 1417–1420, ist eine Zweistrahlmodulationstechnik bekannt. In-Phasen- und Quadratur-Basisbandsignale werden zur Anregung zweiter unterschiedlicher Antennen verwendet.
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Erfindungsgemäß wird ein Sendermodulator zum Erzeugen und Übertragen hochfrequenter Multilevel-IQ-modulierter Funksignale, insbesondere im Frequenzbereich oberhalb 100 GHz bereitgestellt. Er umfasst:
- a) einen Inphasenzweig und einen Quadraturphasenzweig, denen über einen eingangsseitigen Hybrid-Koppler ein hochfrequentes Trägersignal mit einer relativen Phasenverschiebung von 90 Grad zugeführt ist, wobei dem Inphasenzweig zusätzlich ein digitales Multilevel-Inphasensignal eines digitalen Nutzsignals zuführbar ist und dem Quadraturphasenzweig zusätzlich ein digitales Multilevel-Quadratursignal des digitalen Nutzsignals zuführbar ist,
wobei der Sendermodulator ausgebildet ist, am Ausgang des Inphasenzweigs auf Grundlage des Trägersignals eine vom Multilevel-Inphasensignal abhängige, phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Inphasenkomponente und am Ausgang des Quadraturphasenzweiges auf Grundlage des phasenverschobenen Trägersignals eine vom Multilevel-Quadratursignal abhängige, phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Quadraturkomponente abzugeben, und
- b) eine Antennenandordnung mit zwei Antennen, wobei in eine erste der Antennen die Multilevel-Inphasenkomponente und in eine zweite der Antennen die Multilevel-Quadraturkomponente einspeisbar ist,
wobei die Antennenanordnung ausgebildet ist, über die erste Antenne nur die Multilevel-Inphasenkomponente abzustrahlen und über die zweite Antenne nur die Multilevel-Quadraturkomponente mit zur Multilevel-Inphasenkomponente senkrechter Polarisation abzustrahlen, so dass sich die Multilevel-Inphasenkomponente und die Multilevel-Quadraturkomponente erst im Fernfeld der Antennenanordnung zu einem Multilevel-IQ-modulierten Funksignal überlagern.
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Der Sendermodulator der vorliegenden Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass mit herkömmliche Senderarchitekturen bei hoher Betriebsfrequenz deutlich an Effizienz einbüßen. Das Bedürfnis nach hohen Datenraten erfordert zugleich die Verwendung von digitalen IQ-Modulationstechniken wie beispielsweise QPSK oder 16 QAM. Solche höheren Modulationstechniken haben hohe Anforderungen an die Linearität des Sender-Frontends. Aus diesen Anforderungen resultiert auch eine notwendige Minderung der Ausgangsleistung des in einer herkömmlichen Senderanordnung verwendeten Leistungsverstärkers, was auch im Englischen als „Power Amplifier Back-Off“ bezeichnet wird und typischerweise 4 bis 6 dB Leistungsminderung bedeutet und die Gesamteffizienz der Senderstruktur als Ganzer weiter reduziert.
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Zur Umgehung dieser Nachteile schlägt die vorliegende Erfindung die oben beschriebene Struktur eines Sendemodulators vor. Bei Verwendung dieses Sendermodulators wird die IQ-Modulation erst im Fernfeld der Antennenanordnung des Sendermodulators messbar. Der Sendermodulator der vorliegenden Erfindung erzielt bei hohen Frequenzen, insbesondere im Bereich ab 100 GHz aufwärts, eine deutlich höhere Effizienz, hier verstanden als das Verhältnis von abgestrahlter Leistung zu aufgenommener Leistung.
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Der Sendermodulator eignet sich also insbesondere für die Abstrahlung von Multilevel-IQ-modulierten Funksignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz.
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Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Sendermodulators beschrieben.
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Der erfindungsgemäße Sendermodulator wird in bevorzugten Ausführungsformen als Halbleiterbauelement realisert. Eine Ausführungsform ist als monolithische Integration aller Komponenten des Sendermodulators realisiert. Auch weitere Funktionsgruppen einer Senderschaltung können in ein und demselben Chip integriert sein, beispielsweise ein Oszillator zur Erzeugung des Trägersignals, alternativ oder zusätzlich eine Basisbandeinheit, die das (I, Q)-Nutzsignal erzeugt, etwa in Form eines Basisband-Prozessors. Anstelle solcher Mixed-Signal-Realisierungen ist in einer Variante eine Realisierung als System-In-Package (SIP) mit mehreren verbundenen Chips vorgesehen, wo beispielsweise die Basisbandverarbeitung und die Hochfrequenzsignalverarbeitung auf unterschiedlichen Chips innerhalb des SIP stattfinden.
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Die Antennenanordnung ist in unterschiedlichen Ausführungsformen unterschiedlich gestaltet, wie nachfolgend anhand einiger Ausführungsbeispiele erläutert wird. Grundsätzlich sind Antennenanordnungen bevorzugt, die eine Anregung mit einem differentiellen Signal (Multilevel-Quadraturkomponente) erlauben. Eine solche, derzeit favorisierte Ausführungsform sieht zwei Ringantennen vor. Aber auch eine Ausbildung der ersten und zweiten Antennen als Dipolantennen erfüllt dieses Kriterium und kann im Sendermodulator Verwendung finden.
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Bevorzugt ist die Antennenanordnung in einem Halbleiterchip angeordnet. In einer solchen integrierten Ausführungsform ist sie parallel zu einer Hauptfläche eines Halbleitersubstrats angeordnet. Die Antennen der Antennenanordnung sind vorzugsweise koplanar, abgesehen von der Möglichkeit einer in eine andere Ebene versetzten Signalzuführung zu einer der Antennen, mit der eine Unterbrechung der anderen Antenne vermieden werden kann.
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Bei einer Ausbildung als Ringantenne sind die beiden Ringantennen der Antennenanordnung unabhängig davon, ob sie in einem Halbleiterchip integriert sind oder nicht, in bevorzugten Ausführungsformen des Sendermodulators zueinander konzentrisch angeordnet. Dies erlaubt es, ein besonders platzsparendes Design und gute Ergebnisse bei der Überlagerung der abgestrahlten Signale im Fernfeld zu erzielen. Eine konzentrische Anordnung ist jedoch nicht notwendig. Die Ringantennen sind in anderen Ausführungsformen nebeneinander angeordnet. Die Ringantennen weisen in bevorzugten Ausführungsformen eine Kreisringform auf. Sie können in anderen Ausführungformen jedoch andere Formen aufweisen, die einer Kreisringform angenähert sind oder eine ähnliche Abstrahlcharakteristik wie Ringantennen aufweisen. In der in einen Halbleiterchip integrierten Ausführungsform weisen die Antennen, insbesondere die Ringangennen, bevorzugt eine jeweilige Signalzuführung auf, die relativ zur Signalzuführung der anderen Antenne an einer (mindestens ungefähr, vorzugsweise aber genau) rechtwinklig angeordneten Position der Antennenanordnung angeordnet sind. Bei Dipolantennen stehen die Dipole der beiden Antennen vorzugsweise genau senkrecht zu einander.
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Zur Reduzierung von Verlusten hat in weiteren Ausführungsformen das Halbleitersubstrat unterhalb der Antennenanordnung eine Dicke von zwischen 50 und 200 Mikrometern.
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Zur Erzielung einer hohen Richtwirkung ist bevorzugt die Antennenanordnung auf einer ersten Seite (z.B. Oberseite) des Halbleitersubstrats angeordnet und ist auf einer entgegengesetzten zweiten Seite (z.B. Unterseite) des Halbleitersubstrats unterhalb der Antennenanordnung ein metallischer Reflektor angeordnet.
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Bevorzugt enthalten der Inphasenzweig und der Quadraturzweig zusätzlich jeweils einen steuerbaren Verstärker, denen der jeweilige Teil des Nutzsignals, also das digitale Multilevel-Inphasensignal oder das digitale Multilevel-Quadratursignal, als jeweiliges Steuersignal zugeführt ist.
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In einer anderen Ausführungsform enthalten der Inphasenzweig und der Quadraturzweig zusätzlich jeweils einen Phasenmodulator, vorzugsweise einen binären Phasenumtaster, dem der Ausgang des jeweiligen steuerbaren Verstärkers und der jeweilige Teil des Nutzsignals, also das digitale Multilevel-Inphasensignal oder das digitale Multilevel-Quadratursignal, zugeführt ist. Die Phasenmodulatoren sind ausgebildet, eine phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Inphasenkomponente bzw. eine phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Quadraturkomponente an die erste bzw. zweite Antenne abzugeben, wobei zur Steuerung der Phasenmodulation die jeweilige Komponente des Nutzsignals I bzw. Q verwendet wird.
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Zur Erzeugung von phasenmodulierten Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz ist in einer bevorzugten Ausführungsform in jedem der beiden Zweige ein binärer digitaler Phasenumtaster vorhanden, der Folgendes umfasst:
- – einen Treiberverstärker, dem eingangsseitig der jeweilige Teil des Nutzsignals, also das digitale Multilevel-Inphasensignal oder das digitale Multilevel-Quadratursignal, zuführbar ist und der ausgebildet ist, den jeweiligen Teil des Nutzsignals zu verstärken,
- – einen einpoligen Wechselschalter, dem an einem Oszillatoreingang als Oszillatorsignal das auf dem Trägersignal basierende Ausgangssignal des steuerbaren Verstärkers zugeführt ist, und der einen Steuersignaleingang sowie einen ersten und einen zweiten Signalausgang aufweist, und der ausgebildet ist, das verstärkte Nutzsignal am Steuersignaleingang zu empfangen und als Ausgangssignal das Ausgangssignal des steuerbaren Verstärkers in Abhängigkeit vom aktuellen Signalzustand des am Steuersignaleingang anliegenden Basisbandsignals entweder nur am ersten oder nur am zweiten Signalausgang auszugeben,
- – ein Symmetrierglied in Form eines Marchand-Balun, dessen erstem Eingangsport das Ausgangssignal des Wechselschalters über den ersten Signalausgang des Wechselschalters zuführbar ist und dessen zweitem Eingangsport das Ausgangssignal des Wechselschalters über den zweiten Signalausgang des Wechselschalters zuführbar ist, und an dessen Ausgangsport, je nach aktuellem Schaltzustand des Wechselschalters in Abhängigkeit vom Basisbandsignal, die phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Inphasenkomponente bzw. die phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Quadraturkomponente in differentieller Form in einer von zwei unterschiedlichen Phasenlagen abgreifbar ist.
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Ein solcher Phasenumtaster, der in dieser Anmeldung mit gleicher Bedeutung auch als Phasenmodulator bezeichnet wird, zeichnet sich durch reduzierte parasitäre Störeffekte im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz aus, also im Bereich der Millimeter- und Sub-Millimeter-Wellenlängen. So kann insbesondere die Einfügedämpfung des Phasenumtasters reduziert werden. Auf diese Weise gelingt es, die Auswahl der nutzbaren Modulationstypen zu erweitern und die Datenrate einer mit dem Phasenumtaster betriebenen Kommunikationsstrecke zu erhöhen.
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Diese Ausführungsform des Phasenumtasters eignet sich besonders gut für eine monolithische Integration in Halbleiterchips. Grundsätzlich ist ein solcher Phasenumtaster auch für Frequenzbereiche unterhalb 100 GHz geeignet, hat dort jedoch den möglichen Nachteil, dass der Marchand-Balun für diese Frequenzbereiche relativ groß sein muss und insofern eventuell die Anforderungen an die Chipausmaße zu höheren Werten zieht.
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In einer Weiterbildung bilden erfindungsgemäße Sendermodulatoren, jeweils in einer der hier beschriebenen Ausführungsformen, einen Teil eines Phased-Array-Sendermodulators bilden. Ein solcher Phased-Array-Sendermodulator enthält also eine Vielzahl Sendermodulatoren, denen zum einen jeweils das digitale Nutzsignal und zum andern das Trägersignal, jedoch um eine jeweilige Phasendifferenz phasenversetzt, zugefüht ist.
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Bevorzugt ist bei einem solchen Phased-Array-Sendermodulator jedem der Sendermodulatoren das Trägersignal ein jeweiliger Phasenschieber vorgeschaltet, und allen Phasenschiebern das Trägersignal zugeführt.
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Zusätzliche Ausführungsbeispiele sind in den Ansprüchen beschrieben. Nachfolgend werden weitere Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
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1 ein Ausführungsbeispiel eines Sendermodulators;
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2 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Sendermodulators;
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3 ein mit den Sendermodulatoren der 1 und 2 umsetzbares Konstellationsdiagramm;
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4 einen Phased-Array-Sendermodulator gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.;
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5 ein Ausführungsbeispiel eines binären digitalen Phasenumtasters, der zur Verwendung im Sendermodulator der 1 oder 2 geeignet ist;
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6 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines binären digitalen Phasenumtasters zur Verwendung im Sendermodulator der 1 oder 2;;
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7 eine perspektivische Ansicht einer möglichen Realisierung eines im Phasenumtaster der 5 und 6 verwendeten Marchand-Balun; und
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8 eine schematische Ansicht des Marchand-Balun der 7 mit zusätzlichen Schaltungsdetails.
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1 ist eine schematische Illustration eines Ausführungsbeispiels eines Sendermodulators 100. Der Sendermodulator 100 umfasst einen Modulatorkern 102 und eine Antennenanorndung, die im vorliegenden Beispiel als Ringantennenanordnung 104 ausgebildet ist.
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Dem Modulatorkern 102 sind an seinen Nutzdateneingängen zum einen ein digitales Multilevel-Inphasensignal I und zum anderen ein digitales Multilevel-Quadratursignal Q zuführbar. Die genannten Signale bilden Komponenten eines digitalen Nutzsignals, das über den Sendermodulator 100 nach extern zu versenden ist. Das Nutzsignal (I, Q) wird typischerweise von einem Basisbandprozessor generiert, der in 1 nicht dargestellt ist. In einer Weiterbildung des Sendermodulators 100 ist zusätzlich ein Basisbandprozessor vorgesehen. Solch ein Basisbandprozessor ist in anderen Ausführungsformen getrennt vom Sendermodulator auf einem separaten Chip angeordnet, jedoch elektrisch verbunden.
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Dem Modulatorkern 102 ist weiterhin ein hochfrequentes Trägersignal zuführbar, das im vorliegenden Ausführungsbeispiel von einem lokalen Oszillator 106 erzeugt wird. Der lokale Oszillator ist nicht in allen Ausführungsformen des Sendermodulators 100 enthalten. Er ist vielmehr wie der Sendermodulator 100 selbst als Teil einer Senderschaltung zu verstehen und kann getrennt vom Sendermodulator 100 als selbständige Schaltungskomponente ausgebildet sein.
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Der Modulatorkern 102 hat zwei Signalzweige, nämlich einen Inphasenzweig 108 und einen Quadraturphasenzweig 110. Dem Inphasenzweig 108 wird das Trägersignal vom lokalen Oszillator 106 über einen Hybrid-Koppler 112 ohne Phasenversatz zugeführt. Dem Quadraturphasenzweig 110 wird das Trägersignal vom lokalen Oszillator her über den Hybrid-Koppler 112 phasenversetzt zugeführt, und zwar mit einem Phasenversatz von 90 Grad gegenüber der Phase des Trägersignals im Inphasenzweig 108. Der Hybrid-Koppler 112 empfängt also eingangsseitig das Trägersignal und gibt es ausgangsseitig zum einen ohne Phasenversatz an den Inphasenzweig 108 und zum anderen mit einem relativen Phasenversatz von 90 Grad an den Quadraturphasenzweig 110 ab.
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Im Inphasenzweig 108 wird das Trägersignal, bei dem es sich beispielsweise um ein hochfrequentes periodisches Signal mit einer Signalfrequenz im Bereich von mehr als 100 GHz handelt, an einen steuerbaren Verstärker 114 (engl. Variable Gain Amplifier, VGA) geleitet. Dessen Verstärkung wird durch das an seinem Steuereingang anliegende Multilevel-Inphasensignal I gesteuert. Das Ausgangssignal des steuerbaren Verstärkers 114 wird von einem Phasenmodulator 116 empfangen, bei dem es sich im vorliegenden Fall um einen binären digitalen Phasenumtaster handelt, der auch als BPSK-Modulator bezeichnet wird (BPSK = Binary Phase Shift Keying). Die vom Phasenmodulator 116 erzeugte Phasenschiebung hängt vom eingangsseitig anliegenden Multilevel-Inphasensignal I ab. Einzelheiten einer geeigneten Ausführung des Phasenmodulators 116 sind weiter unten anhand der 5 bis 8 erläutert.
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Das Ausgangssignal des Phasenmodulators 116 wird dann der Ringantennenanordnung 104 zugeführt.
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Einen ähnlichen Signalpfad bildet der Quadraturphasenzweig 110. Hier wird das um 90 Grad phasenversetzte Trägersignal ebenfalls einem steuerbaren Verstärker 118 zugeführt, dessen Verstärkungsfaktor vom anliegenden Quadratursignal Q abhängt. Dem steuerbaren Verstärker 118 ist ein Phasenmodulator 120 nachgeschaltet, der von gleicher Art ist wie der Phasenmodulator 116. Dem Phasenmodulator 120 ist für die Steuerung der Phasenmodulation ebenfalls das Quadratursignal Q zugeführt. Das Ausgangssignal des Phasenmodulators 120 ist der Ringantennenanordnung 104 zugeführt, die nachfolgend näher beschrieben wird.
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Zusammenfassend erzeugt der Modulatorkern 102 in seinen zwei Phasenzweigen, nämlich dem Inphasenzweig 108 und dem Quadraturphasenzweig 110 auf der Grundlage des zugeführten hochfrequenten Trägersignals und der zugeführten Multilevel-Inphasensignale und Multilevel-Quadratursignale zum einen eine phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Inphasenkomponente und zum anderen eine phasenmodulierte und hochfrequente Multilevel-Quadraturkomponente.
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Beide Komponenten werden der Ringantennenanordnung 104 an unterschiedlichen Eingängen zugeführt. Die Multilevel-Inphasenkomponente wird einer ersten Ringantenne 104.1 eingespeist, während die Quadraturphasenkomponente einer zweiten Ringantenne 104.2 eingespeist wird. Durch eine geeignete Anordnung, bei der die Zuführungen 104.3 und 104.4 an senkrecht zueinanderstehenden Positionen in die jeweilige Ringantenne eingespeist werden, wird erreicht, dass die Polarisation der abgestrahlten Funkwellen der Multilevel-Inphasenkomponente und der Multilevel-Quadraturphasenkomponente senkrecht zueinander steht. Die beiden Ringantennen 104.1 und 104.2 der Ringantennenanordnung 104 sind im vorliegenden Ausführungsbeispiel koplanar und konzentrisch angeordnet.
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Die Abstrahlung durch die Ringantennenanordnung 104 erfolgt in der Weise, dass sich die Multilevel-Inphasenkomponente und die Multilevel-Quadraturkomponente erst im Fernfeld der Ringantennenanordnung 104 zu einem Multilevel-IQ-modulierten Funksignal überlagern, welches von einem üblichen, für den Empfang von Multilevel-IQ-modulierten Funksignalen geeigneten Empfänger als solches empfangen und verarbeitet werden kann.
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Wie bereits oben erwähnt, ist die Ringantennenanordnung 104 eines von mehreren Beispielen einer geeigneten Antennenanordnung. Eine alternative Anordnung sieht die beiden Ringantennen 104.1 und 104.2 nebeneinander vor. Eine andere Alternative ist die Verwendung von Dipolantennen, die ebenfalls bevorzugt so angeordnet werden, dass sie senkrecht zueinander polarisierte Strahlungskomponenten abgeben.
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Mit dem beschriebenen Ausführungsbeispiel gelingt eine auch im Bereich besonders hoher Frequenzen wie beispielsweise dem Frequenzbereich von oberhalb 100 GHz besonders hohe Effizienz eines Sendermodulators.
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Der Sendermodulator der 1 kann in unterschiedlichen Ausführungsformen auf unterschiedliche Weise realisiert sein. Insbesondere ist der Integrationsgrad in eine integrierte Schaltung in verschiedenen Varianten unterschiedlich. Eine durch gestrichelte Linien gekennzeichnete Variante A sieht vor, dass die Ringantennenanordnung von den anderen Komponenten des Sendermodulators 100 getrennt angeordnet ist. Hier können beispielsweise die dargestellten Komponenten des Sendermodulators 100 mit Ausnahme der beiden Ringantennen auf einem gemeinsamen Halbleiterchip integriert sein, während die Ringantennen außerhalb des Chips angeordnet sind. In einer zweiten Variante B sind die Ringantennen gemeinsam mit den Phasenmodulatoren 116 und 120 auf einem Halbleiterchip integriert, während die anderen Komponenten auf einem anderen Chip angeordnet sind. Eine weitere Variante C sieht vor, dass der Sendermodulator 100 mit allen seinen dargestellten Komponenten, jedoch ohne den Oszillator 106 in einem gemeinsamen Halbleiterchip integriert ist. Schließlich ist in einer weiteren Variante D auch der lokale Oszillator 106 integriert. Es wird jedoch hervorgehoben, dass der lokale Oszillator 106 kein zwingender Bestandteil des Sendermodulators ist. In einer Senderschaltung können der Oszillator und der Sendermodulator 100 als eigenständige Komponenten vorgesehen sein, die geeignet miteinander verbunden sind.
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2 ist eine schematische perspektivische Darstellung einer weiteren Ringantennenanordnung 204, die als Alternative zur Ringantennenanordnung 104 zur Verwendung in dem in 1 dargestellten Sendermodulator geeignet ist. Ein Halbleiterchip 202, der insbesondere aus Silizium gefertigt ist, enthält auf einer Hauptfläche 206 die Ringantennenanordnung 204 in Form zweier Ringantennen 204.1 und 204.2. Der Halbleiterchip 202 ist zur besseren Darstellbarkeit in 2 transparent gezeichnet. Auf diese Weise wird die auf seiner Rückseite angeordnete metallische Reflektorfläche 208 erkennbar. Der Halbleiterchip 202 hat im vorliegenden Ausführungsbeispiel einen Siliziumwafer zwischen der Ringantennenanordnung und der Reflektorfläche 208, welcher auf eine Dicke von zwischen 50 und 200 µm reduziert ist. Beispielsweise ist die Dicke des Siliziums 100 µm. Die Ringantennenanordnung 204 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel in Form von Microstrip-Leitbahnen realisiert, beispielsweise unter Nutzung der gebräuchlichen Backend-Technologie eines an sich bekannten Halbleiterfertigungsprozesses. Die beiden Ringantennen sind auf einer gemeinsamen Leitbahnebene eines Leitbahnstapels integriert, lediglich die Zuführungen sind auf unterschiedlichen Leitbahnen realisiert, um eine Zuführung an 90 Grad versetzten Seiten realisieren zu können, ohne die Leitbahn der äußeren Ringantenne 204.1 unterbrechen zu müssen. Im vorliegenden Fall ist also die Signalzuführung 204.3 der inneren Ringantenne 204.2 in einer tieferen (dem Substrat näheren) Ebene des Leitbahnstapels realisiert. Mit der dargestellten Ringantennenanordnung gelingt die Abstrahlung zweier orthogonaler Strahlformen für die Multilevel-Inphasenkomponente und die Multilevel-Quadraturkomponente, welche mit dem Bezugszeichen 210 schematisch dargestellt sind und im Fernfeld der Ringantennenanordnung 204 zu einem Multilevel-IQ-modulierten Funksignal interferieren.
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3 zeigt ein Konstellationsdiagramm, welches die Konstellationspunkte in der I-Q-Ebene darstellt, die beispielsweise mit der in den 1 und 2 realisiert werden können. Wie dem Konstellationsdiagramm entnehmbar ist, können mit ausreichend Abstand voneinander definierte Konstellationspunkte realisiert werden, die eine eindeutige Entschlüsselung des übertragenden Nutzsignals auf Seiten des Empfängers ermöglichen.
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4 zeigt eine schematische Darstellung eines Phased-Array-Sendermodulators 400. Einer Parallelschaltung von vier Sendermodulatoren 402 bis 408 ist jeweils das Nutzsignal (I, Q) zugeführt. Der Einfachheit halber ist dies in 4 nur für den ersten Sendermodulator 402 der Parallelschaltung dargestellt. Von einem Oszillator 410 her wird der Anordnung ein hochfrequentes Trägersignal zugeführt, wobei dieses Trägersignal jedem der Sendermodulatoren über einen eigenen Phasenschieber 412, 414, 416 bzw. 418 zugeführt wird. Jeder Phasenschieber bewirkt einen für den betreffenden Sendermodulator individuellen Phasenversatz. Auf diese Weise erzeugt jeder der Sendermodulatoren ein Multilevel-IQ-moduliertes Funksignal mit entsprechender individueller Phase, welches jeweils das Nutzsignal kodiert.
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5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines binären digitalen Phasenumtasters 500 zur Erzeugung von Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz, insbesondere zwischen 100 und 300 GHz.
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Einem Treiberverstärker 502 ist eingangsseitig ein digitales Basisbandsignal zuführbar:
Der Treiberverstärker 502 dient dazu, das an seinen Eingängen anliegende Basisbandsignal zu verstärken und an einen einpoligen Wechselschalter, einen SPDT-Schalter 504 abzugeben. Der Treiberverstärker ist für die hohen Betriebsfrequenzen entsprechend den Modulationsfrequenzen der zu erzeugenden Hochfrequenzsignale geeignet breitbandig ausgebildet. Weiterhin berücksichtigt seine Auslegung die kapazitive Last, welche insbesondere der einpolige Wechselschalter 504 darstellt. Am Beispiel der in 6 dargestellten Ausführungsform 600 des einpoligen Wechselschalters 504 ist insbesondere die kapazitive Last von Basisanschlüssen von Transistoren des Wechselschalters 504 zu berücksichtigen.
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Der einpolige Wechselschalter 504 hat einen Oszillatoreingang 506, an dem ihm das amplitudenmodulierte Trägersignal in Form des durch den Verstärker 114 bzw. 118 aus 1 amplitudenmodulierten Oszillatorsignals zuführbar ist. Der Wechselschalter 504 hat weiterhin einen Steuersignaleingang 508 sowie einen ersten Signalausgang 510 und einen zweiten Signalausgang 512 Das vom Treiberverstärker 502 verstärkte Basisbandsignal (Multilevel-Inphasensignal bzw. Multilevel-Quadratursignal) wird als Steuersignal am Steuersignaleingang 508 des Wechselschalters 504 empfangen. In Abhängigkeit vom aktuellen Signalzustand des am Steuersignaleingang 508 anliegenden Steuersignals wird als Ausgangssignal des Wechselschalters 504 das Oszillatorsignal an unterschiedlichen Signalausgängen ausgegeben, und zwar je nach Zustand des Steuersignals entweder nur am ersten Signalausgang 510 oder nur am zweiten Signalausgang 512.
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Dem Wechselschalter 504 ist ein Symmetrierglied in Form eines Marchand-Balun 514 nachgeschaltet. Der Marchand-Balun 514 hat einen ersten Eingangsport 516, dem das Ausgangssignal des Wechselschalters 504 über den ersten Signalausgang 510 des Wechselschalters 504 zugeführt ist, wenn nach dem aktuellen Schaltzustand des Wechselschalters dort das Ausgangssignal ausgegeben wird. Einem zweiten Eingangsport 518 des Marchand-Balun ist das Ausgangssignal des Wechselschalters in entsprechender Weise über den zweiten Signalausgang 512 des Wechselschalters 504 zuführbar. Am Ausgangsport 520 des Marchand-Balun ist dann je nach aktuellem Schaltzustand des Wechselschalters 504, also in Abhängigkeit vom Basisbandsignal, das Oszillatorsignal in differentieller Form in einer von zwei unterschiedlichen Phasenlagen abgreifbar. Einzelheiten einer geeigneten Struktur des Marchand-Balun werden weiter unten anhand von 7 und 8 erläutert.
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6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel eines binären digitalen Phasenumtasters 600 zur Erzeugung von Hochfrequenzsignalen im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz. Die Funktionsweise des Phasentasters 600 gleicht der des in 5 dargestellten Phasenumtasters 500. Daher werden die dort schon beschriebenen Komponenten, die in 6 abgesehen von der führenden Ziffer „6“ mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, in der nachfolgenden Beschreibung als bekannt vorausgesetzt. 6 zeigt einige zusätzliche Details einer Implementierungsmöglichkeit eines solchen Phasenumtasters, die nachfolgend beschrieben werden.
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2 zeigt insbesondere Details einer Implementierungsmöglichkeit des einpoligen Wechselschalters 604. Der einpolige Wechselschalter 604 hat eingangsseitig zunächst ein Anpassungsnetzwerk 604.1, dem zwei in Basisschaltung betriebene Bipolartransistoren 604.2 und 604.3 nachgeschaltet sind. Die Bipolartransistoren sind für Hochfrequenzsignale geeignet, also typischerweise als Hochfrequenz-Heterobipolartranistoren ausgeführt, typischerweise in einer SiGe:C-Technologie, wie sie beispielsweise von der Anmelderin hergestellt werden. Die Basisschaltung bedingt eine hohe Isolation im Schalter. An den Basisanschlüssen der beiden Bipolartransistoren 604.2 und 604.3 liegt das vom Treiberverstärker 602 her zugeführte, verstärkte Basisbandsignal an. Die Basisanschlüsse sind über Kapazitäten 604.4 und 604.5 an mit Masse verbunden. Über diese Kapazitäten 604.4 und 604.5 sind auch die beiden Ausgänge des Treiberverstärkers 602 mit Masse verbunden.
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Das jeweilige Basisbandsignal im Inphasenzweig und im Qudraturphasenzweig wird in unterschiedlichen Varianten am Ausgang des Verstärkers entweder als asymmetrisches (single-ended) oder als symmetrisches, also differentielles Signal zugeführt. Letzteres, also eine Zuführung als differentielles Signal ist bevorzugt.
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An den Emitteranschlüssen der Bipolartransistoren 604.2 und 604.3 liegt das über das Anpassungsnetzerk 604.1 zugeführte Oszillatorsignal an. Die Emitteranschlüsse sind über eine Induktivität 604.6 mit Masse verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Bipolartransistoren 604.2 und 604.3 sind jeweils mit einem der Eingangsports des Marchand-Balun 614 verbunden, wodurch die im Zusammenhang mit 5 beschriebene Schaltfunktion des einpoligen Wechselschalters 604 realisiert wird. Der Kollektor des Bipolartransistors 604.2 ist mit dem ersten Eingangsport 616 des Marchand-Balun 614 verbunden, und der Kollektor des Bipolartranistors 604.3 ist mit dem Eingangsport 618 des Marchand-Balun 614 verbunden. Die Phasenlage des lokalen Oszillatorsignals kann so mit dem Phasenumtaster 600 um 180 Grad, beispielsweise zwischen plus 90 Grad und minus 90 Grad umgetastet werden.
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Mit dem erläuterten Design des einpoligen Wechselschalters 604 werden insbesondere eine hohe Schaltgeschwindigkeit, eine hohe Isolation und eine geringe Einfügedämpfung erzielt. Auch wird eine hohe Ausgangsimpedanz erreicht.
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Die Phasenumtaster 500 und 600 zeichnen sich insgesamt durch besonders geringe parasitäre Kapazitäten und Induktivitäten im Frequenzbereich oberhalb von 100 GHz aus, also im Bereich der Millimeter- und Sub-Millimeter-Wellenlängen. So ist vorteilhafterweise auch die Einfügedämpfung eines solchen Phasenumtasters gering. Auf diese Weise gelingt es, die Datenrate einer mit dem Phasenumtaster betriebenen Kommunikationsstrecke zu erhöhen. Auch stehen damit in diesem Frequenzbereich mehr nutzbare Modulationstypen zur Auswahl.
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Nachfolgend werden unter gleichzeitiger Bezugnahme auf die 7 und 8 Einzelheiten einer geeigneten Realisierung des Marchand-Balun 514 bzw. 614 erläutert. Die hier dargestellte, für hohe Frequenzen besonders vorteilhafte, weil fehlerarme Ausführung eines Marchand-Baluns 714 hat einander umgreifende, mit einem zur Signalkopplung geeigneten Abstand voneinander verlaufende U-förmige planare Leitbahnstrukturen (Microstrips) 714.1 und 714.2. Die Leitbahnstruktur des Marchand-Balun 714 ist spiegelsymmetrisch bezüglich einer in der Leitbahnebene verlaufenden Mittelachse M. Eine innere Leitbahnstruktur 714.1 bildet an den Enden der U-Form die zwei Eingangsports 716 und 718, die zur Einkoppung des vom Wechselschalter zugeführten Oszillatorsignals dienen, wobei jedoch wie erläutert im Betrieb des Phasenumtasters zu jedem Zeitpunkt nur jeweils einem der beiden Eingangsports 716, 718 das Oszillatorsignal zugeführt wird. Eine äußere Leitbahnstruktur 714.2 weist zwei nicht leitend verbundene, bevorzugt bezüglich einer Mittelachse der U-Form spiegelsymmetrisch verlaufende Leitbahnen 714.3 und 714.4 auf, die jeweils von den Enden der U-Form ausgehend zu Mitte der U-Form geführt sind und dort in Ausgangsports 720 für den Abgriff eines symmetrischen Hochfrequenzsignals münden. Zwei Kondensatoren 722 und 724 an den Enden der U-Form der äußeren Leitbahnstruktur 714.2 bilden bei den hohen Betriebsfrequenzen einen Kurzschluss zum Massepotential. Der Marchand-Balun ist in einem Anwendungsfall für Millimeterwellen mit einer Mittenfrequenz von 240 GHz ausegelegt, dementsprechend ist die innere Leitbahnstruktur 714.1 als Lambda/2-Struktur und die beiden Leitbahnen 714.3 und 714.4 der äußeren Leitbahnstruktur 714.2 als Lambda/4-Struktur auszulegen. Die charakteristischen Impedanzen der gekoppelten Leitbahnstrukturen betragen für ungerade Moden (odd mode) jeweils 25 Ohm und für gerade Moden (even mode) jeweils 100 Ohm.
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Bevorzugt ist der Marchand-Balun in einem Halbleiterchip in planarer Ausführung mit Leitbahnen realisiert. Der Sendermodulator mit diesen Phasenumtastern in beiden Zweigen ist besonders bevorzugt vollständig auf einem einzigen Halbleiterchips integriert. Im Halbleiterchip können die Marchand-Baluns auf der Bauelementebene oder auf einer Leitbahnebene eines Leitbahnstapels des Chips integriert sein. Die Marchand-Balun sind in einer besonders vorteilhaften Ausführung auf der obersten Leitbahnebene eines Leitbahnstapels eines Halbleiterchips angeordnet.
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Als Marchand-Baluns eignen sich grundsätzlich neben der dargestellten Ausführung auch andere Strukturen, beispielsweise Transformator-Strukturen, welche jedoch aufgrund von vergleichsweise größeren Amplituden- und Phasenfehlern nicht bevorzugt sind.
